CN107248829A - 用于eps的pmsm电机的容错控制的磁通估计 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于EPS的PMSM电机的容错控制的磁通估计。一种用于估计电动马达中的磁链的系统包括：磁通估计模块，其基于电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；和速率估计模块，其基于反电动势和估计磁链生成估计马达速率。

Description

用于EPS的PMSM电机的容错控制的磁通估计

背景技术

电动助力转向（EPS）系统利用电动马达，典型地是永磁同步电机（PMSM），来为驾驶员提供转向辅助。使用称为磁场定向控制（FOC）的公知技术来控制PMSM，磁场定向控制允许将正弦三相马达电压和电流信号变换成同步旋转参考系（通常称为DQ参考系）中的等效信号，其中，马达电压和电流变成DC量。参考系变换需要电机的转子的绝对位置的信息，其通常通过使用物理位置传感器获得。无传感器控制（SC）指的是其中在没有物理位置传感器的情况下控制马达的控制方案的种类。SC方法能够分成两大类，即，直接转矩控制（DTC）和磁场定向控制（FOC）方法。虽然DTC不要求对位置的任何直接了解，但是FOC依赖于对位置的直接了解。与其基于传感器的对应方案相比，SC-FOC方案采用观测器或估计器来获得电机的位置，然而，总体控制架构保持与基于传感器的FOC方案相同。EPS系统通常采用基于传感器的FOC系统用于马达控制，但是SC提供了替代方案来提供容错控制（FTC）以便在位置传感器失效时避免辅助丧失（LoA）。

大部分SC算法需要估计定子磁链用于控制实现。对于DTC系统，磁通估计用于转矩估计，其然后连同磁通估计一起使用，以生成直接用于电压源型逆变器（VSI）的波门信号。FOC系统需要磁通估计以便估计电机速率和位置。对于诸如EPS的高性能应用，关键是准确地估计定子磁通，因为这些量的误差导致总体驱动系统的直接性能退化。

发明内容

在一些实施例中，一种用于估计电动马达中的磁链的系统包括：磁通估计模块，其基于电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；及速率估计模块，其基于反电动势和估计磁链生成估计马达速率。

在一些实施例中，一种用于估计电动马达中的磁链的方法包括：基于电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；及基于反电动势和估计磁链生成估计马达速率。

本发明还包括下述方案：

方案1. 一种用于估计电动马达中的磁链的方法，所述方法包括：

基于所述电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；及

基于所述反电动势和所述估计磁链生成估计马达速率。

方案2. 根据方案1所述的方法，其特征在于，所述估计磁链的生成包括：

对所述反电动势信号进行滤波，因此生成高通输出；

对所述高通输出进行滤波，因此生成低通输出，所述滤波利用包括多个一阶滤波器的二阶滤波器执行；及

基于所述低通输出和所述估计马达速率生成所述磁链。

方案3. 根据方案2所述的方法，其特征在于，所述基于所述低通输出生成所述磁链包括基于所述估计马达速率的符号补偿。

方案4. 根据方案2所述的方法，其特征在于，所述滤波基于所述估计马达速率的函数。

方案5. 根据方案2所述的方法，其特征在于，所述生成所述估计马达速率包括：

对所述反电动势信号进行滤波，因此生成高通输出；

利用二阶滤波器对所述高通输出进行滤波，因此生成低通输出。

方案6. 根据方案5所述的方法，所述滤波使用带有预畸变的双线性方法数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

从结合附图的以下描述，这些和其他优点及特征将变得更显而易见。

附图说明

被认为是本发明的主题在本说明书的结尾处的权利要求中具体地指出并明确地要求保护。本发明的前述和其他特征以及优点从结合附图的以下详细描述中显而易见，在附图中：

图1是根据一些实施例的马达控制系统的示例性示意图；

图2是根据一些实施例的SC-FOC系统的示例性框图；

图3是根据一些实施例的控制模块的选定部件的示例性框图；

图4是示出根据一些实施例的磁通估计模块的流程图；

图5是示出根据另一实施例的磁通估计模块的流程图；

图6是示出根据一些实施例的正交信号特征（quadrature signal signature）补偿器模块的流程图；及

图7是示出根据一些实施例的速率估计模块的流程图。

具体实施方式

现在参考附图，其中，将在不限制本发明的情况下参考具体实施例来描述本发明，图1示出根据本发明的一个方面的马达控制系统10。在如图所示的示例性实施例中，马达控制系统10包括马达20、逆变器22、电压供给24和控制模块30（也称为控制器）。电压供给24向马达20供给供电电压V _B 。在一些实施例中，电压供给24是12-伏特电池。然而，应当理解，也可使用其他类型的电压供给。逆变器22通过标记为‘A’、‘B’和‘C’的多个连接32（例如，三个连接器）连接到马达20。在一些实施例中，马达20是多相PMSM。在该示例中，马达20是三相PMSM。控制模块30通过逆变器22连接到马达20。控制模块30从系统34（诸如，例如，转向控制系统）接收马达转矩命令T _CMD 。控制模块30包括控制逻辑，以用于通过逆变器22向马达20发送马达电压命令。

马达20是一种装置，其可在DQ参考系中通过数学模型表示。下述等式可表示该数学模型，

在上述等式中，λ _d 和λ _q 是定子磁链，I _d 和I _q 是电流，V _d 和V _q 是电压，且T _e 是电磁转矩。电机参数是电感L _d 和L _q （其随着马达电流变化）、电阻R（其随着温度变化）和磁通量λ _m （其随着马达电流和温度两者变化）。

对于隐极电机，诸如表面永磁（SPM）电机，两个电机的电感相等，且称为同步电感L _s 。同步电感L _s 等于L _d 和L _q ，即，L _d =L _q =L _s 。

在静止或αβ参考系中用于SPM电机的装置模型如下所示，

如上文所参考的，λ _α 和λ _β 是定子磁链，I _α 和I _β 是电流，且V _α 和V _β 是电压。

两个参考系通过如下所示的派克变换（Park transformation）关联，

。

图2是SC-FOC系统的示例性框图。在下文中进一步详细描述的控制模块能够在SC-FOC系统中实现。如在附图中所示，使用磁通和速率估计来估计位置。所测量的相电流使用派克变换变换到DQ参考系，且电流调节器用于跟踪电流命令。由电流调节器计算的电压连同估计位置一起使用，以确定应用到逆变器的占空比。

图3是根据本发明的一些实施例的控制模块30的一部分的示例性框图。如图所示，控制模块30包括若干子模块，包括但不限于磁通估计模块40和速率估计模块42。如图所示，控制模块30还包括转矩和磁通命令计算模块44和转矩估计模块46。

磁通估计模块40和速率估计模块42提供准确且鲁棒的磁通和速度估计。这些模块能够如本文中所述的数字化地实现，且这些模块可被调谐以用于优化瞬态响应和稳态响应。进一步，闭环位置观测器还可包括至少磁通估计模块40。闭环位置观测器还可生成单独的速率估计。不同模块和观测器可应用于基于DTC和FOC两者的SC方案。所提出的能够应用在从非常低的速度到非常高的速度范围内的隐极电机中。

EPS系统利用操作地连接到逆变器22的马达20。马达20可以是PMSM，以为驾驶员提供转向辅助。一种控制技术是FOC，其允许将正弦三相马达电压和电流信号变换成同步旋转参考系（通常称为DQ参考系）中的等效信号，其中，马达电压和电流变成DC量。参考系变换需要电机的绝对位置的信息，其通常通过使用物理位置传感器获得。

SC指的是其中在没有物理位置传感器的情况下控制马达的控制方案的种类。SC方法能够分类成两大类，即，DTC和FOC方法。虽然前者不要求对位置的任何直接了解，但是后者依赖于对位置的直接了解。与其基于传感器的对应方案相比，SC-FOC方案采用观测器或估计器来获得电机的位置，然而，总体控制架构保持与基于传感器的FOC方案相同。EPS系统通常采用基于传感器的FOC系统用于马达控制。然而，SC提供有吸引力的替代方案来提供FTC，以便在位置传感器失效时避免LoA。

大部分SC算法（不管其属于FOC还是DTC种类）都需要定子磁链的估计以用于控制实现。对于DTC系统，磁通估计用于转矩估计，其然后连同磁通估计一起使用，以生成直接用于VSI的波门信号。针对PMSM所采用的一般SC-DTC架构在图3中示出。

基于涉及马达20的上述等式，可从反电动势（BEMF）估计磁链，反电动势（BEMF）从电机的端电压或命令电压和测量电流使用如下等式计算，

命令电压和测量电流由和表示，这两者都具有α和β分量。因此，包括相应的（命令电压）和（测量电流），每一个均带有α和β分量。应当注意，如果可获得施加到马达的实际电压的测量值，则优选地使用那些代替命令电压。

在s-域内，积分可写成，

磁通估计模块40基于动力转向马达的BEMF信号和动力转向马达的估计速率来估计磁链。磁通估计模块40基于动力转向马达的马达电流、电压和估计速率来估计磁链。

如在图4中所示，磁通估计模块40可包括磁通估计高通滤波器模块（α）48A和磁通估计高通滤波器模块（β）48B。磁通估计模块40还可包括磁通估计低通滤波器模块（α）50A和磁通估计低通滤波器模块（β）50B。磁通估计高通滤波器模块（α）48A和磁通估计低通滤波器模块（α）50A可对BEMF的α分量进行滤波，其中，磁通估计高通滤波器模块（β）48B和磁通估计低通滤波器模块（β）50B可对BEMF的β分量进行滤波。尽管图4示出低通滤波器模块50处理高通滤波器模块48的输出，但是该配置能够颠倒。因此，磁通估计高通滤波器模块48A、48B能够处理磁通估计低通滤波器模块50A、50B的相应输出。磁通估计高通滤波器模块48A、48B和磁通估计低通滤波器模块50A、50B可以是可编程的，且因此根据估计马达速率操作。具体地，磁通估计高通滤波器模块48A、48B和磁通估计低通滤波器模块50A、50B可以根据估计马达速率可单独地编程。磁通估计高通滤波器模块48A、48B和磁通估计低通滤波器模块50A、50B的相应传递函数G _H (s)和G _L (s)分别可如下书写，

其中，是估计马达电速率或者同步频率。磁通估计模块40适用非停顿状态，且因此速率输入必须受限于适当的下限。

图4的磁链估计模块40还包括正交信号特征补偿器模块52，其在一个实施例中接收磁通估计低通滤波器模块50A、50B的相应输出。如果滤波器模块被调谐成使得复合结构的增益和相位基本上不与积分器的增益和相位相同，则正交信号特征补偿器52模块调制滤波输出，以确保磁通估计模块40的输出模拟纯积分器在稳态的特性。因此，在图4中描述的配置能够是解耦的级联结构，其中，两个信号路径都解耦，并且还能够为互补（complimentary）结构，其中，两个信号用于校正彼此。

图5示出磁通估计模块的另一实施例。此处，磁通估计模块40A包括第一组级联一阶可编程低通滤波器模块56A、56B和第二组级联一阶可编程低通滤波器模块58A、58B，连同磁通估计高通滤波器模块（α）48A和磁通估计高通滤波器模块（β）48B。重要地，能够颠倒第一组56A、56B和第二组58A、58B级联一阶可编程低通滤波器模块和磁通估计高通滤波器模块48A、48B的配置。在该情形中，磁通估计高通滤波器模块（α）48A和磁通估计高通滤波器模块（β）48B的传递函数（其包括G _H (s)）和两组级联一阶可编程低通滤波器模块（其包括G _La (s)、G _Lb (s)），相应地如下，

。

磁通估计高通滤波器模块（α）48A和磁通估计高通滤波器模块（β）48B配置成移除输入中的DC失调且可编程。需要一阶可编程低通滤波器模块的组来提供积分器的a 相位滞后，且还补偿由磁通估计高通滤波器模块48A、48B提供的相位超前。因此，在该实施例中使用级联一阶可编程低通滤波器模块设计（例如，低通滤波器的连续布置）。

图4的磁通估计模块40A还包括正交信号特征补偿器模块60A。如果滤波器模块被调谐成使得复合结构的增益和相位基本上不与积分器的增益和相位相同，则正交信号特征补偿器60A模块调制滤波输出，以确保磁通估计模块40A的输出模拟纯积分器在稳态的特性。因此，在图5中描述的配置还能够是解耦的级联结构，其中，两个信号路径都解耦，且还能够为互补结构，其中，两个信号用于校正彼此。

图6更详细地示出正交信号特征补偿器模块60。正交信号特征补偿器模块60可根据如下等式执行补偿，

其中，γ是马达速率的符号。作为示例，对于如在图5中所示的可编程高通滤波器模块和双级联一阶可编程低通滤波器模块的情形，上述关系产生如下校正等式，

。

图6的正交信号特征补偿器模块60还适用于在图5中示出的正交信号特征补偿器模块60A。因此，由正交信号特征补偿器模块60A的增益补偿器62、64执行的增益补偿可通过采用如下关系执行，

对于如在图5中所示的可编程高通滤波器模块54和两个一阶可编程低通滤波器模块56、58的情形，用于正交信号特征补偿器模块60A的关系产生如下增益校正等式，

此后，可使用如下关系获得从到的相位补偿。

图4和图5的磁通估计模块40、40A分别将马达速率用作用于性能的因素。

在图7中更详细地图示了速率估计模块42。速率估计模块42基于马达电流、马达电压和磁链估计来估计马达速率。速率估计模块42的结构是基于微分的设计，且可采用如下等式，

根据上述等式，测量中的失调误差将导致速率估计的误差。包括可编程高通滤波器的滤波方案和以递归方式利用估计速率的增益和相位补偿器被并入，以移除所测量的信号中的DC失调。具体地，BEMF输入被滤波，且然后用于计算速率。

注意，能够使用不同滤波设计以对BEMF信号进行预滤波，只要维持正确的输入-输出关系。对于一般滤波结构，在输入和输出之间必须确保的增益和相位关系在下面提到。

作为示例，滤波器传递函数B _H (s)、B _L (s)可如下选择，

。

由于需要滤波器组合来移除DC输入且同时保持输入的原始相位，所以在截止频率标量之间的关系如下获得，

。

进一步，选择增益补偿器以便原始信号幅值保持完整，如下所示，

。

由于马达速度从根本上是低频带宽度信号，所以优选地利用固定截止低通滤波器对估计进行滤波，以滤除高频估计噪声。还可能能够在低抽样速率控制回路中执行速率估计，以改善软件吞吐量。对于从磁通估计器到速率估计器的下抽样过程，应当使用适当调谐的去假频滤波器。

估计模块的数字实现可便于高性能应用，因为在所设计的连续时间滤波器及其离散时间等效物之间的幅值和相位的差异可导致估计量的显著误差。由于对于上述提出的不同可编程滤波器所感兴趣的频率是同步频率ω _e ，所以可以将带有预畸变的双线性变换用于离散过程，预畸变利用估计同步频率作为临界频率（critical frequency）。换言之，由于要求可编程滤波器的响应仅仅在同步频率处精确地校正，所以该离散方法确保在数字实现中的频率扭曲是最小的。这是数字系统的不同（且独特的）实现，因为由于临界频率在线估计，所以离散过程是部分“在线”的。用于提出的离散的s到z域变换的等式如下示出，

对于全部其他固定截止频率滤波器，直接双线性变换可用于数字实现。闭环位置估计器可与上文中所述的磁链和速率估计器一起使用，以估计转子位置。

闭环观测器使用估计位置的反馈，且通过将在测量电流和估计参考系中的估计电流（使用估计位置）之间的误差调节到零来校正同步参考系。如前面提到的，在计算估计位置的过程中，估计器还产生速率估计。

磁通估计连同估计位置一起使用，以计算参考电流。

接下来，使用参考电流和测量电流计算电流误差。

电流误差连同估计位置一起使用，以执行参考系变换。

选择电流误差中的一个，即，d或q，且采用调节器（如下示例示出简单的PI调节器，但是应当理解可使用其他调节器）来产生作为估计的速率信号。

速率然后被积分以产生如下位置估计。

如下，最新的位置用于计算电流误差，其然后用于计算磁通误差。

磁通误差然后用于校正磁通估计以在下一个循环中使用。应当注意，磁通校正仅用于位置估计，且与更早提出的磁链和速率观测器解耦。显然，该估计器是模型参考自适应方案（MRAS）类型的观测器。

如在本文中使用的，术语“模块”或“子模块”指的是执行一个或多个软件或固件程序的专用集成电路（ASIC）、电子电路、处理器（共享、专用或成组）和存储器、组合逻辑电路、和/或提供所述功能的其他合适的部件。当在软件中实现时，模块或子模块能够在存储器中实现为非暂态机器可读存储介质，其可通过处理电路读取且存储用于通过处理电路执行以执行方法的指令。此外，在附图中示出的模块和子模块可组合和/或进一步分区。

虽然已经结合仅有限数目的实施例详细描述了本发明，但是应当容易理解本发明不受限于这些公开的实施例。而是，本发明能够被修改以并入先前未描述，但是其与本发明的精神和范围相称的任何数目的变型、替代、代替物或等效布置。额外地，虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是应当理解本发明的方面可仅包括所述实施例中的一些。因此，本发明不被视为受前述描述的限制。

Claims (16)

1.一种用于估计电动马达中的磁链的系统，所述系统包括：

磁通估计模块，其基于所述电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；及

速率估计模块，其基于所述反电动势和所述估计磁链生成估计马达速率。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述磁通估计模块包括：

磁通估计高通滤波器模块，其对所述反电动势信号进行滤波，因此生成高通输出；

磁通估计低通滤波器模块，其对所述高通输出进行滤波，因此生成低通输出，所述磁通估计低通滤波器模块是二阶滤波器，所述磁通估计低通滤波器模块可包括多个一阶滤波器；和

正交信号特征补偿器模块，其基于所述低通输出和所述估计马达速率生成所述磁链。

3.根据权利要求2所述的系统，所述磁通估计低通滤波器模块和所述磁通估计高通滤波器模块使用带有预畸变的双线性被数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

4.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述正交信号特征补偿器模块基于所述估计马达速率的符号补偿。

5.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述磁通估计高通滤波器模块和所述磁通估计低通滤波器模块根据所述估计马达速率操作。

6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述速率估计模块包括：

速率估计高通滤波器模块，其对所述反电动势信号进行滤波，因此生成高通输出；

速率估计低通滤波器模块，其对所述高通输出进行滤波，因此生成低通输出，所述速率估计低通滤波器模块是一阶滤波器。

7.根据权利要求6所述的系统，所述速率估计低通滤波器模块和所述速率估计高通滤波器模块使用带有预畸变的双线性被数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

8.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述磁通估计模块包括：

磁通估计低通滤波器模块，其利用二阶滤波器对所述反电动势信号进行滤波，因此生成低通输出；

磁通估计高通滤波器模块，其对所述低通输出进行滤波，因此生成高通输出；以及

正交信号特征补偿器模块，其基于所述高通输出生成所述磁链。

9.根据权利要求8所述的系统，所述磁通估计低通滤波器模块和所述磁通估计高通滤波器模块使用带有预畸变的双线性被数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

10.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述速率估计模块包括：

速率估计低通滤波器模块，其对所述反电动势信号进行滤波，因此生成低通输出，所述速率估计低通滤波器模块是一阶滤波器；和

速率估计高通滤波器模块，其对所述低通输出进行滤波，因此生成高通输出。

11.根据权利要求10所述的系统，所述速率估计低通滤波器模块和所述速率估计高通滤波器模块使用带有预畸变的双线性被数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

12.一种用于估计电动马达中的磁链的方法，所述方法包括：

基于所述电动马达的反电动势和估计速率生成估计磁链，所述磁链具有α磁链分量和β磁链分量；及

基于所述反电动势和所述估计磁链生成估计马达速率。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述估计磁链的生成包括：

对所述反电动势信号进行滤波，因此生成高通输出；

对所述高通输出进行滤波，因此生成低通输出，所述滤波利用包括多个一阶滤波器的二阶滤波器执行；及

基于所述低通输出和所述估计马达速率生成所述磁链。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述生成所述估计磁链包括：

利用二阶滤波器对所述反电动势信号进行滤波，因此生成低通输出；

对所述低通输出进行滤波，因此生成高通输出；及

正交信号特征补偿器模块，其基于所述高通输出生成所述磁链。

15.根据权利要求14所述的方法，所述滤波使用带有预畸变的双线性被数字化地实现，所述预畸变使用所述估计马达速率作为临界频率。

16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述生成所述估计马达速率包括：

利用一阶滤波器对所述反电动势信号进行滤波，因此生成低通输出；及

利用低通滤波器对所述低通输出进行滤波，因此生成高通输出。