DE102015012614A1

DE102015012614A1 - Steuerverfahren und Vorrichtung, die Primärseitenregelung in einem quasiresonanten Wechselstrom/Gleichstrom-Sperrwandler anwenden

Info

Publication number: DE102015012614A1
Application number: DE102015012614.8A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Gritti; Claudio Adragna
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2014-12-16
Filing date: 2015-09-29
Publication date: 2016-06-16
Also published as: US20190052175A1; US20160172981A1; US9455636B2; CN205081703U; US10468991B2; US20170063242A1; US10128761B2; CN105703640A; DE202015009400U1

Abstract

Die vorliegende Offenbarung richtet sich auf einen primär-gesteuerten quasiresonanten Wandler mit hohem Leistungsfaktor. Der Wandler wandelt eine Eingabe von einer Wechselspannungsleitung in eine Gleichstromausgabe, um eine Last, im Allgemeinen eine Kette von LED, mit Energie zu versorgen, und kann mit Phasenanschnitt-Dimmern kompatibel sein. Die Energieeingabe wird einem von einem Leistungsschalter gesteuerten Transformator zugeführt. Der Leistungsschalter wird von einer Steuereinrichtung mit einer Formungsschaltung getrieben. Die Formungsschaltung verwendet einen Stromgenerator, einen geschalteten Widerstand und einen Kondensator, um ein Bezugsspannungssignal zu erzeugen. Die Steuereinrichtung treibt den Leistungsschalter auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals, was zu einem sinusförmigen Eingangsstrom in eine Primärwicklung des Transformators führt, was zu einem hohen Leistungsfaktor und einer geringen gesamten harmonischen Verzerrung für den Wandler führt.

Description

Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf Wandler und insbesondere auf eine Steuervorrichtung für quasiresonante Wechselstrom/Gleichstrom-Sperrwandler.
Bei Wandlern, und insbesondere Offline-Treibern von LED-basierten Lampen für den Austausch von Glühbirnen, ist es oft wünschenswert, dass sie einen Leistungsfaktor über 0,9, eine niedrige gesamte harmonische Verzerrung (THD) und Sicherheitstrennung haben. Gleichzeitig ist es aus Kostengründen wünschenswert, den für geeignetes Treiben von LED erforderlichen Ausgangsgleichstrom zu regeln, ohne einen Rückkopplungskreis zu schließen. Zusätzlich wird die Kompatibilität mit Dimmern, insbesondere Dimmern auf der Grundlage von Phasenanschnitt-Technologie, zunehmend wichtiger für LED-Treiber.
Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor (high-PF) sind in der Lage, die Anforderungen an Leistungsfaktor und Trennung mit einer einfachen und kostengünstigen Leistungsstufe zu erfüllen. In einem high-PF-Sperrwandler gibt es keinen Energiespeicherkondensator, der direkt mit der Eingangsgleichrichterbrücke verbunden ist, so dass die der Leistungsstufe zugeführte Spannung eine gleichgerichtete Sinuskurve ist. Zum Erreichen von high-PF folgt der Eingangsstrom der Eingangsspannung, was zu einem zeitabhängigen Eingang-zu-Ausgangs-Leistungsfluss führt. Folglich enthält der Ausgangsstrom eine große Wechselstromkomponente mit einer Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die Netzleitungsfrequenz.
Bei einem quasiresonanten Sperrwandler ist das Einschalten des Leistungsschalters synchronisiert mit dem Moment, in dem der Transformator sich entmagnetisiert (d. h. der Sekundärstrom Null geworden ist), normalerweise nach einer geeigneten Verzögerung. Dadurch wird ermöglicht, dass das Einschalten im Tal des Schwingens der Drain-Spannung auftritt, das auf die Entmagnetisierung folgt, oft als „Talschalten” bezeichnet. Am üblichsten ist die Verwendung von Spitzenstrommodussteuerung, so dass das Ausschalten des Leistungsschalters dadurch bestimmt wird, dass das Stromerfassungssignal den Wert erreicht, der durch den Regelkreis programmiert ist, der die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom regelt.
In einem Sperrwandler ist der Eingangsstrom der Mittelwert des Primärstroms, der nur während der EIN-Zeit des Leistungsschalters fließt, was zu einer Reihe von Dreiecken führt, die durch Leerräume getrennt sind, die der AUS-Zeit des Leistungsschalters entsprechen. Dieses „Zerhacken” bewirkt, dass der Mittelwert des Primärstroms niedriger ist als die Hälfte des Spitzenwertes und von dem Tastverhältnis der Dreiecke abhängt. Folglich ist der Eingangsstrom nicht mehr proportional zur Hüllkurve der Spitzen und anders als die Hüllkurve, die sinusförmig ist, ist der Eingangsstrom nicht sinusförmig. Obwohl eine sinusförmige Form erhalten bleibt, wird der Eingangsstrom verzerrt. Der verzerrte sinusförmige Eingangsstrom führt dazu, dass ein Sperrwandler eine niedrige THD oder einen Leistungsfaktor Eins nicht erreichen kann.
1 zeigt einen Sperrwandler 30 mit hohem Leistungsfaktor (high-PF) gemäß dem Stand der Technik. Der hi-PF-Sperrwandler 30 wird von einer Wechselstromleitung mit Spannung V_ac(θ) mit Energie versorgt und weist einen Eingangsbrückengleichrichter 34 mit Eingängen 32, die die Spannung V_ac(θ) empfangen, einem mit der Masse verbundenen ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, an dem der Gleichrichter dafür konfiguriert ist, eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung V_in(θ) = V_PK|sinθ| auszugeben, auf und der von der Stromleitung bezogene Strom ist sinusartig.
Auf der Primärseite weist der Sperrwandler 30 auch einen Kondensator C_in, der als ein Hochfrequenzglättungsfilter dient, das über die Ausgangsanschlüsse des Brückengleichrichters 34 geschaltet ist, wobei das negative Ende mit der Masse verbunden ist, und einen Spannungsteiler Ra – Rb auf. Der Sperrwandler 30 hat einen Transformator 36 mit einer Primärwicklung L_p, die mit dem positiven Anschluss des Kondensators C_in verbunden ist, und einer Hilfswicklung L_aux, die mit einem Widerstand R_ZCD gekoppelt ist. Ein Leistungsschalter M hat einen Drain-Anschluss, der mit der Primärwicklung L_p verbunden ist, und einen Source-Anschluss, der über einen Sensorwiderstand Rs mit der Masse verbunden ist. Der Strom, der durch den Leistungsschalter M fließt (d. h., der Strom, der durch die Primärwicklung L_p fließt, wenn M EIN ist), kann als ein Abfall von positiver Spannung über dem Sensorwiderstand Rs gelesen werden. Die Primärseite des Wandlers weist auch eine Klemmschaltung 37 auf, die die Streuinduktivität der Primärwicklung L_p klemmt.
Auf der Sekundärseite weist der Transformator 36 eine Sekundärwicklung L_s auf, deren eines Ende mit einer sekundären Masse verbunden ist und deren anderes Ende mit der Anode einer Diode D verbunden ist, deren Kathode mit der positiven Platte eines Kondensators C_out verbunden ist, dessen negative Platte mit der sekundären Masse verbunden ist.
Dieser Sperrwandler 30 erzeugt an seinen Ausgangsanschlüssen eine Gleichspannung V_out über dem Kondensator C_out, die eine Last 40 versorgt, die in 1 eine Kette von LED mit hoher Helligkeit ist.
Der Sperrwandler hat einen Teilerblock 42 mit einem ersten Eingang, der ein Signal B(θ) empfängt, und einem zweiten Eingang, der ein Signal A(θ) empfängt, das ein Teil der gleichgerichteten Momentanleitungsspannung ist, die über den Kondensator C_in erfasst und durch den Widerstandsteiler Ra – Rb zu dem Stift MULT gebracht wird. Das Teilerverhältnis Rb/(Ra + Rb) wird mit K_p gekennzeichnet.
Es wird angenommen, dass der Kondensator C_T groß genug ist, dass die Wechselstromkomponente (doppelt so hoch wie die Leitungsfrequenz f_L) des Signals B(θ), mindestens bis zu einer ersten Annäherung, bezüglich seiner Gleichstromkomponente B₀ vernachlässigbar ist.
Die Ausgabe des Teilerblocks 42 ist der Teil einer gleichgerichteten Sinuskurve mal einem Gleichstrompegel, dann immer noch eine gleichgerichtete Sinuskurve, deren Amplitude von der Effektivleitungsspannung und der Amplitude der Steuerspannung B₀ abhängt; dies wird eine Bezugsspannung Vcs_REF(θ) für den Spitzenprimärstrom sein.
Das Signal Vcs_REF(θ) wird dem invertierenden Eingang einer Pulsweitenmodulations(PWM)-Vergleichseinrichtung 44 zugeführt, die an ihrem nicht invertierenden Eingang die Spannung Vcs(t, θ) empfängt, die über dem Sensorwiderstand Rs erfasst wird. Die Spannung Vcs(t, θ) ist proportional zu dem Momentanstrom I_p(t, θ), der durch die Primärwicklung L_p und den Leistungsschalter M fließt, wenn der Schalter M EIN ist. Angenommen, der Leistungsschalter M ist anfänglich EIN, wird der Strom durch die Primärwicklung L_p anfänglich ansteigen, wie es die Spannung über dem Sensorwiderstand Rs auch tun wird. Wenn Vcs(t, θ) gleich Vcs_REF(θ) ist, stellt die PWM-Vergleichseinrichtung 44 das SR-Flipflop 46 zurück, das den Leistungsschalter M ausschaltet. Somit bestimmt die Ausgabe des Teilers 42, in der Form einer gleichgerichteten Sinuskurve, den Spitzenwert des Stroms der Primärwicklung L_p. Folglich wird der Spitzenwert des Stroms der Primärwicklung von einer gleichgerichteten Sinuskurve eingehüllt.
Nach dem Ausschalten des Leistungsschalters M wird die in der Primärwicklung L_p gespeicherte Energie durch magnetisches Koppeln an die Sekundärwicklung L_s übertragen und dann in den Kondensator C_out und die Last 40 entladen, bis die Sekundärwicklung L_s vollständig entmagnetisiert ist. Wenn die Sekundärwicklung L_s entmagnetisiert ist, öffnet sich die Diode D und wird der Drain-Knoten schwebend, der bei V_in(θ) + V_R fixiert war, während die Sekundärwicklung L_s und die Diode D leitend waren, wobei V_R die reflektierte Spannung über der Primärwicklung betrachtet ist. Die Spannung am Drain-Knoten würde dazu tendieren, durch ein gedämpftes Schwingen aufgrund ihrer parasitären Kapazität, die mit der Primärwicklung L_p zu schwingen beginnt, schließlich die Momentanleitungsspannung V_in(θ) zu erreichen. Der rasche Abfall der Drain-Spannung, der auf die Entmagnetisierung des Transformators 36 folgt, wird durch die Hilfswicklung L_aux und den Widerstand R_ZCD mit dem Stift ZCD der Steuereinrichtung gekoppelt. Ein Nulldurchgangsdetektions(ZCD)-Block 48 gibt jedes Mal einen Impuls ab, wenn er detektiert, dass eine fallende Flanke einen Schwellenwert unterschreitet, und dieser Impuls stellt das SR-Flipflop 46 ein und treibt den Leistungsschalter M EIN, was einen neuen Schaltzyklus startet.
Ein ODER-Gate 50 zwischen dem ZCD-Block 48 und dem Einstelleingang des SR-Flipflops 46 ermöglicht, dass die Ausgabe eines STARTER-Blocks 52 einen Schaltzyklus initiiert. Der STARTER-Block gibt beim Einschalten ein Signal aus, wenn kein Signal am Eingang des ZCD-Blocks 48 zur Verfügung steht, und verhindert, dass der Wandler in dem Fall, dass das Signal am Eingang des ZCD-Blocks 48 aus irgendeinem Grund verloren geht, stecken bleibt.
Der ZCD-Block 48 erzeugt auch ein FW-Signal, das während der Entmagnetisierung des Transformators hoch ist, wie in 2 gezeigt, und von dem Steuerkreis 56 zur Erzeugung des B(θ) Signals verwendet wird.
Angenommen, dass θ ∊ (0, π), ist gemäß dem Steuerschema betrachtet die Spitzenhüllkurve des Primärstroms gegeben durch: I_pkp(θ) = I_p(T_ON, θ) = I_PKpsinθ (1)
Man beachte, dass dieses Schema zu einer konstanten EIN-Zeit TON des Leistungsschalters M führt:
Der Einfachheit halber wird die AUS-Zeit T_OFF(θ) des Leistungsschalters M übereinstimmend mit der Zeit T_FW(θ), während derer Strom auf der Sekundärseite fließt, betrachtet. Mit anderen Worten wird das Zeitintervall T_R, während dessen die Spannung über dem Leistungsschalter M schwingt (dies beginnt direkt nach T_FW(θ), da der Strom in der Sekundärwicklung L_s auf Null gegangen ist), bis das Tal des Schwingens erreicht ist, vernachlässigt. Dies ist akzeptabel, so lange T_R << T_OFF(θ).
Die Schaltperiode T(θ) ist somit gegeben durch: T(θ) = T_ON + T_FW (8)
Betrachtet man das Voltsekunden-Gleichgewicht über der Primärwicklung L_p, ist es möglich zu schreiben:
wobei V_R die reflektierte Spannung ist, d. h. die Ausgangsspannung V_out mal das Verhältnis von Primärwindungen zu Sekundärwindungen n = N_p/N_s, betrachtet über der Primärwicklung L_p des Transformators 36 in dem Zeitintervall T_FW(θ): V_R = n(V_out + V_F), wobei V_F der Durchlassabfall an der sekundären Diode D ist. Deswegen: T(θ) = T_ON(1 + K_vsinθ), wobei K_v = V_PK/V_R.
Der Eingangsstrom I_in in den Wandler 30 wird durch Mitteln des Stroms I_p(t, θ) in der Primärwicklung L_p über einen Schaltzyklus ermittelt. Der Strom I_p(t, θ) ist die Reihe von grauen Dreiecken auf der rechten Seite in 2, so dass ermittelt wird, dass:
Diese Gleichung zeigt, dass der Eingangsstrom I_in keine reine Sinuskurve ist: Dieser Strom ist sinusförmig nur für K_v = 0; wenn K_v ≠ 0, wird, auch wenn eine sinusartige Form erhalten bleibt, der Eingangsstrom verzerrt; je höher K_v, desto höher die Verzerrung. Da K_v nicht Null sein kann (was erfordern würde, dass die reflektierte Spannung zur Unendlichkeit tendiert), erlaubt das QR-Steuerschema des Standes der Technik sogar im idealen Fall weder eine gesamte harmonische Verzerrung (THD) des Eingangsstroms von Null noch einen Leistungsfaktor Eins in einem Sperrwandler.
3 zeigt die Kurven der THD des Eingangsstroms und des Leistungsfaktors in Abhängigkeit von K_v.
Der geregelte Gleichstromausgangswert, der mit diesem Steuerverfahren erlangt wird, ist:
wobei K_D die Verstärkung des Teilerblocks 42 ist und G_M die Transkonduktanz eines Stromgenerators 54 ist, der den Strom I_CH(θ) erzeugt.
Diese Gleichung zeigt, dass mit dem Steuerverfahren aus 1, das nur auf seiner Primärseite verfügbare Größen verwendet, der Ausgangsgleichstrom I_out nur von externen, Nutzer-wählbaren Parametern (n, Rs) und von internen festen Parametern (G_M, R_T, K_D) und nicht von der Ausgangsspannung V_out oder der Effektiveingangsspannung V_in oder der Schaltfrequenz f_sw(θ) = 1/T(θ) abhängt.
Dieses Steuerverfahren lässt den Sperrwandler 30 als eine Stromquelle arbeiten. Selbst mit einer zerhackten Eingangswechselspannung – was in dem Fall geschieht, in dem der Wandler durch einen Phasenanschnitt-Wanddimmer betrieben wird (beispielsweise ein Dimmer mit Vorderflanke und Rückflanke, wie in 5 gezeigt) – zwingt daher der Wandler den vorhandenen Ausgangsgleichstrom zur Last.
In diesem Fall wäre es jedoch wünschenswert, den Regelungssollwert in Abhängigkeit des Zündwinkels (1 – α) des Dimmers zu reduzieren, so dass er mit einem Dimmer kompatibel ist: je höher α ist, desto niedriger sollte der Stromsollwert sein. Dies kann durch Modifizieren der Schaltung 56 in 1, wie in 4 gezeigt, realisiert werden. Die erfasste Eingangsspannung wird in einer Dimmer-Vergleichseinrichtung 60 mit einer Schwellenspannung V_th verglichen und wenn sie für eine Zeit von länger als T_ML unter dem Schwellenwert bleibt, wird angenommen, dass die Leitungsspannung fehlt (da der Dimmer offen ist) und wird ein EN-Signal niedrig. Dies friert den Zustand des Leistungsschalters M ein und trennt sowohl den Stromgenerator 54, der den Strom I_CH(θ) erzeugt, als auch den Entladewiderstand R_T. Auf diese Weise wird die Spannung über C_T bei dem Wert in dem Moment, wenn die Eingangsspannung Null wird, eingefroren.
Die Verzögerung T_ML verhindert, dass die Schaltung in der Nähe der Nulldurchgänge der Leitungsspannung ungeeignet aktiviert wird, wenn diese nicht zerhackt ist. Man beachte auch, dass diese Verzögerung unidirektional ist: wenn die erfasste Spannung die Schwellenspannung V_th übersteigt, wird das Aktivierungssignal EN unmittelbar hoch.
Der Nettoeffekt des Stoppens der Ladungs/Entladungsaktivität des Kondensators C_T kann als ein mittlerer Anstieg des Entladewiderstands R_T betrachtet werden, was zu einer Reduzierung der inversen Proportion des vorhandenen Ausgangsstroms I_out zu dem Zündwinkel des Dimmers führt:
Tatsächliche Dimmer haben typischerweise einen Zündwinkel zwischen 10–20% und 80–90% und der Minimum/Maximum-Ausgangsstromsollwert könnte deshalb bei Verwendung des in 4 gezeigten Steuerschemas im Bereich von 10–20% beziehungsweise 80–90% liegen. Mit anderen Worten kann das in 4 gezeigte Steuerverfahren die in 6 gezeigte typische erwünschte Kennlinie eines Dimmers nicht erreichen.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist ein quasiresonanter Sperrwandler mit einem sinusförmigen Eingangsstrom, um eine niedrige gesamte harmonische Verzerrung und einen hohen Leistungsfaktor zu erreichen.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung richtet sich auf einen Steuermechanismus, der es quasiresonanten (QR)-Sperrwandlern mit hohem Leistungsfaktor (Hi-PF) mit Spitzenstrommodussteuerung, die nur auf deren Primärseite verfügbare Größen verwenden, ermöglicht, einen sinusförmigen Strom von der Eingangsquelle ideal beziehen zu können und eine optimierte Kompatibilität mit phasenangeschnittenen Wanddimmern zu haben.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsstufe. Die Vorrichtung weist einen Teiler mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang auf, wobei der Teiler dafür konfiguriert ist, ein Spannungsbezugssignal zu erzeugen. Ein erster Stromgenerator ist dafür konfiguriert, einen Ausgangsstrom zu erzeugen. Eine Formungsschaltung ist dafür konfiguriert, an den ersten Eingang des Teilers ein erstes Signal auf der Grundlage des Ausgangsstroms des ersten Stromgenerators auszugeben. Eine Vorspannungsschaltung ist mit dem ersten Stromgenerator gekoppelt und dafür konfiguriert, an den zweiten Eingang des Teilers ein zweites Signal auszugeben; und eine Treiberschaltung hat einen ersten Eingang, der zum Empfangen des Bezugssignals konfiguriert ist, und einen Ausgang, der zum Treiben des Leistungstransistors konfiguriert ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Schema eines primär-gesteuerten Hi-PF-QR-Sperrwandlers gemäß dem Stand der Technik.
2 zeigt die Wellenformen der Schaltung in 1 im normalen Betrieb.
3 zeigt die Kurve der gesamten harmonischen Verzerrung des Eingangsstroms und den mit der Schaltung aus 1 für unterschiedliche Werte von K_v erlangten Leistungsfaktor.
4 zeigt die Modifizierung der Schaltung in dem gestrichelten Kasten in 1 zur Reduzierung des Regulierungssollwerts abhängig von dem Dimmerzündwinkel α gemäß dem Stand der Technik.
5 zeigt die typische Eingangsspannungswellenform mit Vorderflanken- und Rückflanken-Dimmer.
6 zeigt die typische erwünschte Ausgangs-LED-Stromkennlinie bei Verwendung eines Dimmers basierend auf Phasenanschnitttechnik.
7 zeigt das grundlegende Schema eines primär-gesteuerten Hi-PF-QR-Sperrwandlers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
8 zeigt die Schlüsselwellenformen der Schaltung in 7 im normalen Betrieb.
9 zeigt eine alternative Spannungsbezugsschaltung mit einem Dimmdetektor für die Schaltung aus 7.
10 zeigt die Hauptwellenformen der Schaltung in 9.
11 zeigt eine ausführliche Dimmschaltung für die Schaltung aus 9.
12 zeigt die Simulationsergebnisse für die Schaltung in 7 bei 265 Vac.
13 zeigt die Simulationsergebnisse für die Schaltung in 7 bei 90 Vac.
14 zeigt einen Vergleich der Simulationsergebnisse zwischen dem Verfahren des Standes der Technik und der vorliegenden Offenbarung gemäß einer Ausführungsform.
15 zeigt einen Vergleich der Simulationsergebnisse zwischen dem Verfahren des Standes der Technik und der vorliegenden Offenbarung für I_out Ausgangsstrom.
16 zeigt die Simulationsergebnisse für die modifizierte Schaltung in 9 bei einem Zündwinkel (1 – α) = 0.2.
17 zeigt einen Vergleich der Simulationsergebnisse zwischen dem Verfahren des Standes der Technik und der vorliegenden Offenbarung für Dimmkurven.
18 zeigt eine alternative Ausführungsform zur Erzeugung des Signals A(θ).
19 zeigt alternative Ausführungsform zur Erzeugung des Signals B(θ).
20 zeigt eine alternative Ausführungsform der Schaltung aus 7 mit einer Leitungsspannungsvorwärtskopplung.
7 zeigt einen hi-PF-QR-Sperrwandler 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung. Auf der Primärseite weist der QR-Sperrwandler 100 eine Steuereinrichtung 102, einen Brückengleichrichter 104 mit Eingängen 106, die mit einer Wechselspannungsleitung gekoppelt sind, die einem Eingangskondensator C_in eine Wechselspannung V_ac zuführt, einen mit dem Brückengleichrichter 104 gekoppelten Spannungsteiler R_a – R_b, eine Primärwicklung L_p und eine Hilfswicklung L_aux eines Transformators 108, einen mit dem Transformator 108 gekoppelten Spannungsteiler R_a – R_b und von der Steuereinrichtung 102 gesteuerten Leistungsschalter M, einen mit dem Leistungsschalter M und der Steuereinrichtung 102 gekoppelten Sensorwiderstand R_s, einen mit der Hilfswicklung L_aux gekoppelten Widerstand R_ZCD und eine über die Primärwicklung L_p geschaltete Klemmschaltung 109 auf.
An der Sekundärseite des Wandlers 100 hat eine Sekundärwicklung L_s des Transformators 108 ein Ende, das mit einer sekundären Masse verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit der Anode einer Diode D verbunden ist, deren Kathode mit der positiven Platte eines Kondensators C_out verbunden ist, dessen negative Platte mit der sekundären Masse verbunden ist. Der Wandler 100 liefert eine Ausgangsspannung V_out, die einer Last 110 Energie zuführt, die in 7 ein Satz von LEDs ist, wobei aber auch andere Lasten von dem Wandler 100 versorgt werden können.
Die Steuereinrichtung 102 hat eine Bezugsspannungsschaltung 116, die dafür konfiguriert ist, eine Bezugsspannung V_CSREF zu erzeugen, und weist eine Vorspannungsschaltung 118 und eine Formungsschaltung 120 auf. Die Steuereinrichtung 102 weist auch eine Treiberschaltung 121 mit einer PWM-Vergleichseinrichtung 122, einem SR-Flipflop 124, einem ODER-Gate 126 und einem Treiber 127, der zum Treiben des Leistungsschalters konfiguriert ist, auf. Die PWM-Vergleichseinrichtung 122 weist einen invertierenden Eingang, der die Bezugsspannung V_CSREF empfängt, einen nicht invertierenden Eingang, der eine Sensorspannung V_CS von dem Sensorwiderstand R_s empfängt, und einen Ausgang, der einem Rückstelleingang R des Flipflops 124 ein Rückstellsignal liefert, auf. Das Flipflop 124 weist auch einen Einstelleingang S, der mit einem Ausgang des ODER-Gates 126 gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit einem Eingang des Treibers 127 gekoppelt ist, auf. Das ODER-Gate 126 hat auch einen ersten und einen zweiten Eingang, die mit entsprechenden Ausgängen eines Starterblocks 128 und eines ZCD-Blocks 130 gekoppelt sind. Das ODER-Gate 126 liefert ein Einstellsignal an den Einstelleingang S des SR-Flipflops, wenn der ZCD-Block 130 detektiert, dass eine fallende Flanke einen Schwellenwert unterschreitet, oder wenn der Starterblock 128 wie vorstehend erörtert ein Startsignal erzeugt.
Die Bezugsspannungsschaltung 116 hat eine Vorspannungsschaltung 118 und eine Formungsschaltung 120. Die Formungsschaltung 120 hat einen ersten Stromgenerator 140, einen mit einem Ausgang des ersten Stromgenerators 140 gekoppelten Widerstand R_t1, einen Schalter 132, der den Widerstand R_t1 schaltbar mit der Masse koppelt, und einen zwischen den Ausgang des Stromgenerators 140 und die Masse gekoppelten Kondensator C_t1. Der erste Stromgenerator 140 hat einen mit einem Versorgungsanschluss Vcc gekoppelten Eingang und einen mit dem Spannungsteiler R_a – R_b über den Stift MULT gekoppelten Steueranschluss und erzeugt einen Strom I_CH1(θ). Der Schalter 132 wird von dem Ausgang Q des Flipflops 124 gesteuert und verbindet dadurch den Kondensator C_t1 parallel mit dem geschalteten Widerstand R_t1, wenn der Leistungsschalter M EIN ist.
Die Vorspannungsschaltung 118 weist einen zweiten Stromgenerator 142 mit einem mit dem Versorgungsanschluss Vcc gekoppelten Eingang, einem mit dem Ausgang des ersten Stromgenerators 140 gekoppelten Steueranschluss und einem Ausgang auf, an dem der zweite Stromgenerator einen Strom I_CH(θ) erzeugt. Ein zweiter geschalteter Widerstand R_t ist durch einen Schalter 134 schaltbar mit dem Ausgang des zweiten Stromgenerators 142 gekoppelt, der dafür konfiguriert ist, den Widerstand R_t unter der Steuerung des von dem ZCD-Block 130 gelieferten Signals FW mit dem zweiten Stromgenerator 142 zu verbinden. Das Signal FW ist hoch, wenn der Strom in der Sekundärwicklung L_s fließt. Ein weiterer Schalter 144 ist mit dem Ausgang des zweiten Stromgenerators 142 gekoppelt und ist dafür konfiguriert, den Ausgang des zweiten Stromgenerators 142 mit der Masse zu verbinden, wenn der ZCD-Block 130 unter Steuerung eines Signals FW , das eine invertierte Version des Signals FW ist, ist.
Die Bezugsspannungsschaltung 116 weist auch einen Teilerblock 146 mit einem ersten Eingang, der ein Signal A(θ) von der Formungsschaltung 120 empfängt, einem zweiten Eingang, der ein Signal B(θ) von der Vorspannungsschaltung 118 empfängt, und einem Ausgang, an dem der Teiler die Bezugsspannung V_CSREF liefert, auf.
Das Signal A(θ) wird von dem ersten Stromgenerator 140 erzeugt, der auf den geschalteten Widerstand R_t1 und Kondensator C_t1 wirkt. Der von dem Stromgenerator 140 erzeugte Strom I_CH1(θ) ist proportional zu einer an dem Spannungsteiler R_a – R_b erzeugten gleichgerichteten Eingangsspannung V_in.
Der Widerstand R_t1 wird durch den Schalter 132 parallel zu dem Kondensator C_t1 geschaltet, wenn das Signal Q des SR-Flipflops 124 hoch ist, d. h. während der Ein-Zeit des Leistungsschalters M, und wird getrennt, wenn Q niedrig ist, das heißt während der Aus-Zeit des Leistungsschalters M. Die über den Kondensator C_t1 entwickelte Spannung ist A(θ) und wird dem ersten Eingang des Teilerblocks 146 zugeführt.
Der von dem Stromgenerator 140 gelieferte Strom I_ch1(θ) kann ausgedrückt werden als: I_ch1(θ) = g_m1K_p(V_PKsinθ), wobei g_m1 die Strom-zu-Spannungs-Verstärkung des ersten Stromgenerators 140 ist.
Es wird angenommen, dass T(θ) << R_t1 C_t1 << 1/f_L. Auf diese Weise ist die Frequenzwelligkeit über dem Kondensator C_t1 vernachlässigbar und kann I_ch1(θ) in jedem Schaltzyklus als konstant betrachtet werden.
Die über C_t1 durch Ladungsgleichgewicht entwickelte A(θ) Spannung ist:
Die Erzeugung des anderen Eingangssignals B(θ) in den Teilerblock 146 ist der von B(θ) aus 1 ähnlich. Der von dem zweiten Stromgenerator 142 gelieferte und zur Erzeugung des B(θ) Signals verwendete Strom I_CH(θ) kann ausgedrückt werden als: I_CH(θ) = G_MA(θ), wobei G_M die Strom-zu-Spannungsverstärkung des zweiten Stromgenerators 142 ist.
Nun ist es unter Berücksichtigung von C_T durch Ladungsgleichgewicht möglich, die über dem Kondensator C_T entwickelte Spannung B(θ) zu finden:
Es wird angenommen, dass der Kondensator C_T groß genug ist, dass die Wechselstromkomponente (die doppelte Leitungsfrequenz f_L) des Signals B(θ) bezüglich seiner Gleichstromkomponente B₀ vernachlässigbar ist, die folgendermaßen ausgedrückt werden kann:
Unter Berücksichtigung des Voltsekunden-Gleichgewichts für den Transformator 108 kann die Primärseite bei Zeit T_ON(θ) und die Sekundärseite bei Zeit T_FW(θ) durch die folgende Beziehung ausgedrückt werden:
Der Spannungsbezugswert Vcs_REF(θ) ist somit:
wobei K_D die Verstärkung des Teilerblocks 164 ist und dimensional eine Spannung ist. Der Spitzenprimärstrom I_pkp(θ) kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
Der Eingangsstrom kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
Dies führt zu einem sinusförmigen Eingangsstrom in einem Konstantstromprimärgesteuerten Hi-PF-QR-Sperrwandler 100.
Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass der Sekundärstrom n = Np/Ns mal der Primärstrom ist, kann der Spitzensekundärstrom I_pks(θ) berechnet werden als:
Da der Zyklus-für-Zyklus-Sekundärstrom Is(t, θ) die Reihe von Dreiecken ist, die links in 8 gezeigt sind, ist dessen Mittelwert in einem Schaltzyklus:
Der Ausgangsgleichstrom I_out ist der Mittelwert von I_o(θ) über einen Leitungshalbzyklus:
Schließlich ist der mittlere Ausgangsstrom:
Der vorstehende Ausdruck zeigt, dass die Schaltung aus 7 einen Ausgangsgleichstrom I_out hat, der nur von externen, Nutzer-wählbaren Parametern (n, Rs) und von internen festen Parametern (G_M, R_T, K_D) und weder von der Ausgangsspannung Vout noch der Effektiveingangsspannung V_in noch der Schaltfrequenz f_SW(θ) = 1/T(θ) abhängt.
Dadurch ist es möglich, den Schluss zu ziehen, dass der Wandler 100 aus 7 zusätzlich zu der Tatsache, dass er idealerweise einen Leistungsfaktor Eins und null harmonische Verzerrung des Eingangsstroms schafft, unter Verwendung von nur auf der Primärseite verfügbaren Größen auch einen geregelten Iout schafft.
12 und 13 zeigen Simulationsergebnisse der Signale aus 7, wobei Vin 265 VAC beziehungsweise 90 VAC ist, die A(θ), B(θ), Iout, Iin, V_CSREF, und die THD der Schaltung beinhalten. Man beachte den sehr niedrigen Verzerrungspegel des Eingangsstroms (circa 3,3% bei V_in = 90 Vac, circa 3,8% bei V_in = 265 Vac) aufgrund des Eingangs-EMI(elektromagnetische Störung)-Filters und der in der Steuereinrichtung 102, dem Brückengleichrichter 104, dem Transformator 108 und dem Leistungsschalter M betrachteten nicht idealen Zustände.
8 zeigt verschiedene der Wellenformen des Wandlers 100 aus 7. Auf der linken Seite sind die Wellenformen auf einer Schaltperiodenzeitskala, auf der rechten Seite sind die Wellenformen auf einer Leitungszykluszeitskala gezeigt.
14 zeigt den Vergleich von Simulationsergebnissen zwischen dem Wandler 30 des Standes der Technik und dem vorstehend offenbarten Wandler 100 bezüglich der THD (links) und des PF (rechts). 15 zeigt den Vergleich der Simulationsergebnisse hinsichtlich der Ausgangsstromregelung.
9 ist eine Bezugsspannungsschaltung 118' gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung und kann anstelle der Bezugsspannungsschaltung 118 aus 7 verwendet werden, wenn das Erlangen der in 6 gezeigten Dimm-Kurve erwünscht ist. Die Bezugsspannungsschaltung 118' weist die Schalter 134, 144, einen zweiten Stromgenerator 142, einen Widerstand R_T und ein Kondensator C_T des Bezugsspannungsgenerators 118 aus 7 auf. Anders als der Bezugsspannungsgenerator 118 aus 7 weist die Bezugsspannungsschaltung 118' einen Phasenwinkeldetektor 150 mit einer Vergleichseinrichtung 151, einem Verzögerungsblock 152 und einem UND-Gate 153 auf. Die Vergleichseinrichtung 151 hat einen invertierenden Eingang, der eine erfasste Eingangsspannung von einem Dimmer empfängt, einen nicht invertierenden Eingang, der einen Spannungsschwellenwert V_th empfängt, und einen Ausgang, an dem die Vergleichseinrichtung ein Signal α auf der Grundlage eines Vergleichs der erfassten Eingangsspannung mit dem Spannungsschwellenwert V_th erzeugt. Der Verzögerungsblock 152 fügt eine Maskierungszeitverzögerung T_MASK hinzu und das UND-Gate 153 gibt ein α_MASK Signal aus.
Die Bezugsspannungsschaltung 118' weist auch eine Dimmschaltung 154 auf, die einen Dimmstromgenerator 155, einen Schalter 156 und einen Verstärkungsblock (G_DIM) 157 aufweist. Dem B(θ) Signal von dem Dimmstromgenerator 155 wird ein extra Strom I_dim hinzugefügt. Dieser Strom I_dim ist proportional zu dem Signal B(θ) und wird, wie in 10 gezeigt, nur während eines Teils der Dimmer-Auszeit hinzugefügt (im Grunde genommen nur, wenn ein α_MASK Signal hoch ist und den Schalter 156 schließt).
Die Bezugsspannungsschaltung 118' weist ferner Wechselrichter 158, 159, einen Schalter 160 und ein weiteres UND-Gate 161 auf. Der Wechselrichter 158 ist zwischen einen Ausgang des UND-Gates 153 und einen Steueranschluss des Schalters 160 geschaltet und steuert dadurch den Schalter 160 auf der Grundlage einer invertierten Version des von der Phasenwinkeldetektionsschaltung 150 ausgegebenen α_MASK Signals. Der Wechselrichter 159 ist zwischen einen Ausgang des UND-Gates 161 und einen Steueranschluss des Schalters 144 geschaltet. Das UND-Gate 161 hat einen ersten und einen zweiten Eingang, die mit dem Ausgang des ZCD-Blocks 130, der das FW-Signal liefert, bzw. dem Ausgang des Wechselrichters 158, der die invertierte Version des α_MASK Signals liefert, verbunden sind. Der Ausgang des UND-Gates 161 ist auch mit einem Steueranschluss des Schalters 134 verbunden, so dass das UND-Gate 161 einen der Schalter 134, 144 öffnet, während es den anderen der Schalter 134, 144 schließt und umgekehrt, je nach dem von dem ZCD-Block 130 ausgegeben FW-Signal und der invertierten Version des von den Wechselrichter 158 gelieferten α_MASK Signals.
Der I_DIM Stromgenerator 155 wird dem C_T Kondensator hinzugefügt, was das B(θ) Signal in Funktion des Dimmerzündwinkels erhöht, was zu einem niedrigeren Ausgangsgleichstrom führt. Mit anderen Worten erhöht der I_DIM Stromgenerator 155 den äquivalenten R_T Entladewiderstand auf der Grundlage des Dimmerzündwinkels.
Unter Berücksichtigung des C_T Ladungsgleichgewichts ist es möglich, den äquivalenten Entladewiderstand zu finden:
Der Ausgangsgleichstrom ist somit:
wobei
und T die Leitungsperiode ist.
Der vorstehende Ausdruck zeigt, dass der Ausgangsgleichstrom von dem Dimmerzündwinkel (1 – α) mit einer Beziehung abhängt, die eine hohe Steigung hat, und durch den R_DIM Widerstand programmiert werden kann. Aufgrund der T_MASK Verzögerungszeit ändert sich der Ausgangsgleichstrom nicht, bis die Dimmer-Auszeit höher ist als T_MASK.
11 zeigt die Dimmschaltung 154 aus 9 gemäß einer Ausführungsform. Der I_DIM Stromgenerator 155 wird unter Verwendung eines Steuertransistors 162 und eines Stromspiegels ausgebildet, der einen Diodenverbundenen, bipolaren ersten Spiegeltransistor 163 und einen bipolaren zweiten Spiegeltransistor 164 aufweist, deren Basen miteinander verbunden sind und deren Emitter mit dem Versorgungsanschluss Vcc verbunden sind. Die Dimmschaltung 154 weist auch einen Widerstand R_DIM und den Schalter 156 auf, der mit dem Steuertransistor 162 und dem ersten Spiegeltransistor 163 zwischen dem Versorgungsanschluss Vcc und der Masse in Reihe geschaltet ist. Der Schalter 156 ist als ein NPN-Bipolartransistor ausgebildet, dessen Kollektor mit dem Widerstand R_DIM verbunden ist, dessen Emitter mit der Masse verbunden ist und dessen Basis mit dem Ausgang des Phasenwinkeldetektors 150 verbunden ist, um das α_MASK Signal zu empfangen. Der Verstärkungsblock 157 ist unter Verwendung eines Verstärkers 165 ausgebildet, dessen nicht invertierender Eingang zum Empfang des B(θ) Signals verbunden ist, dessen invertierender Eingang mit einem Knoten zwischen dem Emitter des Steuertransistors 162 und dem Widerstand R_DIM verbunden ist und dessen Ausgang mit der Basis des Steuertransistors 162 verbunden ist.
16 zeigt Simulationsergebnisse der in dem QR-Wandler aus 7 ausgebildeten Schaltung aus 9. 17 zeigt einen Vergleich zwischen dem Wandler 30 des Standes der Technik und dem Wandler 100 der vorliegenden Offenbarung, der mit der Schaltung aus 9 hinsichtlich Dimm-Kurven (Ausgangsstrom in Abhängigkeit von Dimmerzündwinkel) modifiziert ist.
18 zeigt eine alternative Umsetzung einer Formungsschaltung 170, die anstelle der Formungsschaltung 120 aus 7 verwendet werden könnte, um das A(θ) Signal zu erzeugen. Die Formungsschaltung 170 aus 18 weist den Widerstand R_t1, den Kondensator C_t1 und den Schalter 132 der Formungsschaltung 120 aus 7 und auch den Spannungsteiler R_a – R_b aus 7 auf. Die Formungsschaltung 170 hat auch einen Stromgenerator 172, der zwischen den Versorgungsanschluss Vcc und den Widerstand R_t1 geschaltet ist und zum Zuführen eines Stroms I_ref1 konfiguriert ist. Ein Multiplikationsblock 174 hat einen ersten Eingang, der mit einem Knoten zwischen dem Ausgang des Stromgenerators 172 und dem Widerstand R_t1 verbunden ist und für den Empfang eines Signals A1(θ) konfiguriert ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Mittelpunkt des Spannungsteilers R_a – R_b verbunden ist und für den Empfang eines Signals A2(θ) von dem Spannungsteiler R_a – R_b konfiguriert ist, und einen Ausgang, der für die Zuführung des A(θ) Signals konfiguriert ist. Unter Berücksichtigung des C_t1 Ladungsgleichgewichts ist die über dem Kondensator C_t1 entwickelte A1(θ) Spannung:
wobei I_ref1 ein konstanter von dem Stromgenerator 172 erzeugter Strom ist. Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass A2(θ) = K_p(v_PKsinθ), ergibt sich das A(θ) Signal:
wobei K_M die Verstärkung des Multiplikationsblocks 174 ist. Vergleicht man die Gleichung für das von der Formungsschaltung 120 aus 7 erzeugte A(θ) Signal mit der vorstehenden Gleichung für das von der Formungsschaltung 170 aus 18 erzeugte A(θ) Signal, ist die in 18 gezeigte Umsetzung äquivalent zu der in 7 gezeigten Umsetzung, wenn die Multiplikationseinrichtungsverstärkung, K_M, ist:
19 zeigt eine alternative Umsetzung einer Vorspannungsschaltung 180, die anstelle der Vorspannungsschaltung 118 aus 7 zur Erzeugung des B(θ) Signals verwendet werden könnte. Die Vorspannungsschaltung 180 hat einen Verstärker 182, der zum Empfangen des A(θ) Signals und Erzeugen eines Signals A1(θ) konfiguriert ist. Der Verstärker 182 könnte dafür konfiguriert sein, das A(θ) Signal von der Formungsschaltung 120 aus 2, der Formungsschaltung 170 aus 18 oder einer Formungsschaltung gemäß einer alternativen Ausführungsform hinsichtlich der vorstehenden Erörterung zu empfangen. Der Verstärker 182 könnte auch durch den gesteuerten Stromgenerator 140, der den Strom I_ch1(θ) proportional zu dem Teil der Eingangsspannung V(θ) an dem Mittelpunkt des Spannungsteilers R_a – R_b erzeugt, ausgebildet werden oder es könnte ein alternativer Verstärker angewendet werden. Ein erster Schalter 184 ist zwischen den Verstärker 182 und den Widerstand R_t gekoppelt und ist dafür konfiguriert, den Verstärker 182 auf der Grundlage des von dem ZCD-Block 130 erzeugten FW-Signals mit dem Widerstand R_t zu verbinden. Ein zweiter Schalter 186 ist zwischen den ersten Schalter 184 und die Masse gekoppelt und ist dafür konfiguriert, den Widerstand R_t auf Grundlage des invertierten Signals FW mit der Masse zu verbinden.
Die B(θ) Spannung kann unter Berücksichtigung des folgenden C_T Ladungsgleichgewichts bestimmt werden:
Geht man davon aus, dass A₁(θ) = KA(θ), ist das B(θ) Signal:
wobei K die Spannungsverstärkung des Verstärkers 182 ist.
20 zeigt eine alternative Ausführungsform einer Steuereinrichtung 188, die anstelle der Steuereinrichtung 102 aus 7 zum Steuern des Leistungsschalters M verwendet werden könnte. Die Steuereinrichtung 188 ist identisch mit der Steuereinrichtung 102 aus 7 bis auf die Tatsache, dass die Steuereinrichtung 188 eine Formungsschaltung 189 anstelle der Formungsschaltung 120 aufweist. Die Formungsschaltung 189 ist dafür konfiguriert, eine Leitungsspannungsvorwärtskopplung umzusetzen, um die Abhängigkeit des Signals B(θ) von der Eingangsspannung Vin aufzuheben. Die Formungsschaltung 189 weist den gleichen Schalter 132, Stromgenerator 140, Widerstand R_t1 und Kondensator C_t1 auf wie die Formungsschaltung 120 aus 7. Außerdem weist die Formungsschaltung 189 eine Vorwärtskopplungsschaltung 190 auf, die aus einem Spitzendetektor 192, einem Quadratspannungsteiler 194 und einer Multiplikationseinrichtung 196 gebildet ist. Der Spitzendetektor 192 detektiert eine Spannungsspitze des Teils der gleichgerichteten Eingangsspannung, der von dem Mittelpunkt des Spannungsteilers R_a – R_b empfangen wird, und liefert ein für diese Spitze repräsentatives Ausgangssignal. Der Quadratspannungsteiler 194 empfängt das Ausgangssignal von dem Spitzendetektor 192 und erzeugt ein Vorwärtskopplungssignal FF, das gleich:
ist.
Die Multiplikationseinrichtung 196 multipliziert das Vorwärtskopplungssignal FF von dem Quadratteiler 194 mit dem Signal A(θ), das an dem Zwischenknoten zwischen dem Stromgenerator 140 und dem Kondensator C_t1 erzeugt wird, um ein Signal A1(θ) zu erzeugen:
Der von dem Stromgenerator 142 gelieferte Strom I_CH(θ), der zur Erzeugung des B(θ) Signals verwendet wird, kann dann ausgedrückt werden als: I_CH(θ) = G_MA1(θ).
Nun ist es unter Berücksichtigung des C_T Ladungsgleichgewichtes möglich, die über dem Kondensator C_T entwickelte Spannung B(θ) zu finden:
Schließlich ist die Gleichstromkomponente des Signals B(θ):
Die vorstehend beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu schaffen. Diese und andere Änderungen an den Ausführungsformen können in Anbetracht der vorstehenden ausführlichen Beschreibungen vorgenommen werden. Im Allgemeinen sollten die in den folgenden Ansprüchen verwendeten Ausdrücke nicht zur Beschränkung der Ansprüche auf die speziellen in der Beschreibung und den Ansprüchen offenbarten Ausführungsformen gedacht sein, sondern sollten so gedacht sein, dass sie sämtliche möglichen Ausführungsformen zusammen mit dem vollen Schutzumfang von Äquivalenten umfassen, zu denen solche Ansprüche berechtigen. Dementsprechend sind die Ansprüche nicht durch die Beschreibung beschränkt.

Claims

Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsstufe, aufweisend: einen Teiler mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei der Teiler dafür konfiguriert ist, ein Spannungsbezugssignal zu erzeugen; einen ersten Stromgenerator, der dafür konfiguriert ist, einen Ausgangsstrom zu erzeugen; eine Formungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, an den ersten Eingang des Teilers ein erstes Signal auf der Grundlage des Ausgangsstroms des ersten Stromgenerators auszugeben; eine Vorspannungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, an den zweiten Eingang des Teilers ein zweites Signal auf der Grundlage des ersten Signals auszugeben; und eine Treiberschaltung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor zu treiben.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Formungsschaltung aufweist: einen zwischen den ersten Stromgenerator und einen Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Kondensator; und einen zwischen den ersten Stromgenerator und den Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Schalter, wobei der Schalter dafür konfiguriert ist, den ersten Stromgenerator mit dem Versorgungsspannungsanschluss zu koppeln, wenn der Leistungstransistor ein ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Formungsschaltung aufweist: einen Spannungseingangsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung von der Leistungsstufe zu empfangen; und eine Multiplikationseinrichtung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, eine erste Spannung auf der Grundlage des Ausgangsstroms des ersten Stromgenerators zu empfangen, einem mit dem Spannungseingangsanschluss gekoppelten zweiten Eingang und einem mit dem ersten Eingang des Teilers gekoppelten Ausgang.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, aufweisend einen Spannungseingangsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung von der Leistungsstufe zu empfangen, wobei der Ausgangsstrom proportional zu der Eingangsspannung an dem Spannungseingangsanschluss ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner aufweisend: eine Phasenwinkeldetektionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung mit einer Schwellenspannung zu vergleichen und ein Maskierungssignal auszugeben, wenn die Dimmerspannung niedriger ist als die Schwellenspannung; und einen Dimmstromgenerator, der dafür konfiguriert ist, das zweite Signal auf der Grundlage des Maskierungssignals zu erhöhen.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei der Dimmstromgenerator dafür konfiguriert ist, einen Dimmstrom auszugeben, der proportional zu einer Spannung des zweiten Signals ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: einen zweiten Stromgenerator, der dafür konfiguriert ist, einen Strom proportional zu dem ersten Signal zu erzeugen; einen zweiten Kondensator, der zwischen den zweiten Eingang des Teilers und einen Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist; einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den zweiten Stromgenerator mit dem zweiten Kondensator zu verbinden, wenn der erste Schalter ein ist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Vorspannungsschaltung einen zweiten Schalter hat, der dafür konfiguriert ist, den zweiten Stromgenerator mit dem Versorgungsspannungsanschluss zu koppeln, wenn der erste Schalter aus ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: einen Verstärker, der dafür konfiguriert ist, das erste Signal zu verstärken und ein verstärktes Signal zu erzeugen; einen zwischen den Verstärker und den zweiten Eingang des Teilers gekoppelten Widerstand; einen ersten Schalter, der zwischen den Verstärker und den Widerstand gekoppelt und dafür konfiguriert ist, den Verstärker über den Widerstand mit dem zweiten Eingang des Teilers zu koppeln, wenn der erste Schalter ein ist; und einen zweiten Schalter, der zwischen den Widerstand und einen Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt und dafür konfiguriert ist, den zweiten Eingang des Teilers mit dem Versorgungsspannungsanschluss zu koppeln, wenn der erste Schalter aus ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Formungsschaltung aufweist: eine Spannungsvorwärtskopplungsschaltung mit: einem Eingangsknoten, der dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung von der Leistungsstufe zu empfangen; einem Spitzendetektor, der dafür konfiguriert ist, eine Spitze der Eingangsspannung zu detektieren; einem Quadratteiler, der dafür konfiguriert ist, eine Ausgabe des Spitzendetektors zu empfangen und ein Vorwärtskopplungssignal auf der Grundlage der detektierten Spitze der Eingangsspannung auszugeben; und einer Multiplikationseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Vorwärtskopplungssignal mit einem Signal auf der Grundlage des Ausgangsstroms des Stromgenerators zu multiplizieren und das erste Signal an den ersten Eingang des Teilers zu liefern.
Vorrichtung, aufweisend: einen Teiler mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang; eine Formungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, dem ersten Eingang des Teilers ein erstes Signal zu liefern, wobei die Formungsschaltung aufweist: einen ersten Stromgenerator mit einem Ausgang, an dem der erste Stromgenerator dafür konfiguriert ist, einen Ausgangsstrom zu erzeugen; einen ersten zwischen den Ausgang des ersten Stromgenerators und einen Spannungsbezugsanschluss gekoppelten ersten Kondensator; einen mit dem ersten Stromgenerator gekoppelten ersten Widerstand; einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den ersten Widerstand parallel zu dem ersten Kondensator zu koppeln, wenn der erste Schalter ein ist; und einen Zwischenknoten, der dafür konfiguriert ist, das erste Signal an den ersten Eingang des Teilers auf der Grundlage einer Spannung des Kondensators zu liefern; und eine Vorspannungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, dem zweiten Eingang des Teilers ein zweites Signal zu liefern, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: eine Stromquelle, die dafür konfiguriert ist, einen Strom proportional zu dem ersten Signal zu erzeugen; und einen zweiten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Ausgang des zweiten Stromgenerators mit dem zweiten Eingang des Teilers zu koppeln, wenn der zweite Schalter ein ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: einen mit dem zweiten Eingang des Teilers gekoppelten zweiten Widerstand; und einen dritten Schalter, der dafür konfiguriert ist, eine Stromquelle mit dem Spannungsbezugsanschluss zu koppeln, wenn der zweite Schalter aus ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, wobei die Formungsschaltung aufweist: einen Eingangsspannungsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung zu empfangen; und eine Multiplikationseinrichtung mit einem mit dem ersten Kondensator gekoppelten ersten Eingang, einem mit dem Eingangsspannungsanschluss gekoppelten zweiten Eingang und einem mit dem ersten Eingang des Teilers gekoppelten Ausgang.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: eine Phasenwinkeldetektionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung mit einer Schwellenspannung zu vergleichen und ein Maskierungssignal auszugeben, wenn die Dimmer-Spannung niedriger ist als die Schwellenspannung; und einen Dimmstromgenerator, der dafür konfiguriert ist, das zweite Signal auf der Grundlage des Maskierungssignals zu erhöhen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei der Dimmstromgenerator dafür konfiguriert ist, einen Dimmstrom auszugeben, der proportional zu einer Spannung des zweiten Signals ist.
System, aufweisend: einen Gleichrichter, der dafür konfiguriert ist, eine gleichgerichtete Spannung auszugeben; einen Transformator mit einer Primärwicklung, die mit einem Ausgang des Gleichrichters gekoppelt ist; einen Leistungstransistor, der mit der Primärwicklung des Transformators gekoppelt und dafür konfiguriert ist, den Transformator zu steuern; eine Treiberschaltung, die dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor zu steuern, und dafür konfiguriert ist, ein Bezugssignal zu empfangen; eine Steuerschaltung mit: einem Teiler mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei der Teiler dafür konfiguriert ist, das Bezugssignal am Ausgang des Teilers zu erzeugen; einem ersten Stromgenerator, der dafür konfiguriert ist, einen Ausgangsstrom zu erzeugen; einer Formungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, an den ersten Eingang des Teilers ein erstes Signal auf der Grundlage des Ausgangsstroms des ersten Stromgenerators auszugeben; und einer Vorspannungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, an den zweiten Eingang des Teilers ein zweites Signal auf der Grundlage des ersten Signals auszugeben.
System nach Anspruch 16, wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, wobei das System ferner mindestens eine mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelte Leuchtdiode aufweist.
System nach Anspruch 16 oder 17, das einen Spannungsteiler aufweist, der dafür konfiguriert ist, eine reduzierte Spannung auf der Grundlage der gleichgerichteten Spannung zu liefern, wobei die Formungsschaltung aufweist: eine Multiplikationseinrichtung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, eine erste Spannung auf der Grundlage des Ausgangsstroms des ersten Stromgenerators zu empfangen, einem mit dem Spannungsteiler gekoppelten zweiten Eingang und einem mit dem ersten Eingang des Teilers gekoppelten Ausgang.
System nach einem der Ansprüche 16 bis 18, das einen Spannungsteiler aufweist, der dafür konfiguriert ist, eine reduzierte Spannung auf der Grundlage der gleichgerichteten Spannung zu liefern, wobei die Formungsschaltung aufweist: eine Spannungsvorwärtskopplungsschaltung mit: einem Spitzendetektor, der dafür konfiguriert ist, eine Spitze der reduzierten Spannung zu detektieren; einem Quadratteiler, der dafür konfiguriert ist, eine Ausgabe des Spitzendetektors zu empfangen und ein Vorwärtskopplungssignal auf der Grundlage der detektierten Spitze der reduzierten Spannung auszugeben; und einer Multiplikationseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Vorwärtskopplungssignal mit einem Signal auf der Grundlage des Ausgangsstroms des Stromgenerators zu multiplizieren und das erste Signal an den ersten Eingang des Teilers zu liefern.
System nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei die Vorspannungsschaltung aufweist: eine Phasenwinkeldetektionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Eingangsspannung mit einer Schwellenspannung zu vergleichen und ein Maskierungssignal auszugeben, wenn die Dimmer-Spannung niedriger ist als die Schwellenspannung; und einen Dimmstromgenerator, der dafür konfiguriert ist, das zweite Signal auf der Grundlage des Maskierungssignals zu erhöhen.