DE102021111048B4 - Bandbreiten-aufteilende oberwellenregelung zur verbesserung des akustischen verhaltens eines elektrischen antriebssystems - Google Patents

Abstract

Ein elektrisches Antriebssystem (11), umfassend:ein Batteriepaket (16);eine rotierende elektrische Maschine (14), die mit einer Last gekoppelt ist;ein Traktionsleistungs-Wechselrichtermodul (20), TPIM, das mit dem Batteriepaket (16) und der rotierenden elektrischen Maschine (14) verbunden ist; undeine Steuerung (50), die mit dem TPIM (20) kommuniziert und konfiguriert ist zum:Empfangen, über einer bandbreitenaufteilenden Oberschwingungskompensationssteuerung, HCR, der Steuerung, eines Soll-Drehmoments und einer Drehzahl der elektrischen Maschine (14); Berechnen, über die HCR, eines dq-Oberschwingungskompensationsstroms(IdqHx∗)und einer dq-Oberschwingungskompensationsspannung(VdqHx∗)für eine oder mehrere vorbestimmte Oberschwingungsordnungen unter Verwendung des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl als Reaktion auf einen Satz von Freigabebedingungen, wobei der Oberschwingungskompensationsstrom(IdqHx∗)und die Oberschwingungskompensationsspannung(VdqHx∗)so konfiguriert sind, dass sie die Drehmomentwelligkeit und die Stromwelligkeit in der einen oder mehreren vorbestimmten Oberschwingungsordnungen aufheben;Addieren des dq-Oberschwingungskompensationsstroms und der dq-Oberschwingungskompensationsspannung(VdqHx∗)zu einem dq-Strombefehl(Idq∗)bzw. einem dq-Spannungsbefehl(Vdq∗),um einen eingestellten dq-Strombefehl(Idq∗)und einen eingestellten dq-Spannungsbefehl(Vdq∗)zu erzeugen; undSteuern des Betriebs der elektrischen Maschine unter Verwendung des eingestellten dq-Strombefehls(Idq∗)und des eingestellten dq-Spannungsbefehls(Vdq∗),wobei die eine oder mehrere vorbestimmte Oberschwingungsordnungen mehrere Oberschwingungsordnungen umfassen und wobei der HCR-Logikblock so konfiguriert ist, dass er den dq-Oberschwingungskompensationsstrom(IdqHx∗)für jede der mehreren Oberschwingungsordnungen und die dq-Oberschwingungskompensationsspannung(VdqHx∗)für jede der mehreren Oberschwingungsordnungen addiert, um den Oberschwingungskompensationsstrom(IdqHx∗)bzw. die Oberschwingungskompensationsspannung(VdqHx∗)zu erzeugen.

Description

• EINLEITUNG
• Rotierende elektrische Maschinen werden in Fahrzeugantrieben und anderen elektrischen Antriebssystemen eingesetzt, um das Motordrehmoment an eine gekoppelte Last abzugeben. In einer elektrischen Maschine vom Radialfluss-Typ mit einem Rotor und einem gewickelten Stator ist der Rotor vom Stator umschlossen und durch einen radialen Luftspalt von diesem getrennt. Der Rotor und eine integral verbundene Rotorwelle drehen sich gemeinsam, wenn die Feldwicklungen des Stators nacheinander durch eine Hochspannungsstromversorgung, typischerweise in Form eines Wechselrichters und einer Hochspannungsbatterie, erregt werden. Das von der erregten elektrischen Maschine erzeugte Motordrehmoment wird auf die gekoppelte Last übertragen, um Arbeit zu verrichten, z. B. Strom zu erzeugen, einen Verbrennungsmotor anzukurbeln und zu starten und/oder ein oder mehrere Laufräder, Propellerblätter, Antriebsriemen oder andere gekoppelte mechanische Lasten je nach Anwendung anzutreiben.
• Räumliche Flussoberschwingungen und Nichtlinearitäten des Wechselrichters können dazu führen, dass in einem elektrischen Antriebssystem Perioden mit unerwünschter Drehmoment- und Stromwelligkeit auftreten. Die kollektiven Welligkeit-Phänomene, die oft durch mechanische Konstruktionsfaktoren wie Stator-Rotor-Fehlstellung erzeugt werden, neigen dazu, mit der Antriebsstrangdynamik zu interagieren, um unerwünschte Antriebsstrangvibrationen und andere Geräusch-, Vibrations- und Harshness-Effekte (NVH) zu erzeugen. Die Drehmomentwelligkeit bezieht sich insbesondere auf periodische Schwankungen des Gesamtausgangsdrehmoments eines Motors, wobei sich das Gesamtausgangsdrehmoment aus dem durchschnittlich erzeugten Ausgangsdrehmoment des Motors und einer zugehörigen Drehmomentwelligkeit zusammensetzt. In ähnlicher Weise beschreibt die Stromwelligkeit drehungsbedingte Pulsationen eines Motorantriebsstroms, der in die oben erwähnten Statorfeldwicklungen eingespeist wird. Die Stromwelligkeit neigt dazu, die oben genannten NVH-Effekte der Drehmomentwelligkeit aufgrund von Faktoren wie stromwelligkeitsinduzierten elektromagnetischen Störungen und akustischen Geräuschen zu verstärken.
• US 7 952 308 B2 beschreibt Verfahren und Vorrichtungen zum Reduzieren von Drehmomentwelligkeit in einem Permanentmagnetmotorsystem, das einen mit einem Wechselrichter gekoppelten Permanentmagnetmotor umfasst. Das Verfahren umfasst die Schritte des Empfangens eines Drehmomentbefehls, des Erzeugens eines Signals zur Reduzierung der Drehmomentwelligkeit als Reaktion auf den Drehmomentbefehl, des Modifizierens von Betriebssteuersignalen als Reaktion auf das Signal zur Reduzierung der Drehmomentwelligkeit, um Betriebssteuersignale mit reduzierter Welligkeit zu erzeugen, und des Bereitstellens des Betriebs mit reduzierter Welligkeit Steuersignale an den Wechselrichter zur Steuerung des Permanentmagnetmotors.
• BESCHREIBUNG
• Hier werden Systeme, zugehörige Steuerlogik und Verfahren zur Steuerung des Betriebs einer rotierenden elektrischen Maschine innerhalb eines elektrischen Antriebssystems vorgestellt, mit der Absicht, mehrere harmonische Ordnungen der oben beschriebenen Drehmomentwelligkeit und Stromwelligkeit zu reduzieren oder idealerweise auszulöschen. Weitere angestrebte Vorteile sind die Reduzierung von akustischen Geräuschen und anderen mechanischen Geräusch-, Vibrations- und Harshness-Effekten (NVH) oder, falls gewünscht, die Einführung eines bestimmten akustischen Tons in einer bestimmten harmonischen Ordnung, um von einer bestehenden harmonischen Ordnung abzulenken oder sie zu ergänzen. Die vorliegenden Steuerungslösungen sind daher in hohem Maße anpassbar, um die Oberwellenbehandlung innerhalb des elektrischen Antriebssystems anwendungsgerecht zu regeln.
• Die hier dargelegten Lehren ermöglichen eine Bandbreitenaufteilung eines Oberschwingungsreglers, d. h. eines Logikblocks einer residenten Steuerung, der letztlich die Erzeugung und Abgabe von Spannungsbefehlen an die elektrische Maschine steuert. Die hierin beschriebenen Lösungen ermöglichen auch eine selektive Einspeisung eines Oberschwingungstons bei vorbestimmten Oberschwingungsordnungen, wie oben erwähnt, zur Regulierung des akustischen Verhaltens des elektrischen Antriebssystems. Insbesondere wird in der vorliegenden Lehre eine Bandbreitenaufteilung der Oberschwingungsregler entweder in einer Stromdomäne oder einer Magnetflussdomäne verwendet, um eine konfigurierbare Steuerungstopologie bereitzustellen, d. h. eine, die so abgestimmt werden kann, dass sie eine oder mehrere Oberschwingungen höherer Ordnung an einem gegebenen Drehmoment-Drehzahl-Betriebspunkt anspricht, wie hier dargelegt.
• Motorsteuerungssysteme bieten im Allgemeinen eine relativ schwache Dämpfung von Oberschwingungen höherer Ordnung und damit verbundenen Drehmomentstörungen und arbeiten in der Regel mit niedrigen Maschinendrehzahlen. Typische Steuerungslösungen für elektrische Antriebe verwenden beispielsweise einen Synchronrahmenfilter in Kombination mit einem Proportional-Integral/PI-Regler, der in einer niedrigen Bandbreite arbeitet, um eine Oberschwingungsstromregelung durchzuführen, ohne die Variation der Maschinenparameter im harmonischen Referenzrahmen zu erfassen. Zusätzlich versuchen solche Ansätze, unerwünschte Drehmomentwelligkeit über die Übertragung von Oberschwingungsstrombefehlen zu unterdrücken, ohne die Variation des Flusses im harmonischen Bezugsrahmen als Funktion des Ausgangsdrehmoments zu erfassen.
• Im Gegensatz dazu sollen die hier im Detail beschriebenen Lösungen mit Hilfe des oben erwähnten bandbreitenaufteilenden Oberschwingungsreglers bei deutlich höheren Maschinendrehzahlen arbeiten. Der hier verwendete Begriff „Bandbreitenaufteilung“ bezieht sich auf die gezielte Aufteilung einer verfügbaren Bandbreite auf mehrere verschiedene Oberschwingungsordnungen, z. B. 3., 6. und/oder 12. Im Rahmen der Offenbarung ermöglicht die vorliegende Bandbreitenaufteilungs-Regelstrategie eine Kombination von Reglern mit unterschiedlichen Bandbreiten und Frequenzverlaufsvariationen, um eine höhere Bandbreite zu erreichen und höhere Störunterdrückungseigenschaften im Vergleich zu bestehenden Ansätzen zu bieten. Ein Ergebnis der Bandbreitenaufteilung, die durch die vorliegende Offenbarung ermöglicht wird, ist die Fähigkeit, phasenverzögerungsfrei und ohne Gleichstromkomponentenfehler zu arbeiten.
• Es ist bekannt, dass räumliche Oberschwingungen dazu neigen, eine Fluktuation der Magnetflusskomponenten entlang der direkten Achse (d-Achse) und der Quadraturachse (q-Achse) einer rotierenden elektrischen Maschine zu induzieren. Zu den dominanten Fluktuationsfrequenzen gehört in der Regel eine Oberwelle 6. Ordnung, was aber nicht unbedingt der Fall sein muss. Der vorliegende Ansatz ermöglicht daher eine anwendungsspezifische Abstimmung der harmonischen und akustischen Leistung, um die Auswirkungen der Oberwelle 6. Ordnung und/oder anderer gezielter problematischer harmonischer Ordnungen zu reduzieren und/oder auszulöschen, wobei der offenbarte Ansatz der Bandbreitenaufteilung eine solche Abstimmbarkeit der harmonischen Leistung erleichtert.
• Die vorliegende konfigurierbare Steuerungsanordnung in den verschiedenen Ausführungsformen arbeitet als Funktion des Gesamtausgangsdrehmoments und der Dreh-/Winkeldrehzahl der elektrischen Maschine, in diesem Fall ein elektrischer Hochspannungs-Traktionsmotor, mit möglicher betriebspunktbasierter Variation eines eingespeisten Phasenwinkels, um die Variation des magnetischen Flusses in einem harmonischen Bezugsrahmen als Funktion des Lastdrehmoments zu berücksichtigen. Darüber hinaus kann der vorliegende Ansatz verwendet werden, um Strombefehle für die d-Achse und die q-Achse so zu gestalten, dass sie einer in Echtzeit variierenden Drehmomentkurve anstelle einer konstanten Kurve für das maximale Drehmoment pro Ampere (MTPA) auf herkömmliche Weise folgen.
• Hierin wird ein Verfahren zur Steuerung des Betriebs einer rotierenden elektrischen Maschine beschrieben. Die erfindungsgemäße Ausführungsform des vorliegenden Verfahrens umfasst den Empfang eines befohlenen Drehmoments und einer Drehzahl der elektrischen Maschine über einen Logikblock eines Oberwellenkompensationsreglers (HCR) einer bordseitigen elektronischen Steuereinheit/Regelung. Das Verfahren umfasst die Berechnung eines dq-Oberschwingungskompensationsstroms und einer dq-Oberschwingungskompensationsspannung über den HCR-Logikblock in Reaktion auf einen Satz von Freigabebedingungen. Dies erfolgt für vorbestimmte Oberschwingungsordnungen unter Verwendung des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl, wobei der Oberschwingungskompensationsstrom und die Oberschwingungsspannung so konfiguriert sind, dass sie die Drehmomentwelligkeit und die Stromwelligkeit in den vorbestimmten Oberschwingungsordnungen ausgleichen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Addieren des Oberwellenkompensationsstroms und der Oberwellenkompensationsspannung zu einem Gleichstrombefehl bzw. einem Gleichspannungsbefehl, um einen eingestellten Gleichstrombefehl und einen eingestellten Gleichspannungsbefehl zu erzeugen. Das Verfahren umfasst anschließend die Steuerung des Betriebs der elektrischen Maschine unter Verwendung des eingestellten Gleichstrombefehls und des eingestellten Gleichspannungsbefehls.
• Der HCR-Logikblock kann den dq-Oberschwingungskompensationsstrom für jede der Oberschwingungsordnungen und die dq-Oberschwingungskompensationsspannung für jede der Oberschwingungsordnungen addieren, um den Oberschwingungskompensationsstrom bzw. die Oberschwingungskompensationsspannung zu erzeugen.
• Das Verfahren kann zusätzlich die Erzeugung des dq-Strombefehls über einen Drehmoment-zu-Strom-Logikblock der Steuerung als Funktion des befohlenen Drehmoments, der Drehzahl und des Zwischenkreisspannungspegels umfassen.
• Der Drehmoment-zu-Strom-Logikblock kann optional als Nachschlagetabelle ausgeführt werden, die durch das befohlene Drehmoment, die Drehzahl und den Zwischenkreisspannungspegel indiziert oder referenziert wird.
• In einigen Ausführungsformen ist die elektrische Maschine mit einem Antriebsstromrichtermodul (TPIM) verbunden. In diesem Fall umfasst das Verfahren das Subtrahieren eines tatsächlichen Gleichstroms der elektrischen Maschine von dem eingestellten Gleichstrombefehl, um einen Gleichstromfehlerwert abzuleiten, das Erzeugen des eingestellten Gleichspannungsbefehls über den HCR-Logikblock unter Verwendung des Gleichstromfehlerwertes und das Umwandeln des eingestellten Gleichspannungsbefehls in Phasenstrombefehle. Das Verfahren umfasst anschließend die Bereitstellung der Phasenstrombefehle an das TPIM, um die elektrische Maschine zu erregen.
• Der hier betrachtete HCR-Logikblock kann einen Vorwärtskompensationsgenerator für Oberschwingungen (FF HC-GEN) und einen Oberschwingungskompensationsregler (HC-REG) enthalten. Das Verfahren in einer solchen Ausführungsform kann die Bestimmung und Ausgabe des dq-Oberschwingungskompensationsstroms über den HC-REG-Logikblock, die Bestimmung und Ausgabe der dq-Oberschwingungskompensationsspannung über den HC-REG-Logikblock und die Rampenbildung des dq-Oberschwingungskompensationsstroms über einen Skalierungsblock des FF HC-GEN-Logikblocks umfassen.
• Der FF-HC-GEN-Logikblock in einer solchen Konfiguration kann eine Nachschlagetabelle für die Stromgröße enthalten, die so konfiguriert ist, dass sie separate Oberwellenkompensationsströme für die d-Achse und die q-Achse bereitstellt, sowie eine Nachschlagetabelle für die Phaseninjektion, die so konfiguriert ist, dass sie eine Phaseneinstellung für die Oberwellenkompensation bereitstellt. Der FF HC-GEN-Logikblock kann auch einen Nullblock enthalten, wobei das Verfahren das selektive Nullsetzen der separaten d-Achsen- und q-Achsen-Oberschwingungskompensationsströme über den Nullblock als eine Funktion des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl umfasst.
• Als Teil des vorliegenden Verfahrens kann der HC-REG-Logikblock mehrere separate Regelschleifen für jede entsprechende der Oberschwingungsordnungen enthalten, wobei jede der Schleifen wählbare Proportional- und Integralverstärkungsblöcke und einen Frequenzkorrekturblock aufweist. Das Ermitteln und Ausgeben der dq-Oberschwingungskompensationsspannung über den HC-REG-Logikblock kann das Berechnen einer jeweiligen oberschwingungsspezifischen dq-Oberschwingungskompensationsspannung für jede der Oberschwingungsordnungen und das Addieren der jeweiligen oberschwingungsspezifischen dq-Oberschwingungskompensationsspannungen umfassen, um dadurch die dq-Oberschwingungskompensationsspannung zu erzeugen.
• Einige Ausführungsformen des Verfahrens können die Einspeisung eines hörbaren Tons in einer vorgegebenen harmonischen Ordnung unter Verwendung des HCR-Logikblocks beinhalten.
• Der HCR-Logikblock kann optional in der Magnetflussdomäne arbeiten. In einer solchen Ausführungsform kann das Verfahren die Übersetzung des dq-Oberschwingungskompensationsstroms vom FF HC-GEN-Logikblock in einen dq-Oberschwingungskompensationsfluss und die Berechnung eines dq-Oberschwingungskompensationsflussfehlerwerts umfassen. Zusätzliche Aktionen, die als Teil des Verfahrens durchgeführt werden, können die Übertragung des dq Oberschwingungskompensationsfluss-Fehlerwerts an den HF-REG-Logikblock sowie die Bestimmung und Ausgabe der dq Oberschwingungskompensationsspannung über den HC-REG-Logikblock unter Verwendung des dq Oberschwingungskompensationsfluss-Fehlerwerts umfassen.
• Ein elektrisches Antriebssystem wird hier ebenfalls offengelegt. In einer möglichen Konfiguration umfasst das elektrische Antriebssystem einen Batteriepaket, eine rotierende elektrische Maschine, die mit einer Last gekoppelt ist, ein TPIM, das mit dem Batteriepaket und der rotierenden elektrischen Maschine verbunden ist, und eine Steuerung, die mit dem TPIM kommuniziert. Die Steuerung ist so konfiguriert, dass sie das oben zusammengefasste Verfahren ausführt.
• Die oben genannten und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Ausführungsformen und bevorzugten Ausführungsformen zur Durchführung der Offenbarung leicht ersichtlich sein, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Figuren und beigefügten Ansprüchen genommen werden.
• Figurenliste
• 1 ist eine schematische Darstellung eines beispielhaften Kraftfahrzeugs mit einem elektrischen Antriebssystem und einer Steuerung, die so konfiguriert ist, dass sie ein hier beschriebenes Verfahren ausführt.
• 2 ist ein schematisches Steuerlogikdiagramm, das eine Ausführungsform zur Implementierung des vorliegenden Verfahrens beschreibt.
• 3 und 4 zeigen einen Logikblock zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen in Vorwärtsrichtung bzw. einen Logikblock zur Regelung von Oberschwingungsströmen mit Bandbreitenaufteilung, wobei beide Logikblöcke als Teil der in 2 dargestellten Steuerlogik verwendet werden können.
• 5 und 6 sind Diagramme der Flussverknüpfung (vertikale Achse) gegen den elektrischen Winkel (horizontale Achse), die einen Aspekt der Offenbarung beschreiben, der eine Betriebspunktvariation des Einspritzphasenwinkels ermöglicht.
• 7 ist eine alternative Ausführungsform der Implementierung aus 2, bei der die Oberwellenkomponenten im Flussbereich und die Grundwellenkomponenten im Strombereich geregelt werden.
• 8 ist eine alternative Ausführungsform der Implementierung aus 7, bei der Oberwellen- und Grundwellenkomponenten im Flussbereich gesteuert werden.
• 9 ist ein alternativer Logikblock einer Oberwellenstromsteuerung mit Bandbreitenaufteilung, der mit der Konfiguration von 8 verwendet werden kann.
• 10 und 11 sind repräsentative Ausführungsformen von Fluss-zu-Strom-Nachschlagetabellen, die als Teil des vorliegenden Verfahrens verwendet werden können.
• 12 und 13 sind repräsentative Diagramme der Schwingungsreduzierung bzw. der Geräuschreduzierung im Verhältnis zu den Ausgangswerten.
• DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
• Die vorliegende Offenbarung kann in vielen verschiedenen Formen verwirklicht werden. Repräsentative Beispiele der Offenbarung sind in den Zeichnungen dargestellt und hier im Detail als nicht einschränkende Beispiele der offengelegten Prinzipien beschrieben. Zu diesem Zweck sollten Elemente und Beschränkungen, die in den Abschnitten „Zusammenfassung“, „Einleitung“, „Beschreibung“ und „Detaillierte Beschreibung“ beschrieben, aber nicht ausdrücklich in den Ansprüchen aufgeführt sind, nicht in die Ansprüche aufgenommen werden, weder einzeln noch gemeinsam, weder durch Implikation noch durch Schlussfolgerung noch auf andere Weise.
• Für die Zwecke der vorliegenden Beschreibung schließt die Verwendung des Singulars, sofern nicht ausdrücklich ausgeschlossen, den Plural ein und umgekehrt, die Begriffe „und“ und „oder“ gelten sowohl im Konjunktiv als auch im Disjunktiv, „jeder“ und „alle“ bedeuten „jeder und alle“, und die Wörter „einschließlich“, „enthaltend“, „umfassend“, „mit“ und dergleichen bedeuten „einschließlich ohne Einschränkung“. Darüber hinaus können Wörter der Annäherung wie „etwa“, „fast“, „im Wesentlichen“, „im Allgemeinen“, „ungefähr“ usw. hier im Sinne von „bei, nahe oder fast bei“ oder „innerhalb von 0-5 % von“ oder „innerhalb akzeptabler Fertigungstoleranzen“ oder logischen Kombinationen davon verwendet werden.
• Unter Bezugnahme auf die Figuren, in denen sich gleiche Bezugsziffern auf gleiche Komponenten beziehen, zeigt 1 schematisch ein Kraftfahrzeug 10 mit einem elektrischen Antriebssystem 11, das wie hier beschrieben konfiguriert ist. Das elektrische Antriebssystem 11 umfasst eine rotierende elektrische Maschine (ME) 14, deren Betrieb in Echtzeit durch Steuersignale (Pfeil CCO) von einer Onboard-Steuerung (C) 50 geregelt und gesteuert wird. Anweisungen 100 zur Implementierung der Steuerlogik 50L, 150L oder 250L, die im Folgenden unter Bezugnahme auf die 2-13 beschrieben werden, sind im Speicher (M) der Steuerung 50 aufgezeichnet und werden von einem oder mehreren Prozessoren (P) ausgeführt, um die hier beschriebenen Vorteile zu erzielen.
• Beispielhaft und nicht einschränkend sind solche Vorteile die Glättung der Ausgangsdrehmomenterzeugung und die Dämpfung akustischer Geräusche im laufenden Betrieb des elektrischen Antriebssystems 11. Die Steuerung 50 erreicht solche Ziele durch die unten beschriebene Bandbreitenaufteilung der Oberwellensteuerung mit einer gezielten Auslöschung mehrerer vorgegebener Drehmoment- und Stromwelligkeit-Oberwellenordnungen sowie einer gezielten Variation eines Einspritzphasenwinkels. Weitere Vorteile des vorliegenden Regelschemas mit Bandbreitenaufteilung sind die Möglichkeit der gezielten Einspeisung eines vorgegebenen akustischen Tons bei einer bestimmten Oberwellenordnung. Im Kraftfahrzeug 10 von 1 kann beispielsweise ein hörbarer Ton bei einer niedrigeren harmonischen Ordnung, z. B. einer 1. oder 3. harmonischen Ordnung, eingeführt werden, um einen Bediener des Kraftfahrzeugs 10 akustisch von akustischen und/oder mechanischen Geräuschen abzulenken, die bei einer anderen, vielleicht höherwertigen harmonischen Ordnung, wie einer 6. oder 12. harmonischen Ordnung, entstehen, und/oder um eine andere harmonische Ordnung zu ergänzen, die während des drehmomenterzeugenden Betriebs der elektrischen Maschine 14 erzeugt wird.
• Die Steuerung 50 von 1 kann als eine oder mehrere elektronische Steuereinheiten oder Rechenknoten ausgeführt sein, die auf Eingangssignale reagieren (Pfeil CCIN). Die Steuerung 50 umfasst anwendungsspezifische Mengen des Speichers (M) und einen oder mehrere der Prozessoren (P), z. B. Mikroprozessoren oder Zentraleinheiten, sowie weitere zugehörige Hardware und Software, z. B. eine digitale Uhr oder einen Timer, Eingangs-/Ausgangsschaltungen, Pufferschaltungen usw. Der Speicher (M) kann ausreichende Mengen an Festwertspeicher enthalten, z. B. magnetischen oder optischen Speicher. Der Begriff „Steuerung“, wie er hier der Einfachheit halber verwendet wird, kann ein oder mehrere elektronische Steuermodule, Einheiten, Prozessoren und zugehörige Hardwarekomponenten umfassen, einschließlich der in den 2-4, 7 und 8 dargestellten Logik 50L, 150L oder 250L, anwendungsspezifischer integrierter Schaltungen (ASICs), Systems-on-a-Chip (SoCs), elektronischer Schaltungen und anderer Hardware, die zur Bereitstellung der programmierten Funktionalität erforderlich ist.
• Weiterhin ist in Bezug auf das in 1 dargestellte elektrische Antriebssystem 11 eine beispielhafte Ausführungsform der elektrischen Maschine 14 dargestellt, bei der ein Stator 14S koaxial zu einem Rotor 14R in einer Radialflussanordnung angeordnet ist. Der Stator 14S umschreibt somit den Rotor 14R. Allerdings können andere Ausführungsformen der elektrischen Maschine 14 im Rahmen der Offenbarung verwendet werden, einschließlich der axialen Fluss-Typ-Maschinen, und daher ist die vereinfachte repräsentative Ausführungsform der elektrischen Maschine 14 von 1 illustrativ für nur eine mögliche Konstruktion.
• In der repräsentativen Ausführungsform von 1 ist die elektrische Maschine 14 ein mehrphasiger Wechselstrom-Traktionsmotor, der zur Erzeugung eines Gesamtausgangsdrehmoments (Pfeil TO) und zur Übertragung desselben auf ein mit dem Rotor 14R gekoppeltes Ausgangsglied 17 dient. In dem beispielhaften Kraftfahrzeug 10 ist das Abtriebselement 17 über eine oder mehrere Antriebsachsen 19 mit einem oder mehreren Laufrädern 15 verbunden, wobei das Abtriebsdrehmoment (Pfeil T_O) die Drehung der Laufräder 15 zum Zweck des Antriebs des Kraftfahrzeugs 10 antreibt. Andere mögliche Anordnungen können die elektrische Maschine 14 direkt auf einem oder mehreren der einzelnen Straßenräder 15 oder in unmittelbarer Nähe zu platzieren, und / oder die elektrische Maschine 14 kann zu Zeiten als ein elektrischer Generator für die elektrische Versorgung anderer Komponenten an Bord des Kraftfahrzeugs 10 verwendet werden, und daher ist die dargestellte Konfiguration von 1 beispielhaft für die vorliegende Lehre und nicht begrenzt.
• Wenn die elektrische Maschine 14 als ein mehrphasiges Wechselstromgerät konfiguriert ist, wie es typisch für Antriebsanwendungen im Automobilbereich ist, erfordert die Erregung der entsprechenden Feldwicklungen (nicht dargestellt) des Stators 14S die Bereitstellung von Eingangsleistung von einer Bordstromversorgung. Zu diesem Zweck kann das elektrische Antriebssystem 11 eine Hochspannungsbatterie (BHV) 16, z.B. eine mehrzellige wiederaufladbare Lithium-Ionen-Konstruktion oder eine andere geeignete Batteriechemie, enthalten. Während sich der Begriff „Hochspannung“ auf typische 12-15V Hilfs-/Niederspannungspegel bezieht und somit „Hochspannung“ Spannungspegel darüber hinaus beinhalten kann, können beispielhafte Hybrid-Elektrofahrzeug (HEV)- oder Vollbatterie-Elektrofahrzeug (BEV)-Antriebsanwendungen der hier betrachteten Typen erfordern, dass das Batteriepaket 16 eine Spannungsfähigkeit von beispielsweise 300V oder mehr aufweist.
• Das Batteriepaket 16 ist über einen Hochspannungs-Gleichspannungsbus (VDC) elektrisch mit einem Traktionsstrom-Wechselrichtermodul (TPIM) 20 verbunden, wobei das TPIM 20 wiederum über einen Hochspannungs-Wechselspannungsbus (VAC) elektrisch mit dem Stator 14S verbunden ist. Obwohl der Einfachheit halber weggelassen, ist das TPIM 20 intern konfiguriert und wird extern über die EIN/AUS-Zustandssteuerung von mehreren Halbleiterschalterchips gesteuert, wobei solche Schalter typischerweise als IGBTs oder MOSFETs ausgeführt sind. So wird eine Gleichstrom-Eingangsspannung zum TPIM 20 durch den Schaltbetrieb des TPIM 20 in eine Wechselstrom-Ausgangsspannung zur Versorgung der elektrischen Maschine 14 in ihrer Eigenschaft als Antriebs- oder Fahrmotor invertiert. Während eines regenerativen Ladevorgangs kann das TPIM 20 im umgekehrten Sinne arbeiten, d. h. durch Umwandlung einer Eingangswechselspannung in eine Ausgangsgleichspannung zum Wiederaufladen der konstituierenden Batteriezellen des Batteriepacks 16.
• An das elektrische Antriebssystem 11 können weitere Komponenten angeschlossen werden, wie z. B., aber nicht beschränkt auf den dargestellten Gleichspannungswandler 18 und eine Hilfsbatterie (BAUX) 160. Wie bereits erwähnt, liegen die Hilfsspannungspegel typischerweise bei 12-15 V, und daher ist der Gleichspannungswandler 18 durch interne Schaltvorgänge und Signalfilterung, wie sie im Stand der Technik üblich sind, in der Lage, eine relativ hohe Gleichspannung vom Gleichspannungsbus (VDC) zu empfangen und eine niedrigere Hilfsspannung (VAUX) an die Hilfsbatterie 160 auszugeben. Die elektrische Maschine 14 ist somit nur eine von mehreren Einrichtungen, die während des laufenden Antriebsbetriebs des Kraftfahrzeugs 10 zuverlässig und dauerhaft elektrische Energie aus dem Batteriepaket 16 bereitstellen müssen.
• Unter Bezugnahme auf 2 kann die in 1 dargestellte Steuerung50 mit einer Steuerlogik 50L programmiert werden, die geeignet ist, die verschiedenen unerwünschten drehmomentwelligkeits- und stromwelligkeitsinduzierten NVH-Effekte beim Betrieb des elektrischen Antriebssystems 11 und insbesondere während eines Antriebsdrehmoment erzeugenden Betriebs der rotierenden elektrischen Maschine 14 von 1 zu adressieren. Der Einfachheit halber trennt die Linie AA das physikalische System (Pfeil A) von einem diskreten Steuerungssystem (Pfeil B), das durch die beispielhafte Steuerlogik 50L verkörpert wird. Das physikalische System (Pfeil A) umfasst das TPIM 20, die elektrische Maschine 14 und einen Drehpositionssensor (S) 21, z. B. einen Encoder oder Resolver, wobei letzterer mit dem Rotor 14R (1) gekoppelt oder in Bezug auf diesen positioniert ist, um eine Dreh-/Winkelposition (Pfeil θe) des Rotors 14R (1) zu messen und auszugeben, wie von Fachleuten erkannt wird. Ebenso bezeichnen 2 und die übrigen Figuren ein Befehlssignal unter Verwendung des hochgestellten „*“, wobei das Fehlen einer solchen Sternchenschreibweise einen gemessenen, berechneten oder geschätzten Zustandswert darstellt, der selbst nicht notwendigerweise als ein Befehlswert im Kontext der Steuerlogik 50L fungiert.
• Die verschiedenen Eingangssignale zu den einzelnen Logikblöcken der in 2 dargestellten Steuerlogik 50L sind in den Eingangssignalen (Pfeil CC_IN) enthalten, die in 1 in vereinfachter Form dargestellt sind. Wie dem Fachmann klar sein wird, erhält ein Steuerungssystem für einen elektrischen Fahrmotor, z. B. die beispielhafte rotierende elektrische Maschine 14, eine gemessene, berechnete oder geschätzte Winkel-/Drehgeschwindigkeit (ω_e) der elektrischen Maschine 14, ein befohlenes Drehmoment $\left(\text{Pfeil }{T}_e^{*}\right),$

  

  z. B. abgeleitet von der Steuerung 50 oder einem anderen Steuermodul als Reaktion auf Fahrereingaben, wie z. B. eine Fahrpedalanforderung, und eine Größe der Gleichstrombusspannung (Vdc), d. h. den gegenwärtig gemessenen oder gemeldeten Spannungspegel des Gleichspannungsbusses (VDC), der in 1 schematisch dargestellt ist. Die Rotationsgeschwindigkeit (ω_e) der elektrischen Maschine 14 kann in Echtzeit aus der gemessenen Winkelposition (θ_e) abgeleitet werden, die vom Positionssensor 21 gemeldet wird, wobei zur Veranschaulichung zwei Signale dargestellt sind.
• Ein Drehmoment-Strom (T →I)-Logikblock 30 der Steuerlogik 50L empfängt die erwähnten Eingänge und gibt danach befohlene Strombefehle für die direkte Achse (d-Achse) und die Quadraturachse (q-Achse), die in 2 der Einfachheit halber in Vektorschreibweise dargestellt sind $I_{dq}^{*}$

  

  in 2 der Einfachheit halber in Vektorschreibweise dargestellt, an einen Summenknoten N1. Dem Logikblock 30 nachgeschaltet ist ein Logikblock 34 zur Synchronstromregelung (I-Sync Reg), der Eingaben in Form der oben genannten Drehzahl (ω_e) der elektrischen Maschine 14 sowie ein Idq-Fehlersignal (Pfeil Idq,_Err) von einem Subtraktionsknoten N2, wobei die Quelle und Verwendung des Fehlersignals weiter unten beschrieben wird. Als Antwort gibt der Logikblock 34 Spannungsbefehle für die d-Achse und die q-Achse (dq) aus, abgekürzt $V_{dq}^{*}$

  

  in 2. Dieser Ausgang wird über einen Summationsknoten N3 zu einer Oberwellenkompensationsspannungskomponente $V_{dqHx}^{*}$

  

  aus einem Oberwellenkompensationsregler (HC-REG) Logikblock 36 addiert, der ebenfalls weiter unten im Detail beschrieben wird. Der Ausgang des Summierknotens N3 ist ein eingestellter dq-Spannungssollwert $\left(V_{dq}^{**}\right),$

  

  der wiederum in einen Bezugsrahmenumwandlungs-Logikblock 38 („dq abc→“) eingespeist wird.
• Wie durch die Notation „dq abc→“ angedeutet, verwendet die Steuerung 50 von 1 den Logikblock 38 zur Bezugsrahmenumwandlung, um den eingestellten dq-Spannungssollwert $\left(V_{dq}^{**}\right)$

  

  in einen mehrphasigen Bezugsrahmen, der für die jeweilige Konfiguration der elektrischen Maschine 14 relevant ist. Solche Phasen in einer typischen dreiphasigen Ausführungsform der elektrischen Maschine 14 werden in der Technik als a-, b- und c-Phasen bezeichnet, eine Konvention, die hier aus Gründen der Konsistenz übernommen wird. Der Logikblock 38 gibt somit einen abc-Phasen-Spannungsbefehl $\left(V_{abc}^{*}\right)$

  

  an einen Pulsweitenmodulationsgenerator („PWM GEN“) Logikblock 40. Als Reaktion darauf erzeugt der Logikblock 40 geeignete EIN/AUS-Steuersignale zum Ändern der entsprechenden leitenden EIN/AUS-Schaltzustände von residenten Halbleiterschaltern (nicht dargestellt), die im TPIM 20 untergebracht sind. Das TPIM 20 leitet danach phasenspezifische elektrische Antriebsströme/-spannungen an den Stator 14S (1) der rotierenden elektrischen Maschine 14 weiter, wobei solche Ströme für die a-, b- und c-Phasen in 2 der Klarheit und Einfachheit halber mit labe abgekürzt werden.
• Unter Bezugnahme auf die beispielhafte Steuerlogik 50L von 2 wird die zuvor notierte gemessene Winkelposition (θ_e) wird dann als elektrisches Signal an einen weiteren Bezugsrahmenumwandlungsblock 42 ("abc dq--> ") übertragen, der die zuvor von Logikblock 38 ausgeführte Bezugsrahmenumwandlungsfunktion umkehrt, d. h. durch Umwandlung der einzelnen Phasenströme Iabc in entsprechende d-Achsen- und q-Achsenströme (Idq). Die Ströme der d-Achse und der q-Achse (Idq) werden dann am Knoten N2 subtrahiert, um das Idq-Fehlersignal (Idq,_Err) abzuleiten.
• Bandbreitenverteilende Oberwellenkompensation: Aspekte der Steuerlogik 50L von 2 werden im Stand der Technik bei der Steuerung von elektrischen Fahrmotoren, wie der dargestellten elektrischen Maschine 14, verwendet und sind daher im Stand der Technik gut etabliert. Zu solchen Funktionen gehören die Durchführung grundlegender dq- und abc-Bezugsrahmenumwandlungen, die Verwendung von Fehlersignalen als Rückkopplungssteuerungstechniken in einer PI-Steuerungsarchitektur und PWM- oder andere Hochgeschwindigkeits-Schaltsteuerungsprinzipien zur Steuerung des EIN/AUS-Leitungszustands eines Halbleiterschalters. Zu solchen Funktionen fügt die Steuerlogik 50L der vorliegenden Offenbarung einen bandbreitenaufteilenden Oberwellenkompensationsregler 31 hinzu, wobei der Oberwellenkompensationsregler 31 wie unten beschrieben konfiguriert ist, um unerwünschte, durch die Welligkeit verursachte Vibrationen und akustische Geräusche innerhalb des elektrischen Antriebssystems 11 von 1 zu reduzieren.
• Der hier vorgestellte Oberwellenkompensationsregler 31 mit Bandbreitenaufteilung umfasst zwei primäre Funktionskomponenten: (1) einen Logikblock 32 zur Erzeugung von Oberschwingungsstrom („FF HC-GEN“) und (2) den oben kurz erwähnten Logikblock 36 zur Regelung des Oberschwingungsstroms. Die konstituierenden Logikblöcke 32 und 36 erzeugen und liefern jeweils eine Oberschwingungskompensationsstromkomponente (Idq*Hx) an den Summationsknoten N1 und die Oberschwingungskompensationsspannungskomponente (Vdq*Hx) an den Summationsknoten N3, wobei die Komponenten (Idq*Hx und Vdq*Hx) zusammen mehrere angestrebte Oberschwingungsordnungen der Strom- und Drehmomentwelligkeit auslöschen, wie unten beschrieben.
• In Bezug auf den Logikblock 32 zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen umfassen die Eingaben in den Logikblock 32 das oben beschriebene befohlene Drehmoment $\left(\text{Pfeil }{T}_e^{*}\right)$

  

  und die Rotationsgeschwindigkeit (ω_e) der elektrischen Maschine 14. Für die spezifische Konfiguration der elektrischen Maschine 14 kann die Steuerung 50 von 1 mit einem Satz von Nachschlagetabellen programmiert werden, die durch das befohlene Drehmoment $\left(\text{Pfeil }{T}_e^{*}\right)$

  

  und die Rotationsgeschwindigkeits- (ω_e) Werte indiziert oder referenziert sind. So kann der betriebspunktspezifische Wert der Oberschwingungskompensationsstromkomponente (Idq*Hx), der in einem bestimmten Fall anzuwenden ist, aus solchen Nachschlagetabellen extrahiert und in den Summationsknoten N1 eingespeist werden, oder ein solcher Wert wird in anderen Implementierungen in Echtzeit berechnet.
• In ähnlicher Weise empfängt der Logikblock 36 des Oberschwingungsstromreglers die Drehgeschwindigkeit (ω_e) der elektrischen Maschine 14 und gibt unter Verwendung einer weiteren Nachschlagetabelle oder Berechnung die Oberschwingungskompensationsspannungskomponente (Vdq*Hx) an den Summationsknoten N3 aus. Der Betrieb des Oberwellenkompensationsreglers 31 und der ihn bildenden Logikblöcke 32 und 34 kann selektiv durch einen Freigabelogikblock 39 („ENBL“) freigegeben werden, dessen Eingänge das befohlene Drehmoment $\left(\text{Pfeil }{T}_e^{*}\right),$

  

  die Rotationsgeschwindigkeit (ω_e) und die Gleichspannung (Vdc) umfassen, und dessen Ausgänge ein Freigabesignal (Pfeil CC_ENBL) umfassen. Das heißt, die vorliegende Lehre ermöglicht eine hochgradig konfigurierbare Freigabe der Regelungsfunktionen in Abhängigkeit von Drehmoment und Drehzahl, mit Blick auf die verfügbare Zwischenkreisspannung. Wie im Folgenden näher erläutert, erfordert die Erstellung der Nachschlagetabellen bzw. die Kalibrierung der zugrunde liegenden Gleichungen zur Implementierung des Oberwellenkompensationsreglers 31 eine genaue Anlagencharakterisierung und NVH-Analyse des elektrischen Antriebssystems 11, um die Größen der Oberwellenkompensationsstrom- und -spannungskomponenten Idq*Hx bzw. Vdq*Hx für eine effektive Unterdrückung der Drehmomentwelligkeit und der Stromwelligkeit mehrerer Oberwellenordnungen zu bestimmen und feinabzustimmen.
• In 3 ist eine beispielhafte Implementierung des oben beschriebenen Logikblocks 32 zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen aus 2 für eine beliebige Anzahl (n) verschiedener Oberschwingungsordnungen dargestellt. Nach Bestätigung der Freigabebedingungen für eine gegebene Oberschwingungsordnung, z. B. nominell als H×1 bezeichnet, wie dargestellt, wird die Oberschwingungskomponente am Knoten N6 mit der vom Positionssensor 21 empfangenen Winkelposition (θ_e) multipliziert, die vom Positionssensor 21 aus 1 empfangen wird.
• Die dargestellte repräsentative Topologie des Logikblocks 32 ermöglicht somit (n) spezifische Oberschwingungen, d. h. H×1,...,H×n, von denen jede einzeln isoliert und von der Steuerung 50 behandelt werden kann, um eine Feinabstimmung der Leistung der Drehmoment- und Stromwelligkeitsunterdrückung vorzunehmen und um andere Vorteile zu bieten, wie unten erwähnt. Beispielsweise kann die in 3 mit H×1 bezeichnete Oberschwingungsordnung in einigen Ausführungsformen eine 6. Oberschwingung, eine 12. Daher kann der Logikblock 32 in mehrere Unterblöcke 32-A, ..., 32-n unterteilt werden. Da jede harmonische Komponente in ähnlicher Weise verarbeitet werden kann, sind die Unterblöcke 32-A und 32-n bis auf die „-n“-Notation schematisch identisch, wie der Fachmann weiß. Die Beschreibung des Teilblocks 32-A gilt daher für die Teilblöcke 32-n, wobei eine separate Beschreibung der Teilblöcke 32-n der Einfachheit und Kürze halber weggelassen wird.
• Der Unterblock 32-A von 3 kann selektiv durch den Freigabelogikblock 39 aktiviert werden, der durch ein tatsächliches oder geschätztes Ausgangsdrehmoment (Te1, Te2, Te3, Te4) der elektrischen Maschine 14 von 1 und/oder durch eine tatsächliche oder geschätzte Drehzahl (ωe1, ωe2, ωe3, ωe4) informiert werden kann. Aufwärts gerichtete Pfeile im Logikblock 39 zeigen die Freigabe (ENBL), abwärts gerichtete Pfeile die Deaktivierung (DSBL) der dargestellten Berechnungsfunktionen des Unterblocks 32-A an. Eine ähnliche Freigabelogik 39-n kann für jede der zusätzlichen harmonischen Komponenten verwendet werden, die mit der Steuerlogik 50L von 2 behandelt werden. Die dargestellten Ausgangsdrehmomente Te1 und Te2 bilden ein gemeinsames Paar, ebenso die Ausgangsdrehmomente Te3 und Te4.
• So kann eine mögliche Ausführungsform des Freigabelogikblocks 39 darin bestehen, den Unterblock 32-A bei dem Nenndrehmoment Te2 und/oder der Nenndrehzahl ωe2 freizugeben, aber den Unterblock 32-A erst dann zu sperren, wenn Drehmoment/Drehzahl unter einen niedrigeren Wert fallen, der durch das Drehmoment Te1 und die Drehzahl ωe1 angegeben wird. Das Gleiche kann bei höheren Drehmomenten Te3 und Te4 und entsprechenden Drehzahlen ωe3 und ωe4 auftreten, so dass eine Abstimmung der Oberwellenbehandlung und der Vorsteuerung des Unterblocks 32-A für bestimmte Drehmomente oder Drehzahlen erreicht werden kann, bei denen die oberwelleninduzierte NVH besonders problematisch ist.
• In Bezug auf den Unterblock 32-A von 3 empfängt ein Skalierungsblock 60 die Drehzahl (ω_e) als Eingabe und skaliert dann sanft seinen Ausgang, um abrupte Änderungen des Drehmoments zu verhindern. Wie zu erkennen ist, neigt die Motorsteuerung bei schnellen Schwankungen der Steuereingänge dazu, Spannungsspitzen zu erzeugen, wobei vom Benutzer wahrnehmbare Vibrationen des Antriebsstrangs ein möglicher Effekt sind. Der Skalierungsblock 60 kann daher einen harmonischen Skalierungsfaktor (Pfeil H×1S) mit einem einheitenlosen Wert zwischen 0 und 1 ausgeben, wobei die Rampenrate auf der Grundlage der gewünschten Reaktion kalibriert wird.
• Die Implementierung des Unterblocks 32-A beinhaltet auch die Verwendung von Nachschlagetabellen (LUTs) 61, 62 und 63, wobei jede der Nachschlagetabellen 61, 62 und 63 durch die Rotationsgeschwindigkeit (ω_e) und das befohlene Drehmoment $\left(\text{Pfeil }{T}_e^{*}\right).$

  

  Die Lookup-Tabelle 61 gibt die Oberschwingungskomponenten der d-Achse und der q-Achse (Pfeile IdH×1,mag bzw. IqH×1,mag) in Abhängigkeit von Drehmoment und Drehzahl aus. Diese Werte werden an den jeweiligen Knoten N4 und N5 durch Multiplikation mit dem Oberwellen-Skalierungsfaktor (Pfeil H×1S) skaliert, wie durch „X“ in 3 angedeutet. In ähnlicher Weise gibt die Lookup-Tabelle 62 eine Phaseneinspeisekomponente ϕH×1 für die zu behandelnde Oberschwingungskomponente aus, z. B. die 6. Oberschwingung, die vom Ausgang des Knotens N6 (H×1·θ_e) am Knoten N7 subtrahiert wird, um ein Phasenfehlersignal (Pfeil ϕ_err) zu erzeugen. Auf diese Weise injiziert die Lookup-Tabelle 62 effektiv einen bestimmten akustischen Ton, was zu einem reduzierten akustischen Rauschen im elektrischen Antriebssystem 11 führt.
• Unterblock 32-A berechnet dann den Sinus (SIN) und Cosinus (COS) des Phasenfehlersignals (Pfeil ϕ_err) und gibt die Cosinus- und Sinuswerte an die Knoten N8 bzw. N9 weiter. Der Ausgang des Knotens N8 ist die Stromkomponente der d-Achse, die für die Korrektur der Oberwellenkomponente H×1 benötigt wird, d. h. Pfeil IdHx1. In ähnlicher Weise liefert der Knoten N9 die q-Achsen-Stromkomponente, die für die Korrektur der Oberschwingungskomponente H×1 benötigt wird, d. h. Pfeil IqH×1. Der logische Ablauf des Unterblocks 32-A kann auf Wunsch für weitere Oberschwingungsordnungen durchgeführt werden, was (n) zusätzliche d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten erzeugen würde, die für die Korrektur der zusätzlichen Oberschwingungskomponente Hxn benötigt werden.
• Die Summationsknoten N10 und N11, die im Logikblock 32-n dargestellt sind, können verwendet werden, um die verschiedenen d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten zu addieren, wobei die Summe dann in einen Logikblock 64 zur Berechnung von Skalar-zu-Vektor („Sclr Vct-->") eingespeist wird, der wiederum die oben beschriebene Oberwellenkompensationsstromkomponente (I*dqHx) ausgibt, die in 2 dargestellt ist. Die Lookup-Tabelle 63 („0-H×1-Befehl“) fungiert als Null/Null-Block, indem sie die separaten Oberschwingungskompensationsströme der d-Achse und der q-Achse in Abhängigkeit vom befohlenen Drehmoment und der Drehzahl selektiv nullt oder nullt. Block 63 kann verwendet werden, um die Korrektur einer entsprechenden Oberschwingung bei bestimmten Kombinationen von/als Funktion von Drehzahl (ωe) und Motordrehmoment (Te) zu verhindern, d. h. durch Ausgabe eines Null-/Nullwerts an die Knoten N8 und N9.
• Somit ermöglicht die beispielhafte Konfiguration der Teilblöcke 32-A bis 32-n die Arbeitspunktvariation des Phasenwinkels als Funktion des Drehmoments und der Drehzahl zum Zweck der Drehmoment-Welligkeit-Unterdrückung. Der dargestellte Logikfluss und die Schaltungstopologie bieten die Möglichkeit, die Drehmoment- und Stromwelligkeit mehrerer Ordnungen zu unterdrücken, wobei jede Oberwelle einen entsprechenden Unterblock 32-n hat, wie dargestellt, für die Abstimmbarkeit und genaue Kalibrierung einer bestimmten Ausführungsform der elektrischen Maschine 14.
• In 4 kann der Logikblock 36 des Oberschwingungsstromreglers aus 2 wie dargestellt ausgeführt und in Verbindung mit dem Synchronstromreglerblock 34 verwendet werden. Die dargestellte Topologie ermöglicht die Einstellung der Oberschwingungs-Proportional- und - Integralverstärkungen Kpdq,H×1 und Kidq,H×1 an den Blöcken 44 und 46 sowie die oben beschriebene Bandbreitenaufteilung, d.h. die Aufteilung des Logikblocks 36 in separate Regelkreise für entsprechende Oberschwingungsbandbreiten unter Beibehaltung der Synchronstromregler-Bandbreite.
• In 4 gibt der Knoten N3 den eingestellten dq-Spannungssollwert $\left(V_{dq}^{**}\right)$

  

  als die Summe des dq-Spannungsbefehls $\left(V_{dq}^{*}\right)$

  

  aus dem Logikblock 34 und dem Oberschwingungskompensations-Spannungsanteil (Vdq*Hx) aus dem Logikblock 36, wobei letzterer Wert möglicherweise durch einen Begrenzungsblock 56 („Lim“), z. B. ein Bandpassfilter, auf einen kalibrierten Bereich begrenzt wird. Der Logikblock 36 des Oberschwingungsstromreglers ermöglicht somit eine Bandbreitenaufteilung, um mehrere Oberschwingungsordnungen individuell regeln oder behandeln zu können.
• Im Vergleich zu bestehenden Ansätzen, die eine schwache Dämpfung von Störungen höherer Ordnung bieten, hat die Steuerlogiktopologie von 4 eine höhere Bandbreite und eine entsprechend verbesserte Störungsunterdrückung. NVH-Effekte höherer Ordnung können z. B. auftreten, wenn die elektrische Maschine 14 mit höheren Drehzahlen betrieben wird, wobei die in 4 dargestellte Lösung in Verbindung mit dem Logikblock 32 zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen in Vorwärtsrichtung aus 3 verwendet wird, um die verschiedenen hier offengelegten NVH-bezogenen Verbesserungen zu erzielen.
• In der dargestellten Ausführungsform wird das oben beschriebene Fehlersignal (Idq,_Err) vom Knoten N2 aus 2 in den Logikblock 34 und für jede der (n) verschiedenen Oberwellenkomponenten, die von der Steuerung 50 aus 1 behandelt werden sollen, in ein Triplett von Verarbeitungsblöcken 44, 46 und 48 eingespeist. 4 zeigt daher einen diskreten PI-Regelungsaufbau mit kalibrierten Zeitbereichsparameterblöcken 52 (d.h. mit einer Abtastfrequenz Ts) und mit Integratorblöcken 54 (z-1). Die Blöcke 44 und 56 wenden die oben erwähnten vorbestimmten Proportional- oder Integralverstärkungen auf die zu behandelnde harmonische Komponente an, nominell H×1 (z. B. die 6. oder 12. Harmonische in einer typischen Ausführungsform).
• THEORIE UND UNTERSTÜTZUNG: Die mathematische/theoretische Unterstützung für einige der maßgeblichen Prinzipien der vorliegenden Lösungen wird gegeben, bevor mit einer Diskussion der 5-13 fortgefahren wird. Wie zu erkennen ist, können die Gleichungen für zeitlich veränderliche Spannungen in einem typischen dq-Bezugsrahmen für eine elektrische Maschine wie folgt ausgedrückt werden: $$V_d\left(t\right)=R{I}_d\left(t\right)+\frac{d{\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)}{dt}-{\mathrm{\omega }}_e{\mathrm{\lambda }}_q\left(t\right)$$

  

  $$V_q\left(t\right)=R{I}_q\left(t\right)+\frac{d{\mathrm{\lambda }}_q\left(t\right)}{dt}-{\mathrm{\omega }}_e{\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)$$

  

  wobei I_d und I_q die Ströme der d-Achse und der q-Achse in Ampere (A) sind, V_d und V_q die Ströme in der d-Achse und der q-Achse in Volt (V) sind, R der Statorwicklungswiderstand in Ohm ist, und λ_d und λ_q sind die d- und q-Achsen-Flussverkettungen in Wb. Zeitlich veränderliche Flussverkettungen können geschrieben werden als $${\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)={\mathrm{\lambda }}_{dx}\left(t\right)+{\mathrm{\lambda }}_{dm}$$

  

  $${\mathrm{\lambda }}_q\left(t\right)={\mathrm{\lambda }}_{qx}\left(t\right)+{\mathrm{\lambda }}_{qm}$$

  

  wobei λ_dx ist die durch die Statorerregung verursachte d-Achsen-Flussverkettung λ_dm die durch den Permanentmagnetfluss oder den Rotorfluss verursachte d-Achsen-Flussverkettung ist, λ_qx die durch die Statorerregung verursachte q-Achsen-Flussverkettung ist und λ_dm ist die durch den Permanentmagnetfluss oder den Rotorfluss verursachte q-Achsen-Flussverkettung.
• Wenn angenommen wird, dass die d-Achse mit dem Permanentmagnet-Flussgestänge ausgerichtet ist λ_m, dann können die obigen Gleichungen (3) und (4) wie folgt geschrieben werden: $${\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)={\mathrm{\lambda }}_{dx}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)+{\mathrm{\lambda }}_m={\mathrm{\lambda }}_d\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)$$

  

  $${\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)={\mathrm{\lambda }}_{dx}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)={\mathrm{\lambda }}_q\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)$$

  
• Die zeitlich variierenden Flussverknüpfungen λ_d, λ_q sind somit eine Funktion der Ströme Id und Iq der d- und q-Achse, der Motortemperatur T und der Winkelposition θ_e wenn sich der Rotor 14R von 1 dreht. Dies erfasst die Sättigungs- und Querkopplungseffekte sowie den Effekt der räumlichen Oberschwingungen.
  Die abgeleiteten Terme können wie folgt erweitert werden: $$\frac{d{\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)}{dt}=\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_d{I}_d,I_q,{\theta }_e,T\right)}{\partial I_d}\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_d{I}_d,I_q,{\theta }_e,T\right)}{\partial I_q}\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_d{I}_d,I_q,{\theta }_e,T\right)}{\partial {\theta }_e}$$

  

  $$\frac{d{\mathrm{\lambda }}_q\left(t\right)}{dt}=\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_q{I}_d,I_q,{\theta }_m,T\right)}{\partial I_d}\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_q{I}_d,I_q,{\theta }_m,T\right)}{\partial I_q}\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+\frac{\partial \left({\mathrm{\lambda }}_q{I}_d,I_q,{\theta }_m,T\right)}{\partial {\theta }_m}$$

  

  $$\frac{d{\lambda }_d\left(t\right)}{dt}=L_{dd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+L_{dq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+{\mathrm{\omega }}_e\frac{\partial \left({\lambda }_d{I}_d,I_q,{\theta }_e,T\right)}{\partial {\theta }_e}$$

  

  $$\frac{d{\lambda }_q\left(t\right)}{dt}=L_{qd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+L_{qq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+{\mathrm{\omega }}_e\frac{\partial \left({\lambda }_d{I}_q,I_q,{\theta }_e,T\right)}{\partial {\theta }_e}$$

  

  wobei L_dd,inc die d-Achsen-Eigeninduktivität in (H) ist, L_qq,inc die gegenseitige selbstinkrementelle Induktivität in der q-Achse ist, und L_dq,inc und L_qd,inc die gegenseitigen inkrementellen Induktivitäten zwischen der d-Achse und der q-Achse sind, was die Kreuzkopplung anzeigt. Inkrementelle Induktivitäten werden als die Steigungen der tangentialen Linien angegeben, die zwischen der Beziehung zwischen Flussverkettung und Strom gezogen werden. Solche Größen sind bei der Auslegung der Steuerung 50 von 1 wesentlich, da sie für das Einschwingverhalten verantwortlich sind.
• Im Gegensatz zur inkrementellen Induktivität sind scheinbare Induktivitäten als die Steigung der linearisierten Beziehung zwischen der Flussverkettung und dem Strom definiert, die als definiert werden kann: $$L_{d,app}=\frac{L_{dd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_d\left(t\right)+L_{dq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_q\left(t\right)}{I_d\left(t\right)}$$

  

  $$L_{q,app}=\frac{L_{dd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_d\left(t\right)+L_{dq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_q\left(t\right)}{I_d\left(t\right)}$$

  
• Die Begriffe λ_d(t) und λ_q(t) können als Teil des Verfahrens zur Linearisierung der Anlage durch scheinbare Induktivitätsterme dargestellt werden. $${\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)=L_{d,app}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_d\left(t\right)+{\mathrm{\lambda }}_m$$

  

  $${\mathrm{\lambda }}_d\left(t\right)=L_{q,app}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)I_q\left(t\right)$$

  
• Von hier an wird die L_dd,inc, L_qq,inc, L_dq,inc, L_qd,inc, L_d,app, L_q,app, λ_d, und λ_q sind implizit ein ƒ(I_d, I_q, θ_e, T) wenn nicht anders angegeben.
• Unter Verwendung der in den obigen Gleichungen (9)-(14) abgeleiteten Beziehungen und durch Anwendung dieser Beziehungen auf die Gleichungen (1) und (2) können die Spannungsgleichungen wie folgt erweitert werden, um die Anlage der elektrischen Maschine 14 von 1 zu beschreiben, wobei räumliche Oberschwingungen, Kreuzkopplungen und Sättigungseffekte berücksichtigt werden: $$V_d\left(t\right)=R{I}_d\left(t\right)+L_{dd,inc}\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+L_{dq,inc}\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+{\mathrm{\omega }}_e\frac{\partial {\lambda }_d}{\partial {\theta }_m}\mathrm{-}{\mathrm{\omega }}_e{L}_{q,app}{I}_d\left(t\right)$$

  

  $$\begin{array}{c}{V}_q\left(t\right)=\\ R{I}_q\left(t\right)+L_{qd,inc}\frac{d{I}_d\left(t\right)}{dt}+L_{qq,inc}\frac{d{I}_q\left(t\right)}{dt}+{\omega }_e\frac{\partial {\lambda }_q}{\partial {\theta }_m}+{\mathrm{\omega }}_e{L}_{d,app}{I}_d\left(t\right)+{\mathrm{\omega }}_e{\mathrm{\lambda }}_m\end{array}$$

  
• Die hier betrachteten räumlichen Oberschwingungen sind die Fluktuationen oder Pulsationen im Fluss und können weiter in eine Grundkomponente und Oberschwingungen unterteilt werden, wobei die dominanten Frequenzen normalerweise 6. und 12.Hxn) Ordnung sind, aber je nach Konfiguration der elektrischen Maschine variieren können. $$\begin{array}{c}{\mathrm{\lambda }}_{dq}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)={\mathrm{\lambda }}_{dq}\left(I_d,I_q,T\right)+{\mathrm{\lambda }}_{dqHx}\left(I_d,I_q,Hxn{\theta }_e,T\right)\\ \text{wobei }{\mathrm{\lambda }}_{dqHx}=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\lambda }}_{\text{dHx}}\\ {\mathrm{\lambda }}_{\text{qHx}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12..}}{\mathrm{\lambda }}_{\text{dN }}\text{sin}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)}\\ {\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12}}{\mathrm{\lambda }}_{\text{qN}}\text{ cos}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)}\end{array}\right]\end{array}$$

  
• Ein Beispiel für λ_dq(I_d, I_q, T) Flusskarten ist in 10 und 11 dargestellt, wobei die dargestellte Kontur die dargestellte Änderung der Werte repräsentiert und im Allgemeinen anzeigt, dass der Fluss eine Funktion der Ströme der d-Achse und der q-Achse, d.h. I_d bzw. I_q, ist. Einflüsse der Temperatur T können zusätzlich kompensiert werden.
• Ein Beispiel für den λ_dqHx(I_d, I_q, Hxnθe, T) Begriffs ist als Funktion des elektrischen Winkels dargestellt Hxnθ_e mit Hxn = 6, was eine Oberschwingung 6. Ordnung bei unterschiedlichen Drehmomenten bedeutet, die unterschiedliche I_d, I_q Ströme. Effekte aufgrund von Temperaturschwankungen können anstelle einer Lookup-Tabelle zusätzlich kompensiert werden. In ähnlicher Weise lassen sich die bisher diskutierten inkrementellen und gegenseitigen Induktivitäten sowie die scheinbaren Induktivitäten in Grund- und Oberschwingungsanteile zerlegen. Nachfolgend finden Sie die verallgemeinerte Darstellung aller bisher besprochenen Induktivitäten: $$\begin{array}{c}L\left(I_d,I_q,{\theta }_m,T\right)=L\left(I_d,I_q,T\right)+L_{\text{Hx}}\left(I_d,I_q,Hxn{\theta }_e,T\right),\\ \text{wobei }{L}_{\text{Hx}}=\left[\begin{array}{c}{\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12..}}{L}_{\text{d}}\text{ sin}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)}\\ {\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12..}}{L}_{\text{q}}\text{ cos}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)}\end{array}\right]\end{array}$$

  
• Die Grundkomponente der bisher besprochenen scheinbaren und inkrementellen Induktivitätsausdrücke kann unter Verwendung von dreiachsigen Oberflächenflusskarten des in 10 und 11 gezeigten Typs erhalten werden, d. h. mit entsprechenden d-Achsen-Fluss- (λd) und q-Achsen-Fluss- (λq) Komponenten, die als Funktion der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme (Id und Iq) variieren. Die harmonische Komponente der scheinbaren und der inkrementellen Induktivität kann unter Verwendung der Beziehung zwischen Fluss und Strom und deren Änderung in Bezug auf Hxnθ_e, wie in 5 und 6 gezeigt. 5 und 6 zeigen die Änderung des Flusses als Funktion von Hxnθ_e, bei verschiedenen Lasten, was bedeutet, dass sie auch eine Funktion der Ströme der d-Achse und der q-Achse (Id und Iq) sind.
• Aus der Beziehung zwischen elektrischer und mechanischer Leistung kann eine Drehmomentgleichung des Elektromotors T_e Gleichung abgeleitet werden, die den Effekt der räumlichen Oberschwingungen erfasst. Der erste Term gibt das durchschnittliche Drehmoment an, während der zweite Term die durch räumliche Oberschwingungen erzeugte Drehmomentwelligkeit darstellt: $$\begin{array}{c}{T}_e=\frac{3P}{2}\left[{\mathrm{\lambda }}_d\left(I_d,I_q,T\right)I_q-{\mathrm{\lambda }}_q\left(I_d,I_q,T\right)I_d\right]+\\ \frac{3}{2}\left[\frac{\partial {\mathrm{\lambda }}_q\left(I_d,I_q,Hxn{\theta }_e,T\right)}{\partial Hxn{\theta }_e}{I}_q+\frac{\partial {\mathrm{\lambda }}_d\left(I_d,I_q,Hxn{\theta }_e,T\right)}{\partial Hxn{\theta }_e}{I}_d\right]\end{array}$$

  
• Ein Ziel der Steuerung 50 von 1, wie hier beschrieben, ist es, das Motordrehmoment (Te) zu erhalten und die Drehmomentwelligkeitskomponente, wie in Gleichung (19) beschrieben, zu reduzieren. Dies kann durch die Steuerung der in Gleichung (20) beschriebenen Ströme erreicht werden, wie es hier beschrieben ist. Alternativ kann die Steuerung 50 so konfiguriert sein, dass er die Stromwelligkeit (I_dqHx) die der elektrischen Maschine 14 von 1 aufgrund von räumlichen Oberschwingungen und Nichtlinearitäten des Wechselrichters, wie z. B. Totzeit usw., eigen ist. , durch den Befehl einer Null I_dqHx aus dem Logikblock 63 von 3. Die Steuerung 50 kann optional so konfiguriert werden, dass er bestimmte Oberschwingungen oder mehrere verschiedene Oberschwingungen anspricht: $${\text{I}}_{\text{dq}}={\text{I}}_{\text{dq0}}+{\text{I}}_{\text{dqHx}},{\text{ wobei I}}_{\text{dqHx}}=\left[\begin{array}{c}{\text{I}}_{\text{dHx}}\\ {\text{I}}_{\text{qHx}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12..}}{\text{I}}_{\text{dN}}\text{sin}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)}\\ {\displaystyle \sum _{Hxn=\mathrm{6,12..}}{\text{I}}_{\text{qN}}}\text{cos}\left(Hxn\mathrm{\theta }-\mathrm{\varphi }\right)\end{array}\right]$$

  
• Ein repräsentativer Aufbau eines Stromreglers mit Bandbreitenaufteilung, d. h. der Logikblock 36 des Oberschwingungskompensationsreglers (HC-REG), ist daher in dargestellt. Ähnlich wie die elektrischen Ströme und der magnetische Fluss in eine Grundkomponente und Oberschwingungskomponenten zerlegt werden, wie oben in den Gleichungen (17) und (20) dargestellt, können auch Stromregler so ausgelegt sein, dass sie Grundkomponente und Oberschwingungskomponenten regeln: $$Stromregelung=G_c\left(s\right)+{\displaystyle \sum _{\text{n}=\mathrm{1,3,6,12..}}{G}_{cHxn}}\left(s\right)$$

  

  wobei G_c(s) ein synchroner Bezugsrahmenstromregler ist, z. B. der Logikblock 34 von 4, der zur Regelung der Grundkomponente vorgesehen ist, und G_cHxn(s) der/die Oberschwingungs-Bezugsrahmenregler, z.B. der bandbreitenaufteilende Oberschwingungskompensationsregler 31, ist, der zur Regelung der Oberschwingungskomponenten vorgesehen ist, wobei auch hier Hxn eine Oberschwingung n-ter Ordnung sein kann.
• Die Spannungsgleichungen, die in den oben genannten Gleichungen (15) und (16) können dann in einer komplexen Vektorform geschrieben werden ƒ_dq = ƒ_d + jƒ_q als die folgenden geschrieben werden: $$V_{dq}=R{I}_{dq}+L_{dqm,inc}\frac{d{I}_{dq}\left(t\right)}{dt}+j{\omega }_e{L}_{dq,app}{I}_{dq}\left(t\right)$$

  

  wobei L_dq,app der scheinbare Induktivitätsterm in Vektorform ist, der sich aus den Gleichungen (11) und (12) ergibt. L_dqm,inc die inkrementelle Induktivitätsmatrix ist, die gegeben ist durch: $$L_{dqm,inc}=\left[\begin{array}{cc}{L}_{dd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)& L_{qd,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\\ L_{dq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)& L_{qq,inc}\left(I_d,I_q,{\theta }_e,T\right)\end{array}\right]$$

  
• Der gegenelektromotorische Kraftterm ω_eλ_m kann absichtlich ignoriert werden, da er als Störterm für die Steuerung 50 von 1 angesehen wird und somit als zusätzlicher Term im Regler 50 kompensiert werden kann.
• Gleichung (22) kann in die Laplace-Domäne (oder s-Domäne) transformiert werden, und die Anlagendarstellung der elektrischen Maschine 14 in der Stromdomäne G_p(s) kann definiert werden als: $$G_p\left(s\right)=\frac{I_{dq}\left(s\right)}{V_{dq}\left(s\right)}=\frac{\frac{1}{L_{dqm,inc}}}{s+\frac{R+R_{damp}}{L_{dqm,inc}}+\frac{j{\mathrm{\omega }}_e{L}_{dq,app}}{L_{dqm,inc}}}$$

  
• Hier, R_damp der Dämpfungswiderstand, der zur Verbesserung der Dynamik des Systems hinzugefügt wird. Der Grundkomponentenregler Gc(S) ist so ausgelegt, dass er die gedämpfte Strecke Gp(s) so regelt, dass sich die eigentliche elektrische Maschine 14 von BILD 1 wie eine gut gedämpfte Strecke Gp(s) verhält. Gc(s) kann definiert werden als: $$G_c\left(s\right)=\frac{V_{dq}\left(s\right)}{I_{dq}^{*}\left(s\right)-I_{dq}\left(s\right)}=K_{pdq}+\frac{K_{idq}+j{\mathrm{\omega }}_e{K}_{ppdq}}{s}$$

  
• Die Verstärkungen K_pdq und K_idq können so eingestellt werden, dass eine annähernde Pol-Nullpunkt-Auslöschung erreicht wird, ω_bf = 2πf_b [F_s], wobei ω_bf die Bandbreite des Synchronrahmen-Stromreglers ist, und F_S die Abtastfrequenz ist.
• Die Bandbreite wird entweder linear oder in Abhängigkeit von der Abtastfrequenz variiert, um eine hohe Bandbreite und Störunterdrückungseigenschaften des Systems, d. h. der elektrischen Maschine 14, zu erhalten. Das heißt, K_pdq = ω_bL_dqm,inc(I_d, I_q, T), wobei L_dqm,inc erhalten werden kann, ohne die Variation aufgrund der Winkellage zu erfassen θ_e, da G_c(s) so konfiguriert ist, dass es die Grundkomponente steuert. Wie in Gleichung (18) dargestellt, können die Induktivitätsterme in eine Grund- und eine Oberwellenkomponente zerlegt werden. K_idq = ω_b (R + R_damp [F_S]), wobei R_damp als Funktion der Abtastfrequenz modifiziert wird, um eine hohe Bandbreite und Störunterdrückungseigenschaften zu erhalten. Wie in Gleichung (18) dargestellt, können die Induktivitätsterme in Grundschwingungs- und Oberschwingungsanteile zerlegt werden.
• Um diese Diskussion fortzusetzen, ist der Frequenzgang des synchronen Bezugsrahmens ein ungefährer Frequenzgang erster Ordnung mit der Bandbreite ω_b: $$\frac{I_{dq}\left(s\right)}{I_{dq}^{*}\left(s\right)}=\frac{s}{s}\frac{G_c\left(s\right)G_{pc}\left(s\right)}{1+G_c\left(s\right)G_{pc}\left(s\right)}\approx \frac{{\mathrm{\omega }}_{bƒ}}{s+{\mathrm{\omega }}_{bƒ}}$$

  
• Der Synchronstromregler kann in das harmonische Bezugssystem einer bestimmten Harmonischen gedreht werden H_xn gedreht werden, was dazu führt: $$G_{cHx}\left(s\right)=K_{pdq}+\frac{K_{idq}+j{\mathrm{\omega }}_e{K}_{ppdq}}{s-j{K}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e}+K_{pdq}+\frac{K_{idq}-j{\mathrm{\omega }}_e{K}_{ppdq}}{s-j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e}\approx \frac{s\left(K_{p}s+K_i\right)}{s^2+{\left(j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e\right)}^2}$$

  
• Die Verstärkungen werden dann wie folgt eingestellt, um eine annähernde Pol-Nullpunkt-Auslöschung zu erreichen, ω_bn = BW_nscale ω_bf, wobei BW_nscale ein Skalierungswert ist, der verwendet wird, um die Bandbreite der harmonischen Bezugsrahmenregler in Abhängigkeit vom synchronen Bezugsrahmenregler 50 einzustellen. Also K_pdq,Hxn = ω_bL_dqm,inc(I_d, I_q, H_xnθ_e, T), wobei L_dqm,inc aus Gleichung (24) ohne die Grundschwingungskomponente erhalten werden kann, wie mit Bezug auf Gleichung (18) diskutiert. Die Induktivitätsterme lassen sich in eine Grundschwingungs- und eine Oberschwingungskomponente aufspalten. K_idq,Hxn = ω_b (R + R_damp [F_s]), wobei R_damp als Funktion der Abtastfrequenz modifiziert werden, um die hohe Bandbreite und die Störungsunterdrückungseigenschaften des Systems zu erhalten.
• Die effektive entkoppelte Anlage von Gleichung (23) kann somit definiert werden als: $$G_{pDcpl}\left(s\right)=\frac{I_{dq}\left(s\right)}{V_{dq}\left(s\right)}=\frac{\frac{1}{L_{dqm,inc}}}{s+\frac{R}{L_{dqm,inc}}}$$

  
• Dieser Ausdruck führt zum Frequenzgang des harmonischen Bezugsrahmens, der eine Bandpass-Systemantwort ist, die um H_xn: $$\frac{I_{dqHx}\left(s\right)}{I_{dqHx}^{*}\left(s\right)}=\frac{s}{s}\frac{G_{cHx}\left(s\right)G_{pDcpl}\left(s\right)}{1+G_{cHx}\left(s\right)G_{pDcpl}\left(s\right)}\approx \frac{{\mathrm{\omega }}_{bn}s}{s^2+{\mathrm{\omega }}_{bn}s+{\left(H_{xn}{\mathrm{\omega }}_e\right)}^2}$$

  
• Eine diskrete Form der oben genannten Gleichung (24) kann für 4 (Logikblock 34) implementiert werden durch Anwendung von $s=\frac{T_{s}z}{z-1}.$

  

  Eine diskrete Form von Gleichung (26) ist in 4 dargestellt, wobei ein Frequenzkorrekturterm ƒ(ω_e, Hxn, T_S) der verwendet wird, um den Diskretisierungsfehler und die Abtastverzögerung zu berücksichtigen, die für digitale Regelsysteme wie den Regler 60 typisch sind und die mit Hilfe einer Look-Table vorkonfiguriert werden können. T_s (Blöcke 52) stellt die Abtastperiode $\left(\frac{1}{F_s}\right).$

  

  In der alternativen Steuerlogik 250L werden zusätzliche Strom-zu-Fluss-Umwandlung-Lookup-Tabellen 170 und 270 verwendet, um die Grund- und Oberschwingungsflusskomponenten, d.h. λdq bzw. λdqHxn, auszugeben. Die Konfiguration von 8 kann die alternative Konfiguration 136 des Logikblocks 36 des Oberschwingungsstromreglers verwenden, die oben unter Bezugnahme auf 4 beschrieben wurde, wie unten dargelegt.
• Eine solche Verstärkungskonfiguration in BILD 8 ermöglicht eine hohe Bandbreite und hohe Störunterdrückungseigenschaften bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Systemstabilität bis zu niedrigen Impulsverhältnissen $\left(\frac{F_s}{Hxn\ast F_e}\approx 6\right),$

  

  wobei F_e die zur Drehzahl proportionale Synchronfrequenz ist ω_e ist, und „niedriges Impulsverhältnis“ bedeutet, dass bei einer gegebenen Abtastfrequenz mit einer hohen Frequenz oder Drehzahl gearbeitet wird. Außerdem erfasst diese Art der Verstärkungskonfiguration die Variation des Flusses λ_dq (I_d, I_q, Hxnθ_e, T) was zu einer präzisen Steuerung der Hochfrequenzkomponenten führt.
• Die Bandbreitenaufteilung, wie sie hier verwendet wird, ist daher ein Ansatz zur Kombination von Reglern mit unterschiedlichen Bandbreiten und Frequenzprozesszielen, die es dem gesamten Regelsystem ermöglichen, hohe Bandbreiten- und Störungsunterdrückungseigenschaften zu erreichen. Als Beispiel kann der synchrone Referenzrahmen-Stromregler so konfiguriert werden, dass er eine hohe Bandbreite hat, und er wäre für die mittleren oder grundlegenden Strombefehle verantwortlich, indem er ein mittleres Drehmoment erreicht. Oberschwingungs-Referenzrahmen-Stromregler können so konfiguriert werden, dass sie eine unterteilte Bandbreite haben, wie hier beschrieben, und sind für die Verfolgung von hochfrequenten pulsierenden Signalen verantwortlich, die für die Verringerung der Drehmomentwelligkeit oder der Toneinspeisung oder die Verringerung der Stromwelligkeit vorgesehen sind. Dies ermöglicht eine verbesserte Nachführung von hochfrequenten pulsierenden Signalen mehrerer Ordnungen (Oberschwingungen) ohne Gleichstromanteil und Phasenverzögerungsfehler.
• Die Auslegung von Flussreglern mit Bandbreitenaufteilung ist in einer beispielhaften Ausführungsform in 8 beschrieben. Die Spannungsgleichungen aus den oben beschriebenen Gleichungen (1) und (2) können unter Verwendung der Beziehung zwischen Strom und Fluss aus den Gleichungen (13) und (14) in die Flussform geschrieben werden: $$V_d=R\frac{{\lambda }_d-{\lambda }_m}{L_{d,app}}+\frac{d{\lambda }_d}{dt}-{\omega }_e{\lambda }_q$$

  

  $$V_q=R\frac{{\lambda }_q}{L_{q,app}}+\frac{d{\lambda }_q}{dt}\mathrm{+}{\mathrm{\omega }}_e{\mathrm{\lambda }}_d$$

  
• Solche Gleichungen können in komplexer Vektorform geschrieben werden ƒ_dq = ƒ_d + jf_q als: $$V_{dq}=R\frac{{\lambda }_{dq}}{L_{dq,app}}+\frac{d{\mathrm{\lambda }}_{dq}}{dt}+j{\omega }_e{\mathrm{\lambda }}_{dq}$$

  
• Definition der Zeitkonstante ${\tau }_{dqi}=\frac{1}{{\tau }_{dq}}$

  

  wobei ${\tau }_{dq}=\frac{R}{L_{dq,app}}$

  

  in die Laplace-Domäne (oder s-Domäne) transformiert wird, führt zu einem Anlagenmodell im Flußbereich: $$G_p\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{dq}}{V_{dq}}=\frac{1}{s+{\tau }_{dqi}+j{\omega }_e}$$

  
• Ein Fundamentalflussregler oder ein Synchronrahmen-Flussregler kann mathematisch ausgedrückt oder definiert werden als: $$G_c\left(s\right)=\frac{{\text{V}}_{dq}}{\left(\mathrm{\lambda }{*}_{dq}-{\mathrm{\lambda }}_{dq}\right)}={\mathrm{\omega }}_{bf}\left(1+\frac{{\mathrm{\tau }}_{dqi}+j{\omega }_e}{s}\right)=\frac{{\mathrm{\omega }}_{bf}s+{\omega }_{b}j{\omega }_e}{s}$$

  
• Auf diese Weise wird eine ungefähre Dynamik erster Ordnung erreicht: $$\frac{{\mathrm{\lambda }}_{dq}}{{\mathrm{\lambda }}_{dq}^{*}\left(s\right)}=\frac{G_c\left(s\right)G_p\left(s\right)}{1+G_c\left(s\right)G_p\left(s\right)}=\frac{{\mathrm{\omega }}_b}{s+{\mathrm{\omega }}_b}$$

  
• Der Synchronflussregler kann in das harmonische Bezugssystem einer bestimmten Harmonischen gedreht werden H_xn gedreht werden, was dazu führt: $$G_{cHx}\left(s\right)={\omega }_{bf}\left(1+\frac{{\mathrm{\tau }}_{dqi}+j{\omega }_e}{s-j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e}\right)+{\omega }_{bf}\left(1+\frac{{\mathrm{\tau }}_{dqi}-j{\omega }_e}{s+j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e}\right)=\frac{{\omega }_{bn}s\left(s+{\mathrm{\tau }}_{dqi}\right)}{s^2+{\left(j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e\right)}^2}$$

  

  wobei ω_bn, die Bandbreite des Oberschwingungsflussreglers ist und als (ω_bn = BW_nscaleω_bf und BW_nscale ein Skalierungswert ist, mit dem die Bandbreite des Oberschwingungs-Referenzrahmenreglers in Abhängigkeit vom Synchron-Referenzrahmenregler eingestellt wird, und wobei ${\mathrm{\tau }}_{dqiHxn}=\frac{1}{{\mathrm{\tau }}_{dqHx}}$

  

  und ${\mathrm{\tau }}_{dqHxn}=\frac{R}{L_{dq,app\left(I_d,I_q,H_{xn}{\theta }_e,T\right)}}.$

  
• Oberschwingungsregler werden typischerweise zur Einspeisung einer kleinen Menge hochfrequenter Signale verwendet und τ_dqi ist typischerweise klein genug für diesen Fall und kann bei Bedarf ignoriert werden: $$G_{cHx,mod}\left(s\right)=\frac{{\omega }_{bn}{s}^2}{s^2+{\left(j{H}_{xn}{\mathrm{\omega }}_e\right)}^2}$$

  
• Eine effektive entkoppelte Anlage von Gleichung (32) kann geschrieben werden als: $$G_{pDcpl}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{dq}}{V_{dq}}=\frac{1}{s+{\mathrm{\tau }}_{dqi}}$$

  
• Dies führt zu einem harmonischen Bezugsrahmen-Frequenzgang, der eine Bandpass-Systemantwort ist, die zentriert ist um H_xn: $$\frac{{\lambda }_{dqHx}\left(s\right)}{{\lambda }_{dqHx}^{*}\left(s\right)}=\frac{G_{cHx}\left(s\right)G_{pHx}\left(s\right)}{1+G_{cHx}\left(s\right)G_{pHx}\left(s\right)}\approx \frac{{\mathrm{\omega }}_{bn}s}{s^2+{\mathrm{\omega }}_{bn}s+{\left(H_{xn}{\mathrm{\omega }}_e\right)}^2}$$

  
• Eine diskrete Form der oben genannten Gleichung (33) für den Synchronflussregler kann für 8 implementiert werden, indem man $s=\frac{T_{s}z}{z-1}.$

  

  Ebenso wird eine diskrete Form der Gleichung (35) in 8 mit einem Frequenzkorrekturterm ƒ (ω_e, Hxn, T_s) zur Berücksichtigung von Diskretisierungsfehlern und Abtastverzögerungen im typischen digitalen Regelsystem, das über eine Look-Table vorkonfiguriert werden kann, wobei T_s die Abtastperiode ist $\left(\frac{1}{F_s}\right).$

  
• Eine diskrete Form von Gleichung (34) einschließlich des Zeitkonstanten-Terms ist in 9 beschrieben. Einer der entscheidenden Vorteile der Steuerung einer elektrischen Wechselstrommaschine wie der elektrischen Maschine 14 von 1 im Flussbereich gemäß 8 anstelle des Strombereichs von 7 ist, dass man die Kreuzkopplungs- und Sättigungseffekte berücksichtigen kann, was zu einem präziseren Steuerungsniveau führt.
• Im Vergleich dazu werden in 7 die Oberwellenkomponenten im Flussbereich und die Grundwellenkomponenten im Strombereich geregelt. Dieses alternative Regelungsschema bleibt eine effektive Option, da die Variation des Oberschwingungs-Bezugsrahmenflusses berücksichtigt wird.
• Um kurz auf 4 zurückzukommen, kann der Oberschwingungsstromregler unter Verwendung der PI-Steuerlogik-Implementierung nach Bandbreite (BW1, ..., BWn) aufgeteilt werden, z. B. innerhalb eines Unterblocks 36, der für jede der (n) Oberschwingungskomponenten verwendet wird, mit entsprechenden Blöcken 44-n, 46-n und 48-n, wie gezeigt. Die Ausgänge jedes Teilblocks 36,...,36-n werden dann am Knoten N12 summiert und in Block 56 begrenzt, um die Oberschwingungskompensations-Spannungskomponente (Vdq*Hx) am Summationsknoten N3 bereitzustellen, wie in 2 gezeigt und oben beschrieben.
• Die oben erwähnten 5 und 6 zeigen die Auswirkungen auf die Flussgröße und -phase für eine bestimmte Drehmomentlast, z. B. 100 % Drehmomentlast (5) und 50 % Drehmomentlast ( 6). Die Flussverknüpfung (FLX -L) in Webers (Wb) ist auf der vertikalen Achse für den d-Achsen-Fluss und die q-Achsen-Flussbeiträge 68 bzw. 168 dargestellt. Der elektrische Winkel (Elec. Ang.) in Grad (°) ist auf der horizontalen Achse dargestellt. Ein Vergleich der 5 und 6 zeigt, dass die Flussverknüpfung in Abhängigkeit vom elektrischen Winkel und der Drehmomentbelastung variiert. Dies macht das elektrische Antriebssystem 11 von 1 empfindlich auf einen gezielt eingespeisten Strom und Phasenwinkel der vorliegenden Offenbarung, und ebenso auf die betrachtete Betriebspunkt-basierte Bandbreite-partitionierte Variation der Phasenwinkel-Injektion.
• Selektive akustische Toneinspeisung: Wie oben erwähnt, kann es in einigen Anwendungen, wie z. B. in einem batterieelektrischen Fahrzeug wie dem in 1 gezeigten Kraftfahrzeug 10, aufgrund der Konfiguration der elektrischen Maschine 14 und der Netzdynamik schwierig sein, eine bestimmte harmonische Ordnung vollständig zu eliminieren, oder es kann wünschenswert sein, eine bestimmte harmonische Ordnung beizubehalten. So ermöglicht die beschriebene Bandbreitenaufteilung im mechanischen Bereich die Einführung eines hörbaren Tons, z. B. einer Oberschwingung erster oder dritter Ordnung, um den Benutzer von Geräuschen abzulenken, die von einer anderen, vielleicht höherwertigen Oberschwingung ausgehen, z. B. einer Oberschwingung sechster oder zwölfter Ordnung. Ebenso kann die Einführung eines Tons andere harmonische Ordnungen ergänzen, die während des Betriebs der elektrischen Maschine 14 erzeugt werden können. Auf diese Weise ist die vorliegende Lehre nicht auf die Auslöschung unerwünschter Oberschwingungen beschränkt, sondern kann auch oder alternativ die gezielte Einspeisung von Oberschwingungen zur Gestaltung der NVH-Eigenschaften des elektrischen Antriebssystems 11 umfassen. Daher kann die Oberwelleninjektion zusätzlich oder anstelle der Geräuschreduzierung und der Auslöschung von Drehmoment und Stromwelligkeit durchgeführt werden.
• 7 zeigt die Steuerlogik 150L, die als Variation oder Erweiterung des strombasierten Ansatzes von 2 verwendet werden kann. Das heißt, anstelle der Verarbeitung in der Stromdomäne kann die vorliegende Lehre in der Flussdomäne angewendet werden. Wie zu erkennen ist, erfordert der Betrieb im Flussbereich eine genaue Kenntnis der d-Achsen- und q-Achsen-Flußeigenschaften der elektrischen Maschine 14 über ihren vorgesehenen Betriebsbereich. Solche Informationen können z. B. durch Offline-Tests und Kalibrierung ermittelt und dann im Speicher (M) der in 1 dargestellten Steuerung 50 aufgezeichnet werden.
• In Bezug auf 2 umfasst die modifizierte flussdomänenbasierte Steuerlogik 150L Nachschlagetabellen 70 und 170 („I λ→“) für die Strom-Fluss-Abbildung und den Logikblock 72 („HF-REG“) für den Oberschwingungsflussregler sowie ein Filter 74 („FILT“), z. B. ein Bandpassfilter oder ein Synchronfilter. Die Lookup-Tabelle 70 liefert für eine gegebene Oberschwingungskompensations-Stromkomponente (Idq*Hx) eine entsprechende befohlene Oberschwingungskompensations-Flusskomponente (kdq*Hx). Von diesem Wert wird am Knoten N13 eine tatsächliche oder geschätzte Oberschwingungskompensations-Flusskomponente (λdqHxn) aus dem Bandpassfilter 74 subtrahiert, wobei die Differenz ein Flussfehlersignal (Pfeil λdq*Hx, err) ist. Dieses Fehlersignal wird dann zusammen mit der aktuellen Drehzahl (ωe) als Eingang für den Oberschwingungsflussregler-Logikblock 72 bereitgestellt.
• Der Logikblock 72 ist in 7 weiter detailliert dargestellt und verwendet eine diskrete Regelungstopologie, die der in 4 dargestellten ähnlich ist, abgesehen von den Proportional- und Integralverstärkungsblöcken 44 und 46 von 4. Der Frequenzkorrekturblock 48, der ebenfalls in 4 dargestellt ist, liefert einen Korrekturwert als Funktion der Drehgeschwindigkeit ω_e, der jeweiligen Harmonischen (Hx1) und dem Zeitbereichsparameter (Ts). Zusätzlich zu den oben beschriebenen Integratorblöcken (z-1) 54 und Abtastintervallen (TS) 52 enthält die Steuerlogik 150L Verstärkungsblöcke 75 („ωb1“, ..., „ωbn“), wobei ωbn= 2πfbn(Fsw). Hier ist ωbn die Bandbreite des Logikblocks 72 des Oberwellenflussreglers in Radiant pro Sekunde, wobei (n) wiederum für eine bestimmte Oberwellenfrequenz gilt, wie an anderer Stelle oben erwähnt. Fbn ist die Bandbreite des Oberschwingungsflussreglers in Hertz, und Fsw ist die Schaltfrequenz des TPIM 20 (1 und 2), z. B. die Abtastfrequenz der Steuerung 50. Die Bandbreite wird also in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz variiert, entweder linear oder anders. Ein Vorteil dieses Ansatzes ist, dass die Stabilität der Oberschwingungsstromregelung über verschiedene Schalt- und Abtastfrequenzen gewährleistet ist. So wird die Oberschwingungskompensationsstromkomponente (Vdq*Hx) vom Begrenzungsblock 56 an den Knoten N3 von 2 ausgegeben.
• Die vorliegende Lehre eignet sich zur Implementierung eines zugehörigen Steuerungsverfahrens, wie von Fachleuten leicht erkannt werden kann. In einer beispielhaften Ausführungsform kann die Steuerung 50 von 1 beispielsweise die oben beschriebenen Freigabebedingungen auswerten, um festzustellen, ob die Implementierung der Techniken zur Unterdrückung der Drehmoment- und Stromwelligkeit gerechtfertigt ist. Wenn die Ermöglichungsbedingungen erfüllt sind, kann die Steuerung 50 die bestimmte(n) harmonische(n) Komponente(n) identifizieren, die adressiert werden sollen, z. B. die dritte, sechste und/oder zwölfte harmonische Komponente.
• Die Steuerung 50 bestimmt dann in Abhängigkeit von der Drehzahl und dem Motordrehmoment die erforderlichen Strombefehle für die d-Achse und die q-Achse sowie eine Phaseneinspeisung, die zur Auslöschung der Strom- und Drehmomentwelligkeit und möglicherweise zur Einspeisung oder Einführung eines hörbaren Tons für eine ausgewählte Oberschwingung erforderlich ist. Als Teil eines solchen Ansatzes kann die Steuerung 50 die Oberschwingungsstrombefehle als eine Funktion der Motordrehzahl skalieren und dann die verschiedenen Oberschwingungsstrombefehle summieren. Die Steuerung 50 erzeugt schließlich die erforderlichen Phasenspannungsbefehle zur Erregung der elektrischen Maschine 14, nachdem er die Bandbreitenaufteilung des Synchron- und Oberschwingungsstromreglers 36 eingeschaltet hat (2).
• Offline kann das vorliegende Verfahren die Bestimmung der erforderlichen Werte zum Auffüllen der Nachschlagetabellen der 2, 3, 4 und 7 beinhalten. Beispielsweise kann auf einem Prüfstand oder in einer Laborumgebung der Stromsollwert und die Phase bestimmt werden, die erforderlich sind, um die Drehmomentwelligkeit für eine ausgewählte Oberwelle der elektrischen Maschine 14 zu beseitigen. Im Rahmen eines solchen Versuchs kann die zugrunde liegende Anlage modelliert und charakterisiert werden, wobei die Anlage in diesem Fall die elektrische Maschine 14 und eine gekoppelte Last umfasst. Die NVH-Analyse kann bei verschiedenen Drehmomentlasten und Drehzahlen der elektrischen Maschine 14 durchgeführt werden. Ein ähnlicher Ansatz kann für die Toninjektion für ausgewählte Oberschwingungen verwendet werden. Danach erzeugt die Steuerung 50 im Betrieb Oberschwingungsstrombefehle und Phasenbefehle in Echtzeit, um die Drehmomentwelligkeit und die Stromwelligkeit zu unterdrücken sowie akustische Geräusche im elektrischen Antriebssystem 11 von 1 zu reduzieren.
• In einer nicht einschränkenden beispielhaften Anwendung der vorliegenden Lehre kann ein Benutzer die Behandlung von zwei Oberschwingungsordnungen, z. B. Hx1 = 6 und Hx2 = 12, separat konfigurieren und die Steuerlogik 50L oder 150L für Hx1 und Hx2 für einen jeweiligen Drehmoment- und Drehzahlbetriebsbereich selektiv aktivieren. Für die Oberschwingungsordnung Hx1 kann die Drehmomentwelligkeit für einen gegebenen Drehmoment- und Drehzahlbetriebsbereich durch Konfigurieren der Stromgrößen- und Phasensperrung aufgehoben werden. Der Logikblock 63 zur Erzeugung des Null-Befehls in 3 kann so konfiguriert werden, dass die Stromwelligkeit für den spezifischen Drehmoment- und Drehzahl-Betriebsbereich Hx1 aufgehoben wird. Durch den Befehl Null für einen konfigurierten Bereich versucht der Regler, die Ströme der Anlage zu zwingen, für eine bestimmte Oberwelle Null zu sein, indem er die Kompensationsspannung, d. h. VqHx, befiehlt. Gleichzeitig kann ein Betrags- und Phasenblock für Hx2 konfiguriert werden, um einen akustischen Ton einzuspeisen, der den niederfrequenten Anteil der Oberschwingungsordnung Hx1 ablenkt. Alternativ könnte man die Behandlung der Oberschwingungsordnungen Hx1 und Hx2 so konfigurieren, dass Drehmoment- und Stromwelligkeit für ausgewählte Drehmoment- und Drehzahlbereiche aufgehoben werden.
• 12 und 13 zeigen die mögliche Vibrations- bzw. Geräuschreduzierung für die Grundbeschleunigung. Die Durchschnittsgeschwindigkeit der elektrischen Maschine 14 in Umdrehungen pro Minute (RPM_AVG) ist auf der horizontalen Achse dargestellt, die Dezibel (dB) auf der vertikalen Achse. Die Kurve T1 stellt die Basisleistung ohne die vorliegende Lehre für eine solche repräsentative Beschleunigung dar, während die Kurve T2 die Leistung unter denselben Bedingungen mit der offengelegten Strategie der Oberwellenaufteilung repräsentiert. Typisch für die vorliegenden Vorteile ist eine Verringerung der Vibrationen und akustischen Geräusche bei höheren Drehzahlen, z. B. bei über etwa 1000 U/min in diesem Beispielsfall, was Drehzahlbereichen entspricht, die mit konventionellen Ansätzen typischerweise nicht im harmonischen Sinne angesprochen werden.
• Während die vorliegenden Lehren als entsprechende Steuerlogik und konstituierende Logikblöcke dargestellt sind, werden Fachleute hierin ein zugrunde liegendes Verfahren zur Steuerung des Betriebs der rotierenden elektrischen Maschine 14 erkennen. So können die Befehle 100 aus 1 so kodiert werden, dass die Ausführung der Befehle 100 durch den/die Prozessor(en) P der Steuerung 50 bewirkt, dass die Steuerung 50 über den Oberwellenkompensationsregler 31 aus 2 das befohlene Drehmoment $\left(T_e^{*}\right)$

  

  und die Drehzahl (ωe) der elektrischen Maschine 14 zu empfangen und dann über den Oberwellenkompensationsregler 31 in Reaktion auf den Satz von Freigabebedingungen (Pfeil CC_ENBL) einen dq-Oberwellenkompensationsstrom $\left(I_{dqHx}^{*}\right)$

  

  und Spannung $\left(V_{dqHx}^{*}\right)$

  

  für eine oder mehrere vorbestimmte Oberschwingungsordnungen unter Verwendung des befohlenen Drehmoments $\left(T_e^{\ast }\right)$

  

  und der Drehgeschwindigkeit (ωe). Wie oben erwähnt, ist die Oberwellenkompensationsstromspannung so konfiguriert, dass sie die Drehmoment- und Stromwelligkeit in der/den vorbestimmten Oberwellenordnung(en) ausgleicht.
• Das Verfahren kann die Addition des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  und Spannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  zu den dq Strom- und Spannungsbefehlen $\left(I_{dq}^{\ast }{\text{ und V}}_{dq}^{\ast }\right),$

  

  um einen eingestellten Gleichstrombefehl $\left(I_{dq}^{\ast \ast }\right)$

  

  und einen eingestellten Gleichstrom-Spannungsbefehl $\left(V_{dq}^{\ast \ast }\right).$

  

  Das anschließende Verfahren kann die Steuerung des Betriebs der elektrischen Maschine 14 von 1 unter Verwendung der eingestellten dq-Strom- und Spannungsbefehle $\left(I_{dq}^{\ast \ast }\text{ und }{V}_{dq}^{\ast \ast }\right).$

  
• Ein solches Verfahren kann mehrere Oberschwingungsordnungen behandeln. In diesem Fall kann der bandbreitenaufteilende Oberschwingungskompensationsregler 31 von 2 so konfiguriert sein, dass er die dq Oberschwingungskompensationsströme $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right),\dots ,\left(I_{dqHn}^{\ast }\right)$

  

  für jede der mehreren Oberschwingungsordnungen zu addieren, und ebenso die dq Oberschwingungskompensationsspannungen $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right),\dots ,\left(V_{dqHn}^{\ast }\right)$

  

  für jede der mehrfachen Oberschwingungsordnungen zu addieren, um den Oberschwingungskompensationsstrom und die Oberschwingungsspannung $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)\text{ und }\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  zu erzeugen.
• Ausführungsformen des Verfahrens können die Erzeugung des dq-Strombefehls $\left(I_{dq}^{\ast }\right)$

  

  über den Drehmoment-Strom-Logikblock 30 des in 2 dargestellten Reglers 50 als eine Funktion des befohlenen Drehmoments $\left(T_e^{\ast }\right),$

  

  der Drehzahl (ωe) und des DC-Bus-Spannungspegels (Vdc). Der Logikblock 30 kann, wie oben erwähnt, als Nachschlagetabelle implementiert werden, die durch das befohlene Drehmoment, die Drehzahl und den Zwischenkreisspannungspegel indiziert oder referenziert wird.
• Weitere Aspekte des Verfahrens können das Subtrahieren des tatsächlichen Gleichstroms (Idq) der elektrischen Maschine 14 von dem eingestellten Gleichstromsollwert $\left(I_{dq}^{\ast \ast }\right)$

  

  zu subtrahieren, um den Gleichstromfehlerwert (Idq,Err) abzuleiten, den eingestellten Gleichspannungsbefehl $\left(V_{dq}^{\ast \ast }\right)$

  

  über den Oberschwingungskompensationsregler 31 unter Verwendung des Gleichstromfehlerwertes (Idq,Err), Umwandlung des korrigierten Gleichspannungssollwertes $\left(V_{dq}^{\ast \ast }\right)$

  

  in Phasenspannungsbefehle (V*abc) um, und Bereitstellen der Phasenspannungsbefehle (V*abc) an das TPIM 20 der 1 und 2, um dadurch die elektrische Maschine 14 zu erregen.
• In der in 2 dargestellten Ausführungsform kann das Verfahren die Bestimmung und Ausgabe des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  über den FF HC-GEN-Logikblock 32, das Bestimmen und Ausgeben der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  über den HC-REG-Logikblock 36, und das Rampen des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  über den/die Skalierungslogikblock(s) 60, ..., 60-n des FF HC-GEN-Logikblocks 32, wie in 3 gezeigt. Das Verfahren kann beinhalten, dass die separaten d-Achsen- und q-Achsen-Oberschwingungskompensationsströme (IdHx1, ..., IdHxn und IqHx1, ..., IqHxn) über den Nullblock als Funktion des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl selektiv genullt werden.
• Wie in 4 gezeigt, kann der HC-REG-Logikblock 36 von 2 mehrere separate Regelschleifen für jede entsprechende der Oberschwingungsordnungen enthalten, wobei jede der Schleifen wählbare Proportional- und Integralverstärkungsblöcke 44 und 46 sowie einen Frequenzkorrekturblock 48 aufweist. Die Ermittlung und Ausgabe der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  über den HC-REG-Logikblock 36 kann die Berechnung einer jeweiligen oberschwingungsspezifischen dq-Oberschwingungskompensationsspannung für jede der (n) Oberschwingungsordnungen und dann die Addition der jeweiligen oberschwingungsspezifischen dq-Oberschwingungskompensationsspannungen (VdqHx) umfassen, um dadurch die befohlene dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right).$

  
• Wie bereits erwähnt, kann ein hörbarer Ton bei einer vorbestimmten Oberschwingungsordnung unter Verwendung des Oberschwingungskompensationsreglers 31 von 2 eingespeist werden, wobei der Regler 31 in einer alternativen Ausführungsform auch in der Magnetflussdomäne statt der Stromdomäne arbeitet. In der Flussdomäne kann das Verfahren so eingestellt werden, dass es das Übersetzen des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  aus dem FF HC-GEN-Logikblock 32 von 7 in einen dq-Oberschwingungskompensationsstrom $\left({\lambda }_{dqHx}^{\ast }\right),$

  

  Berechnen des Fehlerwerts des dq-Oberschwingungskompensationsflusses $\left({\lambda }_{dqHx,err}^{\ast }\right),$

  

  Übertragen des Fehlerwerts des Oberschwingungskompensationsflusses dq $\left({\lambda }_{dqHx,err}^{\ast }\right)$

  

  an den HF-REG-Logikblock 72 von 7, und dann das Bestimmen und Ausgeben der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

  

  über den HC-REG-Logikblock 72 unter Verwendung des dq Oberschwingungskompensationsflußfehlerwerts $\left({\lambda }_{dqHx,err}^{\ast }\right)$

  

  z.B. mit Hilfe einer Nachschlagetabelle, einer Berechnung oder einer anderen Implementierung.
• Die ausführliche Beschreibung und die Zeichnungen oder Figuren sind unterstützend und beschreibend für die vorliegende Lehre, aber der Umfang der vorliegenden Lehre wird ausschließlich durch die Ansprüche definiert. Während einige der bevorzugten Ausführungsformen und andere Ausführungsformen zur Ausführung der vorliegenden Lehre im Detail beschrieben wurden, existieren verschiedene alternative Konstruktionen und Ausführungsformen zur Ausführung der vorliegenden Lehre, die in den beigefügten Ansprüchen definiert sind. Außerdem schließt diese Offenbarung ausdrücklich Kombinationen und Unterkombinationen der oben und unten dargestellten Elemente und Merkmale ein.

Claims (8)

1. Ein elektrisches Antriebssystem (11), umfassend: ein Batteriepaket (16); eine rotierende elektrische Maschine (14), die mit einer Last gekoppelt ist; ein Traktionsleistungs-Wechselrichtermodul (20), TPIM, das mit dem Batteriepaket (16) und der rotierenden elektrischen Maschine (14) verbunden ist; und eine Steuerung (50), die mit dem TPIM (20) kommuniziert und konfiguriert ist zum: Empfangen, über einer bandbreitenaufteilenden Oberschwingungskompensationssteuerung, HCR, der Steuerung, eines Soll-Drehmoments und einer Drehzahl der elektrischen Maschine (14); Berechnen, über die HCR, eines dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   und einer dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   für eine oder mehrere vorbestimmte Oberschwingungsordnungen unter Verwendung des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl als Reaktion auf einen Satz von Freigabebedingungen, wobei der Oberschwingungskompensationsstrom $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   und die Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   so konfiguriert sind, dass sie die Drehmomentwelligkeit und die Stromwelligkeit in der einen oder mehreren vorbestimmten Oberschwingungsordnungen aufheben; Addieren des dq-Oberschwingungskompensationsstroms und der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   zu einem dq-Strombefehl $\left(I_{dq}^{\ast }\right)$

   

   bzw. einem dq-Spannungsbefehl $\left(V_{dq}^{\ast }\right),$

   

   um einen eingestellten dq-Strombefehl $\left(I_{dq}^{\ast }\right)$

   

   und einen eingestellten dq-Spannungsbefehl $\left(V_{dq}^{\ast }\right)$

   

   zu erzeugen; und Steuern des Betriebs der elektrischen Maschine unter Verwendung des eingestellten dq-Strombefehls $\left(I_{dq}^{\ast }\right)$

   

   und des eingestellten dq-Spannungsbefehls $\left(V_{dq}^{\ast }\right),$

   

   wobei die eine oder mehrere vorbestimmte Oberschwingungsordnungen mehrere Oberschwingungsordnungen umfassen und wobei der HCR-Logikblock so konfiguriert ist, dass er den dq-Oberschwingungskompensationsstrom $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   für jede der mehreren Oberschwingungsordnungen und die dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   für jede der mehreren Oberschwingungsordnungen addiert, um den Oberschwingungskompensationsstrom $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   bzw. die Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   zu erzeugen.
2. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 1, wobei die Steuerung (50) so konfiguriert ist, dass sie unter Verwendung des HCR-Logikblocks selektiv einen hörbaren Ton in einer vorbestimmten harmonischen Reihenfolge einspeist.
3. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 1, wobei die Steuerung (50) ferner konfiguriert ist zum: Subtrahieren eines tatsächlichen Gleichstroms der elektrischen Maschine (14) von dem eingestellten Gleichstromsollwert (Idä), um einen Gleichstromfehlerwert (Idq, Err) abzuleiten; Erzeugen des eingestellten dq-Spannungsbefehls $\left(V_{dq}^{\ast }\right)$

   

   über den HCR-Logikblock unter Verwendung des dq-Stromfehlerwerts; Umwandeln des eingestellten dq-Spannungsbefehl $\left(V_{dq}^{\ast }\right)$

   

   in Phasenstrombefehle; und Bereitstellen der Phasenstrombefehle an das TPIM (20), um dadurch die elektrische Maschine (14) zu erregen.
4. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 1, wobei der HCR einen Logikblock zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen, FF HC-GEN, und einen Logikblock zur Regelung von Oberschwingungsströmen, HC-REG, umfasst, und die Steuerung (50) ferner so konfiguriert ist zum: Bestimmen und Ausgeben des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   über den Logikblock HC-REG; Bestimmen und Ausgeben der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   über den HC-REG-Logikblock; und Steigern des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   über einen Skalierungsblock des Logikblocks FF HC-GEN.
5. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 4, wobei der FF HC-GEN-Logikblock eine Nachschlagetabelle enthält, die so konfiguriert ist, dass sie separate Oberwellenkompensationsströme (IdHx1, ..., IdHxn und IqHx1, ..., IqHxn) für die d-Achse und die q-Achse bereitstellt, und eine Phaseninjektionsnachschlagetabelle, die so konfiguriert ist, dass sie eine Oberwellenkompensationsphaseneinstellung bereitstellt.
6. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 5, wobei der FF-HC-GEN-Logikblock einen Null- oder Null-Block enthält und die Steuerung (50) ferner so konfiguriert ist, dass sie die separaten Oberschwingungskompensationsströme (IdHx1, ..., IdHxn und IqHx1, ..., IqHxn) der d-Achse und der q-Achse über den Null- oder Null-Block als Funktion des befohlenen Drehmoments und der Drehzahl selektiv nullt oder nullt.
7. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 5, wobei der HC-REG-Logikblock mehrere separate Regelschleifen für jede entsprechende der Oberschwingungsordnungen enthält, wobei jede der Schleifen wählbare Proportional- und Integralverstärkungsblöcke und einen Frequenzkorrekturblock aufweist, wobei die Steuerung (50) so konfiguriert ist, dass sie die dq-Oberschwingungskompensationsspannung über den HC-REG-Logikblock bestimmt und ausgibt, indem sie eine jeweilige oberschwingungsspezifische dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   für jede der Oberschwingungsordnungen berechnet und danach die jeweiligen oberschwingungsspezifischen dq-Oberschwingungskompensationsspannungen $\left(V_{dqHx}^{\ast }\right)$

   

   addiert, um die dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{*}\right)$

   

   zu erzeugen.
8. Das elektrische Antriebssystem (11) nach Anspruch 5, wobei der HCR in der Magnetflussdomäne arbeitet und die Steuerung ferner so konfiguriert ist zum: Übersetzen des dq-Oberschwingungskompensationsstroms $\left(I_{dqHx}^{*}\right)$

   

   aus dem Logikblock FF HC-GEN in einen dq-Oberschwingungskompensationsfluss; Berechnen eines dq-Fehlerwerts des Oberschwingungskompensationsflusses; Übertragen des dq-Fehlerwerts des Oberwellenkompensationsflusses an den HF-REG-Logikblock; und Bestimmen und Ausgeben der dq-Oberschwingungskompensationsspannung $\left(V_{dqHx}^{*}\right)$

   

   über den HC-REG-Logikblock unter Verwendung des dq-Fehlerwerts des Oberwellenkompensationsflusses.

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