DE102012221687A1 - Spannungswandler-Vollbrücke mit geringer Anlaufspannung - Google Patents

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Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Spannungswandlerschaltung zum Transformieren einer an ihrem Eingang anliegenden geringen Spannung in eine höhere Ausgangsspannung an einem Ausgang. Die Spannungswandlerschaltung umfasst mindestens einen ersten bis vierten steuerbaren Schalter (T3, T4, T5, T6) eines ersten Typs, die in Form einer H-Brücke verschaltet sind, welche zwischen der Eingangsspannung (Uin) und einem Bezugspotential angeordnet ist, und einen Transformator (Tr) mit mindestens einer Primärwicklung (1, 1b), die in dem Querzweig der H-Brücke angeordnet ist, und mit einer Sekundärwicklung (2), an der eine transformierte Spannung (U2) zum Erzeugen der Ausgangsspannung (Uout) abgreifbar ist. Parallel zu mindestens einem der steuerbaren Schalter (T3, T6) ist jeweils mindestens ein steuerbarer Schalter (T1, T2) eines zweiten Typs angeordnet, der ohne anliegendes Steuerpotential leitend ist. Die Sekundärwicklung (2) des Transformators (Tr) ist weiterhin zum Rückführen der transformierten Spannung (U2) mit den Steuereingängen der steuerbaren Schalter (T1 bis T6) verbunden.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Spannungswandlerschaltung zum Transformieren einer an ihrem Eingang anliegenden geringen Spannung in eine höhere Ausgangsspannung an einem Ausgang. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine derartige Spannungswandlerschaltung, die bereits bei geringen Eingangsspannungen den Betrieb aufnimmt und dabei vollständig unabhängig von externen Spannungsversorgungen ist. Derartige Spannungswandlerschaltungen werden insbesondere bei der Verwertung der geringen Spannungspegel benötigt, die beim Energy Harvesting erzeugt werden.
  • Der Begriff „Energy Harvesting“, zu Deutsch „Energieernte“ bezeichnet ein Energieversorgungskonzept für verteilte eingebettete Mikrosysteme, die durch Energiewandlung am Ort ihrer Anwendung mit elektrischer Energie versorgt werden. Am Anwendungsort wird dafür eine andere, dort vorliegende Energieform, wie z. B. thermische, optische, chemische oder mechanische Energie, mit Hilfe eines entsprechenden Generators in elektrische Energie gewandelt.
  • Es existiert nach dem Stand der Technik eine Vielzahl von Generatortypen, um die genannten Energieformen in elektrische Energie zu wandeln. Relevant für die vorliegende Erfindung sind z. B. thermoelektrische und photovoltaische Wandler, ebenso elektrochemische Zellen, wie z. B. sog. Bio-Brennstoffzellen. Die genannten Generatoren liefern in den meisten Fällen Gleichspannung. Lediglich im Fall thermoelektrischer Wandler kehrt sich die Polarität der Ausgangsspannung um, wenn sich die Richtung des Temperaturfeldes umkehrt, das über dem Generator anliegt. Allen genannten Generatorprinzipien ist jedoch gemeinsam, dass ein einzelner Wandler – je nach Design und zugeführter, nicht-elektrischer Eingangsleistung – Ausgangsspannungen liefern kann, die deutlich unter dem Niveau liegen, das für den Betrieb von Niederspannungs-CMOS-Elektronik eines eingebetteten Mikrosystems benötigt wird. Des Weiteren ist die Ausgangsspannung verschiedener Generatoren vom Niveau der eingespeisten Energie abhängig. Bei variabler Energiezufuhr ist dementsprechend die Ausgangsspannung des Generators variabel.
  • Bei den genannten Generatoren, aber auch in anderen Fällen, ist es erforderlich, die niedrige Ausgangsspannung einer Quelle mit einer Schaltung zur Spannungswandlung so weit zu erhöhen, dass eine elektronische Schaltung mit genügend hoher Spannung versorgt werden kann. Eine schematische Darstellung der Grundanordnung ist in 1 gezeigt. Dabei wird ein elektronischer Spannungswandler zwischen dem Generator und der Elektronik, die im Folgenden als Lastwiderstand RL bezeichnet wird, angeordnet. Der Ausgang des Generators ist mit dem Eingang des Spannungswandlers verbunden, der Ausgang des Spannungswandlers ist mit der Last verbunden. Am Eingang des Spannungswandlers liegt dadurch die variable Eingangsspannung Uin an, die vom Generator bereitgestellt wird. Im Spannungswandler wird Uin in eine höhere Ausgangsspannung Uout transformiert, die an der Last RL anliegt.
  • Das elektronische System am Ausgang des Spannungswandlers kann zusätzlich einen elektrischen Energiespeicher, z. B. eine wiederaufladbare Batterie oder einen elektrischen Kondensator, enthalten. Der Spannungswandler speist in diesem Fall über seinen Ausgang den Energiespeicher und die Last. Falls die Eingangsenergie am Generator ausfällt, steht Energie aus dem Energiespeicher zur Verfügung, um den Betrieb des Spannungswandlers durch Speisung aus dem Ausgang oder über einen separaten Speisezugang durchgehend sicherzustellen. Dies würde gleichfalls sicherstellen, dass die Wandlerschaltung sofort wieder funktionsfähig ist und anläuft, wenn dem Generator wieder Eingangsenergie zur Verfügung steht. Wenn jedoch dieser Zwischenspeicher nicht zur Verfügung steht oder zu weit entleert ist, dann besteht die Notwendigkeit, dass der Spannungswandler seine Betriebsenergie vollständig aus seinem Eingang bezieht und bereits bei möglichst geringen Eingangsspannungen die Funktion aufnimmt.
  • Aus dem heutigen Stand der Technik sind verschiedene Schaltungskonzepte bekannt, mit denen niedrige Eingangsspannungen in höhere Ausgangsspannungen transformiert werden können.
  • Ein Konzept, das vielfach verwendet wird, ist der induktive Hochsetzsteller, der als integrierte Schaltung in zahlreichen Ausführungsformen verfügbar ist. Eine Beschreibung findet sich beispielsweise in U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik", 11. Auflage, 1999, Seite 985 und folgende. Die Grundschaltung, die in 2 dargestellt ist, besteht aus einem Schalttransistor in Bipolar- oder MOS-Technologie, einer Induktivität, einer Diode und einem Kondensator. Des Weiteren ist eine Steuerschaltung ST zur Erzeugung von Rechtecksignalen Usteuer erforderlich, die aus einer Betriebsspannung UB versorgt wird.
  • Ohne auf die Funktion dieses Aufwärtswandlers weiter einzugehen, sei darauf hingewiesen, dass die Steuerschaltung ST eine Betriebsspannung UB zur Erzeugung von Rechtecksignalen Usteuer mit genügender Amplitude benötigt. Hierin liegt ein gravierendes Problem für Hochsetzsteller, die ausschließlich aus der Eingangsspannung Uin versorgt werden sollen. Die Anlaufspannung, d. h. die minimal erforderliche Eingangsspannung wird maßgeblich durch die erforderliche Betriebsspannung der Steuerschaltung und die erforderliche Amplitude der Steuerspannung Usteuer bestimmt und kann nicht beliebig reduziert werden. In verschiedenen Schaltungskonzepten werden Hilfsschaltungen zur Unterstützung der Anlaufphase bei niedrigen Spannungen eingesetzt. Dennoch beträgt für eine derartige Beispielschaltung, die integrierte Schaltung TPS 61200 des Herstellers Texas Instruments, die minimal erforderliche Eingangsspannung Uin noch etwa 0,3 V ohne Last am Ausgang Uout und etwa 0,5 V bei belastetem Ausgang.
  • Bei einem Hochsetzsteller pendelt das Magnetfeld im Kern der Spule immer um einen Mittelwert, der mit dem Mittelwert des Spulenstroms korreliert ist. Dies führt dazu, dass der Spulenkern immer in einer Richtung vormagnetisiert bleibt. Der Kern der Spule muss folglich dahingehend ausgelegt werden, dass auch bei einem Pendeln des Magnetfeldes um einen Mittelwert eine verlustbehaftete magnetische Sättigung des Kerns nicht eintritt. Dies führt beispielsweise dazu, dass der Kern entsprechend größer ausgelegt werden muss.
  • In dem Artikel IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 33, NO. 5, SEP-TEMBER/OCTOBER 1997 wird ein resonantes Schaltwandlerprinzip auf der Basis eines modifizierten Meißner-Oszillators vorgestellt, das speziell für den Betrieb mit geringen Anlaufspannungen entwickelt wurde. Die entsprechende Baugruppe wird als „starter circuit“ bezeichnet und ist in 3 dargestellt. Insbesondere wird die Drain-Source-Strecke eines n-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor T1 (n-JFET) mit der Wicklung 1 eines Transformators Tr in Serie geschaltet und über den Eingang Uin der Wandlerschaltung mit elektrischer Spannung beaufschlagt. Eine Wicklung 2 des Transformators Tr mit wesentlich höherer Windungszahl als Wicklung 1 wird als Rückkopplung mit dem Gate des n-JFET T1 verschaltet. Dies geschieht mit umgekehrtem Wicklungssinn zur Primärwicklung. Dadurch erzeugt eine positive Spannung an der Wicklung 1 eine negative Spannung an der Wicklung 2 und umgekehrt. Der Bezugspunkt der Wicklung 2 wird über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R1 mit der Bezugsmasse der Schaltung verbunden, während der Hochpunkt mit dem Gate des n-JFET T1 verbunden ist.
  • Für diese Schaltung wird in der oben zitierten Quelle eine Anlaufspannung Uin von etwa 300 mV angegeben. Sie nutzt die Tatsache, dass ein n-JFET bereits bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V leitend ist. Somit setzt bereits bei geringen Eingangsspannungen ein Stromfluss durch die Wicklung 1 des Transformators Tr und durch den n-JFET T1 ein und es entsteht eine positive Spannung an der Wicklung 1. Das sich aufbauende Magnetfeld induziert in der Rückkopplungswicklung 2 des Transformators eine negative Spannung, die, abhängig vom Windungsverhältnis beider Wicklungen, größer ist als die Spannung an der Primärwicklung 1. Die Gate-Source-Strecke des n-JFET T1 stellt eine pn-Diode dar, wobei die Anode am Gate anliegt. Diese Diode begrenzt die Spannung UGS am Gate von T1 auf etwa +0,6 V gegen Masse. Die höhere transformierte Spannung an der Wicklung 2 lädt dadurch den Kondensator des RC-Gliedes aus C3 und R1 auf negative Spannungen URC gegenüber Masse auf. Sobald der Stromfluss durch Wicklung 1 einen Gleichgewichtszustand erreicht, bricht die in Wicklung 2 induzierte Spannung zusammen. Dadurch greift das am Kondensator C3 aufgebaute negative Potential URC auf das Gate des n-JFET T1 durch und polt den pn-Übergang in Sperrrichtung. Je mehr diese negative Gatespannung an die negative Klemmspannung des n-JFET herankommt, desto mehr wird der Transistor T1 gesperrt. Die resultierende Abnahme des Stromes in Wicklung 1 induziert eine positive Spannung in Wicklung 2. Diese positive Spannung an Wicklung 2 addiert sich mit umgekehrter Polarität zur schon bestehenden negativen Gatevorspannung. Im Ergebnis nimmt UGS weiter in Richtung negativer Werte zu, bis der Transistor zu einem bestimmten Zeitpunkt abrupt gesperrt wird. Das RC-Glied aus C3 und R1 entlädt sich nun mit seiner RC-Zeitkonstante, wodurch sich die Gate-Source-Spannung UGS am Transistor T1 mit dieser Zeitverzögerung von negativen Werten wieder gegen 0 Volt verändert. Im Ergebnis steigt der Stromfluss durch Wicklung 1 allmählich wieder an, da T1 wieder leitend wird und der beschriebene Vorgang sich wiederholt.
  • In einer Wicklung 3 des Transformators wird durch diese selbstgesteuerte Oszillation eine weitere Wechselspannung induziert, die aufgrund des höheren Windungsverhältnisses um einen einstellbaren Faktor über der Eingangsspannung an Wicklung 1 liegt. Diese Spannung wird mit einer Diode D gleichgerichtet und als hochtransformierte Ausgangsspannung verwendet. Die Kondensatoren C1 und C2 puffern jeweils die Spannungen Uin und Uout.
  • Im Detail ist ein weiteres Konzept basierend auf einem Transformator mit drei Wicklungen Gegenstand der deutschen Patentanmeldung DE 10 2011 122 197.6 . Dabei sind JFETs und MOS-FETs jeweils an separate Eingangswicklungen eines gemeinsamen Transformators angeschlossen.
  • Ähnliche Konzepte auf der Basis von Meißner-Oszillatoren werden in anderen Publikationen vorgestellt, so z. B. in der Publikation STEP-UP DC-DC-CONVERTER WITH COUPLED IN-DUCTOR FOR LOW INPUT VOLTAGES, Proceedings of PowerMEMS 2008 + microEMS 2008, Sendai, Japan, November 9–12, 2008, pp. 145–148, in dem Artikel DC-DC-CONVERTER WITH INPUT POLARITY DETECTOR FOR THERMOGENERATORS, Proceedings Power-MEMS 2009, Washington DC, USA, December 1–4, 2009, pp. 419–422 oder in dem Artikel ULTRA-LOW INPUT VOLTAGE DC-DC CONVERTER FOR MICRO ENERGY HARVESTING, Proceedings PowerMEMS 2009, Washington DC, USA, December 1–4, 2009, pp. 265–268. Ebenso verwenden zwei kommerziell hergestellte ICs der Firma Linear Technology mit der Typenbezeichnung LTC 3108 und LTC 3109 einen Meißner-Oszillator in einer modifizierten Konfiguration. Als Anlaufspannung für das IC LTC 3108 wird beispielsweise ein Wert von 20 mV angegeben.
  • Die genannten Konzepte sind jedoch meist als selbstanschwingende Meißner-Oszillatoren im nichtlinearen Großsignalbetrieb realisiert. Das bedeutet, dass der Stromfluss durch die Eingangswicklung des Transformators abwechselnd einsetzt und wieder abbricht. Der Transformator wird also nicht kontinuierlich mit Wechselstrom versorgt, sondern in einem Gleichstrommodus mit überlagertem Wechselstromanteil betrieben. Es entsteht daraus eine Vormagnetisierung des Kerns des Transformators, mit nach dem Stand der Technik bekannten Nachteilen bezüglich des Wirkungsgrades der Wandlerschaltung und der Dimensionierung des Transformators.
  • Für den Betrieb eines Transformators in einem reinen Wechselspannungsmodus sind verschiedene Konzepte von Durchflusswandlern bekannt. Diese verwenden entweder einen Transformator mit zwei Eingangswicklungen, die abwechselnd so bestromt werden, dass im Kern des Transformators ein magnetisches Wechselfeld entsteht, oder einen Transformator mit nur einer Eingangswicklung, der über eine H-Brücke mit Wechselstrom versehen wird. Diese Konfiguration vermeidet somit den Nachteil einer Vormagnetisierung des magnetischen Materials im Transformatorkern. Die Steuersignale für die Transistoren an den Eingangswicklungen werden wiederum mit eigenen Steuerschaltungen erzeugt.
  • 4 zeigt eine entsprechende Grundschaltung eines Eintakt-Durchflusswandlers nach dem Stand der Technik, zu finden beispielsweise in U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik", 11. Auflage, 1999, Seite 990.
  • In dieser Schaltung wird ein Transformator mit drei Wicklungen betrieben. Wicklung 3 stellt im dargestellten Beispiel über einen Vollweggleichrichter mit vier Dioden die Ausgangsspannung Uout bereit. Wicklung 1 wird über den Transistor T1 im Wechsel an die Eingangsspannung Uin angelegt und wieder abgetrennt. Wicklung 2 ist über eine Diode D zwischen der Eingangsspannung Uin und Masse angeschlossen. In Wicklung 2 entsteht, wie in Wicklung 3, eine induzierte Wechselspannung. Diese Wechselspannung wird immer dann kurzgeschlossen, wenn an der Kathode der Diode D eine negative Spannung induziert wird. Dies ist durch geeignete Wahl der Wicklungsrichtungen von Wicklung 1 und 2 immer dann gegeben, wenn der Transistor T1 sperrt. Der entsprechende Stromfluss durch Wicklung 2 und Diode D führt dazu, dass das Magnetfeld im Spulenkern seine Polarität umkehrt, da der Entmagnetisierungsstrom in Wicklung 2 gegenläufig zum Strom in Wicklung 1 wirkt. Ebenso wird über den in Wicklung 2 fließenden Strom Energie an die Eingangsspannung Uin zurückgeführt. Im Mittel und im Idealfall ist die resultierende Magnetisierung des Kerns gleich Null, mit dem Vorteil, dass der Kern des Transformators in einer kleineren Bauform gewählt werden kann und die Gefahr einer Sättigung des Kerns vermieden werden kann.
  • Weitere Konzepte zeigt die Publikation U. Schlienz, „Schaltnetzteile und ihre Peripherie" 3. Auflage, Vieweg-Verlag, 2007, Seite 91 und Seite 96. In diesen in 5 dargestellten Konzepten wird ein Transformator mit zwei Wicklungen im Gegentaktmodus betrieben. Dies wird in einem Konzept nach 5a dadurch erreicht, dass ein Anschluss der Eingangswicklung des Transformators an einen kapazitiven Spannungsteiler C1/C2 zwischen Eingangsspannung und Masse angelegt wird, während der andere Anschluss über eine Halbbrücke aus MOSFET-Transistoren T1 und T2 abwechselnd an die Eingangsspannung und an Masse geschaltet wird. In einem weiteren Konzept wird die Eingangsspannung mittels einer H-Brücke aus MOSFET-Transistoren mit wechselnder Polarität an die Eingangswicklung des Transformators angelegt. Für die Gleichrichtung der Ausgangsspannung des Transformators ist eine Vielzahl von Konzepten nach dem Stand der Technik verfügbar.
  • Auch diese Durchflusswandler erfordern wieder eine Steuerschaltung ST, die entsprechende Rechtecksignale Usteuer erzeugt und an die Gateanschlüsse der verwendeten MOSFET-Transistoren anlegt. Dadurch entsteht bei diesem Schaltungskonzept dieselbe Problematik wie beim voranstehend beschriebenen Hochsetzsteller. Wenn die gesamte Schaltung aus der Eingangsspannung Uin betrieben werden soll, dann definiert die erforderliche Betriebsspannung UB der Steuerschaltung ST die minimal mögliche Anlaufspannung.
  • In Summe kann bei einer Betrachtung aller Spannungswandler nach dem Stand der Technik festgestellt werden, dass diese für die Steuerung der internen Abläufe in den Schaltungen eine Steuerspannung erfordern, die über bestimmten Minimalwerten liegen muss. Bei Verwendung von Bipolartransistoren und selbst bei MOSFETs mit niedriger Steuerspannung beträgt die erforderliche Ansteuerspannung typischerweise 0,3 V bis 0,6 V. Diese Spannung wird üblicherweise mit Hilfe von Steuerschaltungen erzeugt und aus einer verfügbaren, separaten Betriebsspannung abgeleitet. Ein Selbstanlauf dieser Schaltungskonzepte aus Eingangsspannungen im Bereich einiger 10 mV ist folglich mit den meisten Konzepten nicht möglich, die einzige Ausnahme bilden die oben erläuterten resonanten Wandler nach dem Prinzip des Meißner-Oszillators. Zusätzlich entsteht in der Steuerschaltung ein kontinuierlicher interner Leistungsverbrauch, der sich nachteilig auf den Wirkungsgrad der Spannungswandlung auswirkt.
  • Dementsprechend beträgt die minimale Anlaufspannung nahezu aller integrierten oder diskret aufgebauten Niederspannungs-Hochsetzsteller heute etwa 0,6 V. Mit ergänzender Hilfsbeschaltung werden minimale Anlaufspannungen von etwa 0,3 V erreicht. Geringere Anlaufspannungen werden nach dem heutigen Stand der Technik nicht erreicht. Durchflusswandler mit derartig geringen Anlaufspannungen sind bisher überhaupt nicht bekannt.
  • Des Weiteren kann als nachteilig angesehen werden, dass die Mehrzahl der genannten Schaltungskonzepte Transformatoren mit mehr als zwei Wicklungen oder geteilten Wicklungen erfordern. Dadurch steigen Preis und Größe des Transformators. Nach dem Stand der Technik sind miniaturisierte Transformatoren bekannt, die nur zwei Wicklungen aufweisen, speziell für Wandler mit niedrigen Anlaufspannungen entwickelt wurden, aber zur Realisierung einer kleinen Bauform im Wicklungsverhältnis und in der Zahl der Windungen begrenzt sind. So verwenden die Schaltungskonzepte aus Datenblättern der Firma Linear Technology mit der Typenbezeichnung LTC 3108 und LTC 3109 spezielle Transformatoren der Firma Coilcraft mit maximalen Wicklungsverhältnissen von 1:100 zwischen einer Eingangswicklung und einer Ausgangswicklung.
  • Als dritter Nachteil ist anzusehen, dass die zitierten selbstanschwingenden Meißner-Oszillatoren zwar eine niedrige Anlaufspannung ermöglichen, aber zugleich im nichtlinearen Großsignalbetrieb betrieben werden. Das bedeutet, dass der Stromfluss durch die Eingangswicklung des Transformators abwechselnd einsetzt und wieder abbricht. Damit wird der Transformator nicht kontinuierlich mit Wechselstrom versorgt, sondern in einem Gleichstrommodus mit überlagertem Wechselstromanteil betrieben. Im Ergebnis entsteht daraus eine Vormagnetisierung des Kerns des Transformators, mit nach dem Stand der Technik bekannten Nachteilen bezüglich des Wirkungsgrades der Wandlerschaltung.
  • Daher besteht die Aufgabe, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, darin, eine Spannungswandlerschaltung anzugeben, welche die oben ausgeführten Problem und Nachteile bekannter Schaltungen überwindet und insbesondere für Energy Harvesting-Anwendungen eine effiziente und kostengünstige Spannungswandlung mit Selbstanlauf auch bei niedrigen Eingangsspannungen ermöglicht.
  • Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Spannungswandlers sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • Dabei basiert die vorliegende Erfindung auf der Idee, einen Transformator mit nur zwei erforderlichen Wicklungen mit einer geeignet modifizierten H-Brückenschaltung so zu betreiben, dass die Schaltung bei geringer Eingangsspannung selbst anläuft, die Eingangsenergie möglichst optimal nutzt und alle erforderlichen Steuersignale für die Transistoren der H-Brücke aus der erzeugten Ausgangswechselspannung ableitet. Aktive Steuerschaltungen sind dafür nicht mehr zwingend erforderlich.
  • Erfindungsgemäß wird eine modifizierte Meißner-Schaltung mit einer H-Brückenschaltung kombiniert. Die Meißner-Schaltung wird durch den Einsatz von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs) realisiert, jedoch im Unterschied zum Stand der Technik so modifiziert, dass sie integraler Teil einer H-Brückenschaltung aus MOSFET-Transistoren ist.
  • In vorteilhafter Weise transformiert diese Schaltung eine an ihrem Eingang vorliegende geringe Spannung in eine höhere Ausgangsspannung an einem Ausgang. Die Schaltung ist speziell so ausgelegt, dass sie bereits bei geringen Eingangsspannungen im Bereich von typisch 10 mV den Betrieb aufnimmt und dabei komplett eigenversorgt ist. Sie wird dazu aus ihrem Eingang und aus der hochtransformierten Ausgangsspannung mit Energie und internen Steuersignalen versorgt und benötigt somit keine externe zusätzliche Spannungsversorgung.
  • Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird diese anhand der in den nachfolgenden Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Dabei werden gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen und gleichen Bauteilbezeichnungen versehen. Weiterhin können auch einzelne Merkmale oder Merkmalskombinationen aus den gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen für sich genommen eigenständige erfinderische oder erfindungsgemäße Lösungen darstellen.
  • Es zeigen:
  • 1 eine schematische Darstellung der Spannungswandlerschaltung mit angeschlossenem Generator und angeschlossener Last;
  • 2 die Schaltung eines induktiven Hochsetzstellers nach dem Stand der Technik;
  • 3 die Schaltung eines Meissner-Oszillators als Aufwärtswandler nach dem Stand der Technik;
  • 4 die Schaltung eines induktiven Durchflusswandlers nach dem Stand der Technik;
  • 5 die Schaltungen von Durchflusswandlern in Halbbrücken- und Vollbrückentechnik nach dem Stand der Technik;
  • 6 eine erste Ausführungsform des hier beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers;
  • 7 vier Ausführungsformen von Ansteuerschaltungen für den hier beschriebenen Aufwärts-Spannungswandler;
  • 8 eine erste Ausführungsform des hier beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten, spannungsgesteuerten Anschaltung der Last am Ausgang;
  • 9 eine zweite Ausführungsform des hier beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten, spannungsgesteuerten Anschaltung der Last am Ausgang;
  • 10 vorteilhafte Ausführungsformen von Gleichrichterschaltungen für den hier beschriebenen Aufwärts-Spannungswandler;
  • 11 eine zweite Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers unter Hinzufügung einer Transformatorwicklung.
  • Nachfolgend wird mit Bezug auf 6 eine erste Grundausführungsform der vorliegenden Erfindung im Detail erläutert.
  • Die vorliegende Erfindung stellt eine Spannungswandlerschaltung in Brückentechnik dar, die speziell für einen Anlauf bei geringer Eingangsspannung entworfen ist. Die Schaltung transformiert, wie bereits erwähnt, eine an ihrem Eingang vorliegende geringe Spannung in eine höhere Ausgangsspannung an einem Ausgang. Die Schaltung ist speziell so ausgelegt, dass sie bereits bei geringen Eingangsspannungen im Bereich von typisch 10 mV den Betrieb aufnimmt und dabei komplett eigenversorgt ist. Sie wird dazu aus ihrem Eingang und aus der hochtransformierten Ausgangsspannung mit Energie und internen Steuersignalen versorgt.
  • Für den Betrieb eines Transformators in einem reinen Wechselspannungsmodus sind, wie oben beschrieben, nach dem Stand der Technik verschiedene Konzepte von Durchflusswandlern bekannt, die zwar – bei Verwendung einer H-Brücke – kleine Transformatoren mit nur zwei Wicklungen vorteilhaft einsetzen können, jedoch nicht bei geringer Eingangsspannung selbst anlaufen und auch nicht bei geringer Eingangsspannung betrieben werden. Die erfindungsgemäße Spannungswandlerschaltung ermöglicht es demgegenüber, einen Transformator mit nur zwei erforderlichen Wicklungen mit einer H-Brückenschaltung zu betreiben, die bei geringer Eingangsspannung selbst anläuft, die Eingangsenergie möglichst optimal nutzt und alle erforderlichen Steuersignale für die Transistoren der H-Brücke aus der erzeugten Ausgangswechselspannung ableitet. Aktive Steuerschaltungen sind dafür nicht mehr zwingend erforderlich.
  • Zu diesem Zweck wird eine modifizierte Meißner-Schaltung mit einer H-Brückenschaltung kombiniert. Die Meißner-Schaltung wird durch den Einsatz von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs) realisiert, jedoch im Unterschied zum Stand der Technik so modifiziert, dass sie integraler Teil einer H-Brückenschaltung aus MOSFET-Transistoren ist.
  • 6 zeigt das grundlegende Schaltungskonzept einer Kombination einer H-Brücke mit integriertem Meißner-Oszillator unter Verwendung eines 2-Wicklungs-Transformators.
  • Die Schaltung umfasst Filterkondensatoren C1 und C2 an ihrem Eingang und Ausgang, einer H-Brücke mit den p-Kanal-Anreicherungs-MOSFET-Transistoren T4 und T5 (p-MOSFETs) sowie den n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET-Transistoren T3 und T6 (n-MOSFETs), die, wie dargestellt, zwischen einer Eingangsspannung Uin und der gemeinsamen Masse der Schaltung angeordnet ist.
  • Im Unterschied zu üblichen H-Brückenschaltungen besteht diese H-Brücke aus zwei antiparallel verschalteten Zweigen. Jeweils ein p-MOSFET und ein n-MOSFET bilden einen Brückenzweig, wobei in beiden Brückenzweigen der p-MOSFET und der n-MOSFET abwechselnd einmal mit der Eingangsspannung und einmal mit der Schaltungsmasse verbunden sind. Ebenso sind im Unterschied zu üblichen Brückenschaltungen im Brückenzweig T3–T5 die Source-Anschlüsse beider Transistoren verbunden, während im Brückenzweig T4–T6 die Drainanschlüsse beider Transistoren miteinander verbunden sind.
  • Im Querzweig der H-Brücke ist die Wicklung 1 eines Transformators Tr angeordnet. Die Markierungspunkte an den schematisch dargestellten Wicklungen des Transformators zeigen jeweils den Beginn einer Wicklung mit identischem Wicklungssinn an und dienen dazu, die Wicklungsrichtungen der unterschiedlichen Wicklungen zueinander in Beziehung zu setzen. Ein mit einem Punkt versehener Anschluss einer Wicklung wird im Folgenden als „Hochpunkt“ bezeichnet, der zweite Anschluss der Wicklung als „Fußpunkt“.
  • Der Fußpunkt von Wicklung 1 liegt dementsprechend am Verbindungspunkt der Drainanschlüsse von T4 und T6, der Hochpunkt am Verbindungspunkt der Sourceanschlüsse von T3 und T5. Die Wicklung 2, die zu Wicklung 1 in einem einstellbaren Windungsverhältnis N:1 steht, ist mit ihrem Hochpunkt an die gemeinsame Masse der Schaltung angeschlossen. Am Fußpunkt von Wicklung 2 ist eine Gleichrichterschaltung GL angeschlossen, welche die an dieser Wicklung entstehende Wechselspannung gleichrichtet und als Ausgangsspannung Uout zur Verfügung stellt. Ebenso ist der Fußpunkt von Wicklung 2 über Ansteuerschaltungen AS3 bis AS6 mit den Gateanschlüssen der Transistoren T3 bis T6 verbunden.
  • Parallel zum Transistor T3 ist ein n-Kanal-Sperrschichtfeldeffekttransistor (n-JFET) T1 geschaltet, dergestalt, dass sein Drainanschluss an der Eingangsspannung Uin liegt, sein Sourceanschluss am Verbindungspunkt von T3 und T5. Ein weiterer n-JFET T2 ist parallel zum Transistor T6 geschaltet, dergestalt, dass sein Drainanschluss am Verbindungspunkt von T4 und T6 und sein Sourceanschluss an der Schaltungsmasse liegt. Die Gateanschlüsse von T1 und T2 sind wiederum über Ansteuerschaltungen AS1 und AS2 mit dem Fußpunkt der Wicklung 2 des Transformators Tr verbunden.
  • Die Funktion der Schaltung nach 6 ist wie folgt zu beschreiben:
    Im Anlaufmodus, d. h. unmittelbar nach Anlegen einer geringen Eingangsspannung Uin, arbeitet die Schaltung als Meißner-Oszillator. Nach Anlegen der Eingangsspannung Uin entsteht zunächst über den Pfad T1 – Wicklung 1 – T2 ein Stromfluss von Uin nach Masse. Dies geschieht, da die verwendeten n-JFETs T1 und T2 bereits bei einer Gate-Source-Spannung von Null Volt einen leitenden Kanal aufweisen. Es entsteht über diese beiden leitenden Pfade eine positive elektrische Spannungsdifferenz zwischen Hochpunkt und Fußpunkt von Wicklung 1. Wicklung 1 verzögert nach bekannten physikalischen Gesetzen das instantane Einsetzen eines Stromflusses. Stattdessen wird durch den allmählich zunehmenden Stromfluss in Wicklung 1 im Transformator Tr ein magnetisches Feld mit wachsender Stärke erzeugt, das in der Sekundärwicklung 2 eine elektrische Spannung induziert.
  • Durch die in 6 dargestellte Verschaltung des Transformators Tr entsteht bei Anliegen einer positiven elektrischen Spannung zwischen Hochpunkt und Fußpunkt von Wicklung 1 am Fußpunkt von Wicklung 2 eine negative Spannung gegen Masse. Diese wachsende negative Spannung wirkt über die entsprechenden Ansteuerschaltungen auf die Gateanschlüsse aller Transistoren, somit auch auf T1 und T2. Der Stromfluss durch T1 und T2 wird mit wachsender negativer Gate-Source-Spannung reduziert und schließlich gesperrt, sobald deren negative Sperrspannung erreicht wird. Dadurch fällt der Stromfluss in Wicklung 1 ab. Dies erzeugt durch Induktion eine positive Spannung am Fußpunkt von Wicklung 2, die wiederum über die zugehörigen Ansteuerschaltungen AS die Transistoren T1 und T2 leitend steuert.
  • Im Ergebnis entsteht eine Oszillation des Stromflusses durch die Wicklung 1 des Transformators und dadurch eine durch das Wicklungsverhältnis N:1 des Transformators bestimmte Wechselspannung an seiner Wicklung 2.
  • Sobald die Werte der hochtransformierten Wechselspannung an Wicklung 2 in den Bereich der Schwellspannungen der MOSFET-Transistoren T3 bis T6 kommen, werden über die zugehörigen Ansteuerschaltungen auch diese Transistoren abwechselnd leitend und sperrend geschaltet. Die Verschaltung ist nach 6 dergestalt, dass bei positiver Spannung am Fußpunkt von Wicklung 2 die n-JFETs T1 und T2 und zugleich die n-MOSFETs T3 und T6 leitend werden, bei negativer Spannung hingegen nur die p-MOSFETs T4 und T5. Die Schaltung arbeitet nun als selbststeuernder Durchflusswandler in H-Brückenschaltung, es entsteht somit eine reine Wechselstromspeisung des Transformators.
  • Die Gleichrichterschaltung an Wicklung 2 des Transformators richtet die hochgespannte Wechselspannung gleich und speist den Filterkondensator C2 am Ausgang des Spannungswandlers.
  • Die voranstehend beschriebene Grundschaltung kann durch mehrere Ergänzungen verbessert werden, die im Folgenden beschrieben werden.
  • Beispielsweise kann eine Parallelschaltung mehrerer n-JFET-Transistoren T1 und T2 vorgesehen sein. Eine Charakteristik von JFET-Transistoren besteht darin, dass Transistoren mit betragsmäßig geringer Sperrspannung zugleich einen höheren Kanalwiderstand aufweisen. In der vorliegenden Schaltung ist es wünschenswert, dass T1 und T2 zugleich eine geringe Sperrspannung und einen geringen Kanalwiderstand aufweisen. Dies kann dadurch erreicht werden, dass mehrere JFET-Transistoren gleichen oder unterschiedlichen Typs parallel miteinander verschaltet werden. Die Parallelschaltung dieser Transistoren bildet dadurch einen Transistor mit den gewünschten Eigenschaften nach.
  • In 7 wird die Ausführung der Ansteuerschaltungen AS1 bis AS6 näher erläutert. Als Eingang E wird dabei jeweils die Verbindung mit dem Fußpunkt von Wicklung 2 des Transformators Tr bezeichnet, als Ausgang A die Verbindung zum jeweiligen Gateanschluss. Des Weiteren ist, wie dargestellt, bei Bedarf eine Verbindung der Ansteuerschaltung zur Schaltungsmasse vorgesehen. Ebenso kann eine elektrische Verbindung zur gleichgerichteten Ausgangsspannung Uout vorgesehen sein, um z. B. aktive Schaltungskomponenten mit Energie zu versorgen.
  • Eine erste Ausführungsform [7(a)] stellt ohne den Einsatz zusätzlicher Schaltungselemente eine direkte elektrische Verbindung von Eingang und Ausgang her. Der Nachteil dieser Ausführungsform besteht darin, dass der Gateanschluss der Transistoren T1 und T2 das Potential an Wicklung 2 des Transformators auf positive Werte um 0,6 V klemmt, da in diesem Spannungsbereich die Gate-Source-Diode beider Transistoren leitend werden.
  • Um dies zu vermeiden, können beispielsweise Kondensatoren CS und Widerstände RS, entweder einzeln oder Kombination, zwischen Eingang und Ausgang angeordnet werden. In einer zweiten Ausführungsform [7(b)] ist dies eine Parallelschaltung eines Widerstandes RS und eines Kondensators CS. Dabei begrenzt der Widerstand einen statischen Stromfluss in die Gateanschlüsse von T1 und T2 und verhindert somit einen unnötigen Energieverlust bzw. eine Klemmung der Spannung an Wicklung 2, während der Kondensator mit seiner komplexen Impedanz einen Wechselstrom passieren lässt und somit den erforderlichen Steuerstrom dynamisch liefert.
  • In einer dritten Ausführungsform [7(c)] wird ein RC-Tiefpass zwischen Eingang, Ausgang und Schaltungsmasse als Ansteuerschaltung verwendet. Hierdurch kann eine nachlaufende Phasenverschiebung zwischen Eingang und Ausgang der Ansteuerschaltung erzeugt werden.
  • In einer vierten Ausführungsform [7(d)] wird ein RC-Hochpass zwischen Eingang, Ausgang und Schaltungsmasse als Ansteuerschaltung verwendet. Hierdurch kann eine vorlaufende Phasenverschiebung zwischen Eingang und Ausgang der Ansteuerschaltung erzeugt werden.
  • In einer fünften Ausführungsform der Ansteuerschaltungen können mehrere Transistoren an einer gemeinsamen Ansteuerschaltung betrieben werden. Das bedeutet, dass der Ausgang einer Ansteuerschaltung mit mehreren Gateanschlüssen der Transistoren T1 bis T6 verbunden ist. Vorteilhaft ist hierbei, dass z. B. durch Zusammenschaltung der Gateanschlüsse von T1 und T5 am Ausgang einer gemeinsamen Ansteuerschaltung die Klemmung der Spannung UGS,1 am Gate von n-JFET T1 verwendet werden kann, um den p-MOSFET T5 vor unzulässigen – zu großen – positiven Gate-Source-Potentialen UGS,5 zu schützen. Ebenso kann durch Zusammenschaltung der Gateanschlüsse von T2 und T4 am Ausgang einer gemeinsamen Ansteuerschaltung die Klemmung der Spannung UGS,2 am Gate von n-JFET T2 dazu verwendet werden kann, den p-MOSFET T4 vor unzulässigen – zu großen – positiven Gate-Source-Potentialen UGS,4 zu schützen.
  • Erfindungsgemäß erfolgt das Anschalten der Last erst nach Anschwingen des Oszillators: Die ohmsche oder kapazitive Last am Ausgang der Schaltung belastet während des Anschwingens den Oszillator. Dies führt dazu, dass eine höhere Anlaufspannung Uin erforderlich ist. Es ist deshalb zweckmäßig, die Last und gegebenenfalls auch den Ausgangs-Filterkondensator erst dann an die Ausgangsspannung Uout anzuschalten, wenn die Spannungswandlung sicher eingesetzt hat, d. h. wenn die Schaltung im H-Brückenmodus arbeitet.
  • 8 zeigt dazu eine erste Ausführungsform, hier mit einem Vollweggleichrichter. In 8 überwacht eine Spannungsüberwachungsschaltung SU mit integriertem Schalter S die Gleichspannung U2a, die am Ausgang des Vollweggleichrichters nur mit einem kleinen Filterkondensator C2a geglättet wird. Die Spannungsüberwachungsschaltung SU wird zugleich aus der Ausgangsspannung U2a des Vollweggleichrichters versorgt. Der Filterkondensator C2a ist so dimensioniert, dass er zwar eine hinreichende Glättung der Ausgangsspannung des Gleichrichters bewirkt, um die Spannungsüberwachungsschaltung SU mit Gleichspannung zu betreiben, aber zugleich während seines Aufladevorgangs in der Anlaufphase keine zu große Stromlast für den Oszillator darstellt. Bei Überschreiten einer einstellbaren Schwelle der Spannung U2a, die so gewählt sein sollte, dass die Schaltung bereits im leistungseffizienteren H-Brückenmodus arbeitet, verbindet die Überwachungsschaltung SU den Ausgang der Schaltung über S mit der extern angeschlossenen Last und ggfs. mit einem extern angeschlossenen zweiten Filterkondensator C2a. Ein Beispiel einer kommerziell erhältlichen Spannungsüberwachungsschaltung mit integriertem Schalter ist die als „Voltage Detector“ bezeichnete IC-Serie TC54 der Firma Microchip.
  • 9 zeigt eine zweite Ausführungsform einer Spannungsüberwachung mit Anschaltung:
    Hier wird mit einem Spitzenwertgleichrichter, bestehend aus einer Diode D5, einem Kondensator C3, einem Spannungsteiler R3a/R3b und einem n-Kanal-MOSFET T7, der Scheitelwert der positiven Amplitude der Spannung am Fußpunkt von Wicklung 2 überwacht. Sobald die gleichgerichtete Spannung am Gate von T7 dessen Schwellspannung überschreitet, schaltet dieser Transistor die Last und ggfs. einen Filterkondensator C2 an die Schaltung an. Dies geschieht auch in dieser Ausführungsform zweckmäßigerweise erst im H-Brückenbetrieb der Schaltung.
  • Weiterhin ist eine Vermeidung überlappender Einschaltbereiche in der H-Brücke vorgesehen. Als problematisch kann bei der Schaltung nach 6 angesehen werden, dass die n-JFETs T1 und T2 bis zum Anlegen ihrer negativen Gate-Source-Klemmspannung noch Strom leiten. Dadurch kann ein Querstrom im Brückenpfad T1–T5 entstehen, wenn der n-JFET T1 bei negativen Spannungen am Fußpunkt von Wicklung 2 in einem bestimmten Spannungsbereich noch leitet, während der p-MOSFET T5 bei Vorliegen einer negativen Gate-Source-Spannung UGS,5 bereits anfängt zu leiten. Gleiches gilt für den Brückenpfad T2–T4. Es entstehen dadurch unnötige Verluste in der Schaltung. Zu reduzieren ist dieser Effekt mit folgenden design- und schaltungstechnischen Maßnahmen, die einzeln oder in Kombination angewendet werden können:
    • – Verwendung von p-MOSFET-Transistoren und n-JFET-Transistoren mit Schwellenspannungen bzw. Sperrspannungen, die nur in einem kleinen Bereich oder überhaupt nicht überlappen, wodurch der schädliche Überlapp der leitenden Phasen dieser Transistoren verkürzt bzw. ganz eliminiert wird,
    • – Verwendung einer verzögernden oder phasennacheilenden Ansteuerschaltung AS am Gate der p-MOSFET-Transistoren,
    • – Verwendung einer phasenvoreilenden Ansteuerschaltung AS am Gate der n-JFETs.
  • Für die Gleichrichterschaltung GL an Wicklung 2 können nach dem Stand der Technik bekannte Konzepte verwendet werden. Sie werden vorzugsweise unter Verwendung von Schottky-Dioden mit geringer Flussspannung realisiert, um die Verluste im Gleichrichter gering zu halten. 10 zeigt mehrere mögliche Ausführungsformen:
    • – einen bekannten Vollweggleichrichter nach Graetz [10(a)],
    • – bekannte Spannungsvervielfacher, z. B. das hier dargestellte Konzept nach Delon [10(b)] oder andere Konzepte, z. B. das Konzept nach Villard.
  • Weiterhin kann die Gleichrichterschaltung auch einen aktiven Gleichrichter unter Verwendung von MOSFET-Transistoren umfassen.
  • Als zweite Variante wird nachfolgend eine H-Brücke mit kombiniertem Meißner-Oszillator unter Verwendung eines 3-Wicklungs-Transformators beschrieben.
  • 11 zeigt das grundlegende Schaltungskonzept dieser Kombination.
  • In dieser Variante der Erfindung wird der Meißner-Oszillator mit mindestens einem n-JFET T2, einer Eingangswicklung 1a des Transformators Tr und der Ausgangswicklung 2 gebildet. Im Vergleich zu Variante 1 entfallen der n-JFET T1 und die zugehörige Ansteuerschaltung AS1. Stattdessen wird der Hochpunkt der Wicklung 1a direkt mit der Eingangsspannung Uin verbunden, während der Fußpunkt über T2 mit Masse verbunden ist. Alle weiteren Komponenten entsprechen Variante 1, mit dem einzigen Unterschied, dass nun eine separate Wicklung 1b anstelle der Wicklung 1 im Querzweig der H-Brücke angeordnet ist.
  • Die Funktion des Meißner-Oszillators und seine Rolle in der Anlaufphase der Spannungswandlung entsprechen dem Konzept von Variante 1. Unterschiedlich ist, dass hier nur noch ein n-JFET in Serie zur Wicklung 1a liegt. Dadurch sind im Vergleich mit Variante 1 die ohmschen Verluste und Spannungsabfälle an diesem einzelnen n-JFET T2 kleiner. Die Schaltung läuft zudem bei kleineren Eingangsspannungen Uin an, da der verbleibende Spannungsabfall an Wicklung 1 größer wird.
  • Ebenso wird bei Variante 2 das Problem der überlappenden Einschaltbereiche von n-JFETs und MOSFETs in der H-Brücke vermieden. Dadurch kann die Wahl aller Transistoren und der zugehörigen Ansteuerschaltungen mit größerem Design-Freiheitsgrad erfolgen. Zusätzlich können die Windungszahlen der getrennten Wicklungen 1a und 1b in ihrem Verhältnis zur Wicklung 2 unabhängig gewählt werden. Dies schafft einen Design-Freiheitsgrad hinsichtlich der Anlaufspannung, die mit dem Wicklungsverhältnis 1a:2 bestimmt wird und dem Hochsetzverhältnis im Brückenbetrieb, die maßgeblich durch das Wicklungsverhältnis 1b:2 bestimmt wird.
  • Alle weiteren Ausführungsformen der Variante 2 entsprechen den gezeigten Ausführungsformen der Variante 1.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Claims (15)

  1. Spannungswandlerschaltung zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (Uout) aus einer an einem Eingangsanschluss anliegenden Eingangsspannung (Uin), wobei die Spannungswandlerschaltung aufweist: mindestens einen ersten bis vierten steuerbaren Schalter (T3, T4, T5, T6) eines ersten Typs, die in Form einer H-Brücke verschaltet sind, welche zwischen der Eingangsspannung (Uin) und einem Bezugspotential angeordnet ist; einen Transformator (Tr) mit mindestens einer Primärwicklung (1, 1b), die in dem Querzweig der H-Brücke angeordnet ist, und mit einer Sekundärwicklung (2), an der eine transformierte Spannung (U2) zum Erzeugen der Ausgangsspannung (Uout) abgreifbar ist; wobei parallel zu mindestens einem der steuerbaren Schalter (T3, T6) jeweils mindestens ein steuerbarer Schalter (T1, T2) eines zweiten Typs angeordnet ist, der ohne anliegendes Steuerpotential leitend ist; und wobei die Sekundärwicklung (2) des Transformators (Tr) weiterhin zum Rückführen der transformierten Spannung (U2) mit den Steuereingängen der steuerbaren Schalter (T1 bis T6) verbunden ist.
  2. Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 1, wobei die steuerbaren Schalter (T3, T4, T5, T6) des ersten Typs mindestens einen Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (MOS-FET) aufweisen.
  3. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der mindestens eine steuerbare Schalter (T1, T2) des zweiten Typs mindestens einen Sperrschichtfeldeffekttransistor (JFET) aufweist.
  4. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die H-Brücke zwei antiparallel verschaltete Brückenzweige (T3, T5; T4, T6) aufweist.
  5. Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 4, wobei jeweils ein p-MOSFET (T4; T5) und ein n-MOSFET (T3; T6) einen Brückenzweig bilden, wobei in dem ersten Brückenzweig der n-MOSFET (T3) mit der Eingangsspannung und der p-MOSFET (T5) mit dem Bezugspotential verbunden ist, und in dem zweiten Brückenpfad der p-MOSFET (T4) mit der Eingangsspannung und der n-MOSFET (T6) mit dem Bezugspotential verbunden ist.
  6. Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 5, wobei weiterhin in dem ersten Brückenzweig Source-Anschlüsse der MOSFETs (T3, T5) miteinander verbunden sind, während in dem zweiten Brückenzweig Drain-Anschlüsse der MOSFETS (T4, T6) miteinander verbunden sind.
  7. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein erster n-JFET (T1) parallel zu einem ersten der steuerbaren Schalter (T3) des ersten Typs zwischen der Eingangsspannung und einem ersten Anschluss der mindestens einen Primärwicklung (1) angeordnet ist, und ein zweiter n-JFET (T2) parallel zu einem zweiten der steuerbaren Schalter (T6) des ersten Typs zwischen einem zweiten Anschluss der Primärwicklung (1) angeordnet ist, so dass bei Anlegen einer Eingangsspannung (Uin) ein Stromfluss durch die n-JFETs und die Primärwicklung (1) zu dem Bezugspotential erfolgt.
  8. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin umfassend eine Gleichrichterschaltung (GL) zu Gleichrichten der transformierten Spannung (U2).
  9. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sekundärwicklung (2) des Transformators (Tr) jeweils über mindestens eine Ansteuerschaltung (AS1 bis AS6) mit den Steuereingängen der steuerbaren Schalter verbunden ist.
  10. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei mindestens eine der Ansteuerschaltungen einen RC-Tiefpass, einen RC-Hochpass oder eine Parallelschaltung aus einem Widerstand (RS) und einer Kapazität (CS) aufweist.
  11. Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 9 oder 10, wobei mehrere der steuerbaren Schalter über eine gemeinsame Ansteuerschaltung mit der Sekundärwicklung (2) des Transformators (Tr) verbunden sind.
  12. Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin umfassend eine Spannungsüberwachungsschaltung (SU) zum kontrollierten Anschalten und Abtrennen der Last von der Ausgangsspannung (Uout).
  13. Spannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Spannungsüberwachungsschaltung (SU) einen integrierten Schalter aufweist.
  14. Spannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Spannungsüberwachungsschaltung (SU) einen Spitzenwertgleichrichter umfasst.
  15. Spannungsüberwachungsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Transformator zwei primärseitige Wicklungen (1a, 1b) aufweist, wobei eine erste primärseitige Wicklung (1a) mit dem mindestens einen steuerbaren Schalter des zweiten Typs in Serie geschaltet und zwischen dem Eingangsanschluss und dem Bezugspotential angeordnet ist, und eine zweite primärseitige Wicklung (1b) in dem Querzweig der H-Brücke angeordnet ist.
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