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Stand der Technik
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Die Erfindung betrifft einen Spannungswandler, insbesondere einen DC-DC-Wandler mit einem Wechselrichter. Der Wechselrichter weist zwei Halbbrücken auf, wobei eine Halbbrücke zwei Halbleiterschalter aufweist. Die zwei Halbbrücken sind ausgangsseitig jeweils mit einer Primärwicklung eines Transformators verbunden. Bei dem DC-DC-Wandler ist bevorzugt wenigstens eine Sekundärwicklung des Transformators mit einem Gleichrichter verbunden. Der DC-DC-Wandler weist eine Steuereinheit auf, wobei die Steuereinheit ausgangsseitig mit den Halbleiterschaltern der Halbbrücken, insbesondere mit Steuereingängen der Halbleiterschalter, verbunden ist und wobei die Steuereinheit ausgebildet ist, die Halbbrücken zum Erzeugen einer Wechselspannung anzusteuern.
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Bei DC-DC-Wandlern besteht das Problem, dass die Halbleiterschalter jeweils eine temperaturabhängige und bauteilabhängige, herstellungsbedingt abhängige Schaltverzögerung aufweisen, welche dazu führt, dass durch Varianz der Schaltverzögerung in der Steuereinheit gewünschte bestimmte Schaltzeitpunkte verfehlt werden, sodass über den Halbleiterschaltern, insbesondere einer Schaltstrecke der Halbleiterschalter, eine Verlustleistung auftritt.
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Zur Verminderung von Schaltverlusten ist das quasiresonante Phase-Shifted-Full-Bridge Ansteuerverfahren mittels einer Steuereinheit UCC28950 aus dem Dokument „Applikation Report SLUA 107A, Texas Instruments, August 2011" bekannt, mittels dessen die Schaltverluste eines DC-DC-Wandlers reduziert werden können.
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Offenbarung der Erfindung
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Erfindungsgemäß ist die Steuereinheit der eingangs genannten Art ausgebildet, eine wenigstens von einem dem Halbleiterschalter zu schaltende Spannung zu erfassen und den wenigstens einen Halbleiterschalter bei einem Spannungsnulldurchgang oder minimalen Spannungswert der Spannung leitend zu schalten. Bevorzugt weist die Steuereinheit eine Spannungserfassungsvorrichtung auf, welcher eingangsseitig mit wenigstens einer Schaltstrecke des Halbleiterschalters verbunden und ausgebildet ist, die Schaltstreckenspannung zu erfassen und ein die erfasste Schaltstreckenspannung repräsentierendes Ausgangssignal zu erzeugen.
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Bevorzugt weist der DC-DC-Wandler einen mit der Steuereinheit verbundenen Stromsensor auf, welcher ausgebildet ist, ein durch die Primärspule fließenden Primärspulenstrom zu erfassen und ein den Primärspulenstrom repräsentierendes Ausgangssignal zu erzeugen, wobei die Steuereinheit ausgebildet ist, den Halbleiterschalter, insbesondere zeitoptimal, zusätzlich in Abhängigkeit des Ausgangssignals leitend zu schalten.
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Mittels der erfassten Spannung und/oder dem Stromsensor kann die Steuereinheit vorteilhaft erfassen, ob ein Schaltzeitpunkt beim Nulldurchgang verfehlt wurde und den Schaltzeitpunkt für eine nächste Nulldurchgangsansteuerung der Halbleiterschalter, vorteilhaft in Abhängigkeit des Ausgangssignals oder der Schaltstreckenspannung, anpassen.
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Der mit der Sekundärseite des Transformators verbundene Gleichrichter ist beispielsweise durch einen Diodengleichrichter oder durch einen aktiven Synchrongleichrichter gebildet.
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Bevorzugt ist die Steuereinheit ausgebildet, die Halbbrücken gemäß einem Phase-Shifted-Full-Bridge Muster anzusteuern und dazu dem PSFB-Muster entsprechende Steuersignale zu erzeugen. Dadurch können vorteilhaft Schaltverluste weiter reduziert werden.
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Der Halbleiterschalter ist bevorzugt ein Feldeffekttransistor, insbesondere MIS-FET (MIS = Metal-Insulated-Transistor), MOS-FET (MOS = Metal-Oxide-Transistor), oder ein IGBT-Transistor mit zur Schaltstrecke parallelgeschalteter Diode (IGBT = Insulated-Gate-Bipolar-Transistor).
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit ausgebildet, eine über eine Schaltstrecke eines Halbleiterschalters abfallende Schaltstreckenspannung zu erfassen und den Halbleiterschalter in Abhängigkeit der erfassten Schaltstreckenspannung zum Zeitpunkt des Nulldurchgang oder einer minimalen Schaltstreckenspannung leitend zu schalten.
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Bevorzugt ist die Steuereinheit ausgebildet, eine Schaltstreckenspannung desjenigen Halbleiterschalters zu erfassen, der ein resonant, insbesondere quasiresonant schaltender Halbleiterschalter der Halbbrücke ist, weiter bevorzugt der Halbbrücke, die beim Schalten ein sogenanntes Lagging-Leg bildet. Bevorzugt ist der Halbleiterschalter dessen Schaltstreckenspannung erfasst werden kann, Bestandteil der Halbbrücke, die ein resonantes Leg bildet oder vom Passiven Zustand in einen aktiven Zustand gewechselt hat.
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Bevorzugt ist die Steuereinheit ausgebildet, den Halbleiterschalter gemäß einem ZVS (ZVS = Zero-Voltage-Switching), – insbesondere in Abhängigkeit einer Schaltstreckenspannung des Halbleiterschalters – zu schalten. Bevorzugt ist die Steuereinheit ausgebildet, in der Schaltstreckenspannung eine Schwingung zu erfassen, welche in einem zeitlichen Signalverlauf der Schaltstreckenspannung eine höhere Frequenz aufweist, als eine Grundfrequenz der erzeugten Wechselspannung, und eine Schwingungsamplitude der Schwingung zu erfassen, bei der eine von dem resonant, insbesondere quasiresonant schaltenden Halbleiterschalter zu schaltende Spannung minimal ist oder gleich Null beträgt und den resonant, insbesondere quasiresonant schaltenden Halbleiterschalter zum Zeitpunkt der Schwingungsamplitude leitend zu schalten.
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Bevorzugt repräsentiert die Schwingung ein resonantes Umschwingen des Transformatorspannung der Primärspule.
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Der Transformatorstrom ändert sich linear.
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So kann vorteilhaft die quasiresonante Schwingung, welche von einem Schwingkreis, gebildet aus der parasitären Induktivität des Transformators und einer Kapazität der Halbleiterschalter, vorteilhaft genutzt werden, um die Nulldurchgangsschaltung oder Minimalspannungsschaltung, auch ZVS genannt (ZVS = Zero Voltage Switching), einzuleiten.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit ausgebildet, die Schwingung durch Abschalten eines mit dem resonant schaltenden Halbleiterschalter die Halbbrücke bildenden Halbleiterschalters die Schwingung einzuleiten und in Abhängigkeit eines vorbestimmten Spannungswertes der Schaltstreckenspannung den resonant schaltenden Halbleiterschalter zum Zeitpunkt des Nulldurchgang oder dem minimalen Spannungswert leitend zu schalten.
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Die Steuereinheit kann so vorteilhaft den Schaltzeitpunkt, bevorzugt in Abhängigkeit einer zuvor angenommenen, vorbestimmten Schaltverzögerung der Halbleiterschalter, den resonant schaltenden Halbleiterschalter zum Zeitpunkt des Nulldurchgang oder minimalen Spannungswert leitend schalten und dabei die über der Schaltstrecke abfallende Schaltstreckenspannung des resonant schaltenden Halbleiterschalters als Regeleingangsgröße für eine Regelung verwenden, um so den Schaltzeitpunkt möglichst genau auf das Nulldurchgangskriterium hin zu approximieren.
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Bevorzugt ist die Steuereinheit ausgebildet, den Halbleiterschalter beim Regeln in Abhängigkeit des vorbestimmten Spannungswertes, welcher kleiner oder gleich dem vorbestimmten Spannungswert ist, leitend zu schalten.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit ausgebildet, einen Stromrichtungswechsel des Transformatorstromes, insbesondere des Primärspulenstromes zu erfassen und den Halbleiterschalter in Abhängigkeit des Stromrichtungswechsels des Transformatorstromes zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs leitend zu schalten. Der Stromrichtungswechsel kann so vorteilhaft als Indikator von der Steuereinheit herangezogen werden, zu welchem Zeitpunkt der resonant schaltende Halbleiterschalter tatsächlich geschaltet hat.
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Der Stromsensor ist bevorzugt ein Übertrager. Dadurch kann vorteilhaft eine geringe Verlustleistung am Sensor erzeugt werden.
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In einer anderen Ausführungsform ist der Stromsensor durch einen Shunt-Widerstand gebildet. Bevorzugt weist die Steuereinheit einen Regler auf, welcher ausgebildet ist, den Schaltzeitpunkt zum Schalten des Halbleiterschalters beim Nulldurchgangs oder der minimalen zu schaltenden Spannung, in Abhängigkeit der Schaltstreckenspannung oder zusätzlich in Abhängigkeit des Trafostromes mittels einer Modell-Prädiktiven-Regelung zu bestimmen. Durch die Modell-Prädiktive-Regelung kann vorteilhaft der Schaltzeitpunkt für zukünftige Schaltungen zum Erzeugen der Wechselspannung, welche auf die Primärspule beaufschlagt wird, mittels Iterationsschritten angepasst werden, um so mittels der prädiktiven Regelung den optimalen Schaltzeitpunkt mittels Approximation aufzufinden.
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Der Transformatorstrom, insbesondere der Vorzeichenwechsel des Transformatorstromes und die Schaltstreckenspannung, welche über der Schaltstrecke des resonant schaltenden Halbleiterschalters abfällt, kann vorteilhaft als Entscheidungskriterium und so als Regeleingangsgröße für den Regler dienen, wobei der Regler bevorzugt ausgebildet ist, den Schaltzeitpunkt zum Schalten des resonant schaltenden Halbleiterschalters in Abhängigkeit der Schaltstreckenspannung und des Vorzeichenwechsels des Trafostromes mittels Iterationsschritten zu bestimmen.
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Bevorzugt ist der Regler dazu ausgebildet, ein vorbestimmtes Schaltverzögerungsintervall, das wenigstens eine Schaltverzögerung der Halbleiterschalter, insbesondere des resonant schaltenden Halbleiterschalters, bevorzugt des Lagging-Leg, repräsentiert, iterativ zu ändern, nämlich zu vergrößern oder zu verkleinern und den Halbleiterschalter in einer folgenden Periode der zu erzeugenden Wechselspannung in Abhängigkeit des geänderten Schaltverzögerungsintervalls zu schalten, oder zu sperren.
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Mittels des so ausgebildeten Reglers kann somit ein Schaltverzögerungsintervall mittels der modellprädiktiven Regelung iterativ angepasst werden, wobei die Regeleingangsgrößen Transformatorstrom und Schaltstreckenspannung zur Kontrolle des erfolgreich bestimmten Schaltzeitpunktes dienen können.
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In einer bevorzugten Ausführungsform des DC-DC-Wandlers ist der Regler ausgebildet, das geänderte Schaltverzögerungsintervall in Abhängigkeit des Stromrichtungswechsels des erfassten Transformatorstromes zu bestimmen.
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Bevorzugt ist der Regler ausgebildet, einen monotonen Anstieg oder Abfall in einem zeitlichen Verlauf der Schaltstreckenspannung zu erfassen und das geänderte Schaltverzögerungsintervall in Abhängigkeit des Anstiegs oder Abfalls der Schaltstreckenspannung der über dem resonant schaltenden Halbleiterschalter abfallenden Spannung zu bestimmen. Die monoton fallende oder ansteigende Schaltstreckenspannung kann somit vorteilhaft als Indikator dafür dienen, das Schaltverzögerungsintervall zu vergrößern, im Falle keiner monoton fallenden Schaltstreckenspannung, weiter bevorzugt im Falle eines Vorzeichenwechsels des Transformatorstromes, kann das Schaltverzögerungsintervall verkleinert werden.
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Die Erfindung wird nun im Folgenden anhand von Figuren und weiteren Ausführungsbeispielen beschrieben.
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1 zeigt ein Schaltdiagramm für einen DC-DC-Wandler mit einer Vollbrücke und einer Steuereinheit, welche ausgebildet ist, die Vollbrücke gemäß einer PSFB-Ansteuerung und in Abhängigkeit eines Primärspulenstromes und einer Schalstreckenspannung eines Halbleiterschalters der Vollbrücke adaptiv geregelt anzusteuern;
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2 zeigt Steuersignale einer PSFB-Ansteuerung, erzeugt von der Steuereinheit in 1;
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3 zeigt einen gemessenen Stromverlauf eines Primärspulenstromes und eines Spannungsverlaufs einer Schaltstreckenspannung der PSFB-Ansteuerung ohne die adaptive Regelung der Steuereinheit in 1;
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4 zeigt Regelungsschritte der Modell-Adaptiven-Regelung, ausgeführt von der Steuereinheit in 1, die eine Treffergenauigkeit eines Schaltzeitpunktes einer Nullspannungsschaltung des Halbleiterschalters der Vollbrücke bewirkt.
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1 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen DC-DC-Wandler 1. Der DC-DC-Wandler 1 weist einen Transformator 2 auf, wobei der Transformator 2 eine Primärspule 3 und eine Sekundärspule 4 aufweist. Die Primärspule 3 weist einen Anschluss 5 und einen Anschluss 6 auf. Der DC-DC-Wandler 1 weist auch einen Wechselrichter 7 auf, welcher in diesem Ausführungsbeispiel als Vollbrücke ausgebildet ist.
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Der DC-DC-Wandler 1, im Folgenden auch Wandler 1 genannt, ist in diesem Ausführungsbeispiel als Phase-Shifted-Full-Bridge-Konverter ausgebildet. Der Wandler 1, insbesondere der Wechselrichter 7, weist dazu vier Halbleiterschalter auf, wobei ein Halbleiterschalter 9 und ein Halbleiterschalter 10 zusammen eine Halbbrücke bilden und ein Halbleiterschalter 11 und ein Halbleiterschalter 12 zusammen eine weitere Halbbrücke bilden. Die Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 sind jeweils als Feldeffekttransistor, insbesondere als MOS-FET ausgebildet. Die Halbleiterschalter 9 und 10, welche zusammen eine Halbbrücke mit einem Ausgang 8 bilden, bilden zusammen in diesem Ausführungsbeispiel eine resonant schaltende Halbbrücke, auch Lagging-Leg genannt. Die Halbleiterschalter 11 und 12 bilden zusammen ein Leading-Leg.
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Der Ausgang 8, welcher in diesem Ausführungsbeispiel einen Verbindungsknoten einer Verbindung zwischen einem Drain-Anschluss des Halbleiterschalters 10 und einem Source-Anschluss des Halbleiterschalters 9 bildet, ist über einen Übertrager 13 mit einem Anschluss 5 der Primärspule 3 verbunden. Der Übertrager 13 bildet in diesem Ausführungsbeispiel einen Stromsensor zum Erfassen des Primärstroms des Transformators 4, welcher durch die Primärspule 3 fließt. Der Wechselrichter 7, welcher in diesem Ausführungsbeispiel die Halbleiterschalter in Konfiguration einer Vollbrücke umfasst, ist eingangsseitig mit einem positiven Versorgungsspannungsanschluss 15 und mit einem negativen Versorgungsspannungsanschluss 14 verbunden.
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Der Wandler 1 weist auch eine Steuereinheit 16 auf, welcher ausgangsseitig mit Steueranschlüssen der Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 des Wechselrichters 7 verbunden ist. Die Steuereinheit 16 ist ausgebildet, die Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 zum Erzeugen einer Wechselspannung gemäß dem Phase-Shifted-Full-Bridge-Ansteuerverfahren anzusteuern.
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Die Steuereinheit 16 ist dazu ausgangsseitig mit einem Steueranschluss 20 des Halbleiterschalters 9, mit einem Steueranschluss 21 des Halbleiterschalters 11, mit einem Steueranschluss 22 des Halbleiterschalters 10 und mit einem Steueranschluss 23 des Halbleiterschalters 12 verbunden. Die Steueranschlüsse 20, 21, 22 und 23 sind jeweils ein Gate-Anschluss im Falle eines Feldeffekttransistors als Halbleiterschalter.
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Die Steuereinheit 16 weist auch eine Stromerfassungsvorrichtung 17 auf, welche eingangsseitig mit dem Stromsensor 13 verbunden ist. Die Stromerfassungsvorrichtung 17 ist beispielsweise durch einen Messverstärker gebildet. Die Steuereinheit 16 weist auch eine Spannungserfassungsvorrichtung 18 auf, welche eingangsseitig mit dem Verbindungsknoten 8 und mit dem Verbindungsknoten 6 verbunden ist. Der Verbindungsknoten 6 bildet in diesem Ausführungsbeispiel den zuvor erwähnten Anschluss der Primärspule 3 und den Ausgang der Halbbrücke, gebildet durch die Halbleiterschalter 11 und 12. Die Spannungserfassungsvorrichtung 18 ist eingangsseitig auch mit den Anschlüssen 15 und 14 verbunden. Die Spannungserfassungsvorrichtung 18 ist ausgebildet, eine über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 10 oder über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 9 abfallende Spannung zu erfassen und ein die Spannung repräsentierendes Ausgangssignal zu erzeugen.
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Die Steuereinheit 16 weist auch eine Verarbeitungseinheit 19 auf, welche beispielsweise als Mikrocontroller oder als Mikrocomputer, CPLD (CPLD = Complex-Programmable-Logic-Device), als Digitaler Signalprozessor oder als FPGA (FPGA = Field-Programmable-Gate-Array) ausgebildet ist.
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Die Verarbeitungseinheit 19 ist ausgebildet, die Steuersignale zum Ansteuern der Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 des Wechselrichters 7 zu erzeugen. Steuersignale, welche von der Verarbeitungseinheit 19 erzeugt worden sind, sind in 2 beispielhaft dargestellt.
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Der Wandler 1 weist auch einen Gleichrichter 24 auf, welcher mit der Sekundärspule 4 des Transformators 2 verbunden ist. Der Gleichrichter 24 ist in diesem Ausführungsbeispiel als Diodengleichrichter ausgebildet. Der Gleichrichter 24 weist einen Ausgang 25 auf, welcher einen positiven Anschluss für ein Bordnetz eines Kraftfahrzeugs bildet und einen Ausgang 26 auf, welcher einen negativen Anschluss für ein Bordnetz für ein Kraftfahrzeug bildet.
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Die Verarbeitungseinheit 19 ist ausgebildet, die Steuersignale zum Ansteuern der Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 in Abhängigkeit des Ausgangssignals der Spannungserfassungsvorrichtung 18 und weiter in Abhängigkeit des Ausgangssignals der Stromerfassungsvorrichtung 17 zu erzeugen. Das Ausgangssignal der Stromerfassungsvorrichtung 17 repräsentiert einen von dem Stromsensor 13 erfassten, durch die Primärspule 3 fließenden Primärspulenstrom.
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Die zuvor beschriebenen Verbindungen zwischen elektrischen Komponenten des Wandlers sind elektrische Verbindungen. Die Verbindungen zwischen den Komponenten bedeutet auch, dass Komponenten, welche mit einer Komponente des Wandlers verbunden sind, Bestandteil des Wandlers sind.
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2 zeigt beispielhaft Steuersignale, welche von dem in 1 dargestellten Wandler, insbesondere der Verarbeitungseinheit 19 der Steuereinheit 16 erzeugt worden sind. 2 zeigt dazu ein Diagramm, in welchem eine Abszisse 36 eine Zeitachse bildet, und eine Ordinate 37, welche eine Amplitude einer elektrischen Spannung repräsentiert.
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Dargestellt ist eine Kurve 43, welche eine von dem Halbleiterschalter 9 geschaltete Spannung repräsentiert, eine Kurve 43, welche eine von dem Halbleiterschalter 10 geschaltete Spannung repräsentiert, eine Kurve 44, welche eine von dem Halbleiterschalter 11 in 1 geschaltete Spannung repräsentiert und eine Kurve 45, welche eine von dem Halbleiterschalter 12 geschaltete Spannung repräsentiert. Die in 1 dargestellten Halbleiterschalter 9, 10, 11 und 12 werden von der Verarbeitungseinheit 19 der Steuereinheit 16 gemäß dem Phase-Shifted-Full-Bridge-Ansteuerverfahren angesteuert, sodass die zuvor beschriebenen Kurven 42, 43, 44 und 45 gemeinsam einen Spannungsverlauf 41 einer Wechselspannung ergeben, welcher von dem Wechselrichter 7 in 1 auf die Primärspule 3 des Transformators 2 geschaltet werden kann.
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Eine Kurve 40 repräsentiert einen Stromverlauf eines Primärspulenstromes durch die Primärspule 3 des Transformators 2 während des Phase-Shifted-Full-Bridge-Ansteuerns des Wechselrichters 7 durch die Steuereinheit 16, insbesondere die Verarbeitungseinheit 19. Dargestellt sind auch zwei Zeitpunkte 38 und 39. Zum Zeitpunkt 38 kann der Halbleiterschalter 11 mit der Bedingung geschaltet werden, dass eine über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters beim Schalten anliegende Spannung möglichst klein ist oder gleich Null ist. Zum Zeitpunkt 39 beträgt eine über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 10 liegende Spannung beim Schalten Null oder sie ist möglichst klein.
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3 zeigt ein Diagramm mit einer Zeitachse 27 und einer Amplitudenachse 28. In dem Diagramm repräsentiert eine Kurve 32 einen gemessenen Primärspulenstrom durch die Primärspule 3 in 1. Eine Kurve 33 repräsentiert eine Steuerspannung am Anschluss 22, nämlich dem Gate-Anschluss des Halbleiterschalters 9 in 1, erzeugt durch die Steuereinheit 16 in 1. Eine Kurve 35 repräsentiert eine über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 9 abfallende Spannung. Die Kurve 34 repräsentiert eine über der Schaltstrecke des Schalttransistors 12 abfallende Spannung. Der Amplitudenwert 70 entspricht einem Nullwert für die Kurve 35, die die Schaltstreckenspannung des Halbleiterschalters 9 repräsentiert. Der Amplitudenwert 71 entspricht einem Nullwert für die Kurve 33, die eine Steuerspannung am Steueranschluss des Halbleiterschalters 9 repräsentiert. Der Amplitudenwert 72 entspricht einem Nullwert für die Kurve 32, die den Primärspulenstrom repräsentiert.
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Dargestellt ist auch ein Soll-Schaltzeitpunkt 29, zu dem der Halbleiterschalter 10 – gesteuert durch die Verarbeitungseinheit 19 in 1 – seine Schaltstrecke schließen, das heißt einschalten soll. Der Halbleiterschalter 10 hat jedoch – bedingt durch die zuvor erwähnte Schaltverzögerung, verursacht durch Bauteilparameter für die Steuereinheit 16 in 1, weiter beispielsweise Bauteilparameter für die Halbleiterschalter, weiter beispielsweise Umwelteinflüsse wie eine Temperatur, eine Schaltverzögerung erzeugt, sodass der Halbleiterschalter 10 verspätet zum Schaltzeitpunkt 30 einschaltet. Das Schaltverzögerungsintervall 31, welches sich zwischen dem Zeitpunkt 29 und dem Zeitpunkt 30 erstreckt, ist bezeichnet.
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Die Steuereinheit 16, insbesondere die Verarbeitungseinheit 19 der Steuereinheit 16 in 1 ist ausgebildet, den quasiresonant schaltenden Halbleiterschalter 10 mit dem Schaltverzögerungsintervall 31’ vor dem Schaltzeitpunkt, bei dem die Schaltstreckenspannung minimal oder Null ist zum Schalten zu einem Ansteuerzeitpunkt 65 anzusteuern.
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Das Schaltverzögerungsintervall kann wie im Folgenden in 4 beschrieben, mittels der Modell-Prädiktiven Regelung geändert werden.
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4 zeigt beispielhaft ein Ausführungsbeispiel für eine Regeleigenschaft der in 1 dargestellten Steuereinheit 16, insbesondere der Verarbeitungseinheit 19. Dazu weist die Verarbeitungseinheit 19 einen Regler auf, welcher ausgebildet ist, den Schaltzeitpunkt zum Schalten der Halbleiterschalter beim Nulldurchgang der Schaltstreckenspannung, erfasst durch die Spannungserfassungsvorrichtung 18 in 1, mittels einer Modell-Prädiktiven-Regelung zu bestimmen.
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Die Regelungseigenschaft des Reglers wird nun im Folgenden beschrieben:
Zu einem Schritt 46 wird von der Spannungserfassungseinheit 18 geprüft, ob eine Schaltstreckenspannung der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 9 Null beträgt. Der Halbleiterschalter 9 ist dann geöffnet worden. Zu einem Schritt 47 wird ein Wert für ein vorbestimmtes Verzögerungszeitintervall in ein Register für den Halbleiterschalter 10 geladen. Während eines Schrittes 48 wird der Registeranhalt des zuvor im Schritt 47 geladenen Registers um einen vorbestimmten Wert dekrementiert. Beträgt der Wert des Registers für den Halbleiterschalter 10 gleich Null, so wird der Halbleiterschalter 10 am Steueranschluss 22 von der Steuereinheit 16 eingeschaltet.
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Das zuvor beschriebene Abzählen des Registerwertes für den Halbleiterschalter 11 durch Dekrementieren kann beispielsweise im Takt von einer Nanosekunde erfolgen. Die Verarbeitungseinheit 19 in 1 kann zum Erzeugen des Takts mit einem Zeitgeber, beispielsweise Schwingquarz verbunden sein.
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In einem Schritt 49 wird vor dem Einschalten des Halbleiterschalters 10 die über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 10 abfallende Spannung erfasst. Beträgt die Spannung über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 10 kleiner gleich einem vorbestimmten Spannungswert, beispielsweise fünf Volt, so wird in einem weiteren Schritt 53 das Verzögerungszeitintervall um einen Delta-Wert verkleinert. Der vorbestimmte Spannungswert entspricht beispielsweise einem Spannungswert der Kurve 35 im Bereich des Zeitpunktes 29 in 3.
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Beträgt die Spannung im Schritt 49 mehr als den vorbestimmten Spannungswert, so wird in einem weiteren Schritt 50 – insbesondere als weiteres Kriterium – von dem Stromsensor 13 der Primärspulenstrom des Transformators 2 erfasst und von der Steuereinheit 10, insbesondere der Verarbeitungseinheit 19, geprüft, ob zum Zeitpunkt des Schritts 50 der Transformatorstrom Null beträgt, oder sich im zeitlichen Verlauf des Transformatorstromes ein Vorzeichenwechsel gezeigt hat. Wenn eine dieser zuvor genannten Bedingungen im Schritt 50 erfüllt ist, so wird mit dem zuvor beschriebenen Schritt 53 fortgefahren.
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Sind keine der beiden zuvor beschriebenen Bedingungen im Schritt 50 erfüllt, so wird in einem weiteren Schritt 51 geprüft, ob eine Schaltstreckenspannung der über der Schaltstrecke des Halbleiterschalters 10 abfallenden Spannung monoton sich ändernd verlaufend ist, insbesondere in entgegengesetzter Richtung im Vergleich zu einem Zeitabschnitt vor der monotonen Änderung. War der Spannungsverlauf wie im Beispiel in 3 vor dem Zeitpunkt 29 monoton fallend, so wird geprüft, ob zum Abfragezeitpunkt der Spannungsverlauf 35 monoton steigend ist, was bedeutet, dass der Zeitpunkt 29 verfehlt wurde. Wenn die Bedingung also nicht erfüllt ist, wird mit dem Schritt 53 weiter verfahren.
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Ist die Schaltstreckenspannung gemäß Schritt 51 monoton ändernd, so wird in einem weiteren Schritt 52 geprüft, ob der Registerinhalt des Registers, das das Verzögerungszeitintervall repräsentiert, bereits Null beträgt. Ist dies zum Zeitpunkt des Schrittes 52 bereits der Fall, so wird mit einem Schritt 55 fortgefahren. Wenn dies im Schritt 52 nicht der Fall ist, wird mit dem Schritt 48, wie zuvor beschrieben, weiter verfahren.
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Nach dem Schritt 53, in dem das Verzögerungszeitintervall um einen Delta-Wert verkleinert wurde, wird der Halbleiterschalter 10 in einem Schritt 54 zum Schließen angesteuert.
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Wenn der Registerinhalt im Schritt 52 zum Zeitpunkt des Schrittes 52 abgelaufen ist, so kann im Schritt 48 anstelle des Dekrements, in einem Schritt 55 dem Register für das Verzögerungszeitintervall des Halbleiterschalters 10 ein Wert zugewiesen werden, welcher einem Verzögerungszeitintervall gemäß einem schlimmsten anzunehmenden Fall entspricht.
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Der Wert für das Verzögerungszeitintervall für den schlimmsten anzunehmenden Fall ist größer als der vorbestimmte Wert in Schritt 47. Während des Schrittes 53 kann bei der nachfolgenden Prozedur – wie bereits beschrieben – anstelle des zuvor beschriebenen Subtrahieren eines Delta-Wertes ein Delta-Wert addiert werden. Dies ist durch die gestrichelte Schrittverbindung 64 vom Schritt 55 zum Schritt 53 dargestellt. Die Schrittverbindung 64 bedeutet, dass die Schritte 49, 50, 51, und 52 durchlaufen werden, und in Abhängigkeit der Abfragen wie zuvor beschrieben mit dem Schritt 53 fortgesetzt wird. Der Delta-Wert ist kleiner als der vorbestimmte Wert des Verzögerungszeitintervalls.
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Ist nach der Abfrage in Schritt 55 das Verzögerungszeitintervall abgelaufen, so wird in einem Schritt 63 ein Fehlersignal erzeugt. Die Steuereinheit 16 in 1 kann den Wandler 1 in Abhängigkeit des Fehlersignals mit dem vorbestimmten Wert für das Verzögerungszeitintervalls gemäß Schritt 47 ansteuern, oder zusätzlich eine Warnlampe aktivieren, oder den Wandler abschalten.
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Auf diese Weise schwankt der Schaltzeitpunkt um den optimalen Schaltzeitpunkt minimaler Schaltstreckenspannung hin und her, nämlich mit einem Zeitintervall, das dem zuvor beschriebenen Delta-Wert in Schritt 53 oder Schritt 48 beziehungsweise 55 entspricht.
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Der optimale Schaltzeitpunkt wird so jedoch genauer getroffen, als ohne die Modell-Prädiktive Regelung der Verarbeitungseinheit 19, also nur mittel des Phase-Shifted-Ansteuerns der Halbleiterschalter-Vollbrücke.
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Die Verarbeitungseinheit 19 ist beispielsweise ausgebildet, bei schnellen Lastwechseln nur mit initialen Default-Werten für das Verzögerungszeitintervall zu regeln. Der initiale Default-Wert, für das Verzögerungszeitintervall kann in Abhängigkeit einer Umgebungstemperatur, eines Arbeitspunktes des Wandlers in Abhängigkeit eines Laststromes, oder in Abhängigkeit einer eingangsseitig anliegenden Hochvolt-Spannung an den Anschlüssen 14 und 15 im 1 aus einer Look-Up-Tabelle ausgelesen werden.
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Die Steuereinheit 16 kann einen in 1 nicht dargestellten Speicher mit der Look-Up-Tabelle aufweisen, der mit der Verarbeitungseinheit 19 verbunden ist.
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Eine Regelung einer Pulsbreite der zu erzeugenden Wechselspannung kann in Abhängigkeit eines Spitzenstromes, erfasst durch den Stromsensor 17, erfolgen, auch Peakcurrentmode genannt. Die Steuereinheit 16 kann einen mit dem Stromsensor verbundenen Komparator aufweisen, welcher ausgebildet ist, den Primärspulenstrom mit einem vorbestimmten Vergleichswert zu vergleichen, wobei der Vergleichswert einen festen Wert, oder einen variablen Wert in Abhängigkeit des Arbeitspunktes des Wandlers aufweisen kann.
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Die Änderungswerte für das Verzögerungsintervall, zuvor Delta-Wert genannt, können ebenfalls aus dem zuvor genannten Look-Up-Speicher in Abhängigkeit einer Umgebungstemperatur oder des Laststromes aus dem Look-Up-Speicher ausgelesen werden, und so als Regelparameter zur Regelung des Schaltzeitpunktes dienen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- „Applikation Report SLUA 107A, Texas Instruments, August 2011“ [0003]
