DE102017103727A1

DE102017103727A1 - Flussschätzung für eine fehlertolerante Regelung von PMSM-Maschinen für elektrische Servolenkungen

Info

Publication number: DE102017103727A1
Application number: DE102017103727.6A
Authority: DE
Inventors: Prerit Pramod; Rakesh Mitra
Original assignee: Steering Solutions IP Holding Corp
Current assignee: Steering Solutions IP Holding Corp
Priority date: 2016-02-26
Filing date: 2017-02-23
Publication date: 2017-12-14
Anticipated expiration: 2037-02-24
Also published as: US20170250641A1; CN107248829A; US9985564B2; DE102017103727B4; CN107248829B

Abstract

Ein System zum Schätzen einer Flusskopplung in einem Elektromotor umfasst ein Flussschätzmodul, das geschätzte Flusskopplungen auf der Grundlage einer elektromagnetischen Gegenkraft und einer geschätzten Geschwindigkeit des Elektromotors erzeugt, wobei die Flusskopplungen eine Alpha-Flusskopplungskomponente und eine Beta-Flusskopplungskomponente aufweisen, und ein Geschwindigkeitsschätzmodul, das eine geschätzte Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der elektromagnetischen Gegenkraft und der geschätzten Flusskopplungen erzeugt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Elektrische Servolenkungssysteme (EPS-Systeme) verwenden einen Elektromotor, typischerweise eine synchrone Permanentmagnetmaschine (PMSM), um eine Lenkungsunterstützung für den Fahrer bereitzustellen. PMSMs werden unter Verwendung einer gut bekannten Technik geregelt, die feldorientierte Regelung (FOC) genannt wird, die ermöglicht, dass Spannungs- und Stromsignale eines dreiphasigen Motors in äquivalente Signale in einem synchron rotierenden Bezugsrahmen transformiert werden, der allgemein als der DQ-Bezugsrahmen bezeichnet wird, bei dem die Motorspannungen und -ströme zu DC-Größen werden. Die Bezugsrahmentransformation benötigt Informationen über die Absolutposition des Rotors der Maschine, welche gewöhnlich beschafft werden, indem ein physikalischer Positionssensor verwendet wird. Die sensorlose Regelung (SC) bezeichnet diejenige Klasse der Regelungsabläufe, bei denen der Motor ohne einen physikalischen Positionssensor geregelt wird. SC-Verfahren können in zwei große Kategorien eingeteilt werden, nämlich die Verfahren mit direkter Drehmomentregelung (DTC-Verfahren) und die Verfahren mit feldorientierter Regelung (FOC-Verfahren). Während die DTC keinerlei direkte Kenntnis der Position benötigt, stützt sich die FOC auf eine direkte Kenntnis der Position. Im Gegensatz zu ihren sensorbasierten Gegenstücken verwenden SC-FOC-Abläufe Beobachter oder Schätzvorrichtungen, um die Position der Maschine zu beschaffen, jedoch bleibt die globale Regelungsarchitektur identisch wie bei einem sensorbasierten FOC-Ablauf. EPS-Systeme verwenden typischerweise ein sensorbasiertes FOC-System zur Motorregelung, aber die SC bietet eine Alternative mit dem Bereitstellen einer fehlertoleranten Regelung (FTC), um einen Unterstützungsverlust (LoA) zu vermeiden, wenn der Positionssensor ausfällt.
Die meisten SC-Algorithmen benötigen eine Schätzung der Statorflusskopplungen für die Implementierung der Regelung. Bei DTC-Systemen wird die Flussschätzung zur Drehmomentschätzung verwendet, welche dann zusammen mit den Flussschätzwerten verwendet wird, um Gatesignale für den Spannungszwischenkreisumrichter (VSI) direkt zu erzeugen. FOC-Systeme benötigen Flussschätzwerte, um die Geschwindigkeit und die Position der Maschine zu schätzen. Bei Hochleistungsanwendungen wie etwa EPS ist es kritisch, den Statorfluss genau zu schätzen, da Fehler in diesen Größen zu einer direkten Verschlechterung der Leistung des Gesamtantriebssystems führen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
In einigen Ausführungsformen enthält ein System zum Schätzen einer Flusskopplung in einem Elektromotor ein Flussschätzmodul, das geschätzte Flusskopplungen auf der Grundlage einer elektromagnetischen Gegenkraft und einer geschätzten Geschwindigkeit des Elektromotors erzeugt, wobei die Flusskopplungen eine Alpha-Flusskopplungskomponente und eine Beta-Flusskopplungskomponente aufweisen; und ein Geschwindigkeitsschätzmodul, das eine geschätzte Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der elektromagnetischen Gegenkraft und der geschätzten Flusskopplungen erzeugt.
In einigen Ausführungsformen umfasst ein Verfahren zum Schätzen einer Flusskopplung in einem Elektromotor, dass geschätzte Flusskopplungen auf der Grundlage einer elektromagnetischen Gegenkraft und einer geschätzten Geschwindigkeit des Elektromotors erzeugt werden, wobei die Flusskopplungen eine Alpha-Flusskopplungskomponente und eine Beta-Flusskopplungskomponente aufweisen, und dass eine geschätzte Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der elektromagnetischen Gegenkraft und der geschätzten Flusskopplungen erzeugt wird.
Diese und andere Vorteile und Merkmale werden sich aus der folgenden Beschreibung besser ergeben, wenn sie in Verbindung mit den Zeichnungen gelesen wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Der Gegenstand, der als die Erfindung betrachtet wird, wird speziell dargelegt und in den Ansprüchen am Ende der Beschreibung separat beansprucht. Die vorstehenden und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden genauen Beschreibung, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen gelesen wird, in denen:
1 eine beispielhafte schematische Veranschaulichung eines Motorregelungssystems in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen ist;
2 ein beispielhaftes Blockdiagramm eines SC-FCC-Systems in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen ist;
3 ein beispielhaftes Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten des Regelungsmoduls in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen ist;
4 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Flussschätzmodul in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen veranschaulicht;
5 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Flussschätzmodul in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform veranschaulicht;
6 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Kompensatormodul für eine Quadratursignalsignatur in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen veranschaulicht; und
7 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Geschwindigkeitsschätzmodul in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen veranschaulicht.
GENAUE BESCHREIBUNG
Mit Bezug nun auf die Figuren, in denen die Erfindung mit Bezug auf spezielle Ausführungsformen beschrieben wird, ohne diese einzuschränken, veranschaulicht 1 ein Motorregelungssystem 10 in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung. Wie in den beispielhaften Ausführungsformen gezeigt ist, enthält das Motorregelungssystem 10 einen Motor 20, einen Umrichter 22, eine Spannungsversorgung 24 und ein Regelungsmodul 30 (das auch als Controller bezeichnet wird). Die Spannungsversorgung 24 liefert eine Versorgungsspannung V_B an den Motor 20. In einigen Ausführungsformen ist die Spannungsversorgung 24 eine Batterie mit 12 Volt. Es versteht sich jedoch, dass andere Typen von Spannungsversorgungen ebenfalls verwendet werden können. Der Umrichter 22 ist mit dem Motor 20 durch mehrere Verbindungen 32 (z. B. drei Verbindungen) verbunden, die als ”A”, ”B” und ”C” beschriftet sind. In einigen Ausführungsformen ist der Motor 20 ein mehrphasiger PMSM. In diesem Beispiel ist der Motor 20 ein dreiphasiger PMSM. Das Regelungsmodul 30 ist mit dem Motor 20 durch den Umrichter 22 verbunden. Das Regelungsmodul 30 empfängt einen Motordrehmomentbefehl T_CMD von einem System 34, zum Beispiel einem Lenkungsregelungssystem.
Das Regelungsmodul 30 enthält eine Regelungslogik zum Senden von Motorspannungsbefehlen durch den Umrichter 22 an den Motor 20.
Der Motor 20 ist eine Anlage, die durch ein mathematisches Modell in dem DQ-Bezugsrahmen repräsentiert werden kann. Die folgenden Gleichungen können das mathematische Modell repräsentieren: ψ_d = L_dI_d – λ_m ψ_q = L_qI_q T_e = ψ_qI_d – ψ_dI_q V_d = I_dR + λ ._d + ω_eλ_q V_q = I_qR + λ ._q – ω_eλ_d
In den vorstehenden Gleichungen sind λ_d und λ_q Statorflusskopplungen, I_d und I_q sind Ströme, V_d und V_q sind Spannungen und Te ist das elektromagnetische Drehmoment. Die Maschinenparameter sind die Induktivitäten L_d und L_q (die sich mit den Motorströmen verändern), der Widerstand R (der sich mit der Temperatur verändert) und der Magnetfluss λ_m (der sich sowohl mit den Motorströmen als auch mit der Temperatur verändert).
Bei einer Maschine ohne ausgeprägte Pole, etwa einer Maschine mit Oberflächenpermanentmagneten (SPM-Maschine), sind die zwei Maschineninduktivitäten gleich und werden die als die synchrone Induktivität L_S bezeichnet. Die synchrone Induktivität L_S ist gleich L_d und L_q, d. h. L_d = L_q = L_s.
Das Anlagenmodell für eine SPM-Maschine in dem stationären oder αβ-Bezugrahmen ist nachstehend gezeigt, ψ_α = L_sI_α – λ_mcosθ ψ_β = L_sI_β – λ_msinθ T_e = ψ_βI_a – ψ_αI_β V_α = ψ .α + RI_α = E_α + RI_α V_β = ψ ._β + RI_β = E_β + RI_β
Wie vorstehend erwähnt sind λ_α und λ_β Statorflusskopplungen, I_α und I_β sind Ströme und V_α und V_β sind Spannungen.
Die zwei Bezugsrahmen stehen durch die nachstehend gezeigte Park-Transformation miteinander in Beziehung,
2 ist ein beispielhaftes Blockdiagramm eines SC-FCC-Systems. Das nachstehend in weiterem Detail beschriebene Regelungsmodul kann in einem SC-FCC-System implementiert sein. Wie in der Figur gezeigt ist, wird die Position unter Verwendung der Schätzwerte für Fluss und Geschwindigkeit geschätzt. Die gemessenen Phasenströme werden unter Verwendung der Park-Transformation in den DQ-Bezugsrahmen transformiert und ein Stromregler wird verwendet, um die Strombefehle nachzuführen. Die von dem Stromregler berechneten Spannungen werden zusammen mit der geschätzten Position verwendet, um die Tastverhältnisse zu ermitteln, die an den Umrichter angelegt werden sollen.
3 ist ein beispielhaftes Blockdiagramm eines Abschnitts des Regelungsmoduls 30 in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen der Erfindung. Wie gezeigt enthält das Regelungsmodul 30 mehrere Teilmodule, die ein Flussschätzmodul 40 und ein Geschwindigkeitsschätzmodul 42 umfassen, aber nicht darauf beschränkt sind. Wie gezeigt enthält das Regelungsmodul 30 außerdem ein Modul 44 zur Berechnung von Drehmoment- und Flussbefehlen und ein Drehmomentschätzmodul 46.
Das Flussschätzmodul 40 und das Geschwindigkeitsschätzmodul 42 stellen eine genaue und robuste Schätzung von Fluss und Geschwindigkeit bereit. Diese Module können wie hier beschrieben digital implementiert sein und diese Module können zur Optimierung von transienten und stationären Antworten fein abgestimmt sein. Ferner kann auch ein Positionsbeobachter mit einem geschlossenen Kreis zumindest das Flussschätzmodul 40 enthalten. Der Positionsbeobachter mit einem geschlossenen Kreis kann außerdem einen separaten Geschwindigkeitsschätzwert erzeugen. Die verschiedenen Module und Beobachter können bei SC-Abläufen angewendet werden, die sowohl auf DTC als auch auf FOC beruhen. Das Vorgeschlagene kann in Maschinen ohne ausgeprägte Pole im Bereich von sehr niedrigen bis zu sehr hohen Geschwindigkeiten angewendet werden.
EPS-Systeme verwenden einen Motor 20, der mit einem Umrichter 22 wirksam verbunden ist. Der Motor 20 kann ein PMSM sein, um Lenkungsunterstützung für den Fahrer bereitzustellen. Eine Regelungstechnik ist die FOC, die ermöglicht, dass die sinusförmigen Spannungs- und Stromsignale des dreiphasigen Motors in äquivalente Signale in einem synchron rotierenden Bezugsrahmen transformiert werden, der üblicherweise als der DQ-Bezugsrahmen bezeichnet wird, bei dem die Motorspannungen und -ströme zu DC-Größen werden. Die Bezugsrahmentransformation benötigt Informationen über die Absolutposition der Maschine, welche für gewöhnlich unter Verwendung eines physikalischen Positionssensors beschafft werden.
Die SC bezeichnet die Klasse von Regelungsabläufen, bei denen der Motor ohne einen physikalischen Positionssensor geregelt wird. SC-Verfahren können in zwei große Kategorien eingeteilt werden, nämlich die DTC- und die FOC-Verfahren. Während erstere keinerlei direkte Kenntnis der Position benötigen, stützen sich letztere auf eine direkte Kenntnis der Position. Im Gegensatz zu ihren sensorbasierten Gegenstücken verwenden SC-FOC-Abläufe Beobachter oder Schätzvorrichtungen, um die Position der Maschine zu beschaffen, jedoch bleibt die globale Regelungsarchitektur identisch zu einem sensorbasierten FOC-Ablauf. EPS-Systeme verwenden typischerweise ein sensorbasiertes FOC-System zur Motorregelung. Jedoch stellt die SC eine attraktive Alternative zum Bereitstellen der FTC bereit, um den LoA zu vermeiden, wenn der Positionssensor ausfällt.
Die meisten SC-Algorithmen benötigen unabhängig davon, ob sie zur Klasse der FOC oder der DTC gehören, zur Implementierung der Regelung eine Schätzung der Statorflusskopplungen. Bei DTC-Systemen wird die Flussschätzung zur Drehmomentschätzung verwendet, welche dann zusammen mit den Flussschätzwerten verwendet wird, um Gatesignale für den VSI direkt zu erzeugen. Eine allgemeine SC-DTC-Architektur, die bei PMSMs eingesetzt wird, ist in 3 gezeigt.
Auf der Grundlage der vorstehenden Gleichungen, welche den Motor 20 betreffen, können die Flusskopplungen aus der elektromotorischen Gegenkraft (BEMF bzw. Gegen-EMK) geschätzt werden, welche aus den Anschlussspannungen oder befohlenen Spannungen und den gemessenen Strömen der Maschine unter Verwendung der folgenden Gleichungen geschätzt wird.
Die befohlenen Spannungen und die gemessenen Ströme sind durch V_αβ und durch I_αβ repräsentiert, welche beide eine Alpha- und eine Beta-Komponente aufweisen. Folglich enthält E_αβ jeweils die V_αβ (die befohlene Spannung) und die I_αβ (die gemessenen Ströme), beide mit Alpha- und Beta-Komponenten. Es sei angemerkt, dass dann, wenn ein Messwert der tatsächlichen Spannungen, die an den Motor angelegt werden, verfügbar ist, es vorzuziehen ist, diese anstelle der befohlenen Spannungen zu verwenden.
Im s-Bereich kann die Integration geschrieben werden als
Das Flussschätzmodul 40 schätzt Flusskopplungen auf der Grundlage der BEMF-Signale eines Servolenkungsmotors und einer geschätzten Geschwindigkeit des Servolenkungsmotors. Das Flussschätzmodul 40 schätzt Flusskopplungen auf der Grundlage der Motorströme, der Motorspannungen und einer geschätzten Geschwindigkeit des Servolenkungsmotors.
Wie in 4 gezeigt ist, kann das Flussschätzmodul 40 ein Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter (Alpha) 48A und ein Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter (Beta) 48B enthalten. Das Flussschätzmodul 40 kann ferner ein Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter (Alpha) 50A und ein Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter (Alpha) 50B enthalten. Das Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter (Alpha) 48A und das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter (Alpha) 50A können die Alpha-Komponente der BEMF filtern, während das Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter (Beta) 48B und das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter (Beta) 50B die Beta-Komponente der BEMF filtern kann. Obwohl 4 zeigt, dass das Modul 50 mit einem Tiefpassfilter die Ausgabe des Moduls 48 mit einem Hochpassfilter verarbeitet, kann diese Konfiguration umgedreht sein. Folglich können die Flussschätzmodule mit einem Hochpassfilter 48A, 48B die jeweiligen Ausgaben der Flussschätzmodule 50A, 50B mit einem Tiefpassfilter verarbeiten. Die Flussschätzmodule 48A, 48B mit einem Hochpassfilter und die Flussschätzmodule 50A, 50B mit einem Tiefpassfilter können programmierbar sein und arbeiten daher als Funktionen der geschätzten Motorgeschwindigkeit. Im Speziellen können die Flussschätzmodule 48A, 48B mit einem Hochpassfilter und die Flussschätzmodule 50A, 50B mit einem Tiefpassfilter als Funktion der geschätzten Motorgeschwindigkeit individuell programmierbar sein. Die jeweiligen Übertragungsfunktionen G_H(s) und G_L(s) der Flussschätzmodule 48A, 48B mit einem Hochpassfilter und der Flussschätzmodule 50A, 50B mit einem Tiefpassfilter können jeweils wie folgt geschrieben werden,
wobei ω ~_e die geschätzte elektrische Geschwindigkeit des Motors oder die synchrone Frequenz ist. Das Flussschätzmodul 40 trifft auf eine Nicht-Stillstandbedingung zu, und daher muss die Geschwindigkeitseingabe auf eine geeignete Untergrenze begrenzt werden.
Das Flusskopplungs-Schätzmodul 40 von 4 enthält außerdem ein Kompensatormodul 52 für eine Quadratursignalsignatur, das in einer Ausführungsform die jeweiligen Ausgaben der Flussschätzmodule 50A, 50B mit einem Tiefpassfilter empfängt. Wenn die Filtermodule derart fein abgestimmt sind, dass die Verstärkung und die Phase der Verbundstruktur im Wesentlichen nicht identisch zu denjenigen eines Integrierers sind, moduliert das Kompensatormodul 52 für eine Quadratursignalsignatur die gefilterte Ausgabe, um sicherzustellen, dass die Ausgabe des Flussschätzmoduls 40 Eigenschaften eines reinen Integrierers im stationären Zustand nachahmt. Daher kann die in 4 beschriebene Konfiguration eine entkoppelte kaskadierte Struktur sein, bei der die beiden Signalstrecken entkoppelt sind, und auch eine komplementäre Struktur, bei der die beiden Signale verwendet werden, um sich gegenseitig zu korrigieren.
5 veranschaulicht eine andere Ausführungsform eines Flussschätzmoduls. Hier enthält das Flussschätzmodul 40A einen ersten Satz kaskadierter Module 56A, 56B mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung und einen zweiten Satz kaskadierter Module 58A, 58B zusammen mit einem Flussschätzmodul 48A mit einem Hochpassfilter (Alpha) und einem Flussschätzmodul 48B mit einem Hochpassfilter (Beta). Es ist von Bedeutung, dass die Konfiguration aus dem ersten Satz 56A, 56B und dem zweiten Satz 58A, 58B von kaskadierten Modulen mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung und den Flussschätzmodulen 48A, 48B mit einem Hochpassfilter umgedreht werden kann. In diesem Fall sind die Übertragungsfunktionen des Flussschätzmoduls 48A mit einem Hochpassfilter (Alpha) und des Flussschätzmoduls 48B mit einem Hochpassfilter (Beta), welche G_H(s) enthalten, und der zwei Sätze von kaskadierten Modulen mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung, welche G_La(s), G_Lb(s) enthalten, wie folgt, jeweils
Das Flussschätzmodul 48A mit einem Hochpassfilter (Alpha) und das Flussschätzmodul 48B mit einem Hochpassfilter (Beta) sind ausgestaltet, um einen DC-Versatz in der Eingabe zu entfernen und sie sind programmierbar. Die Sätze von Modulen mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung werden benötigt, um eine Phasenverzögerung von π / 2 eines Integrierers bereitzustellen, und außerdem, um die Phasenvoreilung zu kompensieren, die von den Flussschätzmodulen 48A, 48B mit einem Hochpassfilter bereitgestellt wird. Entsprechend wird in dieser Ausführungsform eine Konstruktion mit kaskadierten Modulen mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung (z. B. eine sequentielle Anordnung von Tiefpassfiltern) verwendet.
Das Flussschätzmodul 40A von 4 enthält außerdem ein Kompensatormodul 60A für eine Quadratursignalsignatur. Wenn die Filtermodule derart fein abgestimmt sind, dass die Verstärkung und die Phase der Verbundstruktur im Wesentlichen nicht identisch zu derjenigen eines Integrierers ist, moduliert das Kompensatormodul 60A für eine Quadratursignalsignatur die gefilterte Ausgabe, um sicherzustellen, dass die Ausgabe des Flussschätzmoduls 40A Eigenschaften eines reinen Integrierers im stationären Zustand nachahmt. Daher kann die in 5 beschriebene Konfiguration auch eine entkoppelte kaskadierte Struktur sein, in der die beiden Signalstrecken entkoppelt sind, und außerdem eine komplementäre Struktur sein, bei der die beiden Signale verwendet werden, um sich gegenseitig zu korrigieren.
6 veranschaulicht das Kompensatormodul 60 für eine Quadratursignalsignatur in größerem Detail. Das Kompensatormodul 60 für eine Quadratursignalsignatur kann die Kompensation in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung ausführen
wobei γ das Vorzeichen der Motorgeschwindigkeit ist. Als Beispiel erzeugt die vorstehend erwähnte Beziehung für den Fall eines Moduls mit einem programmierbaren Hochpassfilter und des doppelt kaskadierten Moduls mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung, der in 5 gezeigt ist, die folgenden Korrekturgleichungen. λ_α = λ'_α|ω ~_e|(k_H + k_La + k_Lb – k_Hk_Lak_Lb) – γ|ω ~_e|λ'_β(1 – k_Hk_La – k_Hk_Lb – k_Lak_Lb) λ_β = λ'_β|ω ~_e|(k_H + k_La + k_Lb – k_Hk_Lak_Lb) + γ|ω ~_e|γ'_β(1 – k_Hk_La – k_Hk_Lb – k_Lak_Lb)
Das Kompensatormodul 60 für eine Quadratursignalsignatur von 6 kann auch auf das Kompensatormodul 60A für eine Quadratursignalsignatur angewendet werden, das in 5 gezeigt ist. Folglich kann die Verstärkungskompensation, die von Verstärkungskompensatoren 62, 64 des Kompensatormoduls 60A für eine Quadratursignalsignatur durchgeführt wird, durch Verwenden der folgenden Beziehung durchgeführt werden.
Für den Fall eines Moduls 54 mit einem programmierbaren Hochpassfilter und von zwei Modulen 56, 58 mit einem programmierbaren Tiefpassfilter erster Ordnung, der in 5 gezeigt ist, erzeugt die Beziehung des Kompensatormoduls 60A für eine Quadratursignalsignatur die folgenden Verstärkungskorrekturgleichungen.
Danach kann die Phasenkompensation von λ''_αß zu λ ~_αß unter Verwendung der folgenden Beziehung beschafft werden.
Die Flussschätzmodule 40, 40A von 4 bzw. 5 verwenden die Motorgeschwindigkeit als einen Faktor für die Leistung.
Das Geschwindigkeitsschätzmodul 42 ist in 7 in größerem Detail veranschaulicht. Das Geschwindigkeitsschätzmodul 42 schätzt eine Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der Motorströme, der Motorspannungen und der Flusskopplungsschätzwerte. Die Struktur des Geschwindigkeitsschätzmoduls 42 ist ein auf einer Ableitung beruhender Entwurf und er kann die folgende Gleichung verwenden.
Aus der vorstehenden Gleichung ergibt sich, dass die Versatzfehler in Messwerten Fehler in dem Geschwindigkeitsschätzwert verursachen werden. Ein Filterablauf, der ein programmierbares Hochpassfilter und einen Verstärkungs- und Phasen-Kompensator enthält, welcher die geschätzte Geschwindigkeit auf rekursive Weise verwendet, ist eingebaut, um den DC-Versatz in den gemessenen Signalen zu entfernen. Im Speziellen werden die BEMF-Eingaben gefiltert und dann zum Berechnen der Geschwindigkeit verwendet.
Es wird angemerkt, dass es möglich ist, andere Filterentwürfe zur Vorfilterung der BEMF-Signale zu verwenden, sofern die korrekte Eingabe/Ausgabe-Beziehung beibehalten wird. Für eine allgemeine Filterstruktur sind die Verstärkungs- und Phasen-Beziehungen zwischen den Eingaben und Ausgaben, die sichergestellt werden müssen, nachfolgend erwähnt. E_αβ(jω_e) = Ê_αβ(jω_e)
Als Beispiel können die Filterübertragungsfunktionen B_H(s), B_L(s) wie folgt gewählt werden.
Da die Filterkombination benötigt wird, um die DC-Eingabe zu entfernen und gleichzeitig die ursprüngliche Phase der Eingabe beizubehalten, wird die Beziehung zwischen Skalaren der Grenzfrequenz wie folgt erhalten.
Ferner wird der Verstärkungskompensator B_g(s) so gewählt, dass die ursprüngliche Signalamplitude intakt bleibt, wie nachstehend gezeigt ist. B_g = 1 + k 2 / Hv
Da die Motorgeschwindigkeit grundsätzlich ein Signal mit geringer Bandbreite ist, ist es vorzuziehen, den Schätzwert mit einem Tiefpassfilter mit festgelegter Grenzfrequenz zu filtern, um hochfrequentes Rauschen im Schätzwert auszufiltern. Außerdem ist es möglich, die Geschwindigkeitsschätzung in einem Regelkreis mit geringer Abtastrate auszuführen, um den Durchsatz der Software zu verbessern. Für den Prozess des Absenkens der Abtastrate von der Flussschätzvorrichtung zu der Geschwindigkeitsschätzvorrichtung sollte ein korrekt fein abgestimmtes Anti-Aliasing-Filter verwendet werden.
Eine digitale Implementierung des Schätzmoduls kann Hochleistungsanwendungen ermöglichen, weil eine Differenz in der Größe und der Phase zwischen den zeitkontinuierlichen Filterentwürfen und ihren zeitdiskreten Äquivalenten in den geschätzten Größen signifikante Fehler verursachen kann. Da die interessierende Frequenz für verschiedene vorstehend vorgeschlagene programmierbare Filter die synchrone Frequenz ω_e ist, kann für den Diskretisierungsprozess die bilineare Transformation mit Vorverzerrung (Prewarping) mit einer geschätzten synchronen Frequenz ω ~_e als der kritischen Frequenz verwendet werden. Da mit anderen Worten die Antwort der programmierbaren Filter nur bei der synchronen Frequenz exakt korrekt sein muss, stellt dieses Diskretisierungsverfahren sicher, dass die Frequenzverzerrung in der digitalen Implementierung minimal ist. Dies ist eine andere (und einzigartige) Implementierung des digitalen Systems, da der Diskretisierungsprozess teilweise ”online” erfolgt, da die kritische Frequenz online geschätzt wird. Die Gleichung für die Transformation vom s-Bereich in den z-Bereich ist für die vorgeschlagene Diskretisierung wie folgt gezeigt.
Für alle anderen Filter mit fester Grenzfrequenz kann für die digitale Implementierung die direkte bilineare Transformation verwendet werden. Eine Positionsschätzvorrichtung im geschlossenen Kreis kann mit den vorstehend beschriebenen Schätzvorrichtungen für die Flusskopplung und die Geschwindigkeit verwendet werden, um die Rotorposition zu schätzen.
Der Beobachter im geschlossenen Kreis verwendet eine Rückkopplung der geschätzten Position und korrigiert den synchronen Bezugsrahmen, indem er den Fehler zwischen den gemessenen Strömen und den geschätzten Strömen in dem geschätzten Bezugsrahmen (unter Verwendung der geschätzten Position) auf Null regelt. Wie vorstehend erwähnt wurde, erzeugt die Schätzvorrichtung bei dem Prozess des Berechnens der geschätzten Position außerdem einen Geschwindigkeitsschätzwert.
Die Flussschätzwerte werden zusammen mit der geschätzten Position verwendet, um die Bezugsströme zu berechnen.
Als Nächstes werden die Stromfehler unter Verwendung der Bezugsströme und der gemessenen Ströme berechnet. ΔI_αβ = I_αβ1 – I ~_α
Die Stromfehler werden zusammen mit der geschätzten Position verwendet, um eine Bezugsrahmentransformation auszuführen. ΔI_d = ΔI_αcosθ ~ + ΔI_βsinθ ~ ΔI_q = ΔI_αsinθ ~ – ΔI_βcosθ ~
Einer der Stromfehler, d. h. entweder d oder q, wird gewählt und es wird ein Regler verwendet (das folgende Beispiel zeigt einen einfachen PI-Regler, aber es versteht sich, dass andere Regler verwendet werden können), um das Geschwindigkeitssignal als Schätzwert zu erzeugen.
Die Geschwindigkeit wird dann integriert, um den Positionsschätzwert wie folgt zu erzeugen.
Die aktualisierte Position wird verwendet, um die Stromfehler zu berechnen, welche anschließend verwendet werden, um die Flussfehler wie folgt zu berechnen.
Die Flussfehler werden dann verwendet, um die Flussschätzwerte zur Verwendung im nächsten Durchlauf zu korrigieren. Es wird darauf hingewiesen, dass die Flusskorrekturen nur für die Positionsschätzung gedacht sind, und dass diese von den vorstehend vorgeschlagenen Flusskopplungs- und Geschwindigkeits-Beobachtern entkoppelt ist. Es ist klar, dass diese Schätzvorrichtung ein Beobachter vom Typ Model Reference Adaptive Scheme (MRAS) ist.
Der Begriff ”Modul” oder ”Teilmodul” bezeichnet, so wie er hier verwendet wird, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), eine elektronische Schaltung, einen Prozessor (gemeinsam genutzt, dediziert, oder Gruppe) mit Speicher, der ein oder mehrere Software- oder Firmwareprogramme ausführt, eine kombinatorische Logikschaltung und/oder andere geeignete Komponenten, welche die beschriebene Funktionalität bereitstellen. Bei einer Implementierung in Software kann ein Modul oder ein Teilmodul im Speicher eines nicht vorübergehenden maschinenlesbaren Speichermediums ausgeführt sein, das von einer Verarbeitungsschaltung gelesen werden kann und Anweisungen zur Ausführung durch die Verarbeitungsschaltung speichert, um ein Verfahren auszuführen. Darüber hinaus können die in den Figuren gezeigten Module und Teilmodule kombiniert und/oder weiter unterteilt werden.
Obwohl die Erfindung im Detail in Verbindung mit nur einer begrenzten Anzahl von Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es sich leicht, dass die Erfindung nicht auf diese offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist. Stattdessen kann die Erfindung modifiziert werden, um eine beliebige Anzahl von Variationen, Veränderungen, Ersetzungen oder äquivalenten Anordnungen aufzunehmen, die hier im Vorstehenden nicht beschrieben sind, welche aber mit dem Geist und dem Umfang der Erfindung übereinstimmen. Obwohl verschiedene Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden sind, versteht es sich außerdem, dass Aspekte der Erfindung nur einige der beschriebenen Ausführungsformen enthalten können.
Folglich darf die Erfindung nicht so aufgefasst werden, dass sie auf die vorstehende Beschreibung begrenzt ist.

Claims

System zum Schätzen einer Flusskopplung in einem Elektromotor, wobei das System umfasst: ein Flussschätzmodul, das geschätzte Flusskopplungen auf der Grundlage einer elektromagnetischen Gegenkraft und einer geschätzten Geschwindigkeit des Elektromotors erzeugt, wobei die Flusskopplungen eine Alpha-Flusskopplungskomponente und eine Beta-Flusskopplungskomponente aufweisen; und ein Geschwindigkeitsschätzmodul, das eine geschätzte Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der elektromagnetischen Gegenkraft und der geschätzten Flusskopplungen erzeugt.
System nach Anspruch 1, wobei das Flussschätzmodul enthält: ein Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter, das das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft filtert, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird; ein Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter, das die Hochpassausgabe filtert, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird, wobei das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter ein Filter zweiter Ordnung ist, wobei das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter mehrere Filter erster Ordnung enthalten kann; und ein Kompensatormodul für eine Quadratursignalsignatur, das die Flusskopplung auf der Grundlage der Tiefpassfilterausgabe und der geschätzten Motorgeschwindigkeit erzeugt.
System nach Anspruch 2, wobei das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter und das Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter unter Verwendung einer bilinearen Funktion mit Vorverzerrung digital implementiert sind, welche die geschätzte Motorgeschwindigkeit als kritische Frequenz verwendet.
System nach Anspruch 2, wobei das Kompensatormodul für eine Quadratursignalsignatur auf der Grundlage eines Vorzeichens der geschätzten Motorgeschwindigkeit kompensiert.
System nach Anspruch 2, wobei das Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter und das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter als Funktionen der geschätzten Motorgeschwindigkeit arbeiten.
System nach Anspruch 1, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul enthält: ein Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Hochpassfilter, das das Signal der elektromotorischen Gegenkraft filtert, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird; ein Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter, das die Hochpassausgabe filtert, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter ein Filter erster Ordnung ist.
System nach Anspruch 6, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter und das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Hochpassfilter unter Verwendung einer bilinearen Funktion mit Vorverzerrung digital implementiert sind, welche die geschätzte Motorgeschwindigkeit als kritische Frequenz verwendet.
System nach Anspruch 1, wobei das Flussschätzmodul enthält: ein Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter, das das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft mit einem Filter zweiter Ordnung filtert, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird; ein Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter, das die Tiefpassausgabe filtert, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird; und ein Kompensatormodul für eine Quadratursignalsignatur, das die Flusskopplung auf der Grundlage der Hochpassausgabe erzeugt.
System nach Anspruch 8, wobei das Flussschätzmodul mit einem Tiefpassfilter und das Flussschätzmodul mit einem Hochpassfilter unter Verwendung einer bilinearen Funktion mit Vorverzerrung digital implementiert sind, welche die geschätzte Motorgeschwindigkeit als kritische Frequenz verwendet.
System nach Anspruch 1, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul enthält: ein Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter, das das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft filtert, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter ein Filter erster Ordnung ist; und ein Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Hochpassfilter, das die Tiefpassausgabe filtert, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird.
System nach Anspruch 10, wobei das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Tiefpassfilter und das Geschwindigkeitsschätzmodul mit einem Hochpassfilter unter Verwendung einer bilinearen Funktion mit Vorverzerrung digital implementiert sind, welche die geschätzte Motorgeschwindigkeit als kritische Frequenz verwendet.
Verfahren zum Schätzen einer Flusskopplung in einem Elektromotor, wobei das Verfahren umfasst, dass: geschätzte Flusskopplungen auf der Grundlage einer elektromagnetischen Gegenkraft und einer geschätzten Geschwindigkeit des Elektromotors erzeugt werden, wobei die Flusskopplungen eine Alpha-Flusskopplungskomponente und eine Beta-Flusskopplungskomponente aufweisen; und eine geschätzte Motorgeschwindigkeit auf der Grundlage der elektromagnetischen Gegenkraft und der geschätzten Flusskopplungen erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Erzeugen der geschätzten Flusskopplungen umfasst, dass: das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft gefiltert wird, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird; die Hochpassausgabe gefiltert wird, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird, wobei das Filtern mit einem Filter zweiter Ordnung ausgeführt wird, das mehrere Filter erster Ordnung enthält; und die Flusskopplung auf der Grundlage der Tiefpassausgabe und der geschätzten Motorgeschwindigkeit erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Erzeugen der geschätzten Flusskopplungen umfasst, dass: das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft mit einem Filter zweiter Ordnung gefiltert wird, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird; die Tiefpassausgabe gefiltert wird, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird; und ein Kompensatormodul für eine Quadratursignalsignatur [verwendet wird], das die Flusskopplung auf der Grundlage der Hochpassausgabe erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Filtern unter Verwendung einer bilinearen Funktion mit Vorverzerrung digital implementiert wird, die die geschätzte Motorgeschwindigkeit als kritische Frequenz verwendet.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Erzeugen der geschätzten Motorgeschwindigkeit umfasst, dass: das Signal der elektromagnetischen Gegenkraft mit einem Filter erster Ordnung gefiltert wird, wodurch eine Tiefpassausgabe erzeugt wird; und die Tiefpassausgabe mit einem Tiefpassfilter gefiltert wird, wodurch eine Hochpassausgabe erzeugt wird.