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Die vorliegende Erfindung betrifft Ansteuerschaltungen für piezoelektrische Ultraschallmotoren sowie Ultraschallmotoren mit derartigen Ansteuerschaltungen.
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Aus der Druckschrift
DE 10 2004 024 656 A1 ist ein piezoelektrischer Ultraschallmotor bekannt, der einen Oszillator in Form einer piezoelektrischen Platte mit einem an die Friktionsfläche eines zu bewegenden Objekt elastisch angepressten Friktionselement umfasst. Die piezoelektrische Platte ist durch eine senkrecht zur großen Oberfläche verlaufende Schnittebene in zwei Teile geteilt, die über jeweilige Elektroden getrennt angesteuert werden können. Wie in der
DE 10 2004 024 656 A1 beschrieben ist, kann durch Anlegen einer geeigneten Wechselspannung in der piezoelektrischen Platte eine akustische Stehwelle erzeugt werden, die zu einer elliptischen Bewegung des Friktionselements führt. Durch die Reibung zwischen dem Friktionselement und der Friktionsfläche des zu bewegenden Objekts wird Bewegungsenergie auf dieses Objekt übertragen.
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In dem oben genannten und in ähnlichen piezoelektrischen Ultraschallmotoren werden vorzugsweise kostengünstige Piezoquader ohne innere Elektroden verwendet. Die Ansteuerelektroden befinden sich auf gegenüberliegenden Außenseiten. Zur maximalen Ansteuerung werden Spannungen von 15 bis 20 V je mm Dicke benötigt. Bei der sehr häufig verwendeten Keramik mit den Kantenlängen 25 × 11 mm und einer Dicke von 4 mm werden somit maximal Spannungen von 60 bis 80 V benötigt. Die Spannungen müssen aus der Versorgungsspannung der Elektronik von typisch 12 Volt oder 24 Volt erzeugt werden. Dieses geschieht durch Schaltungen, welche diese Ansteuerspannungen direkt erzeugen oder durch Schaltungen, welche diese Spannungen durch Transformatoren erzeugen.
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Alternativ könnten die piezoelektrischen Elemente auch als Multilayer aufgebaut werden. Die Ansteuerspannungen würden sich dann, bei gleicher Feldstärke, entsprechend der reduzierten Schichtstärke verringern. Da aber für einen Ultraschallmotor nur sogenannte „harte Keramiken” verwendet werden können, bei denen die Verlustleistung gering gehalten werden kann, sind Sintertemperaturen von über 1000°C notwendig. Bei diesen Prozesstemperaturen ist aber ohne besondere Vorkehrungen (Schutzgasatmosphäre) nur noch Silber-Palladium als Elektrodenmaterial stabil. Der Rohstoffpreis für Palladium, um hiermit eine 25 × 11 × 4 mm Multilayer-Keramik zu fertigen, würde mehrere Euro betragen. Die Verwendung von Kupfer als Multilayer-Elektrodenmaterial ist unter diesen Umständen nur bei einem Sinterprozess unter Schutzgasatmosphäre möglich. Dies setzt aber eine aufwendige Prozesstechnologie voraus.
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Es ist daher aus Kostengründen von Vorteil, eine monolithische Piezokeramik zu verwenden und die Ansteuerelektroden erst nach Abschluss des Sinterprozesses auf der Außenseite anzubringen
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Zur Ansteuerung und Spannungserzeugung einer solchen Piezokeramik wurden unterschiedliche Schaltungskonzepte entwickelt. All diese Schaltungen haben jedoch spezifische Nachteile, wie im Folgenden ausgeführt.
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Im Stand der Technik sind Ansteuerschaltungen bekannt, die ähnlich wie Hochsetz-Spannungswandler (Boost Converter) aufgebaut sind. Zu einer Spule wird hier ein Kondensator parallel geschaltet. Eine Gleichrichtung erfolgt nicht. Mit der Spannung des Parallelschwingkreises wird direkt die Piezokeramik betrieben. Die Leistungsregelung erfolgt durch eine Pulsbreitenmodulation.
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Ein Nachteil dieser Schaltungen ist, dass sich durch die Pulsbreitenmodulation ständig der Oberwellenanteil an der Keramik ändert. Neben zusätzlicher Verlustleistung ist es hierdurch bei allen Keramiken größer 8 mm nicht möglich, eine stabile Autoresonanzschaltung aufzubauen. Ein weiterer Nachteil ist, dass alle Bauelemente des Schwingkreises sowie die Leitungskapazität der Zuleitung in die Resonanzfrequenz eingehen. Dies führt zu einer sehr großen Temperaturabhängigkeit der Schaltung, welche um ein Vielfaches größer ist als die der Piezokeramik.
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Als Alternative zu den oben genannten Ansteuerschaltungen auf Basis von Spannungswandlern sind analoge Verstärkerschaltungen (Sinus-Endstufen) bekannt. Diese Schaltungen ermöglichen eine funktionssichere Ansteuerung mit Autoresonanz der Ultraschall-Motoren. Nachteilig ist jedoch die prinzipbedingte hohe Verlustleistung in der Motorendstufe, welche zumeist größer ist als die dem Motor zugeführte Leistung.
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Ebenfalls bekannt sind eine Ansteuerschaltung mit Gegentaktwandler und eine Ansteuerschaltung mit einem Step-Down Spannungswandler mit anschließender Rechteckendstufe und nachgeschaltetem Ausgangsübertrager. In beiden Fällen kommen jedoch verlustleistungsbehaftete Speicherdrosseln und Transformatoren zum Einsatz, welche mit der Motorfrequenz (bei der 25 mm Keramik beträgt diese ca. 156 kHz) betrieben werden. Diese Bauelemente haben ein Bauvolumen von mehreren Kubikzentimetern. Ein weiterer Nachteil liegt darin, dass in den Schaltungen ein FPGA verwendet wird, welches neben dem hohen Bauteilpreis auch zusätzliche Kosten durch zusätzliche Spannungsregler generiert.
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Um für OEM-Produkte erfolgreich sein zu können, darf die Leiterplatte der Endstufe nicht größer sein als der Motor. Von großem Vorteil ist es, die Endstufe direkt mit dem Motor in einer Baugruppe unterzubringen. Dann dürfen die verwendeten Bauteile eine Höhe von 2 bis 3 mm nicht überschreiten. Zudem müssen die verwendeten Bauteile kostengünstig sein.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, die oben genannten Nachteile herkömmlicher Ansteuerschaltungen zu beseitigen und insbesondere eine Ansteuerschaltung anzugeben, die kostengünstig gefertigt werden kann und besonders kleinbauend ist, so dass sie zusammen mit dem Ultraschallmotor in einer Baugruppe untergebracht werden kann, die nicht wesentlich größer ist als der Motor selbst.
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Dies wird durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs erreicht. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Es ist der besondere Ansatz der vorliegenden Erfindung, die für den Betrieb des Ultraschallmotors erforderlichen Ansteuerspannungen mit Hilfe einer Ladungspumpe zu erzeugen, die Kondensatoren als Energiespeicher verwendet. Durch die Verwendung eines derartigen kapazitiven Spannungswandlers kann auf den Einsatz voluminöser und kostspieliger Speicherdrosseln oder Transformatoren verzichtet werden.
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Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Ansteuerschaltung für einen Ultraschallmotor zur Verfügung gestellt. Die Ansteuerschaltung umfasst einen Gleichspannungswandler zur Erzeugung der für den Betrieb des Ultraschallmotors erforderlichen Ansteuerspannung; einen Wechselrichter zur Erzeugung einer auf die Resonanzfrequenz des Ultraschallmotors abstimmbaren Wechselspannung aus der Ansteuerspannung; eine Messschaltung, die dazu eingerichtet ist, einen durch die Wechselspannung bewirkten Strom durch den Ultraschallmotor zu überwachen; und eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, den Gleichspannungswandler und den Wechselrichter in Abhängigkeit von dem überwachten Strom zu steuern, wobei der Gleichspannungswandler als Ladungspumpe mit geschalteten Kondensatoren ausgebildet ist.
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Vorteilhafterweise ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, Taktsignale für den Gleichspannungswandler und/oder den Wechselrichter zu erzeugen.
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Vorzugsweise ist der Gleichspannungswandler als mehrstufige und/oder doppelt wirkende Ladungspumpe ausgebildet. Zudem kann der Gleichspannungswandler ein Netzwerk aus Dioden und Kondensatoren und/oder eine Kaskadengleichrichterschaltung umfassen. Auf diese Weise kann die erforderliche Ansteuerspannung Von ca. +/–100 Volt aus der Elektronikbetriebsspannung von ca. 5–24 Volt mit gutem Wirkungsgrad erzeugt werden.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Messschaltung dazu eingerichtet, einen Nulldurchgang des Stroms durch den Ultraschallmotor zu detektieren, so dass die Steuereinheit die Frequenz und die Phasenlage der Wechselspannung auf Basis des Nulldurchgangs steuern kann. Insbesondere kann die Steuereinheit so die Frequenz der Wechselspannung auf die Resonanzfrequenz des Ultraschallmotors einstellen.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Messschaltung dazu eingerichtet, eine Amplitude des Stroms oder der Spannung durch den bzw. an dem Ultraschallmotor zu messen, wobei die Steuereinheit die Ladungspumpe auf Basis der gemessenen Amplitude steuert. Insbesondere kann die Messschaltung dazu eingerichtet sein, eine Amplitude des Stroms oder der Spannung durch den bzw. an dem Ultraschallmotor mit einem vorgegebenen Schwellwert zu vergleichen, und die Steuereinheit dazu eingerichtet sein, die Ladungspumpe in Abhängigkeit von einem Ergebnis des Vergleichs ein- und auszuschalten. Damit kann eine effektive Motorregelung durchgeführt werden. Insbesondere ist die Steuereinheit vorzugsweise dazu eingerichtet, eine Geschwindigkeit des Ultraschallmotors über die Amplitude des Stroms oder der Spannung durch den bzw. an dem Ultraschallmotor zu regeln.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst der Wechselrichter eine Halbbrückenschaltung mit einem ersten und einem zweiten Transistor, wobei der erste und der zweite Transistor so geschaltet sind, dass sie einen Anschluss des Ultraschallmotors wechselweise mit einem positiven und einem negativen Pol der Ansteuerspannung verbinden können. Durch die Verwendung einer geschalteten Endstufe kann so die Verlustleistung minimiert werden.
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Vorteilhafterweise umfasst die Endstufe außerdem eine erste und eine zweite Diode, die jeweils zwischen den ersten bzw. den zweiten Transistor und den Anschluss des Ultraschallmotors geschaltet sind, um den Wechselrichter von in dem Ultraschallmotor piezoelektrisch erzeugten Spannungen zu entkoppeln.
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Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Ultraschallmotor mit integrierter Ansteuerschaltung zur Verfügung gestellt. Der Ultraschallmotor umfasst ein piezoelektrisches Element und eine Ansteuerschaltung gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung, wobei das piezoelektrische Element und die Ansteuerschaltung auf einer gemeinsamen Baugruppe und/oder in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind.
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Vorzugsweise ist das piezoelektrische Element dabei als monolithische piezoelektrische Keramik mit außenliegenden Ansteuerelektroden ausgebildet, die besonders kostengünstig herstellbar ist.
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Die Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Abbildungen beschrieben, in denen:
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1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen piezoelektrischen Ultraschallmotor zeigt und
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2 ein exemplarisches Schaltungsdiagramm der Ladungspumpe aus 1 zeigt.
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1 zeigt ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen piezoelektrischen Ultraschallmotor mit einer Steuereinheit 110, einer Ladungspumpe 120, einer Ansteuereinheit 130, einer Strommesseinrichtung 140, 150 mit einem Messwiderstand 170 sowie zwei Halbbrückenschaltungen 160a, 160b zur Ansteuerung des piezoelektrischen Elements 190. Die Steuereinheit 110 erzeugt die für den Betrieb der Ladungspumpe 120 erforderlichen Taktsignale. Zugleich steuert sie über die Ansteuereinheit 130 die beiden Halbbrückenschaltungen 160a, 160b für die Motoransteuerung. Darüber hinaus überwacht die Steuereinheit 110 den durch den Motor fließenden Strom, um einerseits eine Phasen-korrekte Ansteuerung des Ultraschallmotors bei seiner Resonanzfrequenz gewährleisten zu können, und um andererseits die Geschwindigkeit des Motors regeln zu können. Die Induktivitäten 180a, 180b, 180c sind als vorzugsweise Ferritperlen ausgeführt und dienen lediglich der Strombegrenzung.
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In der Ausführungsform der 1 sind zwei entkoppelte Endstufen 160a, 160b zur Ansteuerung (typischerweise 200 V bei > 1 A) von Piezo-Elementen mit zwei separaten Gruppen von Ansteuerelektroden vorgesehen. Eine zusätzliche Richtungsumschaltung ist nicht erforderlich. Verwendet werden können Treiber wie z. B. MD1822 und Hochvolttransistoren wie z. B. TC6320 und Nachfolgetypen der Firma Supertex, welche auch in medizinischen Ultraschallgeräten eingesetzt werden. Durch die Diodenentkopplung des Schaltverstärkers 160a, 160b wird die gegenseitige Beeinflussung verhindert.
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Für die Steuereinheit wird vorzugsweise ein Mikrocontroller, wie z. B. ein AT90PWM3 der Firma Atmel verwendet. Dieser Mikrocontroller zeichnet sich aus durch drei auf seinem Chip integrierte Hardware-PWM-Schaltungen, mit welchen sich die Motorfrequenz mit einer Auflösung von 25 Hz einstellen lässt. Über den Mikrocontroller kann außerdem eine RS232 (5 Volt) Schnittstelle durch USART (Universal Synchronous/Asynchronous Receiver Transmitter) mit den Anschlüssen T × D und R × D realisiert werden, um Parameterprogrammierungen, Softwareupdates, Funktionstests und Demos durchzuführen, vorzugsweise über einen USB-RS232 (5 V) Adapter. Der Mikrocontroller weist außerdem eine SPI (Serial Peripheral Interface) Schnittstelle zur Integration in Regler oder Kundenschaltungen auf.
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Die Programmierung des Mikrocontrollers erfolgt vorzugsweise so, dass durch einen Softwareparameter, wie z. B. einen einstellbaren Phasenversatz, zwischen mindestens zwei der folgenden Ansteuerverfahren umgeschaltet werden kann. Zusätzliche Hardware ist dabei nicht erforderlich.
- (1) Wechselweise Ansteuerung der zwei Elektroden in Abhängigkeit von der gewünschten Laufrichtung eines einphasigen Ultraschallmotors nach dem Prinzip der DE 10 2004 024656 A1 .
- (2) Ansteuerung eines mehrphasigen Motors. Hierbei sind auf jeder Seite drei Elektroden vorhanden, wobei die jeweils außen liegenden ein gegenphasiges Feld erzeugen und für die Schwingung in x Richtung zuständig sind und mit der Phasenlage (in Phase oder um 180° verschoben oder invertiert) der innen liegenden Elektrode (y Richtung) die Laufrichtung festgelegt wird.
- (3) Zweiphasige Ansteuerung, um mit einem einphasigen Ultraschallmotor einen kontinuierlichen Langsamlauf zu erreichen, wie er beispielsweise für Mikroskoptische erforderlich ist.
- (4) Ansteuerung eines Wanderwellenmotors mit der allgemein üblichen 2/4-phasigen Ausführung
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Wie in 1 ersichtlich ist, wird der Motorstrom von der unteren (gemeinsamen) Elektrode über einen Messwiderstand 170 zu einer virtuellen Masse geleitet. Das Spannungspotential dieser Masse liegt vorzugsweise bei der halben Betriebsspannung. Der Spannungsabfall an dem Messwiderstand 170 wird für zwei Aufgaben ausgewertet.
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Zum einen wird der Nulldurchgang des Signals genutzt, um die Phasenlage bzw. die Motorfrequenz zu regeln. Die Motorfrequenz wird dann von der Steuereinheit 110, entsprechend dem Ausgangssignal des Komparator 140 und der gewünschten Phasenlage des Betriebspunktes gewählt. Bei Ansteuerung mit einem Rechteck-Spannungssignal und einem Tastverhältnis von 50% bildet sich der Strom sinusförmig aus.
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Zum anderen wird mit einem zweiten Komparator 150 die Amplitude des Stroms überwacht. Der Vergleichswert entspricht hierbei der Amplitude des analogen Eingangssignals der Endstufe, bzw. einem digitalen Vorgabewert. Der digitale Vorgabewert kann beispielsweise über eine SPI-Schnittstelle eingestellt werden. Überschreitet der Motorstrom den Vorgabewert, wird die Taktung der Ladungspumpe 120 unterbrochen. Auf diese Weise kann eine sehr schnelle Regelung des Motorstroms realisiert werden.
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Eine Regelung des Motorstromes ist im Gegensatz zur herkömmlichen Spannungsregelungen von großem Vorteil, da sich der Motorstrom bei Belastung reduziert. Dieses Verhalten eines Ultraschallmotors ist genau entgegengesetzt zu dem Verhalten eines DC-Motors, bei welchem der Motorstrom bei Belastung ansteigt.
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Der Motorstrom eines Ultraschallmotors ist proportional zu dessen Geschwindigkeit. Da aber zumeist die Geschwindigkeit geregelt werden soll, wird in der Endstufe vorzugsweise der Strom und nicht wie bisher üblich die Spannung geregelt.
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2 zeigt ein exemplarisches Schaltungsdiagramm für eine Ladungspumpe der Ansteuerschaltung für piezoelektrische Ultraschallmotoren gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Konkret ist ein Spannungswandler (24 V auf +96 V und –72 V) durch eine mehrstufige, doppelt wirkende Ladungspumpe dargestellt. Mit dieser Schaltung kann ein Wirkungsgrad von > 90% bei 40 Watt Leistung erzielt werden.
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In der in 2 gezeigten Schaltung liegt am Anschluss „POWER” die Versorgungsspannung an. Die Anschlüsse „PWM HV A” und „PWM HV B” werden wechselweise auf „POWER” oder „GND” geschaltet. Ist „PWM HV A” mit „POWER” verbunden, ist gleichzeitig „PWM HV B” mit „GND” verbunden und umgekehrt.
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Hierdurch wird bei jedem Takt die Ladung an den jeweils rechts liegenden Kondensator (C130–C135) übergeben und die Spannung entsprechend der Anzahl der Stufen vergrößert. Die Schaltung lässt sich fast beliebig erweitern. Hierbei ist jedoch die Spannungsfestigkeit der verwendeten Kondensatoren zu beachten. Auch sind Ausführungen für kleinere Eingangsspannungen möglich. Bei halber Eingangsspannung verdoppelt sich jedoch die Anzahl der Stufen. Die vorliegende Erfindung ist also nicht auf die konkrete Schaltung der 2 beschränkt. Beispielsweise sind andere Ein- und Ausgangsspannungen durch entsprechende Anpassungen der Stufen möglich.
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Die Welligkeit der Ausgangsspannung (HVA P, HVA N) ist abhängig vom Verhältnis der Pumpenkondensatoren (C130–C135) zum Siebkondensator (C136, C137) und der Höhe der Eingangsspannung. Der Ausgangsstrom der Schaltung ist abhängig von der Größe der Pumpenkondensatoren (C130–C135) und der Taktfrequenz. Die Schaltung lässt sich somit sehr leicht durch eine Anpassung der Größe der Pumpenkondensatoren (C130–C135), der Größe der Siebkondensatoren (C136, C137), der Anzahl der Stufen und der Taktfrequenz an die unterschiedlichen Aufgaben anpassen.
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Die in den Leitungen „PWM HV A” und „PWM HV B” eingezeichneten Induktivitäten bzw. Ferritperlen (L130, L131) wurden aus EMV-Gründen vorgesehen, um den Stromanstieg zu begrenzen. Sie sind für die Funktion der Schaltung nicht notwendig.
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Durch Reihenschaltung der Siebkondensatoren C136 und C137 stellt sich automatisch eine virtuelle Masse bei der halben Versorgungsspannung ein. Diese minimale Betriebsspannung ist jedoch nicht von Nachteil, da es sich im praktischen Betrieb zeigte, dass kleinere Motorspannungen nicht benötigt werden. Unterhalb dieser Spannungen ist die Amplitude der Schwingung unzureichend für einen Motorlauf, weshalb sie dann von der Steuereinheit abgeschaltet wird.
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Für die Kondensatoren werden vorzugsweise Vielschicht-Keramik-Kondensatoren eingesetzt, mit denen durch besonders dünne Schichten hohe Kapazitätswerte in sehr kleinen Baugrößen realisiert werden können. Die in 2 dargestellte Schaltung lässt sich so auf einer Fläche von kleiner 2 cm2 unterbringen und kann bei einer Spannung von +96 Volt und –72 Volt Leistungen von über 40 Watt mit einem Wirkungsgrad von über 90% wandeln. Derart realisierte kapazitive Wandler sind induktiven bzw. transformatorischen Lösungen in Bezug auf Bauvolumen und Verlustleistung weit überlegen.
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Mit der vorliegenden Erfindung kann ein sehr kompakter Ultraschallmotor zur Verfügung gestellt werden, bei dem die gesamte Endstufen-Elektronik zusammen mit dem Motor in einer Baugruppe untergebracht werden kann. Erreicht wird dies durch den Einsatz eines kapazitiven Spannungswandlers zur Erzeugung der Ansteuerspannung für die Piezo-Elemente, so dass auf vergleichsweise großvolumige Speicherdrosseln verzichtet werden kann. Zugleich werden so die Fertigungskosten gesenkt, da keine anwendungsspezifischen Spulen benötigt werden und die Dünnschicht-Kermikkondensatoren vergleichsweise kostengünstig sind.
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Durch die Verwendung eines Mikrocontrollers zur Erzeugung sämtlicher Takt- und Steuersignale kann die Ansteuerelektronik problemlos an eine Vielzahl unterschiedlicher Ultraschallmotoren angepasst werden. Zugleich wird durch die laufende Überwachung des Motorstroms ein zuverlässiger Betrieb bei genau regelbarer Motorgeschwindigkeit sicher gestellt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102004024656 A1 [0002, 0002, 0030]
