DE102015224884A1

DE102015224884A1 - Verfahren für eine adaptive Transkonduktanzzelle unter Verwendung von arithmetischen Operationen

Info

Publication number: DE102015224884A1
Application number: DE102015224884.4A
Authority: DE
Inventors: Kemal Ozanoglu; Merve Toka; Frank Kronmueller
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2015-04-24
Filing date: 2015-12-10
Publication date: 2016-10-27
Anticipated expiration: 2035-12-11
Also published as: DE102015224884B4; US20160315588A1; US9608582B2

Abstract

Eine erste Transkonduktanzzelle mit einer Differenzeingangsspannung ΔV1 und einem kontrollierten Ausgangsstrom ΔI1 hat einen Bias, der durch eine Rückkopplungsschleife gesetzt ist. Eine zweite Transkonduktanzzelle mit einer Differenzeingangsspannung ΔV2 und unter Verwendung desselben Bias wie die erste Zelle hat eine analytisch identische Transkonduktanz. Die zweite Transkonduktanzzelle erzeugt einen Ausgangsstrom ΔI2 abhängig von dem Produkt des Ausgangsstroms ΔI1 der ersten Transkonduktanzzelle und des Quotienten der zweiten Differenzeingangsspannung ΔV2 und der ersten Differenzeingangsspannung ΔV1. Die adaptiven Transkonduktanzzellen können verwendet werden, um mathematische Funktionen zu erzeugen, wie Multiplikation und Division.

Description

GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen Signalverarbeitungsschaltungen und insbesondere Operationstranskonduktanzverstärker.
HINTERGRUND
Ein Typ eines Operationstranskonduktanzverstärkers (OTA – operational transconductance amplifier) ist die spannungsgesteuerte Stromquelle (VCCS – voltage controlled current source), deren Differenzeingangsspannung einen Ausgangsstrom erzeugt. Es gibt normalerweise einen zusätzlichen Eingang für einen Strom zur Steuerung der Transkonduktanz bzw. Steilheit (gm) des Verstärkers derart, dass die Transkonduktanz der Zelle gleich einem festen Stromausgang dividiert durch einen festen Spannungseingang ist. Dieser Typ von Verstärker kann in Schaltungen verwendet werden, die mathematische Funktionen oder „Operationen“ auf Eingangssignalen durchführen, um spezifische Typen von Ausgangssignalen zu erlangen.
„A 200-MSample/s Trellis-Coded PRML Read/Write Channel with Analog Adaptive Equalizer and Digital Servo" von Alini, et al. (1997) beschreibt, als ein Beispiel, eine vollständig integrierte PRML(Partial Response Maximum Likelihood)-Lese/Schreib-IC mit analoger adaptiver Entzerrung für einen Betrieb von bis zu 200 MSample/s. Der Chip implementiert sowohl MSN(matched spectral null)-Trellis- und Standard-PR4-Viterbi-Detektoren in der digitalen Domäne als auch digitale Servo. Die Vorrichtung ist in einer 0,7-/spl mu/m BiCMOS-Technologie integriert, hat eine Die-Größe von 54 mm/sup 2/, und verbraucht 2W mit MSN-Code oder 1,5W mit PR4-Code bei 4,5V Versorgung und 200 MSample/s. Der beschriebene VCCS-OTA verwendet eine Transkonduktanz gleich einem festen Ausgang ΔI dividiert durch einen festen Eingangs ΔV.
„Operational Transconductance Amplifier-Based Nonlinear Function Syntheses" von Sanchez-Sinencio (1989) beschreibt, wie der Operationstranskonduktanzverstärker effizient für eine programmierbare nichtlineare zeitkontinuierliche Funktions-Synthese verwendet werden kann. Zwei effiziente nichtlineare Funktions-Syntheseansätze werden dargelegt. Der erste Ansatz ist eine rationale Näherung und der zweite Ansatz ist ein stückweise-linearer Ansatz. Testschaltungen wurden unter Verwendung eines 3-μm-p-well-CMOS-Prozesses hergestellt.
Der von Sanchez-Sinencio beschriebene OTA kann für arithmetische Funktionen verwendet werden, wie einen Multiplizierer- oder einen Dividierer-Block. Für einen Multiplizierer-Block hat ein Vierquadrant-Multiplizierer mit zwei Eingängen einen Ausgangsstrom, der gegeben ist durch: I1 = Km × V1 × V2 wobei V1 und V2 die Eingangsspannungen sind und Km eine Multipliziererkonstante ist.
Der Signalpegel in dem Multiplizierer ist auf einige wenige hundert Millivolt für V1 und V2 beschränkt und Km ist eine Prozess- und Geometrie-abhängige Konstante.
Für einen Dividierer-Block beschreibt Sanchez-Sinencio einen Dividierer mit zwei Eingängen mit einem Spannungsausgang, der gegeben ist durch: VO = Kr × V1/V2 wobei V1 und V2 die Eingangsspannungen sind und Kr eine Konstante ist, ebenfalls abhängig von Prozess und Temperatur. Das resultierende Ausgangssignal ist proportional zu dem Verhältnis der Eingangssignale.
Die Transkonduktanz des OTAs bei Sanchez-Sinencio ist fest und abhängig von Prozessparametern, Versorgungsvarianz und Temperatur. Der Ausgangsstrom ist abhängig von dem Quadratgesetz-Prinzip, wodurch er für CMOS-Prozesse nach dem Stand der Technik ungeeignet ist. Es ist deshalb eine adaptive Transkonduktanzzelle erforderlich, die in einem Operationstranskonduktanzverstärker verwendet werden kann, die einfacher, kompakter und robuster gegenüber diesen Nebenwirkungen ist.
ZUSAMMENFASSUNG
Demgemäß ist eine Aufgabe von einem oder mehreren Ausführungsbeispiel(en) der vorliegenden Offenbarung, einen verbesserten Operationstranskonduktanzverstärker zur Verwendung als einen analogen Universalbaustein vorzusehen.
Es ist eine weitere Aufgabe von einem oder mehreren Ausführungsbeispiel(en) der Offenbarung, eine adaptive Transkonduktanz-Technik vorzusehen, die zum Erzeugen von arithmetischen Funktionen verwendet werden kann, wie Multiplikation und Division. Andere Aufgaben erscheinen im Folgenden.
Die obigen und weitere Aufgaben der vorliegenden Offenbarung können auf folgende Art und Weise erreicht werden. Zwei spannungsgesteuerte Stromquellenschaltungen sind konfiguriert zum Vorsehen eines Ausgangsstroms abhängig von dem Produkt des Ausgangsstroms der ersten spannungsgesteuerten Schaltung und des Quotienten der Eingangsspannung der zweiten spannungsgesteuerten Schaltung und der Eingangsspannung der ersten spannungsgesteuerten Schaltung. Die spannungsgesteuerten Schaltungen haben identische adaptive Transkonduktanzzellen mit einem Bias, der von einer Rückkopplungsschleife gesetzt ist. Da die spannungsgesteuerten Schaltungen konfiguriert sind, eine konstante und analytisch identische Transkonduktanz zu haben, sind Multiplizierer- und Dividierer-Funktionen unempfindlich gegenüber PVT-Problemen, was zu einem signifikanten Fortschritt bei dem Stand der Technik führt.
Die obigen und andere Aufgaben werden weiter erreicht durch ein Verfahren unter Verwendung von adaptiven Transkonduktanzzellen, um mathematische Funktionen zu erzeugen, wie Multiplikation und Division. Das Verfahren sieht eine erste spannungsgesteuerte Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang vor und erzeugt einen Ausgangsstrom von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle. Das Verfahren sieht auch eine zweite spannungsgesteuerte Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang vor und erzeugt einen Ausgangsstrom von der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle. Das Verfahren sieht einen Ausgangsstrom von der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle vor, der das Produkt des Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Quotienten des Differenzspannungseingangs der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Differenzspannungseingangs der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Offenbarung ist einfacher verständlich aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen ähnliche oder entsprechende Elemente, Bereiche und Abschnitte bezeichnen, und wobei:
1 ein Blockdiagramm einer adaptiven Transkonduktanzschaltung mit Transkonduktanzzellen gm1 und gm2 in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
2 einen schematischen Aufbau auf der Transistorebene einer adaptiven Transkonduktanzschaltung in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
3 Transkonduktanz gm1 im Vergleich zur Eingangsspannung ΔV1 in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
4 Transkonduktanz gm1 im Vergleich zur Eingangsspannung ΔV1 vergrößert zeigt.
5 einen Ausgangsstrom ΔI2 im Vergleich zur Eingangsspannung ΔV2 für verschiedene Werte der Eingangsspannung ΔV1 in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
6 einen Ausgangsstrom ΔI2 im Vergleich zur Eingangsspannung ΔV1 zeigt.
7 die Verstärkung G und ihre Phase P im Vergleich zu der Frequenz FREQ für verschiedene Werte der Eingangsspannung ΔV1 in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
8 ein Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW (gain-bandwidth product) im Vergleich zur Eingangsspannung ΔV1 zeigt.
9 die Verstärkung G und ihre Phase P im Vergleich zu der Frequenz FREQ für verschiedene Werte des Ausgangsstroms ΔI1 in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt.
10 ein Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW im Vergleich zu dem Ausgangsstrom ΔI1 zeigt.
11 ein Ablaufdiagramm eines offenbarten Verfahrens zum Verwenden von adaptiven Transkonduktanzzellen zeigt, um mathematische Funktionen zu erzeugen, wie Multiplikation und Division.
BESCHREIBUNG
In einem Ausführungsbeispiel schlägt die Offenbarung die Verwendung von adaptiven Transkonduktanzzellen vor, um eine konstante Transkonduktanz zu erzeugen. Eine erste Transkonduktanzzelle mit einer Eingangsspannung ΔV1 und einem kontrollierten Ausgangsstrom ΔI1 hat einen Bias, der durch eine Rückkopplungsschleife gesetzt ist. Eine zweite Transkonduktanzzelle mit einer Eingangsspannung ΔV2 und unter Verwendung desselben Bias wie die erste hat eine Transkonduktanz gleich der ersten Transkonduktanzzelle und erzeugt einen Ausgangsstrom ΔI2 abhängig von dem Produkt des Ausgangsstroms der ersten Transkonduktanzzelle und des Quotienten der zweiten Eingangsspannung und der ersten Eingangsspannung. Die adaptiven Transkonduktanzzellen können zur Erzeugung von mathematischen Funktionen verwendet werden, wie Multiplikation und Division. Multiplikations- und Divisions-Schaltungen werden üblicherweise bei der Signalverarbeitung verwendet und sind Fachleuten bekannt. Sie erzeugen verschiedene Steuersignale oder Berechnungen. Zum Beispiel werden Multiplikationszellen weithin verwendet, um Energieinformation zu berechnen. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer adaptiven Transkonduktanzschaltung mit den Transkonduktanzzellen gm1 und gm2 in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Die adaptive Transkonduktanzschaltung weist eine erste Transkonduktanzzelle gm1 155 mit einer Eingangsspannungsdifferenz ΔV1 und einem kontrollierten Ausgangsstrom ΔI1 auf. Die Schleife, die durch Verbinden des Ausgangs der ersten Transkonduktanzzelle gm1 155 mit dem Eingang der Bias-Zelle 130 gebildet wird, bestimmt den Ausgangsstrom ΔI1 derart, dass die Transkonduktanz der Zelle gm1 155 ΔI1/ΔV1 wird. Die adaptive Transkonduktanz-Schaltung weist weiter eine zweite Transkonduktanzzelle gm2 175 mit einer Eingangsspannungsdifferenz ΔV2 auf. Die Bias-Zelle 140 der zweiten Transkonduktanzzelle 175 ist identisch zu der Bias-Zelle 130 der ersten Transkonduktanzzelle derart, dass der Ausgangsstrom ΔI2, der von der zweiten Transkonduktanzzelle 175 erzeugt wird, ΔI2 = gm1 × ΔV2 = (ΔI1/ΔV1) × ΔV2 wird.
2 zeigt einen schematischen Aufbau, auf der Transistorebene, einer adaptiven Transkonduktanzzelle in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Die adaptive Transkonduktanzzelle weist eine Eingangsspannung VDD, eine Masse VSS, eine Substratspannung SUB und Bias-Schalter MBIAS 230 und MBIAS 240 auf. Die adaptive Transkonduktanzzelle weist weiter eine Eingangsspannungsdifferenz ΔV1 auf, die durch die Spannungsdifferenz an dem nichtinvertierenden Eingang INP1 von M11 und an dem invertierenden Eingang INN1 von M21 gesetzt wird. Die adaptive Transkonduktanzzelle weist weiter eine Eingangsspannungsdifferenz ΔV2 auf, die durch die Spannungsdifferenz an dem nichtinvertierenden Eingang INP2 von M12 und an dem invertierenden Eingang INN2 von M22 gesetzt wird. Die adaptive Transkonduktanzzelle weist eine Ausgangsstromdifferenz ΔI1, eine Ausgangsstromdifferenz ΔI2, einen erste-Stufe-Verstärker 201 und einen zweite-Stufe-Verstärker 202 auf. Der Operationstranskonduktanzverstärker in der ersten Transkonduktanzstufe 201 erzeugt eine Bias-Schleife MBIAS 230, die eine erste Transkonduktanz ΔI1/ΔV1 bildet. Der Operationstranskonduktanzverstärker in der zweiten Stufe 202 verwendet MBIAS 240 identisch zu MBIAS 230 und erzeugt, mit der Eingangsspannungsdifferenz ΔV2, den Ausgangsstrom: ΔI2 = (ΔI1/ΔV1) × ΔV2
Die Transkonduktanz der zweiten Zelle 202 ist gleich der Transkonduktanz der ersten Zelle 201: gm2 = (ΔI1/ΔV1) = gm1
In der adaptiven Transkonduktanzzelle von 2 ist der symmetrische Operationstranskonduktanzverstärker ein analoger Baustein, wobei eine Differenzspannung an dem PMOS-Differenzpaar-Eingangspaar M11 und M21, und M12 und M22, einen Differenzstrom an den Drain-Knoten von M11 und M21 beziehungsweise M12 und M22 erzeugt. Dieser Differenzstrom wird durch die NMOS-Stromspiegel M31, M41, M51, M61 und M32, M42, M52, M62 gespiegelt und mit den PMOS-Stromspiegeln M71 und M81 beziehungsweise M72 und M82 summiert.
3 und 4 zeigen (vergrößert) Simulationsergebnisse für die erste Transkonduktanzzelle gm1 355 und eine ideale berechnete Transkonduktanz 356 im Vergleich zu der Eingangsspannung ΔV1. Der Grund für die Diskrepanz der Darstellungen, zwischen der simulierten Transkonduktanz und der berechneten Transkonduktanz für den Bereich ΔV1 < 35mV, ist, dass die gegebene Dimensionierung des MBIAS-Transistors den Bias-Strom für die erforderliche Transkonduktanz nicht erreichen kann. Für den Bereich ΔV1 > 300mV ergibt die Linearität des Differenzpaars die Diskrepanz der Darstellungen. Für den Bereich zwischen V1 = 35mV und V1 = 300mV wird die simulierte Transkonduktanz übereinstimmend mit der berechneten Transkonduktanz gezeigt: gm1 = (ΔI1/ΔV1)
Die Transkonduktanz gm1 355 und 356 ist umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ΔV1, und wenn die Eingangsspannung ΔV1 erhöht wird, wird die Transkonduktanz gm1 355 und 356 verringert. Dies ist in 4 verifiziert für die erste Transkonduktanzzelle gm1 455, und eine ideal berechnete Transkonduktanz 456, im Vergleich zu der Eingangsspannung ΔV1 in größerem Maßstab.
5 zeigt Simulationsergebnisse für den Ausgangsstrom ΔI2 sowie einen ideal berechneten Ausgangsstrom im Vergleich zu der Eingangsspannung ΔV2 für verschiedene Werte der Eingangsspannung ΔV1 50mV, 100mV und 150mV. Der Ausgangsstrom ΔI2 wird als übereinstimmend mit dem berechneten Ausgangsstrom gezeigt und der Ausgangsstrom ΔI2 ist direkt proportional zu der Eingangsspannung ΔV2. Wenn die Eingangsspannung ΔV2 erhöht wird, wird der Ausgangsstrom dadurch erhöht, wie durch die Simulation verifiziert. 5 zeigt auch, dass der Ausgangsstrom ΔI2 umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ΔV1 ist. Wenn die Eingangsspannung ΔV1 von 50 mV, 100 mV und 150 mV erhöht wird, wird der Ausgangsstrom ΔI2 551 und 552 (ideal), 553 und 554 (ideal), 555 und 556 (ideal) jeweils verringert.
6 zeigt Simulationsergebnisse für den Ausgangsstrom ΔI2 680 sowie einen ideal berechneten Ausgangsstrom 681 im Vergleich zu der Eingangsspannung ΔV1. Der Ausgangsstrom ΔI2 680 wird als übereinstimmend mit dem berechneten Ausgangsstrom 681 gezeigt und der Ausgangsstrom ΔI2 680 und 681 ist umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ΔV1. Wenn die Eingangsspannung ΔV1 erhöht wird, wird dadurch der Ausgangsstrom 680 und 681 verringert, wie durch die Simulation verifiziert.
In einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung hat die adaptive Transkonduktanzzelle einen Ausgangsstrom, der eine lineare Funktion der Differenzeingangsspannung ist, berechnet als ΔI2 = gm2 X ΔV2. ΔV2 wird durch die Spannungsdifferenz an dem nichtinvertierenden Eingang INP2 und an dem invertierenden Eingang INN2 gesetzt und gm2 ist die Transkonduktanz der zweiten Stufe des Verstärkers. Die Spannungsverstärkung G der zweiten Transkonduktanzstufe des Operationsverstärkers ist dann die Ausgangsspannung VO geteilt durch die Differenzeingangsspannung ΔV2: G = VO/ΔV2 = VO/(ΔI2/gm2) = gm2 × (VO/ΔI2) wobei VO/ΔI2 die Impedanz der Last der zweiten Stufe des Verstärkers ist. Wenn die Kapazität über den Ausgang platziert ist, variiert die Impedanz der Last VO/ΔI2 als 1/(FREQ × CL), wobei FREQ die Frequenz ist, und die Lastkapazität CL berücksichtigt eine Phasenverschiebung.
Das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW des Operationstranskonduktanzverstärkers ist das Produkt der Bandbreite BW, der Frequenz, bei der der Verstärker arbeiten soll, und der Spannungsverstärkung G, bei der die Bandbreite gemessen wird. Der Frequenzbereich, der von dem Verstärker gehandhabt wird, kann in Bezug auf diese Bandbreite BW spezifiziert werden oder durch Spezifizieren einer Frequenzantwort, die innerhalb einer bestimmten Anzahl von Dezibel zwischen unterer und oberer Frequenz ist.
In einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung kann die adaptive Transkonduktanzzelle des Operationsverstärkers verwendet werden, um eine variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung zu erzeugen, und kann in gm-C-Filtern verwendet werden. Die Lastkapazität CL kann ausreichend groß vorgesehen werden, um den Verstärker zu verlangsamen, oder klein genug, um das Signal-Rausch-Verhältnis in der Schaltung zu maximieren. Eine mögliche Anwendung dieser Technik ist, eine variable-Verstärkung-Bandbreite zu erreichen zur Verwendung in Schleifenkompensationsfiltern, analogen Verzögerungsregelschleifen niedriger Frequenz oder variablen Frequenzbandpassfiltern.
In einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung wird gm1 durch die erste Transkonduktanzzelle gesetzt. Gm2 ist derart, dass die adaptive Transkonduktanz der zweiten Transkonduktanzzelle gleich der Transkonduktanz der ersten Zelle ist. Tabelle 1 sieht ein Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW für Eingangsspannungs-ΔV1-Werte von 25 mV bis 400mV vor, für einen konstanten Ausgangsstrom ΔI1.

Eingangsspannung (V1) bei konstantem I1 = 100nA GBW

25mV 52,35kHz

50mV 32,04kHz

100mV 15,68kHz

200mV 7,91kHz

400mV 5,41kHz
7 zeigt die Verstärkung G und ihre Phase P im Vergleich zu der Frequenz FREQ für verschiedene Werte der Eingangsspannung ΔV1 25mV, 50mV, 100mV, 200mV und 400mV bei einem konstanten Strom ΔI1 in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW für den Verstärker bei einer gegebenen Frequenz FREQ ist: GBW = gm1/(FREQ × CL) = (ΔI1/ΔV1) × 1/(FREQ × CL)
Die Verstärkung G und ihre Phase P des Verstärkung-Bandbreite-Produkts GBW werden als umgekehrt proportional zu der Frequenz FREQ gezeigt. Wenn die Frequenz FREQ erhöht wird, werden die Verstärkung G und ihre Phase P dadurch verringert. Dies wird durch die Verstärkung-Bandbreite-Produkt-GBW-Gleichung vorhergesagt und durch die in 7 gezeigte Simulation verifiziert. Folgend der Transkonduktanz gm1, sind auch die Verstärkung G und ihre Phase P umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ΔV1. Wenn die Eingangsspannung ΔV1 erhöht wird, von 25mV, 50mV, 100mV, 200mV und 400mV, werden die Verstärkung G 701, 702, 703, 704, 705 und ihre Phase P 706, 707, 708, 709, 710 entsprechend verringert.
8 zeigt das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 808 im Vergleich zu der Eingangsspannung ΔV1 und GBW = gm1/(FREQ × CL) = (ΔI1/ΔV1) × 1/(FREQ × CL)
Das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 808 wird als umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ΔV1 bestätigt, und wenn die Eingangsspannung ΔV1 erhöht wird, wird das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 808 verringert.
9 zeigt die Verstärkung G und die Phase P im Vergleich zu der Frequenz FREQ für verschiedene Werte des Ausgangsstroms ΔI1 50nA, 100nA, 200nA, 300nA und 500nA in einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Die Verstärkung G und ihre Phase P des Verstärkung-Bandbreite-Produkts GBW werden als umgekehrt proportional zu der Frequenz FREQ gezeigt. Wenn die Frequenz FREQ erhöht wird, werden die Verstärkung G und ihre Phase P verringert, wie durch die Verstärkung-Bandbreite-Produkt-GBW-Gleichung vorhergesagt und durch die in 9 gezeigte Simulation verifiziert. Folgend der Transkonduktanz gm1, sind auch die Verstärkung G und ihre Phase P direkt proportional zu dem Ausgangsstrom ΔI1. Wenn der Ausgangsstrom ΔI1 erhöht wird, von 50nA, 100nA, 200nA, 300nA und 500nA, werden die Verstärkung G 905, 904, 903, 902, 901 und ihre Phase P 910, 909, 908, 907, 906 entsprechend erhöht.
10 zeigt das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 1008 im Vergleich zu dem Ausgangsstrom ΔI1 und GBW = gm1/(FREQ × CL) = (ΔI1/ΔV1) × 1/(FREQ × CL).
Das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 1008 wird als direkt proportional zu dem Ausgangsstrom ΔI1 bestätigt, und wenn der Ausgangsstrom ΔI1 erhöht wird, wird das Verstärkung-Bandbreite-Produkt GBW 1008 erhöht.
11 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Verwenden von adaptiven Transkonduktanzzellen, um mathematische Funktionen zu erzeugen, wie Multiplikation und Division. Schritt 1110 des Verfahrens von 11 zeigt das Vorsehen einer ersten spannungsgesteuerten Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang. Schritt 1120 zeigt ein Erzeugen eines Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle. Schritt 1130 zeigt das Vorsehen einer zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang. Schritt 1140 zeigt ein Erzeugen eines Ausgangsstroms von der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle. Schritt 1150 zeigt das Vorsehen eines Ausgangsstroms von der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle, der das Produkt des Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Quotienten des Differenzspannungseingangs der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Differenzspannungseingangs der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle ist.
Vorteile
Die Vorteile von einem oder mehreren Ausführungsbeispiel(en) der vorliegenden Offenbarung umfassen einen Operationstranskonduktanzverstärker (OTA – operational transconductance amplifier), der vollständig differentiell und viel robuster ist gegenüber Prozess-, Spannungs- und Temperatur-(PVT – process, voltage, temperature)-Problemen. Aufgrund der identischen Bias-Zellen in den spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen des OTAs sind Multipliziererund Dividierer-Funktionen unempfindlich gegenüber PVT-Problemen, was zu einem signifikanten Fortschritt in dem Stand der Technik führt. Analoge Vorrichtungen, wie diese, bieten eine große Auswahl von arithmetischen Funktionen für Multiplizierer- und Dividierer-Schaltungen. Anwendungen können Kommunikationen und industrielle Steuerungen umfassen, bei denen eine Reaktion in Echtzeit erforderlich ist.
Während bestimmte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung gezeigt und beschrieben wurden, ist nicht beabsichtigt, die Offenbarung zu beschränken, außer wie durch die folgenden Ansprüche definiert.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

„A 200-MSample/s Trellis-Coded PRML Read/Write Channel with Analog Adaptive Equalizer and Digital Servo” von Alini, et al. (1997) [0003]
„Operational Transconductance Amplifier-Based Nonlinear Function Syntheses“ von Sanchez-Sinencio (1989) [0004]

Claims

Ein Operationstranskonduktanzverstärker, der aufweist: a) eine erste und eine zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung, konfiguriert zum Vorsehen eines Ausgangsstroms abhängig von dem Produkt des Ausgangsstroms der ersten spannungsgesteuerten Schaltung und des Quotienten der Eingangsspannung der zweiten spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung und der Eingangsspannung der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung; b) wobei jede der spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen eine adaptive Transkonduktanzzelle hat, die mit einem Bias verbunden ist, durch eine Rückkopplungsschleife gesetzt.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, wobei a) die erste spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung einen Eingang hat, der mit einer ersten Differenzspannungsquelle verbunden ist; b) die erste spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung einen Ausgang hat, der mit einer ersten Bias-Zelle verbunden ist; c) die erste spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung eine Transkonduktanz hat, die zu dem Quotient des Ausgangsstroms und der Eingangsspannung der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung konfiguriert ist.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, wobei a) die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung einen Eingang hat, der mit einer zweiten Differenzspannungsquelle verbunden ist; b) die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung mit einer zweiten Bias-Zelle verbunden ist; c) die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung eine Transkonduktanz hat, die zu dem Quotient des Ausgangsstroms und der Eingangsspannung der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung konfiguriert ist.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, wobei die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung eine Bias-Zelle hat, die identisch zu der Bias-Zelle der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung ist.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, wobei die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung eine Transkonduktanz hat, die analytisch gleich zu der Transkonduktanz des ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung ist, wodurch der Verstärker unempfindlich gegenüber Prozess-, Spannungs- und Temperatur-Problemen ist.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, wobei die zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung einen Ausgangsstrom hat, der gleich ist zu dem Produkt der Transkonduktanz der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung und der Eingangsspannung der zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, der weiter eine Multiplikationsschaltung aufweist, die mit dem Ausgang der zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung verbunden ist, wobei die Schaltung konfiguriert ist zum Durchführen einer Multiplikationsoperation unter Verwendung des Produkts des Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle.
Der Operationstranskonduktanzverstärker gemäß Anspruch 1, der weiter eine Divisionsschaltung aufweist, die mit dem Ausgang der zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung verbunden ist, wobei die Schaltung konfiguriert ist zum Durchführen einer Divisionsoperation unter Verwendung des Quotienten des Differenzspannungseingangs der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Differenzspannungseingangs der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle.
Verfahren zur Verwendung von adaptiven Transkonduktanzzellen zum Erzeugen von mathematischen Funktionen, wie Multiplikation und Division, das aufweist: a) Vorsehen einer ersten spannungsgesteuerten Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang; b) Erzeugen eines Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle; c) Vorsehen einer zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle mit einem Differenzspannungseingang; d) Erzeugen eines Ausgangsstroms von dem zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle; e) Vorsehen eines Ausgangsstroms von der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle, der eine Funktion des Produkts des Ausgangsstroms von der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle und eine Funktion des Quotienten des Differenzspannungseingangs der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle und des Differenzspannungseingangs der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei die spannungsgesteuerten Stromquellen adaptive Transkonduktanzzellen mit einem Bias vorsehen, der durch eine Rückkopplungsschleife gesetzt ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei die spannungsgesteuerten Stromquellen eine konstante und analytisch gleiche Transkonduktanz vorsehen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei die ersten und zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen einen Operationstranskonduktanzverstärker vorsehen, der die mathematische Funktion einer Multiplikation durchführt durch Verstärken der Größe des Ausgangsstroms der ersten spannungsgesteuerten Stromquelle.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei die ersten und zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen einen Operationstranskonduktanzverstärker vorsehen, der die mathematische Funktion einer Division durchführt durch Reduzieren der Größe des Differenzspannungseingangs der zweiten spannungsgesteuerten Stromquelle.
Das Verfahren gemäß Anspruch 9, Erzeugen von mathematischen Funktionen, die unempfindlich sind gegenüber Prozess-, Spannungs- und Temperatur-Problemen, was zu einem signifikanten Fortschritt in dem Stand der Technik führt.
Eine variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung, die aufweist: a) eine erste und eine zweite spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung, konfiguriert zum Vorsehen eines Ausgangsstroms; b) wobei jede der spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen mit einer identischen Bias-Zelle verbunden ist; und c) wobei jede der spannungsgesteuerten Stromquellenschaltungen eine analytisch identische Transkonduktanz hat.
Die variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei eine Lastkapazität über den Ausgang der zweiten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung verbunden ist.
Die variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei die Verstärkung direkt proportional zu dem Ausgangsstrom der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung ist.
Die variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei die Verstärkung umgekehrt proportional zu dem Differenzspannungseingang der ersten spannungsgesteuerten Stromquellenschaltung ist.
Die variable-Verstärkung-Bandbreite-Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei die Lastkapazität ausreichend groß vorgesehen werden kann, um ein Signal zu verlangsamen, oder klein genug, um das Signal-Rausch-Verhältnis in der Schaltung zu maximieren.