DE102015014194B4

DE102015014194B4 - Einspeisen eines Tons zur Kalibrierung einer Spiegelsignal-Unterdrückung

Info

Publication number: DE102015014194B4
Application number: DE102015014194.5A
Authority: DE
Inventors: Aslamali A. Rafi
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2014-12-17
Filing date: 2015-11-04
Publication date: 2021-01-21
Anticipated expiration: 2035-11-05
Also published as: US9319027B1; CN105721005A; CN105721005B; DE102015014194A1

Abstract

Vorrichtung zum Einspeisen eines Testtonsignals zur Kalibrierung einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung in einem Empfänger, Folgendes umfassend:einen rauscharmen Verstärker (low noise amplifier, LNA), der einen ersten Transkonduktanz-Verstärker umfasst, der einen Eingang hat, um ein differentielles Eingangs-Hochfrequenz (RF) Signal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein differentielles verstärktes RF-Signal auf einen RF-Signalpfad auszugeben;einen zweiten Transkonduktanz-Verstärker, der einen Eingang hat, der an einen ersten Gleichtaktknoten und einen zweiten Gleichtaktknoten angeschlossen ist, um ein Testtonsignal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein verstärktes Testtonsignal auf den RF-Signalpfad auszugeben; undeinen ersten und zweiten parallelen Kondensator, die zwischen einer ersten differentiellen Signalleitung und einer zweiten differentiellen Signalleitung angeschlossen sind, wobei die erste differentielle Signalleitung dafür vorgesehen ist, einen ersten Teil des differentiellen Eingangs-RF-Signals an den LNA zu leiten; undeinen dritten und vierten parallelen Kondensator, die zwischen der ersten differentiellen Signalleitung und der zweiten differentiellen Signalleitung angeschlossen sind, wobei die zweite differentielle Signalleitung dafür vorgesehen ist, einen zweiten Teil des differentiellen Eingangs-RF-Signals an den LNA zu leiten.

Description

Hintergrund
Viele Empfänger umfassen eine In-Phase/Quadratur (I/Q) Demodulationsarchitektur, in der ein empfangenes moduliertes Trägersignal gleichzeitig auf einen I-Kanal-Mischer und einen Q-Kanal-Mischer gegeben wird. Es wird ebenfalls ein lokaler Oszillator (LO) auf die Mischer angewendet, um eine Frequenzumwandlung von einer Hochfrequenz (radio frequency, RF), mit der das Funksignal empfangen wird, zu einer Zwischenfrequenz (intermediate frequency, IF) zu bewirken. In einem I/Q-Demodulator ist das LO-Signal, das auf den Q-Kanal-Mischer gegeben wird, gegenüber dem LO-Signal, das auf den I-Kanal-Mischer gegeben wird, um 90° verschoben.
Die Spiegelsignal-Unterdrückung ist ein Maß, mit dem die Leistungsfähigkeit von Empfängersystemen bewertet werden kann. Im Allgemeinen bezieht sich die Spiegelsignal-Unterdrückung auf die Fähigkeit des Empfängers Antworten zu unterdrücken, die sich aus RF-Signalen ergeben, die gegenüber der gewünschten RF-Trägerfrequenz um einen Betrag frequenzverschoben sind, der gleich dem Doppelten der IF eines Überlagerungsempfängers ist. Falls beispielsweise das gewünschte RF-Signal bei 100 Megahertz (MHz) liegt und die Empfänger-IF 4 MHz beträgt, dann könnte der LO des Empfängers auf 96 MHz eingestellt werden. Wie jedoch dem Fachmann bekannt ist, wird der Empfänger auch eine Antwort auf unerwünschte RF-Signale (also Spiegelsignale) bei einer Frequenz 4 MHz unterhalb der LO-Frequenz, in diesem Fall 92 MHz, zeigen. Die Empfängerantwort auf das 92-MHz-Signal wird als die Spiegelsignal-Antwort bezeichnet, da das Spiegelsignal sich bei einer Frequenz auf der anderen Seite der LO-Frequenz als der gewünschte RF-Träger befindet, wobei es von der LO-Frequenz um den Betrag der IF verschoben ist. Ein ebensolches Spiegelsignal tritt auf der hochfrequenten Seite auf, wenn der LO größer ist als der gewünschte RF-Träger und die Spiegelfrequenz größer ist als die LO-Frequenz.
In einer typischen Empfängerarchitektur mit niedriger IF bewirkt eine Fehlanpassung zwischen In-Phase- und Quadratur-Phase-Pfaden ein Übersprechen von Spiegelsignalinterferenzen. In vielen Empfängern können ein oder mehrere starke benachbarte Kanäle Spiegelsignalinterferenzen bewirken und den Empfang inakzeptabel werden lassen. US 2014/0355655 A1 zeigt einen Transceiver mit einem integrierten Schaltungsteil für einen Selbsttest des Transceivers. Ein Tonsignal wird eingespeist und ein Resonanzkreis wird auf eine gewünschte Resonanzfrequenz durch selektive Ankopplung kapazitiver Elemente kalibriert. US 2011 / 0051670 A1 zeigt den Aufbau eines typischen Hochfrequenzempfängers mit einem differentiellen Empfänger. US 2006/0111072 A1 zeigt einen Empfänger mit Spiegelsignal-Unterdrückung, bei dem für eine Kalibrierung ein Testtonsignal in Mischer injiziert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
In einer Ausführungsform umfasst die Vorrichtung die Merkmale gemäß Anspruch 1, unter anderem: einen rauscharmen Verstärker (low noise amplifier, LNA), der einen ersten Transkonduktanz-Verstärker umfasst, der einen Eingang hat, um ein differentielles Eingangs-Hochfrequenz (RF) Signal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein differentielles verstärktes RF-Signal auf einen RF-Signalpfad auszugeben; sowie einen zweiten Transkonduktanz-Verstärker, der einen Eingang hat, der an einen ersten Gleichtaktknoten und einen zweiten Gleichtaktknoten angeschlossen ist, um ein Testtonsignal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein verstärktes Testtonsignal auf den RF-Signalpfad auszugeben.
Die Vorrichtung kann außerdem einen Kontroller umfassen, um den zweiten Transkonduktanz-Verstärker während eines Testmodus einzuschalten und den zweiten Transkonduktanz-Verstärker danach abzuschalten sowie den ersten Transkonduktanz-Verstärker während des Testmodus abzuschalten und den ersten Transkonduktanz-Verstärker danach einzuschalten.
In einem Beispiel kann eine zusätzliche Phasenregelschleife (phase-locked loop, PLL) das Testtonsignal erzeugen, wobei die zusätzliche PLL über einen Puffer an den ersten Gleichtaktknoten und den zweiten Gleichtaktknoten angeschlossen ist.
In einem weiteren Beispiel umfasst eine Einspeisungsquelle zur Bereitstellung des Testtonsignals für den zweiten Transkonduktanz-Verstärker Folgendes: einen Oszillator zum Erzeugen des Testtonsignals; und einen Puffer, der einen Differenzverstärker in Kaskodenschaltung hat, der einen Eingang hat, der mit dem Oszillator verbunden ist, um das Testtonsignal zu empfangen, sowie einen Ausgang, der mit dem ersten Gleichtaktknoten und dem zweiten Gleichtaktknoten verbunden ist, um das Testtonsignal für den zweiten Transkonduktanz-Verstärker bereitzustellen.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Tuner die Merkmale gemäß Anspruch 12, unter anderem: einen RF-Signalpfad, der einen ersten Signalpfadteil und einen zweiten Signalpfadteil hat; einen ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker, der dafür angeschlossen ist, ein RF-Signal über den ersten Signalpfadteil und den zweiten Signalpfadteil zu empfangen und ein verstärktes RF-Signal an einen Mischer auszugeben; und einen zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker, der dafür angeschlossen ist, ein Testsignal in einem Testmodus zu empfangen und eine Testausgabe an den Mischer auszugeben.
In einem Beispiel kann ein Kontroller folgendes bewirken: dass eine PLL, die zwischen einem ersten Gleichtaktknoten und einem zweiten Gleichtaktknoten und dem zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker angeschlossen ist, das Testsignal bei einer zweiten Frequenz erzeugt, wobei die zweite Frequenz gegenüber einer Frequenz eines lokalen Oszillators um einen Verschiebungswert verschoben ist, und dass der lokale Oszillator ein Mischersignal erzeugt, um den Mischer dazu zu befähigen, das verstärkte RF-Signal in ein heruntergemischtes Frequenzsignal herunterzumischen. In manchen Fällen kann die Testausgabe eine Kalibrierungsquelle zur Spiegelsignal-Unterdrückung zur Kalibrierung einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung umfassen.
Der Kontroller kann den zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker während des Testmodus einschalten danach den zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker abschalten sowie den ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker während des Testmodus abschalten danach den ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker einschalten.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Verfahren die Merkmale gemäß Anspruch 17, unter anderem: Abschalten eines LNA eines Empfängers während eines Testmodus; Einschalten einer Einspeisungsquelle des Empfängers während des Testmodus, wobei die Einspeisungsquelle zwischen Gleichtaktknoten an einem Eingang des LNA und einem Eingang eines Transkonduktanz-Verstärkers angeschlossen ist und wobei der Transkonduktanz-Verstärker einen Ausgang hat, um während des Testmodus mit einem Ausgang des LNA verbunden zu sein; Einspeisen, über die Einspeisungsquelle, eines Tons in den Empfänger bei einer Frequenz eines Spiegelsignalbands; Messen einer Signalstärke in einem gewünschten Band, die auf die Verarbeitung des eingespeisten Tons in den Empfänger reagiert; und Kalibrieren einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung des Empfängers, wobei dies wenigstens teilweise auf der Signalstärke basiert.
In einem Beispiel kann der LNA abgeschaltet werden, indem eine Stromausgabe des LNA zu einem Spannungsregler geführt wird, und das Einschalten der Einspeisungsquelle umfasst das Verbinden einer PLL mit einem Puffer, wobei der Puffer mit dem Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers verbunden ist.
Figurenliste

1 stellt ein Blockdiagramm eines Empfängers dar.
2A stellt ein Blockdiagramm eines Teils eines Tuners gemäß einer Ausführungsform dar.
2B stellt ein weiteres Blockdiagramm eines Teils eines Tuners gemäß einer Ausführungsform dar.
3A stellt ein Beispiel für die Vorwärts-Isolationsfähigkeiten dar, die durch das Anschließen einer Einspeisungsquelle an einen Gleichtaktpunkt eines differentiellen Signalverarbeitungspfads realisiert werden.
3B stellt ein Beispiel für einen Abstrahlschutz für ein Testtonsignal gemäß einer Ausführungsform dar.
3C stellt eine Veranschaulichung einer störenden Kopplung eines spannungsgesteuerten Oszillators (voltage controlled oscillator, VCO) mittels einer VCO-Kopplungsquelle gemäß einer Ausführungsform dar.
4 stellt ein schematisches Diagramm eines Abschnitts eines Transkonduktanz-Verstärkers gemäß einer Ausführungsform dar.
5 stellt ein schematisches Diagramm eines Puffers gemäß einer Ausführungsform dar.
Die 6A - 7B stellen Flussdiagramme eines Verfahrens zum Bestimmen von Einstellwerten für eine Kalibrierschaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung gemäß einer Ausführungsform dar.
7 stellt ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform dar.

Detaillierte Beschreibung
Durch Fehlanpassungen in einem analogen Eingangsteil eines Empfängers mit einem komplexen Signalpfad (das heißt In-Phase (I) und Quadratur (Q) Signalpfaden) können Teile eines Interferenzsignals (beispielsweise Spiegelsignals) innerhalb eines gewünschten Signalbands liegen (und umgekehrt). Ausführungsformen beabsichtigen zu verhindern, dass das Interferenzsignal das gewünschte Signal beeinträchtigt. In einigen Ausführungsformen können passive Schaltungen eines Empfängers dazu verwendet werden, bei niedriger Leistung und geringer Komplexität unerwünschte Spiegelinformation zu entfernen. Außerdem können diese Schaltungen als analoge Schaltungen implementiert werden, die nach einem anfänglichen Heruntermischen liegen und bevor eine Digitalisierung ausgeführt wird.
Um es zu ermöglichen, dass eine solche Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung korrekt arbeitet, kann ein Kalibriervorgang zur Spiegelsignal-Unterdrückung ausgeführt werden, um es zu ermöglichen, dass ein geeignetes Maß an Spiegelsignal-Unterdrückung angewendet wird. Hierfür weisen Ausführungsformen einen Mechanismus auf, um ein Testtonsignal in einen Empfänger einzuspeisen, um, basierend auf der Eingabe dieses bekannten Testtonsignals (beispielsweise bei einer vorgegebenen Frequenz und mit vorgegebenem Leistungspegel), eine Kalibrierung einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung zu ermöglichen. Dabei kann das Testtonsignal an einer Stelle innerhalb des Empfängers und in einer Weise erzeugt werden, die sicherstellt, dass bestimmet Nicht-Linearitäten, wie etwa einen Qualitätsverlust durch Spiegelsignal-Unterdrückung, der vor dem Mischen eines Hochfrequenz (radio frequency, RF) Signals auftritt, ebenso in diesem Testtonsignal auftreten Außerdem kann das Testtonsignal an einer Stelle und auf eine Weise erzeugt werden, die eine unerwünschte Abstrahlung des Testtonsignals von einer Antenne verringern oder verhindern.
Jetzt mit Bezug auf 1 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer Ausführungsform dargestellt. Wie in 1 dargestellt, ist der Empfänger 100, der auf einem einzelnen Halbleiterchip implementiert sein kann, dafür eingerichtet, ein eingehendes RF-Signal zu empfangen und in ein demoduliertes Signal zu verarbeiten, das für eine weitere Verarbeitung bereitgestellt werden kann, beispielsweise eine digitale Datenverarbeitung, und danach an eine vorgesehene Stelle ausgegeben wird. In der Darstellung in 1 umfasst der Empfänger 100 eine Antenne 110. Es ist zu bemerken, dass die Antenne 110 in einer gegebenen Implementierung eine Antenne außerhalb des Chips sein kann, die RF-Signale empfängt und sie einem rauscharmen Verstärker (LNA) 120 zuführt, der in einer Ausführungsform mit einem Transkonduktanz-Verstärkerelement implementiert sein kann.
Obgleich Ausführungsformen variieren, kann der Empfänger 100 in einer Implementierung dafür eingerichtet sein, Funksignale innerhalb eines lokalen Funknetzes zu empfangen, beispielsweise Bluetooth™-Signale, Zigbee™-Signale, WLAN-Signale oder ähnliche. Solche Signale können bei einer ausgewählten Frequenz empfangen werden, wobei dies in einer Ausführungsform 2,4 GHz sein kann. Die eingehenden RF-Signale werden vom LNA 120 verstärkt und an den Mischer 130 gegeben, der in einer Ausführungsform ein komplexer Filter ist, der als N-Pfad-Filter implementiert sein kann. Wie gezeigt, stellt ein RF-Synthesizer 135 (der als ein spannungsgesteuerter Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO) implementiert sein kann) ein komplexes lokales Oszillator (LO) Signal (und zwar die Signale LO-I und LO-Q) für den Mischer 130 bereit, um damit das eingehende verstärkte RF-Signal auf ein Signal niedrigerer Frequenz herunterzumischen, das in einer Ausführungsform bei einer Zwischenfrequenz (IF) liegen kann. Es versteht sich, dass in anderen Empfängerarchitekturen ein Mischer so arbeiten kann, dass er ein eingehendes RF-Signal auf eine andere Frequenz heruntermischt, wie etwa ein niedriges IF-Signal, Fast-Gleichspannungssignal, Basisbandsignal etc.
Weiterhin mit Bezug auf 1 ist zu bemerken, dass innerhalb des Empfängers 100 ein zusätzlicher Pfad vorhanden ist. Genauer umfasst der zusätzliche Pfad einen Transkonduktanz-Verstärker 118, der als ein oder mehrere Transkonduktanz-Verstärkerabschnitte implementiert sein kann, um einen Testton zu erhalten, der von einer Einspeisungsquelle 115 erzeugt wird, die an einer Gleichtaktstelle des RF-Signalpfads angeschlossen ist. Der Transkonduktanz-Verstärker 118 kann dafür eingerichtet sein, diesen Testton zu verstärken und den verstärkten Testton an einen Rest des Signalpfads zu liefern, und dies über eine differentielle Verbindung mit dem Ausgang des LNA 120. Genauere Angaben zur Verwendung dieses zusätzlichen Pfads für Testvorgänge werden im Nachfolgenden in diesem Dokument beschrieben.
Es ist weiterhin zu 1 zu bemerken, dass der Empfänger 100 als differentieller Empfänger eingerichtet ist, derart, dass ein von der Antenne 110 empfangenes eingehendes single-ended RF-Signal über einen Signalwandler 112 gekoppelt wird, der in einer Ausführungsform mittels eines Baluns implementiert werden kann, um dadurch differentielle Signale für den Rest des Signalverarbeitungspfads bereitzustellen.
In der dargestellten Ausführungsform ist der Empfänger 100 ein komplexer Empfänger, der einen In-Phase-Signalpfad 102 (in diesem Dokument auch als „I-Pfad“ bezeichnet) und einen Quadratursignalpfad 104 (in diesem Dokument auch als „Q-Pfad“ bezeichnet) umfasst. Zur Vereinfachung der Beschreibung werden Komponenten im In-Phase-Signalpfad 102 beschrieben. Es ist zu bemerken, dass ähnliche Komponenten auch im Quadratursignalpfad 104 vorhanden sind.
Weiterhin mit Bezug auf 1 werden die heruntergemischten komplexen Signale vom Mischer 130 an einen Verstärker mit programmierbarer Verstärkung (programmable gain amplifier, PGA) 1401/140Q geleitet, mit dem auf die Signale eine einstellbare Verstärkung angewendet werden kann. Danach werden die verstärkten IF-Signale zu einer IR-Kalibrierschaltung 150 geleitet. Wie in diesem Dokument noch beschrieben wird, kann die IR-Kalibrier (IRCAL) Schaltung 150 eine Kalibrierung der Spiegelsignal-Unterdrückung im analogen Signalpfad vor jeder komplexen Filterung ausführen, wodurch eine negierende Spiegelbanddämpfung vermieden wird. Obgleich in einer Ausführungsform verschiedene Typen von IR-Unterdrückungsschaltungen vorhanden sein können, kann einen Schaltung unabhängige Schaltungen für die Phasenkorrektur und die Amplitudenkorrektur umfassen, derart, dass die in der IR-Kalibrierschaltung 150 ausgeführte Spiegelsignal-Unterdrückung auf orthogonale Weise geschehen kann, derart, dass die Phasen- und Amplitudenkorrektur unabhängig voneinander und in jeder gewünschten Reihenfolge ausgeführt werden, da Korrekturen der Phase nicht die Signalamplitude beeinflussen und ebenso Korrekturen der Amplitude nicht die Phase beeinflussen.
Weiterhin mit Bezug auf 1 werden die Signale der kalibrierten Spiegelsignal-Unterdrückung zu einem komplexen IF-Filter 160 geleitet, der eine komplexe Filterung ausführt. Die gefilterten Signale werden auf einen komplexen Analog-zu-Digital-Wandler (analog-to-digital converter, ADC) 180 gegeben, der die analogen Signale in ein digitales Format digitalisieren kann, das dafür vorgesehen ist, an einen Dezimator/Demodulator 190 geliefert zu werden, der neben anderen Verarbeitungen gegebenenfalls eine Abtastrate der digitalisierten Signale verringern und einen Demodulation ausführen kann. Es versteht sich, dass obgleich die Darstellung in der Ausführungsform in 1 auf dieser hohen Abstraktionsebene gegeben wurde, viele Varianten und Alternativen möglich sind.
Jetzt mit Bezug auf 2A ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Tuners gemäß einer Ausführungsform dargestellt. In der in 2A dargestellten Ausführungsform umfasst der Tuner 200 eine IR-Kalibrierungsquelle, die dafür eingerichtet ist, während eines Testmodus einen Testton bereitzustellen. Anderenfalls kann die IR-Kalibrierungsquelle so gesteuert werden, dass sie abgeschaltet ist, derart, dass sie während des normalen Systembetriebs, wenn der Tuner aktiv ist, nicht arbeitet. Wie in diesem Dokument im Nachfolgenden beschrieben, kann die IR-Kalibrierungsquelle an einer bestimmten Stelle im RF-Signalverarbeitungspfad vorgesehen sein, um zum Zweck der IR-Kalibrierung einen genauen Testton bereitzustellen und dabei gleichzeitig während solcher Testmodusoperationen die Verbindung von unerwünschten Abstrahlungen zu einer Antenne oder anderen Übertragungsquellen zu verhindern.
Wie in 2A dargestellt, umfasst der Tuner 200 Komponenten sowohl auf dem Chip als auch außerhalb des Chips. Insbesondere ist für den Empfang eines eingehenden RF-Signals eine Antenne 210 angeschlossen. In verschiedenen Implementierungen ist die Antenne 210 eine Antenne außerhalb des Chips. Die Antenne 210 ist mit einem externen Anpassungsnetzwerk 215 verbunden, das passive Komponenten, wie etwa Induktivitäten und Kondensatoren, umfasst und das seinerseits mit einem Balun 220 verbunden ist, der dafür eingerichtet ist, das eingehende RF-Signal zu empfangen und das single-ended (unsymmetrische) RF-Signal in ein differentielles RF-Signal zu wandeln, das dafür vorgesehen ist, an differentielle Signalverarbeitungspfade 230 und 240 geliefert zu werden. Wie dargestellt, umfasst jeder differentielle Signalpfad ein Paar in Reihe geschalteter Kopplungskondensatoren, und zwar die Kopplungskondensatoren C1 und C3 und die Kopplungskondensatoren C2 und C4. In einer Ausführungsform haben die Kondensatoren C1 und C2 in etwa 400 Femtofarad und die Kondensatoren C3 und C4 in etwa 3 Pikofarad. Diese Kopplungskondensatoren verbinden somit ein eingehendes RF-Signal mit einem LNA 250. Wie in diesem Dokument beschrieben wird, umfasst der Transkonduktanz-Verstärker des LNA 250 mehrere Abschnitte, um die differentielle RF-Spannung zu empfangen und einen differentiellen verstärkten RF-Strom (der dem Eingangs-RF-Signal entspricht) an nachgeschaltete Teile des Signalverarbeitungspfads auszugeben. Zur vereinfachten Darstellung in 2 ist ein Lastwiderstand RL an einen Ausgang des LNA 250 angeschlossen. Es versteht sich, dass gegebenenfalls zusätzliche Verarbeitungen des verstärkten RF-Signals vorhanden sein können, wobei dies einen Vorgang zum Heruntermischen, der von einem Mischer ausgeführt wird, und eine zusätzliche Signalverarbeitung bei einer niedrigeren Frequenz, beispielsweise bei einer IF, umfasst.
Es ist zu bemerken, dass der LNA 250, bei hohen Frequenzen, eine begrenzte Nichtlinearität zweiter Ordnung haben kann. Dadurch kann, wenn am Eingang des LNA 250 eine Gleichtakt-Kreuzkopplung auftritt, eine IR-Verschlechterung auftreten. Falls beispielsweise ein VCO bei einer Frequenz von 2xLO arbeitet (wobei LO eine Frequenz eines lokalen Oszillators ist), wird eine starke Kreuzkopplung oder elektromagnetische Interferenz als ein Gleichtaktsignal auf den Eingang des LNA 250 gekoppelt, was sogar bevor das Signal durch den Mischer (beispielsweise Mischer 130 aus 1) geleitet wird eine IR-Verschlechterung bewirkt. Ausführungsformen sehen daher eine IR-Unterdrückungsschaltung weiter nachgeschaltet vor, um sowohl diese Interferenzquelle als auch Spiegelstörsignale, die durch einen Mischervorgang verursacht werden, zu korrigieren. In verschiedenen Ausführungsformen kann das Erzeugen eines Testtonsignals in einer Weise erfolgen diese VCO-Kreuzkopplung einzurichten, um das Testtonsignal ähnlich zu beeinflussen, um es zu ermöglichen, dass eine korrekte Kalibrierung der IR-Schaltung erfolgt. Dabei werden von Ausführungsformen während eines Testmodus, in dem Kalibriervorgänge erfolgen, eine Eingangsteil-Konfiguration eines Tuners beibehalten und gleichzeitig unerwünschte Abstrahlungen solcher Testtöne verhindert.
Zur Bereitstellung eines Testtons zur IR-Kalibrierung, so wie in diesem Dokument beschrieben, ist ein zweiter Transkonduktanz-Verstärker 260 vorhanden. In einer Ausführungsform kann der Transkonduktanz-Verstärker 260 als wenigstens ein Gm-Abschnitt implementiert sein und in einer bestimmten Ausführungsform kann er als ein einzelner Gm-Abschnitt implementiert sein, der denselben Aufbau hat wie ein Gm-Abschnitt des Transkonduktanz-Verstärkers aus dem LNA 250 (in einem bestimmten Beispiel kann der Transkonduktanz-Verstärker des LNA 250 mit wenigstens 12 Einheitsabschnitten implementiert sein wohingegen der Transkonduktanz-Verstärker 260 mit einem einzelnen Einheitsabschnitt implementiert sein kann).
Eine Einspeisungsquelle 265 ist mit einem Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 260 verbunden. Wie zu sehen, ist die Einspeisungsquelle 265 mit einem Paar Gleichtaktknoten CM1 und CM2 verbunden, die Gleichtakt-Spannungsknoten zwischen den differentiellen Signalpfaden 230 bzw. 240 sind. Wie zu sehen, koppeln ein erstes und zweites Paar parallel geschalteter Kondensatoren zwischen den differentiellen Signalpfaden 230 und 240. Genauer koppeln die Kondensatoren C5 und C7 zwischen den differentiellen Signalpfaden, mit einem Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren C5 und C7, der einem ersten Gleichtaktknoten CM1 entspricht. Ebenso koppeln die Kondensatoren C6 und C8 zwischen den differentiellen Signalpfaden, mit einem Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren C6 und C8, der einem ersten Gleichtaktknoten CM2 entspricht. In einer Ausführungsform können die parallelen Kondensatoren C5 - C8 zwischen in etwa 25 und 100 Femtofarad haben.
In einer Ausführungsform kann die Einspeisungsquelle 265 unter Verwendung einer zusätzlichen Phasenregelschleife (phase-locked loop, PLL) implementiert sein. Es versteht sich jedoch, dass in anderen Ausführungsformen andere Einspeisungsquellen, wie etwa eine gegebene Spannungsquelle, verwendet werden können. In einer Ausführungsform kann die zusätzliche PLL 265 über einen Puffer (in 2A nicht dargestellt) angebunden sein, der einen Differenzverstärker in Kaskodenschaltung hat, der so gesteuert ist, dass er außerhalb eines Testbetriebsmodus abgeschaltet ist. Allgemein kann während Testmodus-Vorgängen eine Frequenz des erzeugten Testtonsignals bei einem Wert liegen, der gegenüber einer LO-Frequenz leicht verschoben ist. Beispielsweise sei angenommen, dass für den Empfang eines gewünschten Kanals ein VCO so eingestellt ist, dass er eine LO-Frequenz von 2,45 GHz erzeugt. In einem solchen Fall kann die zusätzliche PLL so eingestellt sein, dass sie bei einer Frequenz arbeitet, die gegenüber diesem Wert um einen gegebenen Betrag verschoben ist, beispielsweise um eine IF-Frequenz. Beispielsweise kann die zusätzliche PLL 265 in diesem Fall so eingestellt sein, dass sie das Testtonsignal bei 2,45 GHz +/- 1 MHz erzeugt.
Zum Zweck der Veranschaulichung eines repräsentativen Produkts ist zu bemerken, dass der Tuner 200 als ein Transceiver implementiert sein kann. Ein solcher Transceiver umfasst einen Übertragungspfad (zur vereinfachten Darstellung in 2A nicht dargestellt), der mit einem Leistungsverstärker (PA) 225 verbinden kann, der wiederum über den Balun 220 und das Anpassungsnetzwerk 215 mit der Antenne 210 in einer Senderichtung verbunden ist. Es ist zu bemerken, dass zusätzliche RF-Eingangskomponenten, wie etwa neben anderen Komponenten steuerbare Dämpfungsglieder und ein Sende/Empfangsschalter, nicht dargestellt sind. Außerdem versteht es sich, dass obgleich die Darstellung in der Ausführungsform in 2A auf dieser hohen Abstraktionsebene gegeben wurde, viele Varianten und Alternativen möglich sind.
Jetzt mit Bezug auf 2B ist eine Blockdiagramm eines Empfängers 200 gemäß einer weiteren Ausführungsform dargestellt. In der Ausführungsform in 2B sind Details in Bezug auf die Einspeisungsquelle dargestellt. Genauer ist die Einspeisungsquelle 265 als ein Puffer implementiert, der eine Ausgabe einer zusätzlichen PLL (zur Vereinfachung der Darstellung in 2B nicht dargestellt) erhält. Wie zu sehen, ist ein differentielles Testtonsignal als ein Takteingangssignal an einen Eingang des Puffers 265 angeschlossen (als AuxP und AuxN). Der Puffer 265 seinerseits puffert dieses Signal und gibt es als ein differentielles Testtonsignal aus, das an den Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 260 geliefert wird, der wie dargestellt mit den Gleichtaktknoten CM1 und CM2 verbunden ist.
In einer Ausführungsform kann die zusätzliche PLL so gesteuert werden, dass sie das Testsignal mit einem gegebenen Leistungspegel innerhalb eines Schwellwertpegels eines Leistungspegels eines über die Antenne 210 empfangenen Störersignals ausgibt. Diese Steuerung kann es ermöglichen, dass das Störersignal an den Gleichtaktknoten CM1 und CM2 wenigstens im Wesentlichen ausgeglichen wird.
Jetzt mit Bezug auf 3A ist ein Beispiel für die Vorwärts-Isolationsfähigkeiten dargestellt, wobei dies durch die Kopplung einer Einspeisungsquelle an einen Gleichtaktpunkt eines differentiellen Signalverarbeitungspfads realisiert ist. Wie in 3A zu sehen, ist der Tuner 200 gleich aufgebaut wie in 2A. Ein eingehendes RF-Signal (single-ended) wird über die Antenne 210 empfangen, in ein differentielles Signal gewandelt und mit entgegengesetzten Polaritäten über die differentiellen Signalpfade 230 und 240 geführt, um an den Eingang des LNA 250 geliefert zu werden. Indes wird durch die Gleichtaktkopplung der Einspeisungsquelle 265 an den Gleichtaktknoten CM1 und CM2 das eingehende RF-Signal von Antenne 210 an diesem Punkt ausgelöscht oder wenigstens im Wesentlichen ausgelöscht, derart, dass die Einspeisungsquelle, wenn sie eingeschaltet ist, von eingehenden RF-Signalen isoliert ist.
3B stellt ein Beispiel der Verhinderung einer Abstrahlung eines Testtonsignals gemäß einer Ausführungsform dar. Auf dieselbe Weise, über die Gleichtaktkopplung der Einspeisungsquelle 265, können Abstrahlungen vom Tuner von dieser Quelle (über die Antenne 210) während eines Testmodus verringert oder beseitigt werden. Die Einspeisungsquelle 265 erzeugt einen differentiellen Testton, derart, dass die Signale entgegengesetzter Polarität an den Transkonduktanz-Verstärker 260 geleitet werden. Mit diesen Signalen entgegengesetzter Polarität findet auf den differentiellen Signalpfaden 230 und 240 eine Auslöschung statt, derart, dass nur eine minimale oder keine Leckabstrahlung über die Antenne 210 koppelt (wobei eine etwaige Abstrahlung unterhalb einer gegebenen geforderten minimalen Abstrahlungsspezifikation liegt). Jede solche Leckabstrahlung kann durch die Einstellung von Fehlanpassungen der Kondensatoren in Paaren von parallelen Kondensatoren C5/C7 und C6/C8 kontrolliert werden.
Wie oben beschrieben, ist eine Quelle von Spiegelstörsignale, die in einem Empfänger auftreten, durch störende oder unerwünschte Kopplungen von einem VCO oder einem anderen gesteuerten Oszillator, der eine LO-Frequenz erzeugt, gegeben (wie etwa bei der Verwendung in einem oder mehreren Vorgängen zum Heruntermischen innerhalb des Empfängers). Jetzt mit Bezug auf 3C ist eine störende VCO-Kopplung mittels einer VCO-Kopplungsquelle 275 dargestellt. Wie zu sehen, verursacht die Quelle 275 eine unerwünschte Kopplung von VCO-Signalen in die differentiellen Signalpfade 230 und 240. Da diese unerwünschten VCO-Kopplungssignale sowohl an den Gleichtaktknoten CM1 und CM2 als auch am Eingang des LNA 250 vorhanden sind, kann bei Anwesenheit dieser VCO-Kopplung (beispielsweise mit einem Niveau von 2xLO) während eines Testmodus eine genaue IR-Kalibrierung realisiert werden.
Jetzt mit Bezug auf 4 ist ein schematisches Diagramm eines Abschnitts eines Transkonduktanz-Verstärkers gemäß einer Ausführungsform dargestellt. Wie in 4 gezeigt, kann der Abschnitt 300 ein Abschnitt des LNA-Transkonduktanz-Verstärkers sein. In der dargestellten Ausführungsform wird ein eingehendes differentielles RF-Signal (RFn und RFp) an zugehörige Gate-Anschlüsse von MOSFETs M10 und M11 geleitet und es wird über Ausgangsanschlüsse der MOSFETs M10 und M11 an eine ohmsche Last ausgegeben, die als ein Paar Widerstände RL implementiert ist.
Es ist außerdem zu bemerken, dass wenn ein gegebener Abschnitt eingeschaltet werden soll, die Ausgangssignale der MOSFETs M10 und M11 über zugehörige MOSFETs M12 und M15 geleitet werden, die durch ein Steuersignal, Enable, eingeschaltet werden. Soll dagegen ein gegebener Abschnitt abgeschaltet werden (beispielsweise der einzelne Abschnitt des IR-Kalibrierungsquellenpfads während des normalen Modus, oder ein gegebener Abschnitt eines LNA, der so gesteuert wird, dass er für ein bestimmtes gewünschtes Verstärkungsniveau abgeschaltet wird), ist stattdessen ein Disable-Signal aktiv (wobei das Enable-Signal inaktiv ist). Das Disable-Signal ist mit Gate-Anschlüssen zugehöriger MOSFETs M13 und M14 verbunden, derart, dass die Ausgänge der MOSFETs M10 und M11 stattdessen mit einem Entsorgungsziel (Dump) verbunden sind, um den Strom weg vom Signalpfad zu lenken. In einer Ausführungsform kann diese Entsorgungsstelle innerhalb eines Spannungsreglers liegen. Wie außerdem in 4 dargestellt, sind die Eingangsanschlüsse der MOSFETs M10 und M11 mit einem oder mehreren von einer Gruppe in Reihe geschalteter Gegenkopplungswiderstände R1 - R3 und R4 - R6 verbunden (wobei diese durch zugeordnete Schalter S1 - S3 gesteuert werden. Obgleich nicht dargestellt, ist zu bemerken, dass ein Abschnitt des Transkonduktanz-Verstärkers des IR-Kalibrierungspfads ähnlich aufgebaut sein kann; jedoch werden die Eingangs-MOSFETs dieses Transkonduktanz-Verstärkers stattdessen durch das Testtonsignal gate-gesteuert (wobei somit dieser Transkonduktanz-Verstärker einen verschiedenen Strompegel ausgibt). In einer Ausführungsform können beide Transkonduktanz-Verstärker mit einer gemeinsamen DC-Bias-Schaltung verbunden sein (und mit einem gemeinsamen DC-Bias-Pegel). Es ist zu bemerken, dass obwohl in 4 diese bestimmte Implementierung dargestellt ist, viele Varianten und Alternativen möglich sind.
Jetzt mit Bezug auf 5 ist ein schematisches Diagramm eines Puffers gemäß einer Ausführungsform dargestellt. Wie in 5 dargestellt, kann der Puffer 400 dafür eingerichtet sein, wenn er sich in einem Testmodus befindet, ein eingehendes Taktsignal zu empfangen und das Taktsignal zu puffern und auszugeben, um für eine Kalibrierung der IR-Unterdrückung das Testsignal mit einer geeigneten Frequenz bereitzustellen. Wie in 5 zu sehen, kann der Puffer 400 als ein Differenzverstärker in Kaskodenschaltung implementiert werden. Wie dargestellt, haben MOSFETs M20 und M21 (die in einer Ausführungsform als pMOS-Transistoren implementiert sein können) Gate-Anschlüsse, die dafür eingerichtet sind, das eingehende differentielle Taktsignal (AuxP und AuxN), wie es von einer zusätzlichen PLL erzeugt wird, zu empfangen. Wie außerdem in 5 zu sehen, sind die Source-Anschlüsse der MOSFETs M20 und M21 mit einer Stromquelle 11 verbunden, die ihrerseits mit einer Versorgungsspannung verbunden ist. Die Drain-Anschlüsse der MOSFETs M20 und M21 sind mit zugehörigen Drain-Anschlüssen von MOSFETs M22 und M23 verbunden. Wie dargestellt, haben diese gemeinsam gate-gesteuerten MOSFETs M22 und M23 Gate-Anschlüsse, die mit einem Mittelpunkt zwischen einem Paar Widerständen R11 und R12 verbunden sind, die ihrerseits mit den Gleichtaktknoten CM1 und CM2 verbunden sind, (und die ebenfalls mit einem Kondensator C10 verbunden sind), derart, dass ein gepuffertes Testtonsignal mit dem Transkonduktanz-Verstärker des zusätzlichen Pfads verbunden wird. Die Drain-Anschlüsse der MOSFETs M20 und M21 (und die Drain-Anschlüsse der MOSFETs M22 und M23) sind außerdem mit einem Widerstand R10 verbunden. (Die DC-Bias-Spannung an den Gate-Anschlüssen der MOSFETs M22 und M23 ist derart eingerichtet, dass sie gleich der DC-Bias-Spannung für die RF-Eingabe des Transkonduktanz-Verstärkers des LNA ist).
Die Source-Anschlüsse der MOSFETs M22 und M23 sind mit Widerständen R13 und R14 verbunden. Wenn der Puffer 400 während eines normalen Arbeitsmodus abgeschaltet werden soll, wird kein Eingangstaktsignal bereitgestellt, wodurch der Puffer 400 in einem inaktiven Zustand bleibt. Es versteht sich, dass obwohl in der Ausführungsform in 5 dieser spezielle Aufbau dargestellt ist, viele Varianten und Alternativen möglich sind.
Jetzt mit Bezug auf die 6A-6B, sind Flussdiagramme eines Verfahrens zum Bestimmen von Einstellwerten für eine Kalibrierschaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung gemäß einer Ausführungsform dargestellt. So wie in 6A dargestellt, kann das Verfahren 500 beispielsweise während der Herstellung einer Vorrichtung ausgeführt werden, die einen Empfänger umfasst, der eine IRCAL-Schaltung wie in diesem Dokument beschrieben aufweist. Selbstverständlich können solche Kalibrierungs- oder Testmodus-Vorgänge auch im Einsatz während des normalen Systembetriebs ausgeführt werden. Als Teil der Prüfung und Einstellung des Produkts bei der Herstellung, kann der Empfänger unter Verwendung eines Tons getestet werden, der in ein Spiegelband eingespeist wird, wobei Information gemessen wird, beispielsweise in einem digitalen Teil des Empfängers, die eine verarbeitete Version des Signals betrifft. Basierend auf dieser Information und weiteren Betriebseigenschaften des Empfängers können Einstellwerte sowohl für den Phasenkorrekturteil als auch den Verstärkungskorrekturteil der IRCAL-Schaltung unabhängig und orthogonal erzeugt und an einer geeigneten Stelle gespeichert werden, beispielsweise in einer Kalibriertabelle eines nichtflüchtigen Speichers der Vorrichtung.
Wie in 6A zu sehen, beginnt das Verfahren 500 bei Block 505 mit dem Abschalten eines LNA des Empfängers und dem Einschalten einer Einspeisungsquelle und eines zweiten Transkonduktanz-Verstärkers eines zusätzlichen Pfads (wobei der LNA selber durch einen Transkonduktanz-Verstärker gebildet wird). Ein solches Einschalten und Abschalten kann, wie oben beschrieben, durch die geeignete Steuerung von Schaltern, wie etwa Transistoren, ausgeführt werden. Anschließend geht die Kontrolle auf Block 510 über, in dem Betriebseigenschaften eines Empfängersignalpfads eingestellt werden. Solche Betriebseigenschaften können unter anderem eine Arbeitsspannung für den Empfänger und Filtereinstellungen für einen komplexen Filter des Signalpfads umfassen. Es ist zu bemerken, dass zusätzlich zur Einstellung der Betriebseigenschaften im Empfängersignalpfad auch eine anfängliche Einstellung für die IR-Kalibrierschaltung eingestellt werden kann. Diese anfängliche Einstellung kann in verschiedenen Implementierungen variieren. In einer Ausführungsform kann die anfängliche Einstellung für eine Phasenkorrekturschaltung jedoch derart sein, dass alle steuerbaren Admittanzelemente der Phasenkorrekturschaltung für eine parallel Kopplung zwischen einem In-Phase-Signalpfad und einem Gleichtakt-Spannungsknoten eingestellt werden. Entsprechend kann für eine Verstärkungskorrekturschaltung die anfängliche Einstellung derart sein, dass alle steuerbaren Admittanzelemente für eine parallel Kopplung zwischen einem Quadratur-Signalpfad und einem Gleichtakt-Spannungsknoten eingestellt werden.
Anschließend wird im Block 515 ein Ton in das Spiegelband eingespeist. Diese Toneinspeisung kann über das Erzeugen des Tonsignals in der Einspeisungsquelle (eine zusätzliche PLL oder andere Spannungsquelle) ausgeführt werden, wobei dies so gesteuert wird, dass eine gegebene Testfrequenz vorliegt (beispielsweise innerhalb eines Spiegelbands). Anschließend kann der Einspeisungston im zweiten Transkonduktanz-Verstärker verstärkt und als ein Strom an weitere Teile des Empfängers weitergeleitet werden, wobei dies einen Mischer einschließt, der diesen Ton als eine Simulation eines RF-Signals empfängt, das Eigenschaften hat, die wie oben beschrieben durch verschiedene Interferenzquellen beeinträchtigt werden. In einer Ausführungsform, in der ein Empfänger für eine Unterband (low-side) LO-Operation eingerichtet ist, was bedeutet, dass während des Betriebs ein LO so gesteuert wird, dass er eine LO-Frequenz unterhalb einer gewünschten Kanalfrequenz erzeugt (derart, dass ein Spiegelsignal auf der Unterseite des gewünschten Bands vorhanden ist), kann dieser Ton auf eine Frequenz geringfügig unterhalb der LO-Frequenz eingestellt sein.
Anschließend geht die Kontrolle auf Block 520 über, in dem die Signalstärke im gewünschten Band (das bei der gewünschten Kanalfrequenz liegen kann) gemessen wird. Dies bedeutet, dass der Empfänger so betrieben wird, dass er die Information sowohl des In-Phase- als auch des Quadratur-Signalpfads verarbeitet. Es ist zu bemerken, dass ohne den Empfang irgendeines anderen Signals außer diesem Ton, die einzige in dem gewünschten Band verarbeitete Information das Spiegelsignal betrifft. In einer Ausführungsform kann die Signalstärke im gewünschten Band in einem digitalen Teil gemessen werden, nachdem das Signal vollständig durch den IF-Signalpfad verarbeitet, digitalisiert und dann an eine digitale Verarbeitungsschaltung geleitet wurde. In einer Ausführungsform kann ein Indikatorwert für die empfangene Signalstärke (received signal strenght indicator, RSSI) dazu verwendet werden, die Messung auszuführen.
Weiter mit Bezug auf 6A, geht die Kontrolle als nächstes auf die Raute 525 über, in der festgestellt werden kann, ob die wie oben gemessene Signalstärke einen Schwellwertpegel übersteigt. In einer Ausführungsform kann dieser Schwellwertpegel ein gegebener Leistungspegel sein, beispielsweise basierend auf einer Leistungsbeschreibung des Empfängerblocking, oder er kann ein Minimum sein (das vom Verstärkungsfehler abhängt, das heißt einem Minimum in der Leistung gegenüber der Verstärkungskorrektur). Falls festgestellt wird, dass die Signalstärke diesen Schwellwert nicht übersteigt, geht die Kontrolle auf Block 530 über, in dem die Stromeinstellung der Phasenkorrekturschaltung gespeichert werden kann. Genauer kann dieser Wert in einem Eintrag des nichtflüchtigen Speichers gespeichert werden. In einer gegebenen Implementierung umfasst eine Tabelle, die dafür vorgesehen ist, im nichtflüchtigen Speicher gespeichert zu werden, mehrere Einträge, wobei jeder Eintrag zu einem bestimmten Satz von Betriebseigenschaften des Empfängers gehört (beispielsweise die Betriebsspannung, Filtereinstellung, Verstärkungseinstellung etc.) und die im Eintrag zu speichernden Werte den Steuereinstellungen für die Phasenkorrekturschaltung entsprechen können (beispielsweise ein Einstellwert zur Steuerung eines Schaltnetzwerks der Phasenkorrekturschaltung, um wie oben beschrieben die geeignete Einstellung von steuerbaren Admittanzen zu ermöglichen). Außerdem kann derselbe Eintrag auch eine gegebene Einstellung für die Verstärkungskorrekturschaltung umfassen (wie weiter unten beschrieben wird).
Anschließend können fortgesetzte Kalibriervorgänge bei den momentanen Betriebseinstellungen des Empfängersignalpfads ausgeführt werden, um dadurch die Verstärkungskorrekturschaltung zu kalibrieren, wie mit Bezug auf 6B beschrieben wird.
Weiter mit Bezug auf 6A gilt, dass falls stattdessen bei der Raute 525 festgestellt wird, dass die Signalstärke den Schwellwertpegel übersteigt, die Kontrolle auf den Block 535 übergeht, in dem eine Einstellung der Phasenkorrekturschaltung angepasst werden kann. Beispielsweise können ein oder mehrere zusätzliche steuerbare Admittanzelemente von einem Gleichtakt-Spannungsknoten zum Quadratursignalpfad umgeschaltet werden (entweder der positive oder der negative Teil des Signalpfads in einer differentiellen Implementierung). Anschließend geht die Kontrolle zurück zum Block 520, der obenstehend beschrieben wurde, für eine aktualisierte Messung der Signalstärke im gewünschten Band und eine fortgesetzte Ausführung des Verfahrens.
Nach dem Einstellen des Einstellwerts für die Phasenkorrekturschaltung geht die Kontrolle auf den Block 550 in 6B über, in dem die Signalstärke im gewünschten Band gemessen wird. Als nächstes kann in der Raute 555 festgestellt werden, ob die wie oben beschrieben gemessene Signalstärke den Schwellwertpegel übersteigt. Falls festgestellt wird, dass die Signalstärke diesen Schwellwert nicht übersteigt, geht die Kontrolle auf den Block 570 über, in dem die momentane Einstellung der Verstärkungskorrekturschaltung in einem Eintrag des nichtflüchtigen Speichers gespeichert werden kann (beispielsweise demselben Eintrag, in dem die Einstellung für die Phasenkorrekturschaltung gespeichert ist). Danach kann in der Raute 580 festgestellt werden, ob für zusätzliche Betriebseigenschaften des Empfängers Korrekturwerte erzeugt werden müssen (beispielsweise eine andere Betriebsspannung oder andere Filtereinstellungen). Falls dies der Fall ist, kann das Verfahren 500 erneut ausgeführt werden; anderenfalls geht die Kontrolle auf den Block 590 über, in dem der zweite Transkonduktanz-Verstärker und die Einspeisungsquelle abgeschaltet werden können und der LNA eingeschaltet werden kann, so dass der normale Empfängerbetrieb stattfinden oder weitergeführt werden kann, womit das Verfahren abschließt.
Falls festgestellt wird, dass die Signalstärke den Schwellwertpegel übersteigt, geht die Kontrolle auf den Block 560 über, in dem eine Einstellung für die Verstärkungskorrekturschaltung angepasst werden kann. Beispielsweise können ein oder mehrere zusätzliche steuerbare Admittanzelemente von einem Gleichtaktspannungsknoten zum Quadratursignalpfad umgeschaltet werden (entweder der positive oder der negative Teil des Signalpfads in einer differentiellen Implementierung). Anschließend geht die Kontrolle zurück auf den oben beschriebenen Block 550 für eine aktualisierte Messung der Signalstärke im gewünschten Band und eine fortgeführte Ausführung des Verfahrens.
Ausführungsformen können in vielen verschiedenen Typen von Systemen, die einen RF-Empfänger umfassen, implementiert werden. Beispiele umfassen Rundfunkradiogeräte, Satellitenradiogeräte, Systeme zur funkbasierten Kommunikation, wobei diese Systeme für Weitverkehrsnetze und für funkbasierte lokale Netze umfassen. Außerdem können Ausführungsformen in eine Vielfalt von integrierten Schaltungen eingebaut werden, wie etwa Mikrokontrollereinheiten (MCUs), beispielsweise für eingebettete Systeme, mit dem Internet verbundene Vorrichtungen etc.
Jetzt mit Bezug auf 7 ist ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform dargestellt. So wie in 7 dargestellt, handelt es sich bei dem System 600 um einen beliebigen Typ eines Endverbraucherprodukts, eines eingebetteten Systems etc. oder einer integrierten Schaltung, die dafür vorgesehen ist, in ein solches Produkt eingebaut zu werden. Wie dargestellt, umfasst das System 600 eine Antenne 610, die ihrerseits mit einem single-ended-zudifferential Signalwandler 615 (der beispielsweise durch einen Balun gebildet wird) verbunden ist. Außer dieser Antenne und dem Signalwandler können in einigen Beispielen alle anderen in 7 dargestellten Komponenten gegebenenfalls in einer einzelnen integrierten Schaltung implementiert und auf einem einzelnen Halbleiterchip gebildet werden. Von der Antenne 610 werden RF-Signale an einen Tuner 620 geleitet, bei dem es sich um einen komplexen Tuner handeln kann, der eine Architektur mit niedriger IF hat, wie sie obenstehend mit Bezug auf 1 beschrieben wurde (wobei diese eine zusätzliche PLL 625 und einen zusätzlichen Signalpfad, der einen zusätzlichen Transkonduktanz-Verstärker enthält, umfassen kann, wie in diesem Dokument beschrieben ist). Der Tuner 620 stellt heruntergemischte und digitalisierte Signale für einen Demodulator 630 bereit, der die digitalisierte Information demoduliert und sie für eine gewünschte Verarbeitung an einen Digitalprozessor 640 liefert.
Zur Bereitstellung einer Steuerung einer IRCAL-Schaltung innerhalb des Tuners 620 ist ein Mikrokontroller 650 vorhanden und er kann an den Tuner 620 Steuersignale senden, um ein Umschalten oder eine andere Steuerung von steuerbaren Elementen der IRCAL-Schaltung zu bewirken und um den Betrieb einer zusätzlichen PLL 625 und eines zusätzlichen Signalpfads während der IR-Kalibrierung in einem Testmodus zu steuern. Genauer können diese Steuersignale aus einer oder mehreren IRCAL-Tabellen 665 erhalten werden, die in einem nichtflüchtigen Speicher 660 gespeichert sind. Um eine Kommunikation von Steuersignalen zu ermöglichen, kann der Mikrokontroller 650 Anweisungen ausführen, die in einem nichtflüchtigen Speichermedium gespeichert sind, das im Mikrokontroller enthalten oder anderweitig für ihn zugänglich ist. In einigen Ausführungsformen kann diese Tabelle während der Herstellung erzeugt werden, wobei das Verfahren 500 aus den 6A und 6B eingesetzt wird, das in einer Ausführungsform auch durch Anweisungen implementiert sein kann, die in einem nichtflüchtigen Speichermedium gespeichert sind, auf das der Mikrokontroller 650 und/oder eine andere programmierbare Logik zugreifen können. Selbstverständlich kann in anderen Ausführungsformen eine dynamische Steuerung einer IRCAL-Schaltung unter Verwendung des Mikrokontrollers 650 stattfinden, der von einem Demodulator 630 Rückkopplungsinformation erhält. Es versteht sich, dass obgleich die Darstellung in 7 auf dieser hohen Abstraktionsebene gegeben wurde, viele Varianten und Alternativen möglich sind.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf eine begrenzte Zahl von Ausführungsformen beschrieben wurde, sind für den Fachmann zahlreiche Modifikationen und Varianten von diesen zu erkennen. Es ist beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche alle diese Modifikationen und Varianten abdecken, soweit sie innerhalb des Geists und Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung liegen.

Claims

Vorrichtung zum Einspeisen eines Testtonsignals zur Kalibrierung einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung in einem Empfänger, Folgendes umfassend: einen rauscharmen Verstärker (low noise amplifier, LNA), der einen ersten Transkonduktanz-Verstärker umfasst, der einen Eingang hat, um ein differentielles Eingangs-Hochfrequenz (RF) Signal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein differentielles verstärktes RF-Signal auf einen RF-Signalpfad auszugeben; einen zweiten Transkonduktanz-Verstärker, der einen Eingang hat, der an einen ersten Gleichtaktknoten und einen zweiten Gleichtaktknoten angeschlossen ist, um ein Testtonsignal zu empfangen, und einen Ausgang, um ein verstärktes Testtonsignal auf den RF-Signalpfad auszugeben; und einen ersten und zweiten parallelen Kondensator, die zwischen einer ersten differentiellen Signalleitung und einer zweiten differentiellen Signalleitung angeschlossen sind, wobei die erste differentielle Signalleitung dafür vorgesehen ist, einen ersten Teil des differentiellen Eingangs-RF-Signals an den LNA zu leiten; und einen dritten und vierten parallelen Kondensator, die zwischen der ersten differentiellen Signalleitung und der zweiten differentiellen Signalleitung angeschlossen sind, wobei die zweite differentielle Signalleitung dafür vorgesehen ist, einen zweiten Teil des differentiellen Eingangs-RF-Signals an den LNA zu leiten.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem einen Kontroller umfasst, um den zweiten Transkonduktanz-Verstärker während eines Testmodus einzuschalten und den zweiten Transkonduktanz-Verstärker danach abzuschalten, und um den ersten Transkonduktanz-Verstärker während des Testmodus abzuschalten und den ersten Transkonduktanz-Verstärker danach einzuschalten.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem eine zusätzliche Phasenregelschleife (phase-locked loop, PLL) umfasst, um das Testtonsignal zu erzeugen, wobei die zusätzliche PLL mit dem ersten Gleichtaktknoten und dem zweiten Gleichtaktknoten über einen Puffer verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem einen Balun umfasst, um ein Eingangs-RF-Signal zu empfangen und um das differentielle Eingangs-RF-Signal auszugeben.
Vorrichtung nach Anspruch 4, die außerdem ein Anpassungsnetzwerk umfasst, um das Eingangs-RF-Signal für den Balun bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Gleichtaktknoten zwischen dem ersten und zweiten parallelen Kondensator angeschlossen ist und der zweite Gleichtaktknoten zwischen dem dritten und vierten parallelen Kondensator angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem eine Einspeisungsquelle umfasst, um das Testtonsignal für den zweiten Transkonduktanz-Verstärker bereitzustellen, wobei die Einspeisungsquelle Folgendes umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Testtonsignals; einen Puffer, der einen Differenzverstärker in Kaskodenschaltung umfasst, der einen Eingang hat, der mit dem Oszillator verbunden ist, um das Testtonsignal zu empfangen, sowie einen Ausgang, der mit dem ersten Gleichtaktknoten und dem zweiten Gleichtaktknoten verbunden ist, um das Testtonsignal für den zweiten Transkonduktanz-Verstärker bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der erste Transkonduktanz-Verstärker eine erste Mehrzahl von Abschnitten umfasst und der zweite Transkonduktanz-Verstärker wenigstens einen Abschnitt umfasst, wobei eine Zahl der ersten Mehrzahl von Abschnitten größer ist als eine Zahl von dem wenigstens einen Abschnitt.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei jeder von der ersten Mehrzahl von Abschnitten und der wenigstens eine Abschnitt durch einen Einheitsabschnitt gebildet werden und wobei der Einheitsabschnitt dafür vorgesehen ist, mit einer gemeinsamen DC-Bias-Spannungsquelle vorgespannt zu werden.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei jeder von der ersten Mehrzahl von Abschnitten Folgendes umfasst: ein erstes Paar Transistoren, das dafür vorgesehen ist, durch das differentielle Eingangs-RF-Signal gate-gesteuert zu werden; und ein zweites Paar Transistoren, das dafür vorgesehen ist, durch ein Einschaltsignal gate-gesteuert zu werden, wobei ein Ausgangsanschluss von jedem von dem zweiten Paar Transistoren an eine Last angeschlossen wird, wenn das Einschaltsignal aktiv ist.
Vorrichtung nach Anspruch 10, die außerdem einen ersten Steuertransistor umfasst, der mit einem ersten von dem ersten Paar Transistoren verbunden ist, wobei der erste Steuertransistor durch ein Abschaltsignal gate-gesteuert wird, das, wenn es aktiv ist, bewirkt, dass eine Ausgabe des ersten von dem ersten Paar Transistoren auf eine Entsorgungsstelle ausgegeben und nicht mit der Last verbunden wird.
Tuner, Folgendes umfassend: einen Hochfrequenz (RF) Signalpfad, der einen ersten Signalpfadteil und einen zweiten Signalpfadteil hat; einen ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker, der so angeschlossen ist, dass er ein RF-Signal über den ersten Signalpfadteil und den zweiten Signalpfadteil erhält und dass er ein verstärktes RF-Signal an einen Mischer ausgibt; und einen zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker, der so angeschlossen ist, dass er in einem Testmodus ein Testsignal erhält und dass er eine Testausgabe an den Mischer ausgibt, wobei die Testausgabe eine Kalibrierungsquelle zur Spiegelsignal-Unterdrückung zur Kalibrierung einer Schaltung des Tuners zur Spiegelsignal-Unterdrückung umfasst.
Tuner nach Anspruch 12, der außerdem einen Kontroller umfasst, um Folgendes zu bewirken: dass eine Phasenregelschleife (PLL), die zwischen einem ersten Gleichtaktknoten und einem zweiten Gleichtaktknoten und dem zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker angeschlossen ist, das Testsignal bei einer zweiten Frequenz erzeugt, wobei die zweite Frequenz gegenüber einer Frequenz eines lokalen Oszillators um einen Verschiebungswert verschoben ist, und dass der lokale Oszillator ein Mischersignal erzeugt, um den Mischer dazu zu befähigen, das verstärkte RF-Signal in ein heruntergemischtes Frequenzsignal herunterzumischen.
Tuner nach Anspruch 13, wobei die PLL dafür vorgesehen ist, das Testsignal mit einem ersten Leistungspegel auszugeben, wobei der erste Leistungspegel innerhalb eines Schwellwertpegels eines Leistungspegels eines Interferenzsignals liegt, das über eine Antenne empfangen wird, die mit dem RF-Signalpfad verbunden ist, wobei vorgesehen ist, dass das Interferenzsignal wenigstens im Wesentlichen am ersten Gleichtaktknoten und am zweiten Gleichtaktknoten ausgeglichen wird.
Tuner nach Anspruch 13, wobei der zweite differentielle Transkonduktanz-Verstärker so angeschlossen ist, dass er ein Gleichtakt-Kopplungssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (voltage controlled oscillator, VCO) erhält, wobei das Gleichtakt-VCO-Kopplungssignal außerdem an den ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker geleitet wird, und wobei das RF-Signal, während des Testmodus, am ersten Gleichtaktknoten und am zweiten Gleichtaktknoten im Wesentlichen ausgeglichen wird.
Tuner nach Anspruch 12, der außerdem einen Kontroller umfasst, um während des Testmodus den zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker einzuschalten und den zweiten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker danach abzuschalten, sowie den ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker während des Testmodus abzuschalten und danach den ersten differentiellen Transkonduktanz-Verstärker einzuschalten.
Verfahren zum Einspeisen eines Testtonsignals zur Kalibrierung einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung in einem Empfänger, Folgendes umfassend: Abschalten eines rauscharmen Verstärkers (LNA) des Empfängers während eines Testmodus; Einschalten einer Einspeisungsquelle des Empfängers während des Testmodus, wobei die Einspeisungsquelle zwischen Gleichtaktknoten an einem Eingang des LNA und einem Eingang eines Transkonduktanz-Verstärkers angeschlossen ist und wobei der Transkonduktanz-Verstärker einen Ausgang hat, der dafür vorgesehen ist, während des Testmodus mit einem Ausgang des LNA verbunden zu sein; Einspeisen, mittels der Einspeisungsquelle, eines Tons in den Empfänger bei einer Frequenz eines Spiegelbands; Messen der Signalstärke in einem gewünschten Band, die auf die Verarbeitung des eingespeisten Tons im Empfänger reagiert; und Kalibrieren einer Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung des Empfängers, wobei dies wenigstens teilweise auf der Signalstärke basiert.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Abschalten des LNA das Zuführen einer Stromausgabe des LNA zu einem Spannungsregler umfasst, und das Einschalten der Einspeisungsquelle das Verbinden einer Phasenregelschleife (PLL) mit einem Puffer umfasst, wobei der Puffer mit dem Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers verbunden ist.
Verfahren nach Anspruch 17, außerdem Folgendes umfassend: falls die Signalstärke im gewünschten Band geringer ist als ein Schwellwertpegel, Speichern einer Einstellung einer Phasenkorrekturschaltung der Schaltung zur Spiegelsignal-Unterdrückung in einem Eintrag eines nichtflüchtigen Speichers; und falls die Signalstärke im gewünschten Band größer ist als der Schwellwertpegel, iteratives Aktualisieren der Einstellung der Phasenkorrekturschaltung und Messen der Signalstärke bis die Signalstärke geringer ist als der Schwellwertpegel, und danach Speichern der Einstellung der Phasenkorrekturschaltung im Eintrag des nichtflüchtigen Speicher.