DE102018106802A1

DE102018106802A1 - Gleichspannungswandler und Verfahren zur Ansteuerung eines Gleichspannungswandlers

Info

Publication number: DE102018106802A1
Application number: DE102018106802.6A
Authority: DE
Inventors: Lukas Göbel
Original assignee: Preh GmbH
Current assignee: Preh GmbH
Priority date: 2018-03-22
Filing date: 2018-03-22
Publication date: 2019-09-26

Abstract

Die Erfindung betrifft einen DC-DC-Wandler (2) mit einem Wechselrichter (2), der zwei Halbbrücken (8, 9) aufweist, die jeweils zwei Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) aufweisen, wobei die zwei Halbbrücken (8, 9) ausgangsseitig mit einer Primärseite (P) einer resonanten Übertragungsstrecke (1) verbunden sind, deren Sekundärseite (S) mit einem Gleichrichter (4) verbunden ist, ferner aufweisend eine Steuereinheit (5), die ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern (10, 11, 12, 13) der Halbbrücken (8, 9) verbunden ist und ausgebildet ist, die Halbbrücken (8, 9) zum Erzeugen einer Wechselspannung anzusteuern, und einen mit der Steuereinheit (5) verbundenen Stromsensor (6), der ausgebildet ist, einen in der Übertragungsstrecke (1) fließenden Strom zu erfassen und ein den Strom repräsentierendes Stromsignal (v) zu erzeugen, wobei die Steuereinheit (5) ferner ausgebildet ist, die Halbbrücken (8, 9) zusätzlich in Abhängigkeit vom Stromsignal anzusteuern. Die Steuereinheit (5) ist ferner ausgebildet, aus dem Stromsignal (v) die augenblickliche Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke (1) zu ermitteln und einen Schaltzeitpunkt zum Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) in Abhängigkeit von der augenblicklich ermittelten Resonanzfrequenz zu bestimmen und den bestimmten Schaltzeitpunkt um eine Signallaufzeit innerhalb des DC-DC-Wandlers (2) und/oder eine Totzeit der Halbbrücken (8, 9) zu korrigieren.Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur Ansteuerung eines DC-DC-Wandlers (2).

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren zur Ansteuerung eines Gleichspannungswandlers.
Gleichspannungswandler, die auch als DC-DC-Wandler bezeichnet werden, sind elektrische Schaltungen, die eine Gleichspannung in eine Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau wandeln. Diese werden beispielsweise in Elektrofahrzeugen eingesetzt, um eine elektrische Spannung einer Fahrzeugbatterie in für einzelne Verbraucher geeignete Spannungen zu wandeln.
Gleichspannungswandler können nach verschiedenen Kriterien klassifiziert und in unterschiedliche Topologien eingeteilt werden. Die möglichen Wandlertopologien werden insbesondere nach den benötigten Wandlerleistungen gewählt. So werden für höhere Leistungen sogenannte Vollbrückenwandler und für niedrigere Leistungen sogenannte Halbbrückenwandler eingesetzt.
Ferner können Wandler nach der Art der Energiespeicherung unterschieden werden. Während bei einer Ladungspumpe die Speicherung in Kondensatoren erfolgt, greifen andere Wandlertypen auf die magnetische Energiespeicherung zurück. Des Weiteren können die Wandler nach galvanisch getrennt und galvanisch nicht getrennt unterschieden werden. Resonanzwandler lassen sich prinzipiell in beiden Formen aufbauen, es werden hierin jedoch nur galvanisch getrennte Resonanzwandler behandelt.
Wiederum finden sich innerhalb der Resonanzwandler verschiedene Schaltungen, die für den bidirektionalen Energiefluss geeignet sind. Die Ansteuerung kann mittels einer Halb- bzw. einer Vollbrücke erfolgen. Halbbrücken bieten den Vorteil der Ersparnis von zwei Halbleiterschaltern bzw. Transistoren und den damit verbundenen Schaltverlusten. Nachteilig ist jedoch die hohe Strombelastung der Bauteile.
Die hierin beschriebenen DC-DC-Wandler basieren auf dem Prinzip des Schwingkreiswechselrichters. Derartige DC-DC-Wandler weisen einen Wechselrichter auf. Der Wechselrichter kann zwei Halbbrücken aufweisen, wobei eine Halbbrücke wiederum gewöhnlich zwei Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) aufweist. Die zwei Halbbrücken sind ausgangsseitig jeweils beispielsweise mit einer Primärwicklung eines Transformators verbunden. Bei einem derartigen DC-DC-Wandler ist bevorzugt wenigstens eine Sekundärwicklung des Transformators wieder mit einem Gleichrichter verbunden. Der DC-DC-Wandler weist gewöhnlich außerdem eine Steuereinheit auf, wobei die Steuereinheit ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern der Halbbrücken, insbesondere mit Steuereingängen der Halbleiterschalter, verbunden ist. Die Steuereinheit ist ausgebildet, die Halbbrücken zum Erzeugen einer Wechselspannung anzusteuern.
Um eine hohe und effiziente Energieübertragung zu ermöglichen, muss der Wechselrichter so angesteuert werden, dass der Schwingkreis mit seiner Resonanzfrequenz betrieben wird. Außerdem ist es entscheidend, durch sogenanntes Zero Current Switching (ZCS), das heißt dem Schalten im Stromnullpunkt, die Schaltverluste innerhalb der Leistungshalbleiter zu minimieren.
Bei DC-DC-Wandlern besteht allgemein das Problem, dass die Halbleiterschalter jeweils eine temperaturabhängige und bauteilabhängige, herstellungsbedingte Schaltverzögerung aufweisen, welche dazu führt, dass durch Varianz der Schaltverzögerung gewünschte Schaltzeitpunkte verfehlt werden, so dass über den Halbleiterschaltern, insbesondere einer Schaltstrecke der Halbleiterschalter, eine Verlustleistung auftritt.
Ein gattungsgemäßer DC-DC-Wandler ist beispielsweise aus der DE 10 2013 207 475 A1 bekannt.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler sowie ein Verfahren zur Ansteuerung eines Gleichspannungswandlers bereitzustellen, die eine Gleichspannungswandlung mit im Vergleich zum Stand der Technik deutlich verringerten Wandlungsverlusten ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch einen Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie durch ein Ansteuerverfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 6 gelöst. Weitere, besonders vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung offenbaren die jeweiligen Unteransprüche.
Es ist darauf hinzuweisen, dass die in den Ansprüchen einzeln aufgeführten Merkmale in beliebiger, technisch sinnvoller Weise miteinander kombiniert werden können und weitere Ausgestaltungen der Erfindung aufzeigen. Die Beschreibung charakterisiert und spezifiziert die Erfindung insbesondere im Zusammenhang mit den Figuren zusätzlich.
Es sei ferner angemerkt, dass eine hierin nachstehend verwendete, zwischen zwei Merkmalen stehende und diese miteinander verknüpfende Konjunktion „und/oder“ stets so auszulegen ist, dass in einer ersten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Gegenstands lediglich das erste Merkmal vorhanden sein kann, in einer zweiten Ausgestaltung lediglich das zweite Merkmal vorhanden sein kann und in einer dritten Ausgestaltung sowohl das erste als auch das zweite Merkmal vorhanden sein können.
Erfindungsgemäß weist ein Gleichspannungswandler, hierin auch als DC-DC-Wandler bezeichnet, einen Wechselrichter auf, der wiederum zwei Halbbrücken aufweist, die jeweils zwei Halbleiterschalter aufweisen. Die zwei Halbbrücken sind ausgangsseitig mit einer Primärseite einer resonanten Übertragungsstrecke verbunden, deren Sekundärseite mit einem Gleichrichter verbunden ist. Ferner weist der DC-DC-Wandler gemäß der Erfindung eine Steuereinheit auf, die ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern der Halbbrücken verbunden ist und ausgebildet ist, die Halbbrücken zum Erzeugen einer Wechselspannung anzusteuern. Ferner weist der erfindungsgemäße DC-DC-Wandler einen mit der Steuereinheit verbundenen Stromsensor, der ausgebildet ist, einen in der Übertragungsstrecke fließenden Strom zu erfassen und ein den Strom repräsentierendes Stromsignal zu erzeugen. Die Steuereinheit ist ferner ausgebildet, die Halbbrücken zusätzlich in Abhängigkeit vom Stromsignal anzusteuern. Darüber hinaus ist die Steuereinheit ebenfalls ausgebildet, aus dem Stromsignal die augenblickliche Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke zu ermitteln und einen Schaltzeitpunkt zum Schalten der Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der augenblicklich ermittelten Resonanzfrequenz zu bestimmen und den bestimmten Schaltzeitpunkt um eine Signallaufzeit innerhalb des DC-DC-Wandlers und/oder eine Totzeit der Halbbrücken zu korrigieren.
Unter Korrigieren ist im Sinne der Erfindung eine die Verlustleistung (Schalt-/Wandlerverluste) der Halbleiterschalter verringernde Verschiebung des Zeitpunkts des Schaltens der Halbleiterschalter relativ zum aus der Resonanzfrequenz ermittelten Schaltzeitpunkt zu verstehen, um ausgangsseitig des Wechselrichters die gewünschte Wechselspannung zu erzeugen. Es wird während des Betriebs des DC-DC-Wandlers fortwährend die Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke erfasst, um den richtigen, das heißt optimalen, Schaltzeitpunkt zu gewährleisten.
In Abhängigkeit von der augenblicklich detektierten Resonanzfrequenz wird dementsprechend ein augenblicklicher Kompensationswert des Schaltzeitpunkts bestimmt. Da diese Kompensation abhängig von der augenblicklichen ermittelten Resonanzfrequenz dynamisch bestimmt wird, ist die Kompensation für ein breites Frequenzspektrum möglich. Die Korrektur des Schaltzeitpunkt verringert die Schaltverluste der Halbleiterschalter wesentlich und damit die gesamte Verlustleistung des DC-DC-Wandlers.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Signallaufzeit eine Zeitdauer für das Erfassen des in der Übertragungsstrecke fließenden Stroms einschließlich der Erzeugung des Stromsignals, für das Ermitteln der Resonanzfrequenz, des Schaltzeitpunkts einschließlich seiner Korrektur und für das Ausgeben von Schaltsignalen an die Halbleiterschalter.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass die Totzeit eine Zeitdauer zum Schalten der Halbleiterschalter zwischen zwei komplementären Schaltzuständen umfasst.
Generell kann als Totzeit im Sinne der Erfindung die Zeitspanne zwischen einer Steuersignaländerung an den Halbleiterschaltern und der Signalantwort (Schaltzustand) am Ausgang der Halbleiterschalter verstanden werden. Jede Änderung des Eingangssignals (Steuersignals) ruft eine um die Totzeit verzögerte Änderung des Ausgangssignals (Schaltzustand) hervor.
Gemäß einer noch weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung erfasst der Stromsensor den Strom, der auf der Primärseite der Übertragungsstrecke fließt.
Besonders bevorzugt ist die Übertragungsstrecke eine resonant-induktive Übertragungsstrecke.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird auch ein Verfahren zur Ansteuerung eines DC-DC-Wandlers offenbart. Der mittels diesem Verfahren zu steuernde DC-DC-Wandler weist einen Wechselrichter auf, der wiederum zwei Halbbrücken aufweist, die jeweils zwei Halbleiterschalter aufweisen, wobei die zwei Halbbrücken ausgangsseitig mit einer Primärseite einer resonanten Übertragungsstrecke, z. B. einer resonant-induktiven Übertragungsstrecke, verbunden sind, deren Sekundärseite mit einem Gleichrichter verbunden ist. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf:

- Erfassen eines in der Übertragungsstrecke fließenden Stroms und Erzeugen eines den Strom repräsentierenden Stromsignals;
- Ermitteln der augenblicklichen Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke aus dem Stromsignal;
- Bestimmen eines Schaltzeitpunkts zum Schalten der Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der augenblicklich ermittelten Resonanzfrequenz;
- Korrigieren des zuvor bestimmten Schaltzeitpunkts um eine Signallaufzeit innerhalb des DC-DC-Wandlers und/oder eine Totzeit der Halbbrücken; und
- Schalten der Halbleiterschalter zu dem korrigierten Schaltzeitpunkt, um mittels der Halbbrücken ausgangsseitig des Wechselrichters eine Wechselspannung zu erzeugen.

Bezüglich verfahrensbezogener Begriffsdefinitionen sowie der Wirkungen und Vorteile verfahrensgemäßer Merkmale wird auf die vorstehenden Erläuterungen sinngemäßer Definitionen, Wirkungen und Vorteile hinsichtlich der erfindungsgemäßen Vorrichtung (DC-DC-Wandler) verwiesen. Offenbarungen hierin bezüglich der erfindungsgemäßen Vorrichtung sollen in sinngemäßer Weise auch zur Definition des erfindungsgemäßen Verfahrens herangezogen werden können, sofern dies hierin nicht ausdrücklich ausgeschlossen ist. Ebenso sollen Offenbarungen hierin bezüglich des erfindungsgemäßen Verfahrens in sinngemäßer Weise zur Definition der erfindungsgemäßen Vorrichtung herangezogen werden können, sofern dies hierin nicht ebenfalls ausdrücklich ausgeschlossen ist.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass als die Signallaufzeit eine Zeitdauer für das Erfassen des in der Übertragungsstrecke fließenden Stroms einschließlich der Erzeugung des Stromsignals, für das Ermitteln der Resonanzfrequenz, des Schaltzeitpunkts einschließlich seiner Korrektur und für das Ausgeben von Schaltsignalen an die Halbleiterschalter bestimmt wird.
Insbesondere kann nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung die Signallaufzeit lediglich einmalig bestimmt werden, das heißt zum Beispiel initial vor der erstmaligen Inbetriebsetzung des DC-DC-Wandlers. Anschließend kann die auf diese Weise festgelegte Signallaufzeit als konstant angesehen und verwendet werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird als die Totzeit eine Zeitdauer zum Schalten der Halbleiterschalter zwischen zwei komplementären Schaltzuständen bestimmt.
Eine noch weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass das Stromsignal nach seiner Erzeugung und vor dem Ermitteln der augenblicklichen Resonanzfrequenz zur Beseitigung von Messrauschen gefiltert und ein zu diesem orthogonales Signal erzeugt wird, wobei aus dem Stromsignal und dem zu diesem orthogonalen Signal die augenblickliche Resonanzfrequenz ermittelt wird. Hierin nachstehend wird dieses Vorgehen auch als Schaltwinkelberechnung bezeichnet.
Gemäß einer noch weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird das Stromsignal mittels Second Order Generalized Integrator (SOGI) sowohl gefiltert als auch das zum Stromsignal orthogonale Signal erzeugt.
Die augenblickliche Resonanzfrequenz kann gemäß einer noch weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung mittels Frequency Locked Loop (FLL) aus dem Stromsignal (v) und dem zu diesem orthogonalen Signal (qv') ermittelt werden.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung nicht einschränkend zu verstehender Ausführungsbeispiele der Erfindung, die im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert wird. In dieser Zeichnung zeigen schematisch:

1 ein Ersatzschaltbild einer resonant-induktiven Übertragungsstrecke,
2 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines aus einem Wechselspannungsnetz gespeisten Gleichspannungswandlers gemäß der Erfindung,
3 die Funktionsweise eines Second Order Generalized Integrators (SOGI),
4 das Ein- und Ausschalten zweier MOSFETs einer Halbbrücke im resonanten Betrieb,
5 einen Signalverlauf beim kapazitiven Betrieb eines Resonanzwandlers,
6 einen Signalverlauf eines beim induktiven Betrieb eines Resonanzwandlers,
7 Verlustleistung eines MOSFETs in Abhängigkeit von einer Totzeit,
8 verfügbare Ladung bei einer bestimmten Totzeit,
9 ein Schaltbild des aus einer Gleichspannungsquelle gespeisten Gleichspannungswandlers aus 2,
10 ein Blockschaltbild einer Steuereinheit des Gleichspannungswandlers aus 9,
11 unterschiedliche Betriebsmodi eines Wechselrichters des Gleichspannungswandlers aus 9,
12 Messkurven eines Funktionstests zur Ansteuerung einer Vollbrücke eines Wechselrichters des Gleichspannungswandlers aus 9,
13 ein Blockschaltbild zur Schaltzeitpunktberechnung gemäß einem Ausführungsbeispiel eines Verfahrens gemäß der Erfindung,
14 einen Zustand zu einem Einschaltzeitpunkt eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Verfahrens gemäß der Erfindung,
15 ein Blockdiagramm der Inverse Park Transformation,
16 ein Blockdiagramm einer PLL,
17 ein Blockdiagramm einer FLL und
18 ein Diagramm zur Darstellung eines relativen Fehlers bei der Frequenzbestimmung.

In den unterschiedlichen Figuren sind hinsichtlich ihrer Funktion gleichwertige Teile stets mit denselben Bezugszeichen versehen, so dass diese in der Regel auch nur einmal beschrieben werden.
1 stellt ein Ersatzschaltbild einer resonant-induktiven Übertragungsstrecke 1 dar. Hierbei sind die Induktivitäten sind durch die Primär- (Lp) und Sekundärpule (Ls) sowie den Kopplungsfaktor k bestimmt. Es gilt für die Kopplungsinduktivität Lm: $L m = k * \sqrt (L p * L s)$
Lp - Lm bzw. Ls - Lm werden auch Streuinduktivitäten genannt. Sie beschreiben diejenigen Induktivitäten, die nicht zur Übertragung der Energie beitragen, sondern ein Streufeld, das nur die Primär- oder Sekundärspule durchsetzt, aufbauen. Die beiden Kondensatoren Cp und Cs dienen zur Blindleistungskompensation der Induktivitäten. Die Spulen und Kondensatoren bestimmen im Wesentlichen die Resonanzfrequenz, bei welcher die Schaltung betrieben werden muss, um den größtmöglichen Wirkungsgrad zu erreichen.
2 stellt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines aus einem Wechselspannungsnetz U~ versorgten Gleichspannungswandlers 2 gemäß der Erfindung dar. Der Gleichspannungswandler 2 weist im Wesentlichen einen steuerbaren Wechselrichter 3, eine wie in 1 gezeigte resonant-induktive Übertragungsstrecke 1 und einen Gleichrichter 4 auf. Der Wechselrichter 3 weist zwei Halbbrücken (nicht dargestellt) mit jeweils zwei Leistungshalbleiterschaltern in Form von MOSFETs (ebenfalls nicht dargestellt) auf. Die zwei Halbbrücken sind ausgangsseitig mit der Primärseite P der Übertragungsstrecke 1 verbunden. Die Sekundärseite S der Übertragungsstrecke 1 ist mit dem Gleichrichter 4 verbunden. Der Wechselrichter 4 ist mittels einer Steuereinheit 5, hier in Form eines FPGA (Field Programmable Gate Array) realisiert, ansteuerbar. Die Steuereinheit 5 ist ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern der Halbbrücken, insbesondere mit Steuereingängen der Halbleiterschalter, verbunden. Die Steuereinheit 5 ist ausgebildet, die Halbbrücken zum Erzeugen einer Wechselspannung, zum Beispiel einer Rechteckspannung, anzusteuern. Außerdem ist die Steuereinheit 5 des DC-DC-Wandlers 2 eingerichtet, einen Strom auf der Primärseite P der Übertragungsstrecke 1 mittels eines geeigneten Stromsensors 6 zu messen.
Wie 2 weiter zu entnehmen ist, wird die Netzwechselspannung U~ gleichgerichtet durch einen passiven AC-DC-Wandler 7 und anschließend durch den steuerbaren Wechselrichter 3 des Gleichspannungswandlers 2 beispielsweise in eine Rechteckspannung umgewandelt. Mit der durch den Wechselrichter 3 erzeugten (Rechteck-)Spannung wird die Übertragungsstrecke 1 auf der Primärseite P versorgt. Auf der Sekundärseite S wird die Wechsel- bzw. Rechteckspannung wieder mittels des Gleichrichters 4 gleichgerichtet und beispielsweise zum Laden einer Batterie Z_Last (z. B. Fahrzeugbatterie) verwendet. Der Energiefluss ist bidirektional möglich, sofern die Wandler 3, 4, 7 bidirektional betreibbar sind. Das Laden kann induktiv erfolgen.
Der in 2 dargestellte DC-DC-Wandler 2 ist ein galvanisch getrennter und resonant arbeitender DC-DC-Wandler. Die Kompensationskondensatoren C werden seriell im Primärkreis P und Sekundärkreis S integriert. Diese Topologie wird auch als FBCLLC (engl.: Fullbridge, CLLC beschreibt die Bauteilanordnung im Ersatzschaltbild) bezeichnet.
Um eine hohe und effiziente Energieübertragung des DC-DC-Wandlers 2 zu ermöglichen, muss der Wechselrichter 3 so angesteuert werden, dass der mit der Übertragungsstrecke 1 gebildete Schwingkreis mit seiner Resonanzfrequenz betrieben wird. Es hat sich gezeigt, dass für eine effiziente Übertragung von Energie die resonant-induktive Kopplung 1 am besten geeignet ist. Um die benötigte Frequenz zu bestimmen, können drei verschiedene Verfahren eingesetzt werden:

• Maximum-Power-Point-Tracking (MPPT): Bei diesem Verfahren wird die Frequenz stufenweise geändert, bis der Betriebspunkt gefunden ist, an dem sich die größte Leistung übertragen lässt. Die Frequenz mit der größtmöglichen Wirkleistungsübertragung entspricht der Resonanzfrequenz der Übertragungsstrecke.
• Second Order Generalized Integrator (SOGI): Als Eingangsgröße der SOGI dient der Strom, der durch die Halbleiterschalter bzw. MOSFETs des Wechselrichters 3 in die Übertragungsstrecke 1 fließt. Dieser kann im Primärkreis P gemessen werden. Die SOGI arbeitet als adaptives Filter. Die Funktionsweise ist in 3 dargestellt. Für die weiteren Erläuterungen wird angenommen, dass am Eingang ein verrauschtes Sinussignal anliegt und das Filter korrekt arbeitet, das heißt das Ausgangssignal eine reine Sinusschwingung darstellt. Folglich ergibt sich aus dem Eingangssignal und dem gefilterten Wert die Abweichung (hierin auch als Fehlersignal e' bezeichnet), die zum einen aus dem Prozessrauschen und zum anderen aus dem tatsächlichen Phasenunterschied besteht. Mit dem Gewichtungsfaktor k kann der Einfluss der Abweichung verändert werden. Der untere Zweig (i_90°) entspricht dem integrierten Ausgangssignal multipliziert mit der Winkelgeschwindigkeit. Im angenommen Fall ergibt sich ein negativer Kosinus: $ω \int sin (ω t) d t = - cos (ω t) .$
Im eingeschwungenen Zustand (Abweichung = 0) wird dieser Wert folglich mit -ω multipliziert und integriert. Das Ergebnis entspricht dem gefilterten Eingangssignal: $- ω \int - cos (ω t) d t = sin (ω t) .$
Aus dieser Betrachtung wird klar, dass das in 3 gekennzeichnete Signal A der Steigung des Ausgangssignals entspricht.
• Stromabweichung im Spannungsnulldurchgang: Bei diesem Verfahren wird die Stromabweichung beim Spannungsnulldurchgang als Eingangsgröße verwendet. Die Frequenz wird folglich so lange angepasst, bis beim Schalten der MOSFETs der Stromwert nahe Null liegt.

Da mittels der SOGI die Anpassung der Betriebsfrequenz des DC-DC-Wandiers 2 an die Resonanzfrequenz des Schwingkreises bzw. die resonant-induktive Übertragungsstrecke 3 am schnellsten gelingt, ist das SOGI-Verfahren besonders bevorzugt.
Die Verlustleistung der Halbleiter-/Leistungsschalter in der Vollbrücke des Wechselrichters 3 ergibt sich aus der Summe der Verluste beim Einschalten, im leitenden Zustand, beim Ausschalten und im sperrenden Zustand. Als Schaltverluste werden diejenigen Verluste bezeichnet, die beim Ein- und Ausschalten entstehen: $P v = P s w i t c h_o n + P o n + P s w i t c h_o f f + P o f f = P o n + P s w i t c h + P o f f$
Beim Betrieb des DC-DC-Wandlers 2 mit hohen Frequenzen wächst der Einfluss der Schaltverluste zunehmend und ist nicht mehr zu tolerieren. Um das Problem zu beheben, müssen die Halbleiterschalter des Wechselrichters 3 weich geschaltet (engl.: Soft Switching) werden. Dies erreicht man durch sogenanntes Zero Voltage Switching (ZVS), das heißt dem Schalten ohne anliegende Spannung, bzw. Zero Current Switching (ZCS), das heißt dem Schalten ohne Stromfluss.
Zur Erklärung des ZVS wird das Ersatzschaltbild eines MOSFETs bei hohen Frequenzen betrachtet. Vereinfacht lässt sich der MOSFET als eine Parallelschaltung aus idealem MOSFET, Diode und Kapazität in einer Halbbrücke betrachten, wie es in 4 für das Ein- und Ausschalten zweier MOSFETs einer Halbbrücke im resonanten Betrieb dargestellt ist.
In der ersten Abbildung (a) der 4 ist der untere MOSFET (Leistungsschalter) geschaltet und der Strom fließt durch ihn zum Minuspol der Spannungsquelle. Die Spannung an der unteren Parallelschaltung beträgt U = 0 V und an der oberen U = U_in. Wird der Leistungsschalter ausgeschaltet, lädt der fließende Strom den unteren parasitären Kondensator und entlädt den oberen. Hierdurch sinkt die Potentialdifferenz an der oberen Parallelschaltung, bis die Diode durchschaltet (4, Abbildung (c)). Der Strom kommutiert auf die Diode. Das stromlose Ausschalten des unteren MOSFETs wurde folglich unterstützt. Außerdem liegt am oberen Leistungsschalter keine Spannung an. Er kann unter ZVS-Bedingung eingeschaltet werden.
Im Folgenden sollen die beiden Betriebsmodi des Resonanzwandlers in Hinblick auf das „Soft Switching“ betrachtet werden.
Beim kapazitiven Betrieb wird der Schwingkreis unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben, so dass die Spannung dem Strom nacheilt. Ein möglicher Signalverlauf ist in 5 gezeigt, die einen Signalverlauf beim kapazitiven Betrieb eines Resonanzwandlers darstellt. Nach dem Nulldurchgang des Stromes wird der untere Leistungshalbleiter erst aus und der obere eingeschalten. Dies führt dazu, dass am oberen MOSFET während der Schalthandlung die komplette Eingangsspannung anliegt, was zu hohen Verlusten führt. Es liegt folglich hartes Schalten vor.
Von einer induktiven Ansteuerung ist die Rede, wenn die Schaltung oberhalb der Resonanzfrequenz betrieben wird. In diesem Fall läuft die Spannung dem Strom voraus, wie es in 6 gezeigt ist, die einen Signalverlauf beim induktiven Betrieb eines Resonanzwandlers darstellt. Der erste Abschnitt zeigt die Ansteuerung des unteren MOSFETs bei einem negativen Stromfluss. Beim Ausschalten werden zunächst die parasitären Kapazitäten geladen, bevor der Strom auf die Dioden kommutiert. Das Verhalten entspricht dem in 4 gezeigten Signalverlauf. In Phase (d) der 6 kann der Strom durch den oberen Leistungsschalter in positive Richtung durch die Last fließen. Der Wechsel von positiver zu negativer Stromrichtung ist äquivalent.
Im induktiven Betrieb liegt folglich ZVS vor. Dieser zu bevorzugende Betriebszustand wird erreicht, wenn die Phasenverschiebung φ zwischen Spannung und Strom größer ist als die Totzeit Θ_d der Vollbrücke zwischen zwei komplementären Ansteuerungen. Es gilt: $φ > Θ_{d}$
Weiterhin muss die Totzeit ausreichend groß sein, um die Kapazitäten der MOSFETs umzuladen. Es wurde ein Resonanzwandler mit unterschiedlichen Totzeiten im Bereich von 20 ns bis 380 ns simuliert und hierbei die Verlustleistung an einem MOSFET aufgezeichnet. Das Ergebnis ist in 7 dargestellt. Die großen Peaks sind jeweils die Verluste im Einschalt- und Ausschaltbereich, wohingegen die Verlustleistung im leitenden und sperrenden Bereich kaum auffällt. Je höher die Totzeit zwischen Ausschalten eines Transistors und Einschalten eines zweiten ist, desto geringer fallen die Schaltverluste aus. Da die parasitären Kapazitäten entsprechend weiter entladen bzw. geladen werden konnten und somit keine hohen Lade- und Entladeströme mehr im Übergangsbereich der MOSFETs fließen. Im der unteren Darstellung der 7 sind außerdem die Zeitpunkte t, ab denen Soft Switching vorliegt, eingezeichnet.
Die benötigte Ladung für eine komplette Umladung der Vollbrücke ergibt sich aus: $Q_{e r f} = 2 * C_{D S} * U = 2 * (C_{o s s} - C_{r r s}) * U,$
wobei C_oss (Ausgangskapazität) und C_rrs (Reverse Transfer Capacitance) den Werten aus den Datenblättern der Hersteller entsprechen. Diese erforderliche Ladung muss durch den Stromfluss während der Totzeit bereitgestellt werden: $Q_{v e r f} = \int_{t_{A u s}}^{t_{A u s} + t_{d}} i (t) d t = \frac{I}{2 * π * f} * (cos (θ_{A u s}) - cos (θ_{A u s} + θ_{d}))$
Nimmt man vereinfacht an, dass das Einschalten der MOSFETS ungefähr zum Nulldurchgang des Stromes erfolgt, gilt cos(Θ_Aus + Θ_d) = -1. Außerdem lässt sich unter dieser Annahme Θ_Aus ausdrücken als π - Θ_d. $Q_{v e r f} = \frac{I}{2 * π * f} * (1 - cos (θ_{d})$
mit $0 \leq θ_{d} \leq π$
Die verfügbare Ladung Q_verf bei einer bestimmten Totzeit ist in 8 dargestellt. Der ermittelte Verlauf bestätigt die in 7 dargestellten Ergebnisse. Die leichten Abweichungen sind der Verschiebung des Einschaltezeitpunktes geschuldet.
Drei weitere wesentliche Einflussfaktoren auf die Effizienz eines induktiven Leistungsübertragungsystems seien im Folgenden kurz vorgestellt.

• Kopplungsinduktivität Lm und Kopplungsfaktor k: Ein Erhöhen der Kopplung wirkt sich positiv auf den Wirkungsgrad des Übertragungssystems aus. Dies kann durch Optimierung der Spulengeometrie und der Platzierung der Spulen zueinander erreicht werden.
• Resonanter Betrieb der Übertragungsstrecke: Die Frequenz muss im Bereich der Resonanzfrequenz f0 des Systems liegen. Die benötigten Algorithmen wurden bereits vorgestellt.
• Optimierung der Last R_L : Durch das Optimieren der Last können die Verluste im System zusätzlich reduziert werden. Eine optimale Last R_opt berechnet sich nach: $R_{o p t} = \sqrt{R_{S p u l e}^{2} + ω^{2} L_{M'}^{2}}$

R_Spule

Für den Betrieb der Schaltung mit der optimalen Last existieren verschiedene Möglichkeiten. Beispielsweise kann ein vorgeschalteter Boost-Buck-Converter kann verwendet werden. Hierdurch kann die Last von 0 bis ∞ variabel über die Tastgrade der Schaltungen eingestellt werden. Nachteilig ist hierbei die zusätzlich benötigte Elektronik. Dies führt zu höheren Verlusten, größerem Bauraum und zusätzlichen Kosten für die Bauteile.
Eine alternative Möglichkeit besteht in der Anpassung der Resonanzfrequenz, um diese für eine gegebene Last optimal auszulegen. Hierfür werden variable Kondensatoren für Cp und Cs benötigt.
9 stellt ein Schaltbild des aus einer Gleichspannungsquelle U= gespeisten Gleichspannungswandlers 2 aus 2 dar.
Die Eingangsgleichspannung U= wird durch einen Kondensator C gestützt, um Spannungseinbrüche bei hohen pulsartigen Strömen zu verhindern. Aus der Gleichspannung U= wird durch die im Wechselrichter 3 integrierte Vollbrücke (nicht dargestellt) eine Rechteckspannung im Frequenzbereich von etwa 80 kHz generiert. Die Ansteuerung des Wechselrichters 3 erfolgt durch die als Field Programmable Gate Array (FPGA) ausgebildete Steuereinheit 5, die als Messsignal den durch den Stromsensor 6 bereitgestellten Strommesswert auf der Primärseite P einliest. Die Übertragungsstrecke 1 stellt einen schwach gekoppelten Transformator (k < 1) mit den entsprechenden Kompensationskapazitäten dar. Auf der Sekundärseite S ist die gleiche Vollbrücke im Gleichrichter 4 wie auf der Primärseite P im Wechselrichter 3 vorgesehen. Sie wird lediglich umgekehrt angeschlossen. Der Energiefluss ist prinzipiell bidirektional möglich.
Es ist anzumerken, dass die Übertragungsstrecke 1 auch andere als die in 9 gezeigte Ausgestaltung annehmen kann.
Die Funktion der Steuereinheit 5 ist es im Wesentlichen, aus der Strommessung 6 auf der Primärseite P die Schaltsignale für die Ansteuerung des Wechselrichters 3 bzw. der in diesem vorgesehenen Vollbrücke mit den (Leistungs-)Halbleiterschaltern zu generieren. Aufteilen lässt sich die Funktionsweise grob in vier Module M1, M2, M3, M4, wie sie in 10 in einem Blockschaltbild der Steuereinheit 5 des Gleichspannungswandlers 2 aus 9 dargestellt sind:

• Filterung und Erzeugung einer orthogonalen Komponente (Module M1): Das gemessene Stromsignal 6 beinhaltet Messrauschen. Dieses gilt es heraus zu filtern, damit das Signal für die nachfolgende Berechnung verwendet werden kann. Neben dem gefilterten Stromsignal (v') liefert der Block auch das senkrechte Signal (qv'), das bei der Frequenzdetektion benötigt wird und evtl. auch zur Signalkonvertierung verwendet werden könnte.
• Detektion der Resonanzfrequenz (Module M2): Aus den zueinander senkrechten Komponenten v' und qv' wird die Resonanzfrequenz der Übertragungsstrecke ermittelt. Dieser Wert wird für die Anpassung der adaptiven Stromfilterung und zur Kompensation der Signalverzögerung benötigt.
• Signalkonvertierung (Module M3): Das sinusförmige Ausgangssignal des vorherigen Moduls kann nicht zur Ansteuerung der MOSFETs verwendet werden. Es muss in binäre Signale umgewandelt werden. Dieser Block bietet außerdem einen einstellbaren Duty-Cycle und die Möglichkeit, Verzögerungen (z. B. verursacht durch Signallaufzeiten) auszugleichen.
• Ansteuerung der Vollbrücke (Module M4): Die Ausgangssignale des Moduls M3 (Signalkonvertierung/-umwandlung) Stromrichtung und Energieeintrag müssen anschließend in ein 8-Bit-Signal umgewandelt werden. Dieses wird zum Ansteuern der Vollbrücke verwendet. Beachtet wird hierbei die Totzeit der Vollbrücke zwischen zwei komplementären Ansteuerungen. Durch die Addition der Totzeit zu der zu kompensierenden Verzögerung wird die Bedingung aus Gleichung 5 erfüllt.

Bei der Ansteuerung der Vollbrücke des Wechselrichters 3 (10, Module M1) sind prinzipiell fünf Betriebsmodi zu unterscheiden. Diese sind in 11 dargestellt, die zwei Halbbrücken, eine erste 8 und eine zweite 9, sowie jeweils zwei Halbleiterschalter 10 und 11 bzw. 12 und 13 je Halbbrücke 8 und 9 des Wechselrichters 3 des Gleichspannungswandlers 2 aus 9 zeigt. Die beiden Halbbrücken 8 und 9 bilden eine Vollbrücke des Wechselrichters 3. Wie 2 weiter zu entnehmen ist, sind die Halbleiterschalter 10, 11, 12 und 13 elektrisch mit der resonant-induktiven Übertragungsstrecke 1 verbunden. Die Halbleiterschalter 10, 11, 12 und 13 sind als MOSFETs ausgeführt. Es existiert der Aus-Zustand der Schaltung und je zwei Schaltstellungen für den Energieeintrag und den Freilauf der Schaltung. Jeweils eine Ansteuerung wird für den Stromfluss in positiver Richtung durch die Spule und eine wird für die negative Richtung benötigt. Das Umschalten zwischen positiver und negativer Stromrichtung muss immer über den Aus-Zustand erfolgen, um die Freiwerdezeit der MOSFETs zu berücksichtigen.
Zur Verifizierung wurden verschiedene Test durchgeführt. Das Ergebnis eines Tests ist in 12 dargestellt. Es ist zu erkennen, wie zwischen jeder Umkehrung der Stromrichtung zunächst in den Aus-Zustand geschaltet wird. Des Weiteren ist die Signallaufzeit des Systems ersichtlich. Schaltzustände, die kürzer als die Totzeit der MOSFETs anliegen, werden vom Algorithmus unterdrückt.
Aus der Frequenz und dem gefilterten Stromsignal müssen unter Beachtung der Signallaufzeit im System und des Duty-Cycles binäre Ansteuerbefehle generiert werden. Denn durch das Abtasten des Stromsignals und dem Bestimmen der Ansteuerungsbefehle in der Steuereinheit 3 entsteht ein Phasenversatz zwischen dem idealen und dem tatsächlichen Schaltzeitpunkt. Dieser Versatz wird zusätzlich durch die Signallaufzeit innerhalb der DC-DC-Wandlers 2 vergrößert. Dies führt zu höheren Schaltverlusten des Gesamtsystems, wenn keine entsprechenden Gegenmaßnahmen getroffen werden. Im Folgenden werden drei erfindungsgemäße Ausführungsbeispiele zur Kompensation des Phasenverzugs und eines zum Verändern des Tastgrads beschrieben.
Das erste Ausführungsbeispiel eines Kompensationsverfahrens setzt auf die Erkennung der Steigung des Stromsignals. Ein Zähler wird solange hochgezählt, wie der Betrag des Stroms zum Abtastzeitpunkt k größer ist als der zum Abtastzeitpunkt k - 1. Ist dies nicht der Fall, wird die Zählrichtung umgekehrt. Unterschreitet in diesem Betriebspunkt der Zählerstand den Wert der zu kompensierenden Verzögerungstakte, wird umgeschaltet. Erreicht wird dies durch
Vorzeichen des Einschaltsignals xor Umschaltbefehl
Die Rücksetzbedingungen für den Zähler sind ein Zählwert kleiner 0 oder ein Vorzeichenwechsel des Eingangssignals.
Ein großer Vorteil dieses ersten Kompensationsverfahrens ist seine Einfachheit, denn dieses Verfahren kommt ohne aufwendige Rechenstrukturen, wie zum Beispiel Multiplizierer oder Dividierer, aus. Dies spart Ressourcen bei der Realisierung der Steuereinheit, insbesondere bei Verwendung eines FPGA. Außerdem ist dieses Verfahren schon innerhalb der ersten Taktperiode einsatzbereit, da keine Einschwingzeit benötigt wird. Ein Nachteil ist die Ungenauigkeit dieses Verfahrens. Durch den einfachen Komparator, der zur Ermittlung der positiven bzw. negativen Steigung verwendet wird, können numerische Ungenauigkeiten zu einem falschen Schaltzeitpunkt führen: Stimmen beispielsweise zwei aufeinanderfolgende Werte nur wegen Rundungsfehlern überein, wird fälschlicherweise in die negative Richtung gezählt. Besonders problematisch ist dieses Phänomen, da es zufällig auftritt und somit keine Gegenmaßnahmen getroffen werden können. Außerdem können maximal Verzögerungen in Höhe der viertel Periodendauer der Resonanzstrecke kompensiert werden.
Das zweite Ausführungsbeispiel eines Kompensationsverfahrens verwendet die Frequenzvorgabe zur Berechnung des Schaltzeitpunktes. Es wird ein Zähler verwendet, der in jeder Taktperiode um eins erhöht wird und nach einem Überlauf wieder bei 0 zu zählen beginnt. Zu diesem Wert wird die Periodendauer der Resonanzstrecke addiert. Diese ergibt sich aus $n_{T a k t e} = \frac{T_{r e s}}{T_{C l k}} = \frac{f_{C l k}}{f_{r e s}} .$
Die Verzögerung, die kompensiert werden soll, wird anschließend von diesem Wert abgezogen. Das Endergebnis wird nun bei jedem Nulldurchgang des Stroms zusammen mit dem entsprechenden Vorzeichen in einem Ringspeicher abgelegt. Die Speicherposition erhöht sich bei jedem Speichervorgang um eins. Hierdurch wird der nächste Schaltzeitpunkt geplant.
Der Ringspeicher kann asynchron zum Schreibzugriff ausgelesen werden. Dies geschieht immer dann, wenn der aktuell eingespeicherte Schaltzeitpunkt dem Wert des Taktzählers entspricht. Anschließend wird die Leseadresse inkrementiert und das eingespeicherte Vorzeichen auf den Ausgang geschaltet. Dieser Wert wird bis zum nächsten Lesezugriff beibehalten. Der Ablauf ist in 13 gezeigt, die ein Blockschaltbild zur Schaltzeitpunktberechnung gemäß diesem beispielhaften zweiten Kompensationsverfahren darstellt.
Verglichen mit dem ersten Kompensationsverfahren ergibt sich bei dem zweiten Kompensationsverfahren eine höhere Genauigkeit, die sich in den Testfällen als ausreichend herausgestellt hat. Auch das Problem, dass nur Verzögerungen von einer viertel Periodendauer der Resonanzstrecke kompensiert werden können, zeigt dieses Verfahren nicht. Es kann annähernd eine Verzögerung von einer kompletten Periodendauer kompensiert werden, was bei 100 kHz einer Zeit von 10 µs entspricht. Die dem zweiten Kompensationsverfahren entsprechende Schaltung der Steuereinheit 3 erfordert jedoch die Bereitstellung größerer Ressourcen (beispielsweise im FPGA), da der Umfang der Rechenoperationen höher ist. Auch der Platzbedarf der Zähler und des Ringspeichers ist zu beachten. Dieses Verfahren ist außerdem erst nach der ersten Periode einsatzbereit, da für die erste Schwingung keine Werte im Pufferspeicher abgelegt werden. Diesem Problem könnte mit einer State-Machine begegnet werden, die in den ersten Taktperioden die Steuerung der Vollbrücke auf ein hartschaltendes Modell umschaltet.
Das Verhalten einer Schaltung zur Realisierung des zweiten Kompensationsverfahrens ist in 14 während des Einschaltzeitpunkts dargestellt. Durch die Signallaufzeit im Modell entsteht ein weiteres Problem, welches in der Darstellung der 14 zu erkennen ist, die einen Zustand zu einem Einschaltzeitpunkt des beispielhaften zweiten Kompensationsverfahrens gemäß der Erfindung darstellt. Der erste Schaltzeitpunkt wurde falsch berechnet, da bei der Addition der einzelnen Summanden deren Berechnung teilweise noch nicht abgeschlossen war. Dieser Fehler ist nicht problematisch, da er nur den ersten Schaltzeitpunkt betrifft. Allerdings bleiben dadurch die nächsten vier Impulse unberücksichtigt, da die Weiterzählbedingung zum Auslesen für den zweiten (kleineren) Schaltzeitpunkt nicht erfüllt werden kann. Erst nach dem Überschreiben des zweiten Wertes funktioniert das Verfahren wieder fehlerfrei. Dies geschieht automatisch nach einem kompletten Durchlauf des Speichers.
Ein noch weiteres, drittes Ausführungsbeispiel eines Kompensationsverfahrens basiert auf der Berechnung des Phasenwinkels. Hierzu werden die zueinander senkrechten Ausgangsgrößen der SOGI als v' und qv' Größen interpretiert. Wendet man darauf die arctan2-Funktion an, stellt das Ergebnis den aktuellen Phasenwinkel dar. Da die Berechnung des Arkustangens eine sehr aufwendige Operation ist, wird hierzu der an sich bekannte CORDIC-Algorithmus (Coordinate Rotation Digital Computer) verwendet, der eine iterative Drehung der Zeiger durchführt.
Der Phasenwinkel wird zum Beispiel in einer int16-Variable gespeichert und auf den Wertebereich [-2¹⁵; 2¹⁵-1] normiert. Addiert man zu diesem den Kompensationswinkel für die Signallaufzeit, erreicht man eine Verschiebung des Sinussignals. Der Kompensationswinkel normiert auf den Wertebereich ergibt sich zu: $Φ_{K o m p} = \frac{t_{K o m p}}{T_{r e s}} * 2^{16} = t_{K o m p, n s} * 10^{- 9} * f_{r e s} * 2^{16} \approx t_{K o m p, n s} * f_{r e s} * 2^{- 14}$
Das Vorzeichen des Phasenwinkels kann nun nach Verschieben um n/2 (d. h. um 2¹⁴ beim normierten Winkel) zum Ansteuern der MOSFETs verwendet werden. Mathematisch lässt sich das Verfahren wie folgt beschreiben, wobei hier der Bitüberlauf vernachlässigt wurde. $Stromrichtung = s g n [\underset{P h a s e n w i n k e l}{\underset{︸}{a r c t a n 2 (\frac{q ν'}{ν'})}} * \underset{N o r m i e r u n g}{\underset{︸}{\frac{2^{15}}{2 * π}}} + \underset{V e r s c h i e b u n g}{\underset{︸}{2^{14} + Signallaufzeit}}]$
Ein Vorteil dieses dritten Kompensationsverfahrens ist, dass es sofort einsatzbereit ist und nicht eine komplette Signalperiode Verzug verursacht wie beispielsweise das zweite Kompensationsverfahren.
Zur Anpassung der von dem Gleichspannungswandler 2 übertragenen Leistung, kann der Tastgrad entsprechend verändert bzw. eingestellt werden. Eine Reduzierung der Übertragungsleistung wird erreicht, indem zwischen der Energie eintragenden Ansteuerung in den Freilauf der Schaltung geschaltet wird. Ein solches Verfahren ist beispielsweise in „Self-Tuning Variable Frequency Controller for Inductive Electric Vehicle Charging with Multiple Power Levels“ von M. Moghaddami und A. Sarwat in IEEE Transactions on Transportation Electrification beschrieben. Die vorgestellte Lösung ermöglicht Tastgrade von $\frac{2^{n} + 2^{m}}{2} mit n, m \in [- 3; - 2; - 1; 0]$
Zur Frequenz- bzw. Winkelbestimmung des Eingangssignals wird eine um 90 ° phasenverschobene Komponente benötigt. Diese beiden Signale werden im Verbund auch als Quadratursignal bezeichnet und die Erzeugung des Signals wird mit Quadrature Signal Generation (QSG) abgekürzt, wie es in 10 im Modul M1 dargestellt ist.
Hierzu stehen verschiedene Möglichkeiten zur Verfügung, die im Folgenden kurz beschrieben werden:

• Signalverzögerung um T/4: Die einfachste Realisierung ist die Verzögerung des Eingangssignals um eine viertel Taktperiode durch das Speichern der Werte in einem entsprechendem Schieberegister. Dieser Ansatz kann lediglich für eine feste Resonanzfrequenz verwendet werden und bietet auch keine Filterung.
• Hilbert-Transformation: Die Hilbert-Transformation ist eine Integraltransformation, die eine Phasenverschiebung um ±90 ° ermöglicht. Die Rechenvorschrift stellt einen nicht kausalen Filter dar und kann somit nicht fehlerfrei in Hardware nachgebildet werden. Stattdessen werden oftmals Finite Impulse Response (FIR) Filter eingesetzt. Diese arbeiten jedoch nur in einem begrenzten Frequenzbereich mit ausreichender Genauigkeit.
• SOGI - QSG: Das bereits vorgestellte Verfahren liefert neben einer Signalfilterung auch das benötigte Quadratursignal. Das Besondere an der SOGI ist, dass sie im Gegensatz zu den beiden anderen vorgestellten Verfahren ein adaptives Filter darstellt und somit theoretisch für jede beliebige Frequenz geeignet ist.
• Inverse Park Transformation: Die Park-Transformation wird verwendet, um Größen aus dem aß-System in das rotierende dq-System umzurechnen. Sie findet beispielsweise bei der Regelung von Drehstrommaschinen Anwendung. Im Anwendungsfall wird der Messwert als α-Komponente interpretiert und mit dem aktuellen Phasenwinkel und der geschätzten β'-Komponente in das. dq-System transferiert. Nach einer Filterung durch einen Tiefpass werden die Komponenten zurücktransformiert, um das geschätzte β'-Signal zu ermitteln. Dieses Verfahren ist in 15 dargestellt.

Um die SOGI in einem FPGA oder einem Mikrocontroller verwenden zu können, muss die kontinuierliche Rechenvorschrift diskretisiert werden. Hierzu werden die verwendeten Integratoren durch eine Summe aus dem Eingangswert und dem vorherigen Summationsergebnis angenähert (Backward-Euler-Verfahren). Hierdurch entstehen Fehler, die mit sinkender Taktfrequenz steigen. Dies bewirkt, dass die Ausgangsgrößen v' und qv' nicht mehr exakt senkrecht aufeinander stehen.
Die Verstärkung k, die das Maß der Fehlereinkopplung beschreibt, lässt sich bestimmen als: $k = \frac{9,2}{t_{s, S O G I} * ω'},$
wobei ω' für die geschätzte Winkelgeschwindigkeit und t_s,SOGI für die gewünschte Einschwingzeit steht.
Hieraus ist zu erkennen, dass sich die Einschwingzeit bei fest gewähltem k in Abhängigkeit der Frequenz ändert. Um für alle Frequenzen größer 20 kHz eine Einschwingzeit kleiner 20 µs zu erreichen, wurde k = 8 gewählt. Der Kehrwert von k beschreibt den Dämpfungsfaktor der SOGI.
Zum Anpassen des adaptiven Filters und für die Berechnung des korrekten Schaltzeitpunkts ist die Kenntnis der Resonanzfrequenz nötig, die durch das Modul M2 in 10 ermittelt wird.
Auch für die Frequenzdetektion existeren unterschiedliche Verfahren. Die ersten beiden basieren auf der Verwendung der beiden zueinander senkrechten Signale, während der dritte Lösungsansatz vor allem die Besonderheit der SOGI verwendet und folglich nur mit dieser eingesetzt werden kann.

• Geradeninterpolation: Aus den beiden zueinander senkrechten Größen lässt sich mit Hilfe des Tangens der aktuelle Phasenwinkel bestimmen. Wird dieser Winkel fortlaufend hochgezählt, d. h. nicht nach 2n wieder mit 0 begonnen, entsteht eine Gerade. Die Steigung der Geraden entspricht der Frequenz der Strecke. Zur Berechnung der Ausgleichsgeraden ist eine Matrixinversion nötig, was einen hohen numerischen Aufwand bedeutet.
• Phase Locked Loop (PLL): Eine PLL besteht im Grundaufbau aus einem Phasendetektor, einem steuerbaren Oszillator und optional einem Filter, wie es das Blockdiagramm in 16 darstellt. Der Phasendetektor liefert ein Ausgangssignal, das proportional zum Phasenfehler zwischen Eingangssignal und dem rückgekoppelten Signal ist. Dieses kann anschließend mit einem Tiefpass gefiltert werden, um hochfrequente Störungen und Rauschen zu dämpfen. Das Signal erhöht bzw. senkt die interne Frequenz des Oszillators, mit welcher eine Schwingung am Ausgang erzeugt wird. Es existieren PLLs ohne und mit Quadratur-SignalEingang. Letztere sind bevorzugt, da sie beim Erreichen der zu bestimmenden Frequenz keine Dauerschwingung durchführen. Nachteilig ist der Rechenaufwand durch die benötigten trigonometrischen Funktionen.
• Frequency Locked Loop (FLL): Bei der FLL wird eine Besonderheit der SOGI ausgenutzt: Das Fehlersignal e' und das orthogonale Signal qv' sind in Phase für ω < ω' und besitzen gegensätzliche Phasenlage für ω > ω'. Folglich ist das Produkt der beiden Signale negativ für ω < ω' und positiv für ω > ω'. Es stellt nach Multiplikation mit einem negativen Verstärkungsfaktor die Ableitung der zu ermittelnden Resonanzfrequenz dar. Besonders ist, dass keine mathematisch aufwendigen Operationen verwendet werden müssen. Ein Blockschaltbild der FLL ist in 17 dargestellt.

Im Folgenden wird die Verwendung einer FLL beschrieben, da sie sich durch eine geringe Komplexität auszeichnet.
Bei der Auslegung der FLL muss der Verstärkungsfaktor bestimmt werden. Die Änderung der Frequenz ergibt sich zu: $\dot{ω}' = \underset{Verstärkung}{\underset{︸}{\frac{γ * V^{2}}{k * ω'}}} * \underset{Frequenzabweichung}{\underset{︸}{(ω' - ω)}}$
wobei V die Amplitude des Signals und k die Verstärkung in der SOGI darstellt. Anhand von Gleichung 16 fällt auf, dass der Verstärkungsfaktor der FLL auch von zwei variablen Größen (Signalamplitude und geschätzte Winkelgeschwindigkeit) abhängt. Um ein vergleichbares Verhalten für alle Amplituden und Frequenzen zu erhalten, muss dieser Einfluss kompensiert werden. Dies wird durch die sogenannte Gain Normalization erreicht. Es wird ein angepasster Verstärkungsfaktor Γ eingeführt: $γ = \frac{k * ω'}{V^{2}} * Γ$
Die Festlegung der Parameter sollte nach folgenden Gleichungen erfolgen: $t_{s, F L L} \geq 2 * t_{s, S O G I}$
$t_{s, F L L} \approx \frac{4,6}{Γ}$
Mit der Einschwingzeit der SOGI von t_s,SOGI = 20 µs kann für t_s,FLL = 100 µs gewählt und somit Γ bestimmt werden. Der Integrator wird wie zuvor erwähnt mit dem Backward-Euler-Verfahren angenähert. Deshalb muss der Eingangswert mit TCLK = 2,5 * 10^-8 gewichtet werden. Zusammengefasst ergibt sich folglich ein Faktor Θ $Θ= \frac{4.6}{100 * 10^{- 6}} * 2,5 * 10^{- 8} = 1,15 * 10^{- 3} \approx 2^{- 10} .$
Dieser Wert lässt sich durch zehn Schiebeoperationen nach rechts annähern, um Ressourcen im FPGA zu sparen.
In den bisherigen Betrachtungen wurde nur die wertdiskrete Arbeitsweise berücksichtigt und die Auswirkungen der zeitdiskreten Taktung vernachlässigt. Auf diese soll nun an einer vereinfachten Überlegung eingegangen werden. Läuft die Berechnung in der Steuereinheit bzw. im FPGA langsamer ab, wird die Schrittweite bei den Integratoren vergrößert. Das Ausgangssignal weist folglich eine geringere Auflösung auf. Welchen Einfluss dies auf die ermittelte Resonanzfrequenz hat, wurde in Simulationen mit den zuvor beschriebenen Verfahren untersucht. Hierzu wurden Sinus-Schwingungen mit verschiedenen Frequenzen an die SOGI-FLL angelegt und die relativen Fehler bei unterschiedlichen Taktfrequenzen ermittelt. Für eine verbesserte Vergleichbarkeit der Ergebnisse bei verschiedenen Frequenzen werden als Bezugsgröße die Rechenschritte pro Taktperiode des Eingangssignals verwendet. Das Ergebnis ist in 18 zu sehen.
Der ermittelte Verlauf ähnelt einer Hyperbel. Um einen Fehler von unter 1 % zu ermöglichen, muss die Taktfrequenz mindestens 250x größer als die zu erfassende Frequenz gewählt werden. Bei einer Grenzfrequenz von etwa 160 kHz ergibt sich eine Taktfrequenz von mindestens 40 MHz.
Der hierin offenbarte erfindungsgemäße Gleichspannungswandler sowie das erfindungsgemäße Verfahren zur Ansteuerung eines Gleichspannungswandlers sind nicht auf die hierin offenbarte Ausführungsform beschränkt, sondern umfasst jeweils auch gleich wirkende weitere Ausführungsformen, die sich aus technisch sinnvollen weiteren Kombinationen der hierin beschriebenen Merkmale sowohl des Gleichspannungswandlers als auch seines Ansteuerverfahrens ergeben.
Insbesondere ist zu verstehen, dass das hierin offenbarte, erfindungsgemäße Prinzip allgemein fern überall dort eingesetzt werden kann, wo zwei Schwingkreise miteinander in Verbindung stehen und sich die Resonanzfrequenz der Übertragungsstrecke beispielsweise durch Änderung des Kopplungsfaktor, der Last, der Temperatur und dergleichen ändern kann.
In besonders bevorzugter Ausführung werden der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler sowie das erfindungsgemäße Verfahren zur Ansteuerung eines Gleichspannungswandlers in einem Elektro-/Hybridfahrzeug zur Energieversorgung unterschiedlicher Verbraucher aus einer Fahrzeug-/Traktionsbatterie und/oder zum Laden, beispielsweise induktiven Laden, einer Fahrzeug-/Traktionsbatterie für ein Elektro-/Hybridfahrzeug verwendet.
Bezugszeichenliste

1: Resonant-induktiven Übertragungsstrecke
2: Gleichspannungswandler / DC-DC-Wandler
3: Steuerbarer Wechselrichter
4: Gleichrichter / AC-DC-Wandler
5: Steuereinheit
6: Stromsensor
7: AC-DC-Wandler
8: Erste Halbbrücke
9: Zweite Halbbrücke
10: Erster Halbleiterschalter
11: Zweiter Halbleiterschalter
12: Dritter Halbleiterschalter
13: Vierter Halbleiterschalter
C: Kapazität
e': Abweichung / Fehlersignal
L: Induktivität
M1: Signalfilterung und Quadratursignalerzeugung
M2: Resonanzfrequenzdetektion
M3: Signalkonvertierung
M4: Vollbrückenansteuerung
P: Primärseite
qv': Orthogonales Signal zu v
S: Sekundärseite
U~: Wechselspannung
U=: Gleichspannung
v: Stromsignal
Z: Last

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 102013207475 A1 [0009]

Claims

DC-DC-Wandler (2) mit einem Wechselrichter (2), der zwei Halbbrücken (8, 9) aufweist, die jeweils zwei Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) aufweisen, wobei die zwei Halbbrücken (8, 9) ausgangsseitig mit einer Primärseite (P) einer resonanten Übertragungsstrecke (1) verbunden sind, deren Sekundärseite (S) mit einem Gleichrichter (4) verbunden ist, ferner aufweisend eine Steuereinheit (5), die ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern (10, 11, 12, 13) der Halbbrücken (8, 9) verbunden ist und ausgebildet ist, die Halbbrücken (8, 9) zum Erzeugen einer Wechselspannung anzusteuern, und einen mit der Steuereinheit (5) verbundenen Stromsensor (6), der ausgebildet ist, einen in der Übertragungsstrecke (1) fließenden Strom zu erfassen und ein den Strom repräsentierendes Stromsignal (v) zu erzeugen, wobei die Steuereinheit (5) ferner ausgebildet ist, die Halbbrücken (8, 9) zusätzlich in Abhängigkeit vom Stromsignal anzusteuern, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (5) ferner ausgebildet ist, aus dem Stromsignal (v) die augenblickliche Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke (1) zu ermitteln und einen Schaltzeitpunkt zum Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) in Abhängigkeit von der augenblicklich ermittelten Resonanzfrequenz zu bestimmen und den bestimmten Schaltzeitpunkt um eine Signallaufzeit innerhalb des DC-DC-Wandlers (2) und/oder eine Totzeit der Halbbrücken (8, 9) zu korrigieren.
DC-DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Signallaufzeit eine Zeitdauer für das Erfassen des in der Übertragungsstrecke (1) fließenden Stroms einschließlich der Erzeugung des Stromsignals, für das Ermitteln der Resonanzfrequenz, des Schaltzeitpunkts einschließlich seiner Korrektur und für das Ausgeben von Schaltsignalen an die Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) umfasst.
DC-DC-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Totzeit eine Zeitdauer zum Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) zwischen zwei komplementären Schaltzuständen umfasst.
DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromsensor (6) den auf der Primärseite (P) der Übertragungsstrecke (1) fließenden Strom erfasst.
DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsstrecke (1) eine resonant-induktive Übertragungsstrecke ist.
Verfahren zur Ansteuerung eines DC-DC-Wandlers (2), der einen Wechselrichter (2) aufweist, der wiederum zwei Halbbrücken (8, 9) aufweist, die jeweils zwei Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) aufweisen, wobei die zwei Halbbrücken (8, 9) ausgangsseitig mit einer Primärseite (P) einer resonanten Übertragungsstrecke (1) verbunden sind, deren Sekundärseite (S) mit einem Gleichrichter (4) verbunden ist, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: - Erfassen eines in der Übertragungsstrecke (1) fließenden Stroms und Erzeugen eines den Strom repräsentierenden Stromsignals (v); - Ermitteln der augenblicklichen Resonanzfrequenz der resonanten Übertragungsstrecke (1) aus dem Stromsignal; - Bestimmen eines Schaltzeitpunkts zum Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) in Abhängigkeit von der augenblicklich ermittelten Resonanzfrequenz; - Korrigieren des zuvor bestimmten Schaltzeitpunkts um eine Signallaufzeit innerhalb des DC-DC-Wandlers (2) und/oder eine Totzeit der Halbbrücken (8, 9); und - Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) zu dem korrigierten Schaltzeitpunkt, um mittels der Halbbrücken (8, 9) ausgangsseitig des Wechselrichters (3) eine Wechselspannung zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass als die Signallaufzeit eine Zeitdauer für das Erfassen des in der Übertragungsstrecke (1) fließenden Stroms einschließlich der Erzeugung des Stromsignals, für das Ermitteln der Resonanzfrequenz, des Schaltzeitpunkts einschließlich seiner Korrektur und für das Ausgeben von Schaltsignalen an die Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) bestimmt wird.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Signallaufzeit lediglich einmalig bestimmt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass als die Totzeit eine Zeitdauer zum Schalten der Halbleiterschalter (10, 11, 12, 13) zwischen zwei komplementären Schaltzuständen bestimmt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Stromsignal (v) nach seiner Erzeugung und vor dem Ermitteln der augenblicklichen Resonanzfrequenz zur Beseitigung von Messrauschen gefiltert und ein zu diesem orthogonales Signal (qv') erzeugt wird, wobei aus dem Stromsignal (v) und dem zu diesem orthogonalen Signal (qv') die augenblickliche Resonanzfrequenz ermittelt wird.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass das Stromsignal (v) mittels Second Order Generalized Integrator (SOGI) sowohl gefiltert als auch das zum Stromsignal (v) orthogonale Signal (qv') erzeugt wird.
Verfahren nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die augenblickliche Resonanzfrequenz mittels Frequency Locked Loop (FLL) aus dem Stromsignal (v) und dem zu diesem orthogonalen Signal (qv') ermittelt wird.