CN105721005B - 注入用于图像抑制校准的音调 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及注入用于图像抑制校准的音调。在示例中，装置包括：包括第一跨导体和第二跨导体的低噪音放大器(LNA)，第一跨导体具有接收差分输入无线电频率(RF)信号的输入和输出差分放大的RF信号到RF信号路径的输出；第二跨导体具有输入和输出，该输入耦合到第一共模节点和第二共模节点上以接收测试音调信号的输入，该输出将放大的测试音调信号输出到RF信号路径。

Description

注入用于图像抑制校准的音调
背景技术
很多接收器包括同相/正交(I/Q)解调体系结构，其中将接收的调制载波信号同时应用于I-通道混频器和Q-通道混频器。也将本机振荡器(LO)应用于混频器，以便影响从在其上接收无线电讯号的无线电频率(RF)到中频频率(IF)的频率变换。在I/Q解调器中，应用到Q-通道混频器的LO信号自应用到I-通道混频器的LO信号偏移90°。
图像抑制(image rejection)是一种度量标准，通过该标准，可以评价接收器系统性能。通常，图像抑制指的是接收器拒绝起因于RF信号的响应的能力，该RF信号处于自期望的RF载波频率偏移等于超外差式接收机的IF的两倍的量的频率上。例如，如果期望的RF信号处于100兆赫(MHz)，并且接收器IF是4MHz，那么接收器LO有可被调谐到96MHz。然而，如本领域的技术人员熟知的，接收器也将对处于低于LO频率(在这种情况下，92MHz)的频率4MHz的非期望的RF信号(也就是，图像信号)表现出响应。接收器对92MHz信号的响应被称为图像响应，因为图像信号存在于来自期望的RF载波的LO频率的另一侧的频率上，并且自LO频率偏移IF的量级。当LO大于期望的RF载波和图像频率大于LO频率时，相似的图像信号出现于高侧。
在典型的低IF接收器体系结构中，同相路径和正交相位路径之间的失配引起图像干扰串音。在许多接收器中，一个或更多强的相邻通道会开始图像干扰并且使得接收变成不可接受的。
发明内容
在一个方面，装置包括：低噪音放大器(LNA)，其包括第一跨导体，该第一跨导体具有接收差分输入无线电频率(RF)信号的输入和向RF信号路径输出差分放大的RF信号的输出；和第二跨导体，该第二跨导体具有耦合到第一共模节点和第二共模节点上以便接收测试音调信号的输入和向RF信号路径输出放大的测试音调信号的输出。
装置可以进一步包括控制器，控制器在测试模式期间启用(enable)第二跨导体并且之后禁用第二跨导体，以及在测试模式期间禁用第一跨导体和之后启用第一跨导体。
在示例中，辅助锁相环路(PLL)可以产生测试音调信号，其中辅助PLL经由缓冲器耦合到第一共模节点和第二共模节点。
在另一示例中，将测试音调信号提供到第二跨导体的注入(injection)源包括：产生测试音调信号的振荡器；具有共源共栅差分放大器的缓冲器，所述共源共栅差分放大器具有输入和输出，该输入耦合到振荡器以便接收测试音调信号，该输出耦合到第一共模节点和第二共模节点以便向第二跨导体提供测试音调信号。
在另一方面中，调谐器包括：具有第一信号路径部分和第二信号路径部分的RF信号路径；第一差分耦合跨导体，其耦合以经由第一信号路径部分和第二信号路径部分接收RF信号和向混频器输出放大的RF信号；第二差分耦合跨导体，耦合以接收在测试模式中的测试信号并且向混频器输出测试输出。
在一个示例中，控制器可以引起在第一共模节点和第二共模节点和第二差分跨导体之间耦合的PLL，从而在第二频率上产生测试信号，第二频率自本机振荡器的频率偏移一偏移值，本机振荡器产生混频信号，以便使得混频器能够将放大的RF信号下变频(downconvert)为下变频过的频率信号。在某些情况下，测试输出可以包括校准调谐器的图像抑制电路的图像抑制校准源。
控制器可以在测试模式期间启用第二差分跨导体并且之后禁用第二差分跨导体，并且在测试模式期间禁用第一差分跨导体并且之后启用第一差分跨导体。
在另一个方面中，方法包括：在测试模式期间禁用接收器的LNA；在测试模式期间启用接收器的注入源，注入源耦合在LNA的输入和跨导体的输入上的共模节点之间，跨导体具有在测试模式期间耦合到LNA的输出的输出；经由注入源将音调注入到处于图像频带的频率上的接收器内；响应于处理接收器中的注入的音调测量期望频带中的信号功率；以及至少部分地基于信号功率校准接收器的图像抑制电路。
在示例中，可以通过将LNA的电流输出引导(steering)稳压器而禁用LNA，并且启用注入源包括将PLL耦合到缓冲器，缓冲器被耦合到跨导体的输入。
附图说明
图1是根据实施例的接收器的框图。
图2A是根据实施例的调谐器的一部分的框图。
图2B是根据另一个实施例的调谐器的一部分的另一个框图。
图3A是通过在差分信号处理路径的共模节点处耦合注入源实现正向隔离能力的示例。
图3B是根据实施例的测试音调信号的发射阻止的示例。
图3C是根据实施例的以VCO耦合源的方式耦合的寄生电压控制振荡器(VCO)的图示。
图4是根据实施例的跨导体的片的示意图。
图5是根据实施例的缓冲器的示意图。
图6A-6B是根据实施例的用于确定图像抑制校准电路的控制值的方法的流程图。
图7是根据实施例的系统的框图。
具体实施方式
由于具有复合(complex)信号路径(即，同相(I)和正交(Q)信号路径)的接收器的模拟前端中的失配，部分干扰(例如，图像)信号可能在期望的信号频带内(反之亦然)。实施例试图避免干扰信号污染期望的信号。在某些实施例中，接收器的无源电路系统可以被用于以低功率和低复杂度去除不期望的图像信息。进一步地，可以在初始下变频之后和在数字化发生之前，在模拟电路系统中实施该电路系统。
为了使得这种图像抑制电路系统能够适当地操作，可以执行图像抑制校准过程，以便使得适量的图像抑制能够发生。为此，实施例提供机制用于将测试音调信号插入接收器中，以便基于这种已知的测试音调信号(例如，处于预定频率和功率水平)的输入启用图像抑制电路的校准。同时，这种测试音调信号可以被产生在接收器内的位置处，并且在一定程度上确保某些非线性(例如在无线电频率(RF)信号的混合之前发生的图像抑制退化)可类似地存在于这种测试音调信号中。又进一步地，测试音调信号可以被产生在一位置处并且在一定程度上减少或阻止不需要的来自天线的测试音调信号的发射。
现在参考图1，其示出根据实施例的接收器的框图。如图1所示，接收器100可以被实施在单个半导体管芯上，接收器100经配置用于接收进入(incoming)RF信号并将进入RF信号处理为解调信号，可以提供该解调信号用于进一步处理，例如，数字数据处理并且随后输出到预期位置。在图1的图示中，接收器100包括天线110。注意到，天线110在给定的实施方式中可以是接收RF信号并且将这些RF信号提供给低噪音放大器(LNA)120的片外天线，该低噪音放大器(LNA)120在实施例中可以利用跨导体元件被实施。
尽管实施例变化，在一种实施方式中，接收器100可以经配置用于接收无线局域网内的无线信号，例如BluetoothTM信号、ZigbeeTM信号、WLAN信号等。这样的信号可以在选定的频率处被接收，在实施例中，该选定的频率可以是2.4GHz。将例如通过LNA 120放大的进入RF信号提供给混频器130，该混频器130在实施例中是可以被实施为N-路径滤波器的复合滤波器。如所示，RF合成器135(可以被实施为电压控制振荡器(VCO))向混频器130提供复合本机振荡器(LO)信号(即，信号LO-I和LO-Q)，从而将进入的放大的RF信号下变频为较低频率信号，该较低频率信号在实施例中可以处于中频(IF)上。当然，应该明白，在其他接收器体系结构中，混频器可以操作以将进入RF信号下变频为另一频率如低-IF信号、近DC信号、基带信号等。
仍然参考图1，注意存在接收器100内的辅助路径。更具体地，辅助路径包括跨导体118，跨导体118可以被实施为一个或更多跨导片，以接收由注入源115产生的测试音调，该注入源115耦合在RF信号路径的共模位置处。跨导体118可以经配置用于放大这种测试音调且通过到LNA 120的输出的差分连接，将放大的测试音调提供给信号路径的其余装置。本文将进一步描述这种用于测试操作的辅助路径的使用的细节。
应进一步注意到，在图1中，接收器100被配置为差分接收器，使得由天线110接收的进入的单端RF信号通过信号变换器112被耦合，该信号变换器112在实施例中可以经由平衡-不平衡变换器(balun)实施，从而将差分信号提供给信号处理路径的其余装置。
在所示的实施例中，接收器100是具有同相信号路径102(本文也称为“I路径”)和正交信号路径104(本文也称为“Q路径”)的复合接收器。为了易于论述，论述同相信号路径102内的组件。应当明白，相似的组件存在于正交信号路径104中。
仍然参考图1，将来自混频器130的下变频过的复合信号提供给可编程增益放大器(PGA)140I/140Q，其中可控的增益量可被提供给信号。进而放大的IF信号被提供给IR校准电路150。如本文所描述的，IR校准(IRCAL)电路150可以在任何复合过滤之前的模拟信号路径中执行图像抑制校准，从而避免无效的图像频带衰减。虽然不同类型的IR抑制电路可以存在在实施例中，电路可以包括独立的相位校正和振幅校正电路，使得IR校准电路150中执行的图像抑制可以以正交的方式发生，从而相位和振幅校正可以彼此独立地并且以任何期望的顺序被执行，这是由于相位的校正不会影响信号振幅，并且相似地，振幅的校正不会影响相位。
仍参考图1，将图像抑制校准的信号提供给执行复合过滤的复合IF滤波器160。过滤的信号耦合到复合模数变换器(ADC)180，复合模数变换器(ADC)180可以将模拟信号数字化为将被提供给抽取器(decimator)/解调器190的数字格式，抽取器/解调器190除了其他处理以外还可以减少数字化的信号的样本率并且进行解调。应该明白，虽然在图1的实施例中被以高层次示出，但是很多变型和替换是可能的。
现在参考图2A，其示出根据实施例的调谐器的一部分的框图。在图2A所示的实施例中，调谐器200包括经配置用于在测试模式期间提供测试音调的IR校准源。另外，可以控制IR校准源被禁用，从而在调谐器有效时，IR校准源在正常的系统操作期间不会操作。如本文进一步描述的，IR校准源可以被提供在RF信号处理路径中的特定的位置处，以便为了IR校准的目的提供精确的测试音调，同时，在这样的测试模式操作期间，避免不期望的发射耦合到天线或其他传送源。
如图2A所示的，调谐器200包括片上组件和片外组件两者。具体地，天线210被耦合以接收进入RF信号。在各种实施方式中，天线210是片外天线。天线210被耦合到外部匹配网络215，该外部匹配网络215包括无源组件，如电感器和电容器，该外部匹配网络215进而被耦合到平衡-不平衡变换器220，该平衡-不平衡变换器220经配置用于接收进入RF信号且将单端RF信号转变成将要提供给差分信号处理路径230和240的差分RF信号。如所示，每个差分信号路径包括串联耦合的耦合电容器对，即，耦合电容器C1和C3和耦合电容器C2和C4。在实施例中，电容器C1和C2大约是400飞法拉(femtoFarad)并且电容器C3和C4大约是3皮法拉(picoFarad)。因此，这些耦合电容器将进入RF信号耦合到LNA 250。如本文所述，LNA 250的跨导体包括多个片(slice)用于接收差分RF电压并且将差分放大的RF电流(对应于输入RF信号)输出到信号处理路径的下游部分。为了易于图2的说明，负载电阻RL被耦合到LNA 250的输出。应该明白，放大的RF信号的另外的处理可以发生，包括由混频器进行的下变频处理以及在较低的频率(例如，在IF)上的另外的信号处理。
应注意，LNA 250可以在高频率上具有有限的二阶非线性。因此，当共模交叉耦合发生在LNA 250的输入处时，IR退化可以发生。例如，当VCO处于2xLO的频率上时(其中LO是本机振荡器频率)，强交叉耦合或电磁干扰作为共模信号被耦合到LNA 250的输入，使得甚至在信号通过混频器(例如，图1的混频器130)耦合之前IR退化。实施例由此进一步在下游提供IR抑制电路以校正这种干扰源以及由混频操作引起的图像噪音两者。在各种实施例中，测试音调信号的产生可以发生，在某种意义上使得这种VCO交叉耦合能够同样地影响测试音调信号，以便使得恰当的IR电路校准能够发生。因此，实施例在测试模式期间保存调谐器的前端配置，在测试模式中校准操作发生，同时，阻止这样的测试音调的不期望的发射。
为了提供如本文所述的用于IR校准目的的测试音调，存在第二跨导体260。在实施例中，跨导体260可以被实施为至少一个Gm片，并且在具体的实施例中，跨导体260可以被实施为具有与LNA 250的跨导体的Gm片相同配置的单个Gm片(在一个具体的示例中，LNA 250的跨导体可以被实施为具有至少12个单元片，而跨导体260可以被实施为具有单个单元片)。
注入源265被耦合到跨导体260的输入。如所示，注入源265耦合到分别是差分信号路径230和240之间的共模电压节点的一对共模节点CM1和CM2。如所示，第一和第二对并联电容器耦合在差分信号路径230和240之间。更具体地，电容器C5和C7耦合在差分信号路径之间，其中电容器C5和C7之间的中点对应于第一共模节点CM1。电容器C6和C8进而耦合在差分信号路径之间，其中电容器C6和C8之间的中点对应于第一共模节点CM2。在实施例中，并联电容器C5-C8可以在大约25飞法拉和100飞法拉之间。
在一个实施例中，可以利用辅助锁相环路(PLL)实施注入源265。当然，应该明白，在其他实施例中，可以使用其他注入源，如给定的电压源。在实施例中，辅助PLL 265可以通过具有级联差分放大器的缓冲器(图2A中没有显示)耦合，级联差分放大器被控制以便在操作的测试模式之外禁用。通常，在测试模式操作期间，产生的测试音调信号的频率可以处于稍微偏移LO频率的值上。例如，假设期望的通道的接收，VCO被控制以产生2.45GHz的LO频率。在这样的情况下，辅助PLL可以被控制，以在偏移这个值给定量(例如，偏移IF频率)的频率上操作。例如，在这种情况下，辅助PLL 265可以被控制以在2.45GHz+/-1MHz处产生测试音调信号。
为了说明代表性产物，应该明白，调谐器200可被实施为收发器。这样的收发器包括传输路径(为了易于说明在图2A中未示出)，传输路径可以耦合到功率放大器(PA)225，功率放大器(PA)225进而经由平衡-不平衡变换器220和匹配网络215以传输方向耦合到天线210。应该明白，没有示出除了其他组件之外的另外的RF前端组件，例如可控的衰减器、传输/接收开关。此外，应该明白，虽然在图2的实施例中被以高层次示出，但是很多变型和替换是可能的。
现在参考图2B，其示出根据另一实施例的接收器200’的框图。在图2B的实施例中，示出关于注入源的细节。更具体地，注入源265被实施为接收辅助PLL的输出的缓冲器(为了易于说明在图2B中未示出)。如所示，差分测试音调信号作为时钟输入信号被耦合到缓冲器265的输入(作为AuxP和AuxN)上。缓冲器265进而缓冲并且将此信号输出为提供给跨导体260的输入的差分测试音调信号，如所示的，跨导体260耦合到共模节点CM1和CM2。
在实施例中，辅助PLL可以被控制以在经由天线210接收的干扰信号的功率电平的阈值电平内的给定的功率水平处输出测试信号。这种控制可以使得干扰信号在共模节点CM1和CM2上至少被基本抵消(canceled)。
现在参考图3A，其示出差分信号处理路径的共模点处的注入源的耦合实现的正向隔离能力的示例。如图3A中所示，与图2A一样配置调谐器200。进入RF信号(单端)经由天线210被接收、变换为差分信号，并且经由差分信号路径230和240表示为具有相反极性、提供给LNA 250的输入。然而，由于注入源265在共模节点CM1和CM2处的共模耦合，来自天线210的输入RF信号被抵消或者至少在这点被基本抵消，使得，注入源在启用时与进入的RF信号隔离。
图3B显示根据实施例的测试音调信号的发射阻止的示例。在相同的形式中，通过注入源265的共模耦合，来自这种来源(经由天线210)的调谐器的发射在测试模式期间可以被减少或抵消。注入源265产生差分测试音调，使得相反极性的信号被提供给跨导体260。利用这些相反极性的信号，在差分信号路径230和240上发生抵消，使得基本最小的或没有泄露的发射通过天线210耦合(并且其中任何发射低于都在给定的所需的最小的发射规格)。可以通过控制并联电容器对C5/C7和C6/C8中的不匹配来控制任何这样的泄露。
如上述描述的，存在于接收器中的图像噪音的一个源经由来自产生LO频率的VCO或其他控制的振荡器的寄生耦合或不需要的耦合(如用于接收器内一个或更多下变频处理中)。现在参考图3C，图示的是通过VCO耦合源275方式的寄生VCO耦合。如所示，源275引起不需要的VCO信号到差分信号路径230和240中的耦合。因为这些不需要的VCO耦合信号即存在于共模节点CM1和CM2又存在于到LNA 250的输入处，所以在这种VCO耦合存在的情况下(例如，在2xLO的水平上)，可以在测试模式期间实现精确的IR校准。
现在参考图4，其示出根据实施例的跨导体的片的示意图。如图4所示，片300可以是LNA跨导体的片。在所示的实施方式中，将进入差分RF信号(RFn和RFp)提供给MOSFET M10和M11的相应的栅极端，并且经由MOSFET M10和M11的输出端输出到被实施为电阻器对RL的电阻性负载。
应该进一步注意，当启用给定的片时，来自MOSFET M10和M11的这些输出信号通过相应的MOSFET M12和M15耦合，这些输出信号由控制信号(启用)启用。替代地，当给定片被禁用(例如，IR校准源路径的单个片在正常模式期间或者LNA的给定片针对具体的期望的增益水平被控制禁用)时，禁用信号替代地是有效的(其中启用信号是无效的)。禁用信号被耦合到相应的MOSFET M13和M14的栅极端，使得MOSFET M10和M11的输出替代地耦合到转储(dump)目的地(Dump)，以引导电流远离信号路径。在实施例中，这个转储位置可以在稳压器内。如图4进一步图示，MOSFET M10和M11的输入端耦合到(如由相应的开关S1-S3所控制的)一组系列负反馈电阻器R1-R3和R4-R6中的一个或更多上。尽管并未示出，应该明白，IR校准路径跨导体的片可以同样地被配置；然而，这种跨导体的输入MOSFET替代地由测试音调信号门控(从而这种跨导体输出不同的电流水平)。在实施例中，两个跨导体可以被耦合到共同的DC偏置电路(并且处于共同的DC偏置水平)。应该明白，虽然利用图4中的这种具体的实施方式示出，但是很多变型和替换是可能的。
现在参考图5，其示出根据实施例的缓冲器的示意图。如图5所示，缓冲器400可以经配置用于接收进入时钟信号、在测试模式时缓冲并输出时钟信号，以为了IR抑制校准的目的在适当的频率上提供测试信号。如图5所示，缓冲器400可被实施为共源共栅(cascoded)差分放大器。如所示，MOSFET M20和M21(在实施例中，可被实施为pMOS晶体管)具有经配置用于接收如由辅助的PLL产生的进入差分时钟信号的栅极端(AuxP和AuxN)。如由图5进一步显示的，MOSFET M20和M21的源极端耦合到电流源I1，进而耦合到电源电压。MOSFET M20和M21的漏极端耦合到MOSFET M22和M23的相应的漏极端。如所示，这些普通门控的MOSFET M22和M23具有耦合到一对电阻器R11和R12之间的中点的栅极端，栅极端进而耦合到共模节点CM1和CM2(并且也耦合到电容器C10)，使得缓冲的测试音调信号被耦合到辅助路径跨导体。MOSFET M20和M21的漏极端(和MOSFET M22和M23的漏极端)进一步耦合到电阻器R10。(MOSFET M22和M23的栅极端处的DC偏置电压被指定为与LNA的跨导体的RF输入的DC偏置电压相同)。
MOSFET M22和M23的源极端耦合到电阻器R13和R14。当缓冲器400在操作的正常模式期间被禁用时，没有提供输入时钟信号，并且由此缓冲器400保留在失效状态。应该明白，虽然利用图5中的这种具体的实施方式示出，但是很多变型和替换是可能的。
现在参考图6A-6B，其根据实施例示出用于确定图像抑制校准电路的控制值的方法的流程图。如图6A所示，例如，方法500可例如在包括具有如本文描述的IRCAL电路的接收器的设备的制造期间被执行。当然，这样的校准或测试模式操作也可以在正常的系统操作期间被在现场执行。作为产品的制造测试和配置的部分，可以利用注入到图像频带内的音调并且测量(例如，接收器的数字部分中的)关于此信号的处理的版本的信息而测试接收器。基于此信息和接收器的其他操作特征，控制值可以针对IRCAL电路的相位校正部分和增益校正部分两者独立地并且正交地被产生，并且存入适当的位置，例如，存入设备的非易失性存储器的校准表中。
如图6A所示，方法500通过禁用接收器的LNA并且启用注入源和辅助路径的第二跨导体(其中LNA自身由跨导体形成)开始在框505处。如上所述，这种启用和禁用可以是通过开关如晶体管的适当控制。此后，控制转到框510，其中设置接收器信号路径的操作特征。，这种操作特征除了其他参数以外还可以包括接收器的操作电压、信号路径的复合滤波器的滤波器设置。应该明白，除了设置接收器信号路径中的操作特征之外，也可以设置IR校准电路的初始设置。这种初始设置在不同的实施方式中可以变化。然而，在一个实施例中，相位校正电路的初始设置可以控制并联耦合在同相信号路径和共模电压节点之间的相位校正电路的所有可控的导纳元件。同样，针对增益校正电路，初始设置可以控制并联耦合在正交信号路径和共模电压节点之间的所有可控的导纳元件。
此后，在框515处，音调被注入到图像频带。这种音调注入可以经由注入源(辅助的PLL或其他电压来源)中的音调信号的形成、控制处于给定测试频率(例如，在图像频带内)上。此后，可以在第二跨导体中放大注入的音调并且作为电流传送给接收器的另外部分(包括混频器)，其接收这种音调作为具有由如上所述的各种干扰源影响的特征的RF信号的模拟。在其中接收器经配置用于低侧LO操作的实施例中，意味着，在操作期间，控制LO以产生低于期望通道频率的LO频率(使得图像存在于期望频带的低侧上)，这种音调可以被设置处于稍微低于LO频率的频率上。
此后，控制转到框520，其中期望的频带(可能处于期望的通道频率上)中的信号功率被测量。也就是说，操作接收器以处理同相信号路径和正交信号路径两者的信息。应注意，除了此音调没有接受任何其他信号，只有期望的频带中处理的信息与图像信号有关。在实施例中，在信号通过IF信号路径完全被处理、数字化并且然后提供给数字处理电路之后，期望的频带中的信号功率可以在数字部分中被测量。在一个实施例中，接收信号强度指示器(RSSI)值可被用于进行测量。
仍然参考图6A，控制接着转到方块525，其中可以确定以上测量的信号功率是否超过阈值水平。在实施例中，例如，基于接收器阻塞性能规格，此阈值水平可以是给定的功率水平，或可以是最小值(取决于增益误差，即功率对增益校正中的极小量)。如果确定信号功率不超过这个阈值，控制转到框530，其中可以存储相位校正电路的电流设定(setting)。更具体地，可以在非易失性存储器的表目(entry)中存储此值。在给定的实施方式中，被存储在非易失性存储器中的表格包括多个表目，其中每个表目与特定组的接收器的操作特征(例如，操作电压、滤波器设定、增益设定等)相关，并且被存储在表目中的值可以相当于相位校正电路的控制设定(例如，如上所述，控制相位校正电路的切换网络以启用可控制的导纳的适当的设置的控制值)。此外，这个相同的表目也可以包括增益校正电路的给定设定(如下面进一步讨论的)。
此后，如参考图6B描述的，为了校准增益校正电路，处于接收器信号路径的电流操作特征的继续的校准操作可以被进行。
仍然参考图6A，如果替代地在方块525处确定信号功率超过阈值水平，控制转到框535，其中可以调整相位校正电路的设定。例如，可以将一个或更多附加的可控的导纳元件从共模电压节点切换到正交信号路径(在差分实施方式中，信号路径的正向部分或负向部分)。此后，控制向后转到框520，如上述讨论的，用于期望的频带中更新的信号功率测量以及方法的继续操作。
在设定关于相位校正电路的控制值之后，控制继续到图6B的框550，其中测量期望的频带中的信号功率。接下来，在方块555处，可以确定如上述测量的信号功率是否超过阈值水平。如果确定信号功率没有超过这个阈值，控制转到框570，其中可以将增益校正电路的电流设定存储到非易失性存储的表目(例如，其中存储相位校正电路的设定值的相同的表目)中。然后，在方块580，可以确定针对接收器的额外的操作特征是否产生校正值(例如，不同的操作电压或滤波器设定)。如果是，可以再次执行方法500；否则控制转到框590，其中可以禁用第二跨导体和注入源并且可以启用LNA，这样正常的接收器操作可以发生或继续，从而方法结束。
如果确定信号功率超过阈值水平，控制转到框560，其中可以调整增益校正电路的设定。例如，可以将一个或更多附加的可控制的导纳元件从共模电压节点切换到正交信号路径(在差分实施方式中，信号路径的正向部分或负向部分)。此后，控制向后转到框550，如上述讨论的，用于期望频带中更新的信号功率测量和方法的继续操作。
可以在很多不同的类型的包括RF接收器的系统中实施实施例。示例包括广播电台、卫星电台、包括广域和无线局域网络系统的无线通信系统。此外，实施例可以被包括在各种集成电路(例如，用于嵌入式系统、互联网连接装置等的微控制器单元(MCU))中。
现在参考图7，其示出根据实施例的系统的框图。如图7所示，系统600是任何类型的终端用户产品、嵌入式系统等、或者并入这样的产品的集成电路。如所示，系统600包括天线610，天线610进而耦合到单端差分信号变换器615(例如，由平衡-不平衡变换器形成)。在一些示例中，除了这种天线和信号变换器以外，图7中所示的所有其他组件可以被实施在单个集成电路中，并且可以被形成在单个半导体管芯上。如上述关于图1所描述的，RF信号自天线610被提供给调谐器620，调谐器620可以是具有低IF体系结构的复合调谐器，(如本文所述，调谐器620可以包括辅助PLL 625和包括辅助跨导体的辅助信号路径)。调谐器620将下变频过的以及数字化的信号提供给解调器630，解调器630解调数字化的信息且将其提供给数字处理器640，用于期望的处理。
为了提供在调谐器620内的IRCAL电路的控制，存在微控制器650并且可以将控制信号提供给调谐器620，以便引起IRCAL电路的可控元件的切换或其他控制，并且用于在测试模式的IR校准期间，控制辅助的PLL 625和辅助的信号路径的操作。更具体地，可以从存储在非易失性存储器660中的一个或更多IRCAL表格665获得这些控制信号。为了启用控制信号的通讯，微控制器650可以执行存储在(包含在微控制器内或以其他方式微控制器可获得的)非暂时性存储介质中的指令。在某些实施例中，可以利用图6A和6B的方法500在制造期间产生这个表格，该表格在实施例中也可以被实施为存储在微控制器650和/或另外的可编程逻辑可获得的非暂时性存储介质内的指令。当然，在其他实施例中，IRCAL电路的动态控制利用微控制器650可以发生，微控制器650接收来自解调器630的反馈信息。应该明白，虽然在图7的实施例中被以高层次示出，但是很多变型和替换是可能的。
虽然针对有限数量的实施方式描述了本发明，但是本领域的技术人员将认识到其中的许多变型和改变。本发明意在随附的权利要求涵盖属于本发明的真实精神和范围的所有这样的变型和改变。

Claims (20)

1.一种用于处理差分输入无线电频率信号即RF信号的装置，其包括：
低噪音放大器即LNA，其包括第一跨导体，所述第一跨导体具有经由第一差分信号线和第二差分信号线接收差分输入无线电频率信号即RF信号的输入和将差分放大的RF信号输出到RF信号路径的输出；以及
第二跨导体，所述第二跨导体具有耦合到第一共模节点和第二共模节点以接收测试音调信号的输入和在测试模式期间将放大的测试音调信号输出到所述RF信号路径以执行图像抑制校准的输出，所述第一共模节点耦合在所述第一差分信号线和所述第二差分信号线之间并且所述第二共模节点耦合在所述第一差分信号线和所述第二差分信号线之间。
2.根据权利要求1所述的装置，其进一步包括控制器，所述控制器用于在所述测试模式期间启用所述第二跨导体并且用于随后禁用所述第二跨导体，而且用于在所述测试模式期间禁用所述第一跨导体并且用于随后启用所述第一跨导体。
3.根据权利要求1所述的装置，其进一步包括辅助锁相回路即辅助PLL以产生所述测试音调信号，所述辅助PLL经由缓冲器耦合到所述第一共模节点和所述第二共模节点。
4.根据权利要求1所述的装置，其进一步包括平衡-不平衡变换器，以接收输入RF信号并且输出所述差分输入RF信号。
5.根据权利要求4所述的装置，其进一步包括将所述输入RF信号提供到所述平衡-不平衡变换器的匹配网络。
6.根据权利要求1所述的装置，其进一步包括：
耦合在所述第一差分信号线和所述第二差分信号线之间的第一和第二并联电容器，所述第一差分信号线向所述LNA提供所述差分输入RF信号的第一部分；以及
耦合在所述第一差分信号线和所述第二差分信号线之间的第三和第四并联电容器，所述第二差分信号线向所述LNA提供所述差分输入RF信号的第二部分。
7.根据权利要求6所述的装置，其中所述第一共模节点耦合在所述第一和第二并联电容器之间，并且所述第二共模节点耦合在所述第三和第四并联电容器之间。
8.根据权利要求1所述的装置，其进一步包括将所述测试音调信号提供到所述第二跨导体的注入源，所述注入源包括：
产生所述测试音调信号的振荡器；
包括共源共栅差分放大器的缓冲器，所述共源共栅差分放大器具有输入和输出，所述输入耦合到所述振荡器以接收所述测试音调信号，所述输出耦合到所述第一共模节点和所述第二共模节点，以向所述第二跨导体提供所述测试音调信号。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一跨导体包括第一多个片，并且所述第二跨导体包括至少一片，所述第一多个片的数目大于所述至少一片的数目。
10.根据权利要求9所述的装置，其中所述第一多个片和所述至少一片中的每一个都由单元片形成，其中所述单元片利用共同的DC偏置电压源被偏置。
11.根据权利要求9所述的装置，其中所述第一多个片中的每一个包括：
通过所述差分输入RF信号门控的第一对晶体管；以及
通过启用信号门控的第二对晶体管，其中当所述启用信号是有效的时，所述第二对晶体管中的每一个的输出端耦合到负载上。
12.根据权利要求11所述的装置，其进一步包括耦合到所述第一对晶体管中的第一个的第一控制晶体管，所述第一控制晶体管由禁用信号进行门控，禁用信号在有效时，使所述第一对晶体管中的所述第一个的输出被输出到转储位置并且不耦合到所述负载。
13.一种调谐器，其包括：
具有第一信号路径部分和第二信号路径部分的无线电频率即RF信号路径；
第一差分跨导体，所述第一差分跨导体具有耦合以经由所述第一信号路径部分和所述第二信号路径部分接收RF信号的输入以及将放大的RF信号输出到混频器的输出；以及
第二差分跨导体，所述第二差分跨导体具有耦合在所述第一信号路径部分和所述第二信号路径部分之间以在测试模式中接收测试信号的输入以及将测试输出输出到所述混频器的输出，其中所述测试输出包括校准所述调谐器的图像抑制电路的图像抑制校准源。
14.根据权利要求13所述的调谐器，其进一步包括控制器，所述控制器使耦合在第一共模节点和第二共模节点之间的锁相回路即PLL以及所述第二差分跨导体在第二频率处产生所述测试信号，所述第一共模节点耦合在所述第一信号路径部分和所述第二信号路径部分之间并且所述第二共模节点耦合在所述第一信号路径部分和所述第二信号路径部分之间，所述第二频率自本机振荡器的频率偏移一偏移值，所述控制器使所述本机振荡器形成混频信号，以使得所述混频器能够将所述放大的RF信号下变频为下变频过的频率信号。
15.根据权利要求14所述的调谐器，其中所述PLL用于输出处于第一功率水平的所述测试信号，所述第一功率水平在经由耦合到所述RF信号路径的天线接收的干扰信号的功率水平的阈值水平内，其中所述干扰信号在所述第一共模节点和所述第二共模节点处至少被基本抵消。
16.根据权利要求14所述的调谐器，其中所述第二差分跨导体耦合以接收共模电压控制振荡器即VCO耦合信号，所述共模VCO耦合信号进一步耦合到所述第一差分跨导体，并且其中所述RF信号在所述测试模式期间在所述第一共模节点和所述第二共模节点处被基本抵消。
17.根据权利要求13所述的调谐器，其进一步包括控制器，所述控制器用于在测试模式期间启用所述第二差分跨导体并且用于随后禁用所述第二差分跨导体，而且用于在所述测试模式期间禁用所述第一差分跨导体并且用于随后启用所述第一差分跨导体。
18.一种用于执行接收器的测试模式的方法，其包括：
在测试模式期间禁用接收器的低噪音放大器即LNA；
在所述测试模式期间启用所述接收器的注入源，所述注入源耦合在所述LNA的输入和跨导体的输入处的共模节点之间，所述跨导体具有在所述测试模式期间接收所述注入源的输入和在所述测试模式期间耦合到所述LNA的输出的输出；
经由所述注入源以图像频带的频率将音调注入到所述接收器内；
响应于处理所述接收器中的注入的音调，在期望的频带中测量信号功率；并且
至少部分地基于所述信号功率校准所述接收器的图像抑制电路。
19.根据权利要求18所述的方法，其中禁用所述LNA包括将所述LNA的电流输出引导到稳压器，并且启用所述注入源包括将锁相回路即PLL耦合到缓冲器，所述缓冲器耦合到所述跨导体的输入。
20.根据权利要求18所述的方法，其进一步包括：
如果所述期望的频带中的所述信号功率小于阈值水平，则将所述图像抑制电路的相位校正电路的设定存储在非易失性存储器的表目中；以及
如果所述期望的频带中的所述信号功率大于所述阈值水平，则反复地更新所述相位校正电路的设定并且测量所述信号功率，直到所述信号功率小于所述阈值水平，并且随后将所述相位校正电路设定存储在所述非易失性存储器表目中。
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