TWI540847B - 具有對稱旁頻帶之射頻接收器及其設定方法 - Google Patents

Description

具有對稱旁頻帶之射頻接收器及其設定方法

本發明與射頻通訊設備(例如行動電話和無線區域網路接收器)中具有混波器的射頻接收器相關。

射頻通訊系統所包含之射頻接收器係用以接收透過特定射頻通道(例如透過一目標頻段內之一目標中心頻率)傳送的射頻信號。射頻接收器的功能之一是排除頻率在目標頻段之外的信號。鄰近目標頻段的射頻信號尤其難以處理。

透過混波器，超外差(super-heterodyning)射頻接收器以一本地振盪信號對射頻信號施以混波，藉此將射頻信號降頻轉換為較低頻的中頻信號。一般而言，相較於射頻頻率，在中頻頻率濾除多餘的信號較為容易。另一方面，直接降頻轉換接收器用於混波的本地振盪信號則是具有射頻信號之載波頻率，其混波結果為一基頻信號。

另有一種利用混波器的降頻轉換稱為正交降頻轉換。正交降頻轉換根據射頻輸入信號產生兩個降頻轉換後信號。一同相混波器將射頻輸入信號與一第一本地振盪信號混波，產生一實部降頻轉換後信號(I信號)。一正交混波器將射頻輸入信號與一第二本地振盪信號混波，產生一虛部降頻轉換後信號(Q信號)。該第一及第二本地振盪信號的相位差為九十度。兩個互為正交的降頻轉換後信號之相位差亦為九十度。

實務上，除了目標信號之外，混波器還會額外產生鏡像信號。 鏡像信號可透過射頻濾波及/或中頻濾波被移除。舉例而言，可利用帶通濾波令目標信號通過並移除干擾信號，或是利用陷波濾波(notch filtering)消除在特定頻率的干擾信號。

射頻接收器的另一個問題是旁頻帶(sideband)的增益不對稱性。隨著頻率的變化，目標頻段中的射頻輸入信號可能會被施以不同的增益。舉例而言，較高頻的信號之放大量可能不同於較低頻的信號之放大量。

帶通濾波器的品質因數(quality factor)是濾波器移除干擾信號的有效性指標，亦為濾波器之中心頻率兩側的頻寬。

美國第8,121,577號專利揭露了一種內建於混波器中的濾波器。於該系統中，混波器的輸出端係連接至一多相反饋電路(polyphase reactive circuit)，例如一電容。一混波器將射頻輸入信號與本地振盪信號混波，並將多相反饋電路的阻抗轉換為混波器的輸入阻抗。在輸入信號是來自於具有高阻抗之信號源(例如電流源)時，該混波器提供對應於一阻抗峰值之高品質因數阻抗響應。該高品質因數阻抗響應被應用於接收路徑中的射頻帶通濾波器時，能增進接收器的選擇能力(selectivity)，取代表面聲波(surface acoustic wave,SAW)濾波器或其他射頻濾波器。

本發明之一範疇包含一種接收射頻信號的方法及/或一射頻接收器。該射頻接收器包含用以接收一射頻信號之一第一混波器。一第二混波器亦接收該射頻信號。一諧振電路耦接至該第二混波器之一輸入。一直流電路係耦接並提供一直流電流至該第一混波器之一輸出。

於本發明之另一範疇中，該諧振電路之一共振頻率被設定為使得第二混波器之一輸出電壓為一預設電壓。

於本發明之另一範疇中，該預設電壓等於零或大致等於零。

於本發明之另一範疇中，一第二直流電路係耦接並提供一直流電流至該第二混波器之輸出端。

於本發明之另一範疇中，該諧振電路之一共振頻率被設定為使得該第一混波器之一輸出電壓與該第二混波器之一輸出電壓具有一預設關係。

於本發明之另一範疇中，該預設關係為大致相等。

關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。

200‧‧‧射頻接收器

20‧‧‧低雜訊放大器

30‧‧‧同相混波器

40‧‧‧正交混波器

50、60‧‧‧多相反饋電路

55、65‧‧‧可變電容

70‧‧‧濾波器

100‧‧‧直流電路

120‧‧‧諧振電路

LO1~LO4‧‧‧本地振盪信號

80、82、84、86、90、92、94、98‧‧‧電晶體

L1‧‧‧電感

C1、CSUB0~CSUBN‧‧‧電容

CLI、CLQ‧‧‧電容

R_RF‧‧‧電阻

V_RF‧‧‧電壓響應

250‧‧‧射頻接收器

105‧‧‧直流電路

圖一呈現根據本發明之一實施例中的射頻接收器。

圖二係繪示四個相位各不相同的本地振盪信號。

圖三係繪示同相混波器及正交混波器的一種實施範例。

圖四係繪示諧振電路之一實施範例。

圖五係繪示根據本發明之一射頻接收器的等效電路。

圖六係繪示當射頻電路被調整時混波器之共同輸入節點的電壓。

圖七係繪示當射頻電路被調整時的穩態跨壓VI和VQ。

圖八係繪示當射頻電路未被調整時混波器之共同輸入節點的電壓。

圖九係繪示當射頻電路未被調整時的穩態跨壓VI和VQ。

圖十係繪示根據本發明之另一實施例中的射頻接收器。

圖一呈現根據本發明之一實施例中的射頻接收器。射頻接收器200之前端電路包含一低雜訊放大器20，用以放大射頻輸入信號RFIN1、RFIN2。該等射頻輸入信號可為透過天線(未繪示)接收之無線信號，例如行動電話信號或無線區域網路信號，亦可為透過纜線或光纜傳遞之電視信號。於此實施例中，射頻輸入信號RFIN1、RFIN2為一對差動信號。

低雜訊放大器20輸出放大後信號並提供至一同相混波器30及一正交混波器40。同相混波器30將放大後信號與具有頻率LO的第一本地振盪信號LO1進行混波。正交混波器40將放大後信號與同樣具有頻率LO的第二本地振盪信號LO2進行混波。第一本地振盪信號LO1和第二本地振盪信號LO2的相位差大致為九十度。

雖然低雜訊放大器20在圖一中被繪示為單一電路，本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，低雜訊放大器20實際上可包含複數個低雜訊放大器。舉例而言，一低雜訊放大器係單獨耦接至同相混波器30，而另一低雜訊放大器係單獨耦接至正交混波器40。

此外，同相混波器30亦以具有頻率LO的第三本地振盪信號LO3對放大後信號進行混波。正交混波器40亦以具有頻率LO的第四本地振盪信號LO4對放大後信號進行混波。第三本地振盪信號LO3和第二本地振盪信號LO2的相位差大致為九十度。第四本地振盪信號LO4與第三本地振盪信號LO3的相位差也大致為九十度。

圖二係繪示四個相位各不相同的本地振盪信號。為了提供多相反饋電路50、60間的適當獨立運作，並避免多相反饋電路50、60接收之同相(I)及正交相位(Q)輸入間的互相干擾，在任何時間，本地振盪信號LO1、LO2、LO3、LO4中只有一個信號產生作用(具有高準位)。在以下說明中，本地振盪信號LO1的作用期間稱為時段一，本地振盪信號LO2的作用期間稱為時段二，本地振盪信號LO3的作用期間稱為時段三，本地 振盪信號LO4的作用期間稱為時段四。

圖三係繪示同相混波器30及正交混波器40的一種實施範例。該混波器為利用場效電晶體(FET)做為切換元件的差動切換被動混波器。第一混波器輸入INP1係耦接至第一同相電晶體80、第二同相電晶體82、第一正交相位電晶體84和第二正交相位電晶體86的汲極。第二混波器輸入INP2係耦接至第三同相電晶體98、第四同相電晶體90、第三正交相位電晶體92和第四正交相位電晶體94的汲極。

本地振盪信號LO1係耦接至第一同相電晶體80與第四同相電晶體90的閘極。本地振盪信號LO3係耦接至第三同相電晶體98與第二同相電晶體82的閘極。

本地振盪信號LO2係耦接至第一正交相位電晶體84和第四正交相位電晶體94的閘極。本地振盪信號LO4係耦接至第三正交相位電晶體92和第二正交相位電晶體86的閘極。

輸出信號IMIXOUT1係耦接至第四同相電晶體90和第二同相電晶體82的源極。輸出信號IMIXOUT2係耦接至第一同相電晶體80和第三同相電晶體98的源極。輸出信號QMIXOUT1係耦接至第四正交相位電晶體94和第二正交相位電晶體86的源極。輸出信號IMIXOUT2係耦接至第一正交相位電晶體84和第三正交相位電晶體92的源極。因此，在時段一，放大後RFIN1係耦接至多相反饋電路50的一端。在時段三，放大後RFIN2係耦接至多相反饋電路50的另一端。在時段二，放大後RFIN1係耦接至多相反饋電路60的一端。在時段四，放大後RFIN2係耦接至多相反饋電路60的另一端。

混波程序對射頻輸入信號施以降頻轉換。在直接降頻轉換接收器中，混波器30、40輸出的降頻轉換後信號為基頻信號。於另一類接收器中，降頻轉換後信號為中頻信號。

同相混波器30輸出降頻轉換後信號IMIXOUT1、IMIXOUT2。正交混波器40輸出降頻轉換後信號QMIXOUT1、QMIXOUT2。如先前所述，降頻轉換後信號IMIXOUT1、IMIXOUT2、QMIXOUT1、QMIXOUT2可為中頻或基頻信號。此外，於此實施例中，由於射頻輸入信號RFIN1、RFIN2為差動信號，降頻轉換後信號IMIXOUT1、IMIXOUT2亦為差動信號，且QMIXOUT1、QMIXOUT2亦為差動信號。

混波器的後續電路可能性已為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知。降頻轉換後信號IMIXOUT1、IMIXOUT2、QMIXOUT1、QMIXOUT2可被進一步放大、過濾，並透過類比-數位轉換器(未繪示)轉換為數位信號。該數位信號可被進一步處理並解調，以得到射頻輸入信號所承載的資料。

該等混波器的輸出節點係耦接至多相反饋電路。同相混波器30的輸出節點係耦接至一多相反饋電路50。正交混波器40的輸出節點係耦接至一多相反饋電路60。於此實施例中，多相反饋電路為一電容，更明確地說，為一可變電容。如圖一所示，多相反饋電路50包含可變電容55，多相反饋電路60包含可變電容65。實務上，亦可採用其他類型的多相反饋電路，例如互導(transconductance)電路。

於此實施例中，低雜訊放大器20、同相混波器30、正交混波器40與多相反饋電路50、60共同構成一濾波器70。低雜訊放大器20的輸出阻抗等效於濾波器70的上游阻抗。濾波器70的特性係根基於該上游阻抗和該等混波器提供之阻抗響應構成之一阻抗分壓器。濾波器70的品質因數是決定於上游阻抗的阻抗值，以及混波器30、40和多相反饋電路50、60中的損耗。若上游阻抗的阻抗值，濾波器70的品質因數也會增加。

在圖一呈現的實施例中，混波器30、40的輸入埠係耦接至一諧振電路120。諧振電路120係用以修正相位響應中的失真(例如前述不對稱 的響應)。以下介紹校正、設定或調整諧振電路120(及其共振頻率)以消除失真的方法。

圖四係繪示諧振電路120之一實施範例，其中包含電感L1和電容C1。於此實施例中，諧振電路120利用可變電容來控制共振頻率。該可變電容包含複數個切換式電容(子電容CSUB0-CSUBN)。藉由控制子電容CSUB0~CSUBN的開關，諧振電路120的共振頻率可被改變。

此外，子電容CSUB0-CSUBN的電容值可各不相同。舉例而言，CSUB0可為CSUB1的兩倍，依此類推。這種設計方式能讓共振頻率的調整範圍更有彈性。

此外，諧振電路120可包含複數個諧振電路，各自耦接至同相混波器30和正交混波器40的輸入，並且被個別調整。

圖五係繪示射頻接收器的等效電路。圖六係繪示同相混波器30和正交混波器40之共用輸入節點在本地振盪信號之四個不同時段的電壓響應VRF。

直流電路100係耦接至第一混波器30(同相混波器)的輸出節點IMIXOUT1、IMIXOUT2。直流電路100提供一正電流至IMIXOUT1，並提供一負電流至IMIXOUT2。直流電路為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所熟知，因此不再贅述。

在圖五中，直流電路100被表示為電流源Idc。第一多相反饋電路50被表示為電容CLI。第二多相反饋電路60被表示為電容CLQ。諧振電路120被表示為電感L1和可變電容C1。電阻R_RF代表射頻接收器的上游阻抗(例如前述低雜訊放大器20的輸出阻抗)。

在時段一，節點IMIXOUT1係耦接至共同輸入之一端。直流電流快速地將該共同輸入端充電為具有正極性。電壓V_RF是由直流電流和電 阻R_RF所決定。

在時段二，該共同輸入係耦接至節點QMIXOUT1。受到電感L1、可變電容C1和電容CLQ之運作的影響，電壓V_RF往下降。

在時段三，節點IMIXOUT2係耦接至該共同輸入。直流電流快速地將該共同輸入端充電為具有負極性。電壓V_RF是由直流電流和電阻R_RF所決定。

在時段四，該共同輸入係耦接至節點QMIXOUT2。受到電感L1、可變電容C1和電容CLQ之運作的影響，電壓V_RF往上升。

該共振頻率為電感L1及可變電容C1的函數。若該共振頻率能對齊混波器的觸發時序，電容CLI至電容CLQ便不會有明顯的耦合狀況。在這個情況下，電容CLQ的跨壓不會改變。

因此，藉由調整諧振電路120，使電容CLQ(多相反饋電路60)的跨壓為一預設電壓，射頻接收器可被校正或調整。於此實施例中，該預設電壓為零。

圖六係繪示此情況下的電壓V_RF。圖七係繪示電容CLI的穩態跨壓(VI)和電容CLQ的穩態跨壓(VQ)。

舉例而言，如果射頻埠在時段一~時段三出現大幅相位改變，電容CLQ(多相反饋電路60)會累積負電荷。在這個情況下，多相反饋電路60的跨壓為一負電壓而非零。

圖八係繪示此情況下的電壓V_RF。圖九係繪示電容CLI的穩態跨壓(VI)和電容CLQ的穩態跨壓(VQ)。

圖十係繪示根據本發明之另一實施例中的射頻接收器250。在這個實施例中，直流電路100係耦接至第一混波器30(同相混波器)的輸出節點IMIXOUT1、IMIXOUT2。直流電路105係耦接至第二混波器40(正交混 波器)的輸出節點QMIXOUT1、QMIXOUT2。直流電路100提供一正電流至節點IMIXOUT1、提供一負電流至節點IMIXOUT2。直流電路105提供一正電流至節點QMIXOUT1、提供一負電流至節點QMIXOUT2。由於同相混波器和正交混波器的路徑是對稱的，先前在介紹圖一之實施例時提到的效果也適用於此實施例中的同相路徑和正交路徑。易言之，當此系統處於平衡，電容CLI、CLQ的跨壓會相同。

在這個實施例中，該系統之校正或調整係透過調整諧振電路120，使得電容CLI、CLQ的跨壓符合一預設關係(例如，相等)。

前述設定或校正方法可實現於射頻接收器或是與射頻接收器配合的模組。舉例而言，可在射頻接收器或該模組出廠銷售前施行該設定或校正方法。

此外，該設定或校正方法可被設計為自動執行。舉例而言，該設定或校正方法可於每次啟動射頻接收器時自動執行。或者，該設定或校正方法可被週期性地執行，以確保射頻接收器順利運作。在這個情況下，該控制電路可為整合在射頻接收器中之一處理器。控制程式碼被儲存於一非暫態電腦可讀取媒體(例如NAND或ROM記憶體)中，並且驅動該處理器於射頻接收器中執行該設定或校正方法。

於另一實施例中，該系統包含一溫度偵測器(未繪示)。當一校正程序開始，該系統便根據溫度設定諧振電路120，例如根據溫度設定至少一子電容CSUB0-CSUBN。

藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。

200‧‧‧射頻接收器

20‧‧‧低雜訊放大器

30‧‧‧同相混波器

40‧‧‧正交混波器

50、60‧‧‧多相反饋電路

55、65‧‧‧可變電容

70‧‧‧濾波器

100‧‧‧直流電路

120‧‧‧諧振電路

Claims (8)

1. 一種射頻接收器，包含：一第一混波器，用以接收一射頻信號；一第二混波器，用以接收該射頻信號；一諧振電路，耦接至該第二混波器之一輸入；以及一直流電路，耦接並提供一直流電流至該第一混波器之一輸出；其中該諧振電路之一共振頻率被設定為一頻率，使該第二混波器之一輸出電壓為一預設電壓；其中該諧振電路包含一切換式電容，且該諧振電路之該共振頻率係透過改變該切換式電容之一切換狀態而被設定；以及其中該切換式電容為一第一切換式電容，且該諧振電路進一步包含一第二切換式電容；該第一切換式電容之一電容量為兩倍或更高於該第二切換式電容之一電容量。
2. 如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，其中該第一混波器為一同相混波器，該第二混波器為一正交混波器；該同相混波器之該輸入及該正交混波器之該輸入接收該射頻信號，該同相混波器及該正交混波器將該射頻信號與至少一本地振盪信號混波；該同相混波器輸出一同相降頻轉換後信號，該正交混波器輸出一正交降頻轉換後信號。
3. 如申請專利範圍第1項所述之射頻接收器，其中該第一混波器將一第一本地振盪信號與該射頻信號混波，該第二混波器將一第二本地振盪信號與該射頻信號混波，該第一混波器將一第三本地振盪信號與該射頻信號混波，該第二混波器將一第四本地振盪信號與該射頻信號混波，其中該第一本地振盪信號、該第二本地振盪信號、該第三本地振盪信號及該第四本地振盪信號之相位各不相同且未重疊。
4. 如申請專利範圍第3項所述之射頻接收器，其中該射頻信號為一差動信號，該射頻信號係耦接至該第一混波器之一第一輸入節點與一第二輸入節點，該射頻信號亦耦接至該第二混波器之一第一輸入節點與一第二輸 入節點；該第一混波器輸出之一差動信號係耦接至該第一混波器之一第一輸出節點與一第二輸出節點；該第二混波器輸出之一差動信號係耦接至該第二混波器之一第一輸出節點與一第二輸出節點。
5. 如申請專利範圍第4項所述之射頻接收器，其中當該第一本地振盪信號作用中，一共同輸入端之一第一節點係耦接至該第一混波器之該第一輸出節點；當該第二本地振盪信號作用中，該共同輸入端之該第一節點係耦接至該第二混波器之該第一輸出節點；當該第三本地振盪信號為作用中，該共同輸入端之一第二節點係耦接至該第一混波器之該第二輸出節點；當該第四本地振盪信號為作用中，該共同輸入端之該第二節點係耦接至該第二混波器之該第二輸出節點。
6. 一種射頻接收器，包含：一第一混波器，用以接收一射頻信號；一第二混波器，用以接收該射頻信號；一諧振電路，耦接至該第二混波器之一輸入；以及一直流電路，耦接並提供一直流電流至該第一混波器之一輸出；其中耦接至該第一混波器之該輸出之該直流電路為一第一直流電路；該射頻接收器進一步包含：一第二直流電路，耦接並提供一直流電流至該第二混波器之一輸出；其中該諧振電路亦耦接至該第一混波器之一輸入；其中該諧振電路之一共振頻率被設定為一頻率，使得該第一混波器之一輸出電壓與該第二混波器之一輸出電壓具有一預設關係；其中該諧振電路包含一切換式電容，且該諧振電路之該共振頻率係透過改變該切換式電容之一切換狀態而被設定；其中該切換式電容為一第一切換式電容，該諧振電路進一步包含一第二切換式電容；該第一切換式電容之一電容量為該第二切換式電容之一電容量的兩倍或兩倍以上。
7. 如申請專利範圍第6項所述之射頻接收器，其中該預設關係被設定使得 該第一混波器之該輸出電壓大致等於該第二混波器之該輸出電壓。
8. 如申請專利範圍第6項所述之射頻接收器，其中該第一混波器為一同相混波器，該第二混波器為一正交混波器；該同相混波器之該輸入及該正交混波器之該輸入接收該射頻信號，該同相混波器及該正交混波器將該射頻信號與至少一本地振盪信號混波；該同相混波器輸出一同相降頻轉換後信號，該正交混波器輸出一正交降頻轉換後信號。