WO2022122436A2

WO2022122436A2 - Effizienter antrieb für piezoelektrische trägheitsmotoren

Info

Publication number: WO2022122436A2
Application number: PCT/EP2021/083293
Authority: WO
Inventors: Burhanettin Koc; Sebastian Kist
Original assignee: Physik Instrumente (Pi) Gmbh & Co. Kg
Priority date: 2020-12-08
Filing date: 2021-11-29
Publication date: 2022-06-16
Also published as: EP4260453A2; WO2022122436A3; CN116601862A; DE102020132640B3; US20240030834A1

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung und ein Steuerverfahren für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor. In der Haftphase werden ein erstes Schaltelement und ein zweites Schaltelement einander entgegengesetzt durch Pulsweitenmodulation geschaltet, wobei ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes von An und Aus anwächst die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor und eine Induktivität gefiltert wird, und ein erster Ladungsvorgang durchgeführt wird, und am Beginn einer Gleitphase die Zeitanteile des ersten Schaltzustandes und des zweiten Schaltzustandes umgekehrt werden, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor ein dem ersten Ladevorgang entgegengesetzten zweiten Ladevorgang durchgeführt wird. Die bereitgestellte Konfiguration ermöglicht durch das Speichern elektromagnetischer Energie in der Induktivität die Minderung von Energiedissipation als Wärme und kann zum energieeffizienten Antrieb für Trägheitsmotoren beitragen.

Description

Effizienter Antrieb für piezoelektrische Trägheitsmotoren

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung sowie ein Steuerverfahren für einen piezoelektrischen T rägheitsmotor.

In piezoelektrischen Motoren mit Trägheitsantrieb erzeugt die tangentiale Komponente der Vor- und Zurückbewegung an einem Kontakt zwischen einem Gleitstück und einem Stator eine Bewegung. In einer Richtung der Tangentialbewegung wird das Statorelement langsam aktiviert. Während dieser Aktivierungszeit, der „Haftphase“ oder „langsamen Phase,“ ist die auf das Gleitstück wirkende Trägheitskraft kleiner als die Reibungskraft: das Gleitstück haftet an der Kontaktfläche des Stators und bewegt sich mit ihm. In der entgegengesetzten Richtung der Tangentialbewegung wird der Stator schneller deaktiviert, relativ zu seiner Anfangsposition. Während dieser Zeit, der „Gleitphase“ oder „schnellen Phase“, ist die auf das Gleitstück wirkende Trägheitskraft größer als die Reibungskraft, sodass das Gleitstück am Stator gleitet und hinter der Kontaktfläche des Statorelements zurückbleibt. Am Ende eines Zyklus, oder innerhalb eines Zyklus von Haft- und Gleitphase, macht das Gleitstück einen mikroskopischen Schritt. Die Akkumulation dieser mikroskopischen Schritte erzeugt eine makroskopische Bewegung.

Fig. 1 zeigt einen Stator 10 eines piezoelektrischen Trägheitsmotors, welcher einen elastischen Rahmen 14, eine Reibungsspitze 12 als Kontakt, und Schrauben 13 zum Einstellen von Vorspannung und Toleranz umfasst. Wie in Fig. 1 gezeigt, kann der Stator eines Trägheitsmotors zwei Aktoren 11 ab, beispielsweise mehrschichtige Aktoren 1 und 2 mit mehreren übereinanderliegenden Kristallschichten haben, welche jeweils Kapazitäten Ca1 und Ca2 aufweisen. Während einer der beiden Aktoren sich ausdehnt, zieht sich der andere Aktor zusammen, um die anhand eines Pfeils 15 illustrierte Vor-und-Zurück- Tangentialbewegung zu erzeugen.

Fig. 2 zeigt einen Stator 20 eines piezoelektrischen T rägheitsmotors mit einem einzelnen Aktor 21 oder Mehrschicht-Aktor als Antriebsquelle, wobei gleichartige Elemente dieselbe Bezeichnung haben wie in Fig. 1. Hier braucht nur ein elektronischer Kanal mit dem Aktor verbunden sein.

Fig. 3 zeigt ein Foto eines piezoelektrischen Mehrschicht-Aktors. Mehrschicht-Aktoren können in elektronischen Schaltkreisen als kapazitive Elemente aufgefasst werden. Zur Verdeutlichung werden in der vorlegenden Beschreibung Aktoren als „kapazitive piezoelektrische Aktoren“ bezeichnet. In Allgemeinen werden sie gemäß einem Kondensator in einem Tiefpassfilter verwendet. In einem Trägheitsmotor mit zwei Aktoren werden zwei piezoelektrische Aktoren oder Einkristall-Mehrschichtaktoren oder Bulk-Aktoren in einem Stator-Element mit zwei gegenphasigen („gespiegelten“) sägezahnartigen Signalen angetrieben. In einer solchen Struktur finden Ausdehnung und Zusammenziehen synchron in entgegengesetzten Richtungen statt. Während der eine Aktor sich ausdehnt, muss der andere Aktor sich zusammenziehen (oder schrumpfen oder kontrahieren).

Ein am piezoelektrischen Element innerhalb eines Motors anliegendes Signal hat typischerweise eine Sägezahnform. Eine typische idealisierte Sägezahn-Wellenform eines Signals für einen Trägheitsmotor ist in Fig. 4 gezeigt. Während der langsamen Phase oder Haftphase dehnt sich der eine Aktor langsam aus, und der andere Aktor zieht sich langsam zusammen. Langsames Ausdehnen und Zusammenziehen eines Mehrschicht-Aktors entspricht dem oder ist gleichbedeutend dem langsamen Aufladen oder Entladen eines Kondensators.

Entsprechend dehnt sich während der Schnellen Phase oder Gleitphase der eine piezoelektrische Aktor schnell aus, während sich der andere schnell zusammenzieht. Schnelles Ausdehnen oder Zusammenziehen entspricht dem schnellen Aufladen bzw. Entladen eines Kondensators. Der Kondensator ist hier die Kapazität eines Mehrschicht- Aktors. In dieser Offenbarung werden Aktoren weitgehend wie Kondensatorelemente, die in Filterkomponenten von Antriebsschaltkreisen verwendet werden, behandelt.

In Fig. 4 entsprechen die beiden skizzierten Wellenformen den Steuersignalen für zwei sich entgegengesetzt ausdehnenden und zusammenziehenden Aktoren in einem Stator eines piezoelektrischen Trägheitsmotors. Für Aktoren mit nur einem Mehrschicht-Aktor genügt es, eine der beiden Sägezahn-Wellenformen zu betrachten.

Sägezahnförmige Signal-Wellenformen der Steuersignale für die Aktoren können abgeflachte Abschnitte zwischen der langsamen und schnellen Phase bzw. am Übergang von der langsamen zur schnellen Phase haben. Dies ist in idealisierter Weise in Fig. 5 gezeigt.

Einfache Audioverstärker können selbst dann keinen Trägheitsmotor antreiben, wenn die Frequenz des Sägezahn-Signals in einem Bereich von mehreren hundert kHz bis 20 kHz liegt. Der Grund hierfür ist, dass die schnelle Phase des Sägezahnsignals so kurz wie möglich im Bereich von 0,5 bis 2 ps sein muss, unabhängig von der Betriebsfrequenz. Wenn die Betriebsfrequenz ungefähr bei 20 kHz liegt, wie im Fall von standardmäßiger Audioverstärker, ist es nicht möglich, eine schnelle Phase von 0.5 ps anzusteuern. Ein Antrieb sollte mindestens 1 MHz Bandbreite haben. Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren für den effizienten Antrieb piezoelektrischer Trägheitsmotoren bereitzustellen. Die Effizienz bezieht sich hierbei auf die zum Antrieb aufgewendete elektrische Energie und die Möglichkeit zur Miniaturisierung von Antriebsschaltungen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Einige vorteilhafte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, eine Induktivität und eine Aktor-Kapazität zu benutzen, um mit einer sägezahnähnliche nicht-symmetrische Spannungs-Wellenform einen piezoelektrischen Aktor anzusteuern. Üblicherweise werden resistive Elemente (Widerstände) mit piezoelektrischen Aktoren verwendet. Die Benutzung von Induktivitäten anstatt resistiver Elemente wird durch den Hochfrequenzbetrieb von Schaltelementen wie GaN- (Galliumnitrid)- Transistoren ermöglicht.

Üblicherweise hat ein eine Spannungswellenform, wenn induktive Elemente in Reihe mit einem piezoelektrischen Aktor verwendet werden, eine sinusartige Form. Mit der vorgeschlagenen Schaltkreistopologie können nichtsymmetrische Signalwellenformen durch den Betrieb von GaN-Transistoren bei sehr hohen Frequenzen selbst dann erzielt werden, wenn induktive Elemente eingesetzt werden.

Ein besonderer Ansatz der vorliegenden Erfindung ist die Anpassung der Klasse-D- Verstärkertopologie für den Antrieb piezoelektrischer Trägheitsmotoren, in denen Schaltelemente wie GaN-Transistoren, die in hohen Frequenzen mit geringem Durchlasswiderstand betrieben werden können, implementiert werden.

Die in der vorliegenden Offenbarung beschriebenen Antriebs- und Steuerverfahren lassen sich in piezoelektrischen Trägheitsmotoren sowohl mit zwei Aktoren als Antriebsquelle als auch mit nur einem Aktor anwenden.

Während der schnellen Phase lädt oder entlädt eine Halbbrücken-Hochfrequenzschaltung der H-Brücken-Hochfrequenzschaltung den Kondensator eines piezoelektrischen Aktors, oder im Fall zweier piezoelektrischer Aktoren laden und entladen zwei Halbbrücken- (oder H-Brücken) Hochfrequenzschaltungen die beiden Kondensatoren der Aktoren parallel. Die Aktor-Kapazität und kleine Induktivitäten, die in Resonanz betrieben werden, bewirken schnelles Aufladen bzw. Entladen des Kondensators. Die Kondensatoren der Aktoren laden sich gemäß einer Sprungantwort auf oder entladen sich gemäß einer natürlichen Antwort einer RLC- (Widerstand-Induktivität-Kapazität) Reihenkonfiguration. Langsames Aufladen und Entladen findet durch das Anwenden von Hochfrequenz-Pulsweitenmodulationssignalen (PWM- Signalen) statt, im Fall zweier Aktoren synchron und entgegengesetzt zu den Eingängen einer einzelnen Halbbrücke.

Im Gegensatz zu rein resistiven Elementen wird während Auflade-oder Entladezeiten der Strom, der eine Induktivität durchläuft, in ihr als elektrische Energie gespeichert, anstatt vollständig als Wärme dissipiert (abgeleitet) zu werden. Diese gespeicherte Energie wird während der folgenden schnellen Entlade- oder Ladedauer benutzt. Als Ergebnis wird der von der Quelle zuzuführende Strom und somit die dissipierte Energie in der Induktivität und im Aktor verringert. Weil GaN-Transistoren als Schaltelemente mit hohen Frequenzen (1 bis 40 MHz) betrieben werden können, können kleine Induktivitäten benutzt werden, welche geeignet sind, bei hohen Frequenzen mit hoher Effizienz zu funktionieren. Als Ergebnis kann eine Wärmesenke eliminiert werden, was eine Miniaturisierung der Antriebsschaltkreise ermöglicht.

Ferner wird ein drahtloses Steuerverfahren für den Antrieb eines Piezoelektrischen Trägheitsmotors bereitgestellt. Durch das Betreiben einer übertragenden Spule bei hoher Frequenz durch Schaltelemente wie GaN-Transistoren wird eine elektromagnetische Energie erzeugt. Die elektromagnetische Energie wird von einer empfangenden Spule (oder Spulen) aufgenommen und in Strom umgewandelt. Dieser Strom wird zum Aufladen oder Entladen des/der Kondensator(en) der piezoelektrischen Aktoren (oder des Aktors) verwendet und erzeugen somit Ausdehnung oder Zusammenziehen der piezoelektrischen Aktoren.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Steuervorrichtung für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor bereitgestellt, welche umfasst: einen kapazitiven piezoelektrischen Aktor, eine Induktivität, ein erstes Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die Induktivität mit einem ersten Potenzial verbindet, ein zweites Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die Induktivität mit einem vom ersten Potenzial verschiedenen zweiten Potenzial verbindet; und ein Steuerelement, das geeignet ist, in einer Haftphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement mit Pulsweitenmodulation einander entgegengesetzt wiederholt zu schalten, wobei in der Pulsweitenmodulation ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von Schaltzuständen An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes anwächst und die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor und die Induktivität gefiltert wird, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor schrittweise einen ersten Ladungsvorgang von Ladevorgängen Aufladen und Entladen durchzuführen, und am Beginn einer Gleitphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors den Zeitanteil des ersten Schaltzustandes und den Zeitanteil des zweiten Schaltzustandes umzukehren, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor einen dem ersten Ladevorgang entgegengesetzten zweiten Ladevorgang durchzuführen.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerverfahren für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor bereitgestellt, umfassend, in einer Haftphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors, einander entgegengesetztes wiederholtes Schalten eines ersten Schaltelements, das einen kapazitiven piezoelektrischen Aktor über eine Induktivität mit einem ersten Potenzial verbindet und eines zweiten Schaltelements, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die Induktivität mit einem zweiten Potenzial verbindet, mit Pulsweitenmodulation, wobei in der Pulsweitenmodulation ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von Schaltzuständen An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes anwächst und die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor und die Induktivität gefiltert wird, wodurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor schrittweise ein erster Ladungsvorgang von Ladevorgängen Aufladen und Entladen durchgeführt wird, und am Beginn einer Gleitphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors, Umkehren des Zeitanteils des ersten Schaltzustandes und des Zeitanteils des zweiten Schaltzustandes, wodurch am kapazitiven elektrischen Aktor ein dem ersten Ladungsvorgang entgegengesetzter zweiter Ladungsvorgang durchgeführt wird.

Zum Beispiel kann ein gedämpfter Schwingkreis, der den kapazitiven piezoelektrischen Aktor und die Induktivität enthält, im Übergang von der Gleitphase zur Haftphase ein Überschwingen aufweisen.

Zum Beispiel stellt die Induktivität kann eine erste Induktivität dar, das erste Schaltelement verbindet den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die erste Induktivität mit dem ersten Potenzial, und die Vorrichtung umfasst eine zweite Induktivität, ein drittes Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die zweite Induktivität mit dem ersten Potenzial verbindet, und ein viertes Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die die zweite Induktivität mit dem zweiten Potenzial verbindet, wobei das Steuerelement geeignet ist, in der Gleitphase das dritte Schaltelement beim ersten Ladevorgang (von Aufladen und Entladen bzw. Aufladen in und entgegen der Polarisationsrichtung des kapazitiven piezoelektrischen Aktors) gleich dem ersten Schaltelement zu schalten und beim zweiten Ladevorgang das vierte Schaltelement gleich dem zweiten Schaltelement zu schalten.

Die Induktivität kann eine erste Induktivität darstellen, und der kapazitive piezoelektrische Aktor über die erste Induktivität mit dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement verbunden, und die Steuervorrichtung kann umfassen: eine dritte Induktivität, ein fünftes Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die dritte Induktivität mit dem ersten Potenzial verbindet, und ein sechstes Schaltelement, das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die dritte Induktivität mit dem zweiten Potential verbindet, wobei das Steuerelement geeignet ist, das fünfte Schaltelement gleich dem zweiten Schaltelement und das sechste Schaltelement gleich dem ersten Schaltelement zu schalten.

Zum Beispiel stellt die Induktivität eine empfangende Induktivität dar, die Steuervorrichtung enthält eine übertragende Induktivität und der kapazitive piezoelektrische Aktor ist induktiv über die empfangende Induktivität und die übertragende Induktivität mit dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement verbunden.

Die Steuervorrichtung kann dazu ausgelegt sein, den ersten Ladevorgang und den zweiten Ladevorgang berührungslos über die übertragende Induktivität und die empfangende Induktivität durchzuführen.

Zum Beispiel stellt der kapazitive piezoelektrische Aktor einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor dar, die empfangende Induktivität stellt eine erste empfangende Induktivität dar, und die Steuervorrichtung enthält eine zweite empfangende Induktivität und einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor, der induktiv über die zweite empfangende Induktivität und die übertragende Induktivität mit dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement verbunden ist, und der erste piezoelektrische Aktor und der zweite piezoelektrische Aktor sind in entgegengesetzter Polarisationsrichtung ausgerichtet.

Die Steuervorrichtung kann einen Transformator umfassen, der die übertragende Induktivität und die empfangende Induktivität enthält.

Zum Beispiel stellt der kapazitive piezoelektrische Aktor einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor dar, und die Steuervorrichtung umfasst einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor, der parallel oder in Reihe zum ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor in entgegengesetzter Polarisationsrichtung geschaltet ist.

Zum Beispiel stellt der kapazitive piezoelektrische Aktor einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor dar, die Induktivität stellt eine erste Induktivität dar, die Steuervorrichtung umfasst einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor, der über die vierte Induktivität durch ein siebtes Schaltelement mit dem ersten Potenzial und über ein achtes Schaltelement mit dem zweiten Potenzial verbunden ist, und das Steuerelement ist geeignet, das siebte Schaltelement dem ersten Schaltelement entgegengesetzt zu schalten und das achte Schaltelement dem zweiten Schaltelement entgegengesetzt zu schalten.

Zum Beispiel beträgt eine Frequenz der Pulsweitenmodulation mindestens 1 MHz. Die Frequenz der Pulsweitenmodulation kann mindestens um den Faktor 30 höher sein als eine Ladefrequenz des kapazitiven piezoelektrischen Aktors.

Zum Beispiel umfasst die Steuervorrichtung Galliumnitrid-Transistoren als Schaltelemente (das erste bis achte Schaltelement).

Der erste und der zweite Ladevorgang können Ladevorgänge Aufladen und Entladen oder Laden in Polarisationsrichtung des kapazitiven piezoelektrischen Aktors und Laden entgegen der Polarisationsrichtung des kapazitiven piezoelektrischen Aktors umfassen.

Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und den Zeichnungen, auf die bezüglich aller nicht im Text beschriebenen Einzelheiten ausdrücklich verwiesen wird. Es zeigen:

Fig. 1 einen Stator eines piezoelektrischen Trägheitsmotors mit zwei Aktoren.

Fig. 2 einen Stator eines piezoelektrischen Trägheitsmotors mit einem Aktor.

Fig. 3 einen piezoelektrischen Mehrschicht-Aktor.

Fig. 4 eine idealisierte Wellenform eines Signals für einen piezoelektrischen

Trägheitsmotor.

Fig. 5 eine idealisierte Wellenform eines Signals für einen piezoelektrischen

Trägheitsmotor.

Fig. 6 eine Schaltkreistopologie.

Fig. 7 Schaltzustände von Schaltelementen einer Schaltkreistopologie für langsames Aufladen und schnelles Entladen.

Fig. 8 entgegengesetzte idealisierte Wellenformen von Signalen für zwei Aktoren eines piezoelektrischen Trägheitsmotors.

Fig. 9 eine Schaltkreistopologie.

Fig. 10 Schaltzustände von Schaltelementen einer Schaltkreistopologie für langsames Entladen und schnelles Aufladen.

Fig. 11-14 eine Schaltkreistopologie

Figuren 15-17 eine Schaltkreistopologie. Fig. 18 eine Vollbrückenschaltung mit parallel verbundenen kapazitiven Aktoren.

Fig. 19 eine Vollbrückenschaltung mit in Reihe verbundenen kapazitiven Aktoren.

Fig. 20 eine Anordnung mit Transformatorkopplung.

Figuren 21-23 Anordnungen für berührungslosen Antrieb.

Figuren 24-25 gemessene Signalverläufe von Strom und Spannung an kapazitiven piezoelektrischen Aktoren.

Fig. 26 PWM-Signale zum Erzeugen von Spannungs-Wellenformen an kapazitiven piezoelektrischen Aktoren mit den idealisierten Wellenformen.

Fig. 27 ein PWM-Signal zum Erzeugen einer Spannungs-Wellenform an einem schnell aufladenden und langsam entladenden Aktor mit experimenteller Wellenform.

Fig. 28 ein PWM-Signal zum Erzeugen einer Spannungs-Wellenform an einem schnell entladenden und langsam aufladenden Aktor mit experimenteller Wellenform.

Fig. 29 Phasen der Spannungs-Wellenformen an kapazitiven piezoelektrischen Aktoren.

Fig. 30 eine Übergangsperiode von der Gleitphase zur Haftphase.

Figuren 31-33 die Abhängigkeit von Spannungssignal an Aktoren von der Frequenz eines Pulsweitenmodulationssignals.

Fig. 34 das Schaltbild eines RLC-Schwingkreises.

Fig. 35 eine Schaltkreistopologie als Beispiel eines RLC-Schwingkreises.

Fig. 36 das Ablesen einer Resonanzfrequenz eines RLC-Schwingkreises aus gemessenen zeitlichen Spannungs- und Strom Verläufen.

Figuren 37-38 einen Vergleich zwischen gemessenem und modelliertem Stromverlauf.

Fig. 39 eine Konfiguration eines RLC-Schwingkreises während der schnellen Phase mit natürlicher Antwort.

Fig. 40 eine Konfiguration eines RLC-Schwingkreises während der schnellen Phase mit Sprungantwort. Eine Schaltkreistopologie gemäß einer beispielhaften Ausführungsform wird in Fig. 6 gezeigt. Zu sehen sind hierbei nur Ausgangsabschnitte mit induktiven Elementen, die in Reihe mit den Aktoren verbunden sind.

Ein kapazitiver piezoelektrischer Aktor 621 ist über eine Induktivität 631 durch ein erstes Schaltelement 611 mit einem ersten Potenzial 641 und durch ein zweites Schaltelement 612 mit einem zweiten Potenzial 642 verbunden.

Beispielhaft ist das zweite Potenzial 642 als Erde (GRN, engl. „ground“) bezeichnet. Im Allgemeinen genügt es jedoch, dass die Potenziale 641 und 642 verschieden voneinander sind.

Wie in Fig. 6 gezeigt, ist der Aktor 621 zusätzlich zur Induktivität 631 über eine weitere Induktivität 632 durch Schaltelemente 613 und 614 mit den Potenzialen 641 und 642 verbunden.

Von den in Fig. 6 gezeigten Elementen genügen die obengenannten Elemente für die Ansteuerung eines einzelnen Aktors. Wird jedoch ein piezoelektrischer Trägheitsmotor durch zwei Aktoren angetrieben, so enthält die beschriebene Topologie, wie in Fig. 6 gezeigt, einen zweiten piezoelektrischen Aktor 622, der durch Schaltelemente 61 T und 613' mit dem ersten Potenzial 641 und über Schaltelemente 612'und 614'mit dem zweiten Potenzial 642 verbunden ist.

Demnach wird in der in Fig. 6 gezeigten Konfiguration jeder Aktor durch eine zweifache Halbbrücken-Schaltkreistopologie angesteuert und betrieben.

In der langsamen Phase oder Haftphase findet Aufladen oder Entladen durch eine Induktivität, zum Beispiel Induktivität 631 , statt. Hierzu werden die Schaltelemente 611 und 612 mit einem geeigneten Pulsweitenmodulationssignal angesteuert, welches synchrones Öffnen und Schließen der Schaltelemente 611 und 612 bewirkt, sodass das langsame Aufladen oder Entladen stattfinden kann. Die Schaltelemente 611 und 612 werden dabei einander entgegengesetzt wiederholt geschaltet, wie in Fig. 7 schematisch am Beispiel des langsamen Aufladens und schnellen Entladens des kapazitiven Aktors 621 dargestellt ist. Während Schaltelement 611 angeschaltet ist, ist Schaltelement 612 ausgeschaltet. Fig. 7 zeigt schematisch die Schaltzeiten und Schaltdauern der Schaltelemente, wobei Schaltdauern, Schaltzeiten und Synchronisation der Schaltelemente nicht als maßstabsgetreu und keinesfalls als einschränkend aufzufassen sind.

Wie außerdem in Fig. 7 zu erkennen ist, wächst in der Pulsweitenmodulation der langsamen Phase ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von Ein und Aus gegenüber dem jeweiligen entgegengesetzten Schaltzustand an. Am Schaltelement 611 werden die Aus-Pulse immer länger und die An-Pulse dementsprechend immer kürzer, während am Schaltelement 612 dazu synchron und entgegengesetzt die An-Pulse immer länger und die Aus-Pulse immer kürzer werden. Dieses Anwachsen des Zeitanteils des einen Schaltzustandes und die damit einhergehende Abnahme des Zeitanteils des anderen Schaltzustandes erfolgt nicht abrupt, sondern monoton bzw. kontinuierlich während der langsamen Phase.

Ein mittlerer Zeitanteil des ersten Schaltzustandes kann, über die langsame Phase gemittelt, größer sein als ein mittlerer Zeitanteil des zweiten Schaltzustandes, um den durch den Ladevorgang in der langsamen Phase zu erzielenden Ladezustand zu erreichen. So überwiegt im Mittel das Aufladen gegenüber dem Entladen, wenn der Aktor in der langsamen Phase aufgeladen wird, und das Entladen dem Aufladen, wenn der Aktor entladen wird.

Wie außerdem in Fig. 7 zu sehen ist, werden am Ende der langsamen Phase bzw. am Beginn der Gleitphase die Zeitanteile des ersten Schaltzustandes und des zweiten Schaltzustandes jeweils umgekehrt, um am jedem kapazitiven piezoelektrischen Aktor (einzelner Aktor 621 oder zwei Aktoren 621 ,622) den zum in der langsamen Phase durchgeführten Ladevorgang jeweils entgegengesetzten Ladevorgang durchzuführen. Im Beispiel von Fig. 7 wird der Aktor 621 , nachdem er langsam aufgeladen worden ist, in der Gleitphase schnell entladen.

Als Schaltelemente 611-614, 611 -614' können GaN-Transistoren verwendet werden. Wie aus Fig. 6 nachvollziehbar ist, sollten Schaltelemente 611 und 612 nicht gleichzeitig angeschaltet sein, ebenso wie die Schaltelementpaare 613-614, 611 -612' und 613'-614'. Wenn Schaltelement 611 angeschaltet und Schaltelement 612 ausgeschaltet ist, sind die Induktivität 631 und kapazitiver Aktor 621 , die miteinander in Reihe verbunden sind, mit einer Spannungsquelle verbunden, die das Potenzial +Vin hat, bzw. an der die Spannung +Vin anliegt. Unter dieser Bedingung lädt sich der kapazitive Aktor 621 auf. Wenn Schaltelement 611 ausgeschaltet und Schaltelement 612 angeschaltet ist, sind die in Reihe miteinander verbundenen Aktor 621 und Induktivität 631 über das Schaltelement 612 mit der Erde (GRN) oder allgemeiner mit dem zweiten Potenzial 642 verbunden. Unter dieser Konfiguration entlädt sich der kapazitive Aktor 621. Wenn sowohl Schaltelemente 611 , 613 als auch Schaltelemente 612, 614 ausgeschaltet sind, behält der kapazitive Aktor seine Ladung bzw. die an ihm anliegende Spannung / Potenziale und kein Strom durchfließt die mit L1 und L2 bezeichneten Induktivitäten 631 und 632. Obwohl nicht in Fig. 6 gezeigt, kann ein Ersatzwiderstand R in Reihe mit kapazitivem Aktor 621 und Induktivität 631 (Ca1-L1) sowie mit kapazitivem Aktor 621 und Induktivität 632 (Ca1-L2) jeweils in Reihe verbunden sein.

In Fig. 6 werden die Schaltelemente 611-614 benutzt, um den Strom, der die Induktivitäten 631 und 632 durchfließt, zu steuern, um den kapazitiven piezoelektrischen Aktor 621 aufzuladen oder zu entladen. In dieser Konfiguration können Schaltelemente 611 und 612 für das langsame Aufladen oder Entladen des Aktors 621 benutzt werden. Wenn ein geeignetes PWM-Signal die Schaltelemente 611 und 622 mit relativ hoher Frequenz (1 bis 40 MHz) in der langsamen Phase öffnet und schließt, können die Potenziale bzw. die Spannung an Aktor 621 durch Aufladen und Entladen verändert werden. Falls das PWM-Signal die durchschnittliche, über die PWM-Pulse gemittelte Zeitdauer, in der Schaltelement 611 angeschaltet ist, länger sein lässt als die durchschnittliche Zeitdauer, die das Schaltelement 611 ausgeschaltet ist, nimmt die elektrische Spannung am Aktor 621 zu. Dasselbe PWM-Signal lässt die durchschnittliche Zeitdauer, die Schaltelement 622 ausgeschaltet ist, länger sein als seine durchschnittliche Zeit, in der es angeschaltet ist.

Während des schnellen Entladens in der schnellen Phase können zusätzlich die Schaltelemente 613 und 614 aktiviert bzw. geschaltet werden. Um den kapazitiven Aktor 621 schnell zu entladen, können Schaltelemente 612 und 614 gemeinsam für eine kurze Zeitdauer (z. B. 0,1 bis 6 ps) in die An-Position gesetzt werden. Dies ist in Fig. 7 gezeigt, wo Schaltelement 614 durch einen kurzen oder engen Puls auf AN gesetzt wird. Das andere Entladungs-Schaltelement 612 ist zu diesem Zeitpunkt bereits auf AN-Position, sodass während dieses kurzen Pulses in der schnellen Phase die Schaltelemente 612 und 614 gleichzeitig angeschaltet sind. Eine solche Konfiguration bewirkt, dass Induktivitäten 631 und 632 parallel zwischen kapazitivem Aktor 621 und Erdanschluss (bzw. Anschluss am zweiten Potenzial 642) verbunden sind. Selbst wenn die gleichzeitige AN-Dauer der Schaltelemente 612 und 614 kurz ist, ist die Entladedauer von kapazitivem Aktor 621 bei einer natürlichen Antwort des RLC-Schaltkreises kurz, weil die Ersatzinduktivität L (als kombinierte Induktivität aus L1//L2) wegen der parallelen Verbindung der induktiven Elemente 631 und 632 verringert ist. Weil es sich bei der Antwort des RLC-Kreises um eine Sprungantwort eines untergedämpften Systems zweiter Ordnung handelt, kann ein Überschwingen stattfinden, gefolgt von einem Zyklus einer gedämpften Oszillation, der auch als „ringing“ bezeichnet wird. Schnelles Entladen inklusive Überschwingen und gedämpfter Oszillation können innerhalb einer kurzen Dauer von 0,1 bis 6 ps erfolgen. Daran anschließend wird die nachfolgende langsame Phase mit dem Aufladen von kapazitivem Aktor 621 durch Schaltelemente 611 und 612 eingeleitet.

Wie beschrieben, weist der gedämpfte Schwingkreis, welcher den kapazitiven piezoelektrischen Aktor 621 und die Induktivität 631 und etwaigen Ersatzwiderstand R sowie im Fall einer doppelten Halbbrücke zusätzlich die Induktivität 632 aufweist, im Übergang von der Gleitphase zur Haftphase ein Überschwingen auf. Während also der Trägheitsmotor am Ende eines Zyklus von der Gleitphase in die nächste Haftphase übergeht, kann in diesem Übergang von Gleit- zu Haftphase das Steuersignal, welches das Auf- und Entladen des kapazitiven Aktors 621 oder der Aktoren 621 , 622 eine Übergangsphase aufweisen, die das Überschwingen und die gedämpfte Oszillation umfasst.

Das Aufladen und Entladen eines zweiten kapazitiven Aktors 622, falls vorhanden, erfolgt in identischer Weise, wobei die Signale gespiegelt sind. In Fig. 8 sind idealisierte Spannungs- Wellenformen an den Aktoren 621 (links) und 622 (rechts) gezeigt, die das abgeflachte Sägezahnprofil der Signalformen aus Fig. 5 aufweisen. Für die Spiegelung bzw. Umkehr der Signale ist Schaltelement 611 identisch zu Schaltelement 612', Schaltelement 612 identisch zu Schaltelement 611', Schaltelement 613 identisch zu Schaltelement 614', und Schaltelement 614 identisch zu Schaltelement 613'geschaltet bzw. angesteuert.

Wie außerdem in Fig. 7 zu sehen ist, braucht Schaltelement 613 weder während der langsamen Phase noch während der schnellen Phase aktiviert werden und kann während des gesamten Zyklus in Aus-Position verbleiben. Im Allgemeinen kann die in Fig. 6 gezeigte Schalttopologie auch ohne das Schaltelement 613 implementiert werden. Jedoch erlaubt das Vorhandensein von vier Schaltelementen pro Aktor eine Umkehrbarkeit der in der langsamen Phase und schnellen Phase durchgeführten Schaltvorgänge und dadurch der Tangentialbewegung des Gleitstücks am Stator.

Ferner kann die vorliegende Erfindung, anders als in Fig. 6 gezeigt, mit einfacher Halbbrücke pro kapazitivem Aktor, das heißt ohne Induktivität 632 und zugehörige Schaltelemente 613 und 614 implementiert werden. Eine zweite Induktivität 612 das schnelle Aufladen bzw. Entladen beschleunigen und ferner durch ihre Energieaufnahme die Verminderung der Energiedissipation verbessern.

In ähnlicher Weise werden die Schaltelement geschaltet in der in Fig. 6 gezeigten Topologie zum Antrieb jedes Aktors durch jeweils zwei Halbbrücken und zwei Induktivitäten geschaltet, wenn der kapazitive Aktor 621 langsam entladen und schnell aufgeladen wird. Wenn Schaltelement 611 AUS und Schaltelement 612 AN ist, wie in Fig. 9, dann sind kapazitiver Aktor 621 und Induktivität 631 , die miteinander in Reihe verbunden sind, mit dem zweiten Potenzial 642 (der Erde, GRN) verbunden. In diesem Zustand entlädt sich der kapazitive Aktor 621. Wenn ein geeignetes PWM-Signal die Schaltelemente 611 und 621 einander entgegengesetzt mit relativ hoher Frequenz (1 bis 40 MHz) öffnet und schließt, wie schematisch in Fig. 10 dargestellt, kann das Potenzial am kapazitiven Aktor 621 langsam entladen werden.

Für schnelles Laden des kapazitiven Aktors 621 in der schnellen Phase bzw. Gleitphase zum Aufbau einer Spannung im Bereich von +Vin können die Schaltelemente 613 und 614 parallel zu den Schaltelementen 611 und 612 aktiviert bzw. geschaltet werden. Am den kapazitiven Aktor 621 schnell aufzuladen, werden die Schaltelemente 611 und 613 für kurze Zeit (0,1 bis 6 ps) auf den Zustand AN gesetzt. Dies ist in Fig. 10 gezeigt, wo Schaltelement 613 durch einen kurzen bzw. engen Puls auf AN gesetzt wird, während sich das andere Aufladungs- Schaltelement 611 bereits im Zustand AN befindet. Während Schaltelemente 611 und 613 sich im Schaltzustand AN befinden, sollten Schaltelemente 612 und 614 gleichzeitig im Schaltzustand aus sein. Also braucht Schaltelement 614, wie in Fig. 10 gezeigt, während des Schnellen Aufladens in der schnellen Phase nicht aktiviert werden. Wie in Fig. 7 sind auch in Fig. 10 die Schaltzeiten und die Synchronisation der Schaltelemente vereinfacht und nicht maßstabsgetreu dargestellt.

Selbst wenn die Dauer des Schaltzustandes AN für die Schaltelemente 611 und 613 in der schnellen Phase sehr kurz ist, verhält sich das Aufladen des kapazitiven Aktors, weil die Ersatzinduktivität L wegen der parallelen Verbindung der Induktivitäten 631 und 632 (L1//L2) auch reduziert ist, gemäß einer Sprungantwort oder Impulsantwort eines RLC-Schaltkreises (unter Berücksichtigung eines Ersatzwiderstandes R). Die hier in Bezug auf die Figuren 9 und 10 beschriebene Betriebsbedingung bewirkt langsames Entladen und schnelles Aufladen des kapazitiven Aktors 621 (des kapazitiven Elements der Kapazität Ca1), was gleichbedeutend mit langsamem Zusammenziehen und schnellem Ausdehnen des Aktors 621 ist.

Dazu synchron wird der kapazitiven piezoelektrischen Aktor 622 derart angesteuert, dass bei ihm langsames Aufladen/Ausdehnen und schnelles Zusammen Entladen/Zusammenziehen erfolgt. Insbesondere sind die Schaltbedingungen derart, dass Schaltelement 611 identisch mit Schaltelement 612', Schaltelement 612 identisch mit Schaltelement 611', Schaltelement 613 identisch mit Schaltelement 614' und Schaltelement 614 identisch mit Schaltelement 613'angesteuert wird. Idealisierte Spannungs-Wellenformen entsprechend der in Bezug auf Figuren 9 und 10 beschriebenen Schaltbedingungen sind in Fig. 11 für den kapazitiven Aktor 621 (links) in und für den kapazitiven Aktor 622 (rechts) gezeigt.

Für eine weitere beispielhafte Ausführungsform ist eine Schaltkreistopologie in Figuren 11 und 12 schematisch dargestellt, wobei auch hier nur die Ausgangsabschnitte mit induktiven Elementen, dargestellt sind, die in Reihe mit den Aktoren verbunden sind. In der gezeigten Konfiguration wird jeder Aktor (ein einzelner Aktor 621 oder zwei Aktoren 621 und 622) durch zwei Vollbrücken-Schalttopologien (oder H-Brücken-Schalttopologie) angetrieben, wobei auch nur eine einzelne H-Brücken-Topologie möglich ist.

Wie in Fig. 11 gezeigt, ist der kapazitive Aktor 621 durch das Schaltelement 1111 über die Induktivität 1131 mit dem ersten Potenzial 641 und durch das Schaltelement 1112'über die Induktivität 1131' mit dem zweiten Potenzial 642 in Reihe verbunden. Über eine weitere Verbindung verbindet Schaltelement 1112 den Aktor 621 über die Induktivität 1131 mit dem zweiten Potenzial 642, und Schaltelement 1111' verbindet den Aktor 621 über die Induktivität 1131' mit dem ersten Potenzial in Reihe.

Zusätzlich kann die Topologie, wie in Fig. 11 gezeigt, eine Induktivität 1132, über die der Aktor 621 durch das Schaltelement 1113 mit dem ersten Potenzial und durch das Schaltelement 1114 mit dem zweiten Potenzial verbunden ist, enthalten, sowie eine Induktivität 1132, über die der Aktor 621 über das Schaltelement 1113'mit dem ersten Potenzial und über das Schaltelement 1114'mit dem zweiten Potenzial verbunden ist.

Falls zusätzlich zu Aktor 621 noch ein zweiter Aktor 622 zum Antrieb des piezoelektrischen Motors vorhanden ist, dann ist dieser, wie in Fig. 12 gezeigt, in Entsprechung zur Topologie für den Aktor 621 über Induktivitäten 1231 , 1232, 1231'und 1232' durch Schaltelemente 1211- 1214 und 121 T-1214' mit den Potenzialen 641 bzw. 642 verbunden.

In dieser Konfiguration kann anstelle vom Aufladen oder Entladen eines Kondensators auch vom Laden eines Aktors mit positivem oder negativem Potenzial (oder dem Herbeiführen einer positiven oder negativen Spannung am Aktor) gesprochen werden. Das Laden eines kapazitiven piezoelektrischen Aktors kann ein elektrisches Feld im Aktor erzeugen. Falls das elektrische Feld nach dem Laden in derselben Richtung wie die Polarisationsrichtung des piezoelektrischen Aktors ausgerichtet ist, kann man die Kapazität des Aktors (oder den Kondensator, als welcher der Aktor im Schaltkreis fungiert) als „positiv aufgeladen“ bezeichnen. Falls das elektrische Feld nach dem Aufladen in der Polarisationsrichtung des piezoelektrischen Aktors entgegengesetzter Richtung geladen ist, kann man die Kapazität des Aktors als negativ geladen bezeichnen. Während sich ein positiv geladener oder positiv ladender Aktor ausdehnt, zieht sich ein negativ geladener oder negativ ladender Aktor zusammen.

Kapazität oder Kondensator 621 kann langsam durch gleichzeitiges Schalten der Schaltelemente 1111 und 1112' über die Induktivitäten 1131 und 113T mit PWM-Signalen auf ein positives Potenzial geladen werden, wobei die Schaltelemente 1111' und 1112 während der langsamen Phase, wie zuvor für die Schaltelemente 511 und 612 in Bezug auf Fig. 7 beschrieben, den Schaltelementen 1111 und 1112' entgegengesetzt wiederholt geschaltet werden. Nachdem das Potenzial bzw. die Ladung des Aktors einen bestimmten Wert, erreicht hat, werden in einem engen Puls die Schaltelemente 1112, 1114, 1111'und 1113' in gleichzeitig in den Schaltzustand AN versetzt, und Aktor 621 wird schnall in der schnellen Phase auf ein negatives Potenzial geladen. Ein solches Ansteuern erzeugt langsames Ausdehnung in der Haftphase und schnelles Zusammenziehen in der Gleitphase. Gleichzeitig kann ein zweiter Aktor 622, wie in Fig. 12 gezeigt, durch den Schaltelementen 1111-1114 und 111 T-1114' entgegengesetztes Schalten der Schaltelemente 1211-1214 und 121 T-1214' zum Zusammenziehen in der Haftphase und Ausdehnen in der Gleitphase angesteuert werden.

Um am Aktor 621 langsames Zusammenziehen in der Haftphase und Schnelle Ausdehnung oder Expansion in der Gleitphase zu erzeugen, wird Aktor 621 langsam auf ein negatives Potenzial geladen, wie in Fig. 13 gezeigt. Dies kann mit den Schaltelemente 1111'und 1112 durch die Induktivitäten 1131 und 1131' durch ein geeignetes PWM-Signal erfolgen. Nachdem das Potenzial am Aktor 621 einen bestimmten negativen Wert erreicht hat, wird die Kapazität des Aktors 621 durch alle gezeigten Induktivitäten 1131 , 1132, 1131'und 1132' und Schaltelemente 1111 , 1113, 1112' und 1114' mit einem engen Puls im AN-Zustand auf ein positives Potenzial geschaltet.

In ähnlicher Weise wird am zweiten Aktor 622 eine in Bezug auf den Aktor 621 gespiegelte Wellenform des Ladungssignals erzeugt. Die Kapazität des Aktors 622 kann mit einem PWM- Signal durch die Schaltelemente 1211 und 1212' und Induktivitäten 1231 und 1231' langsam auf ein positives Potenzial geladen werden. Nachdem das Potenzial am Aktor 622 einen bestimmten Wert erreicht hat, wird es durch einen engen Puls der Schaltelemente 1211 , 1214, 1211'und 1213' auf ein negatives Potenzial geladen. Ein solches Ansteuern erzeugt langsames Ausdehnen und schnelles zusammenziehen des Aktors 622.

Gemäß einer in den Figuren 15 und 16 gezeigten Ausführungsform wird jeder Aktor mit einer einfachen Halbbrücken-Schaltkreistopologie angesteuert. Wie in den Figuren zu sehen ist, fehlt im Vergleich zur in Fig. 6 gezeigten doppelten Halbbrücke jeweils eine zweite Induktivität und die damit verbundenen Schaltelemente.

In der in Fig. 15 gezeigten Konfiguration ist im Fall zweier Aktoren 621 und 622 das Schaltelement 611 , das den Aktor 621 über die Induktivität 631 mit dem ersten Potenzial 641 verbindet, mit dem Schaltelement 612', das den Aktor 622 über die Induktivität 631' mit dem zweiten Potenzial 642 verbindet, synchronisiert. In der Haftphase werden die beiden Schaltelemente 611 und 622'durch das PMW-Signal so angesteuert, dass beide Schaltelemente zur selben Zeit AN und AUS sind. Ca1 und Ca2 sind die Kapazitäten der beiden Aktoren 621 und 622. Im AN-Zustand jedes PWM-Signals für die Schaltelemente 611 und 612' lädt sich der kapazitive Aktor 621 auf, da er mit dem ersten Potenzial 541 der Quellenspannung +Vin1 verbunden ist, und Ca2 entlädt sich, weil es mit dem zweitem Potenzial (z.B. der Erde, wie in Fig. 15 gezeigt) verbunden ist. Der Strompfad im AN-Zustand der Schaltelemente 611 und 612' während eines PWM-Pulses ist in Fig. 15 mit durchgezogener Linie dargestellt. Schnelles Aufladen oder Entladen findet am Ende eines jeden Zyklus des PWM-Signals statt. Für die schnelle Phase bzw. Gleitphase ist der Strompfad der ansteuernden Signale in Fig. 16 gezeigt. Hier ist als Beispiel für das zweite Potenzial der Wert -Vin1 als Alternative zur Erde angegeben. Wie bereits erwähnt, ist die vorliegende Erfindung nicht hinsichtlich eins Wertes für das zweite Potenzial nicht auf die Erde oder einen Kehrwert des ersten Potenzials eingeschränkt, möglich sind auch andere negative oder positive vom ersten Potenzial 641 verschiedene (z.B. kleiner als das erste Potenzial) Werte.

Obwohl langsames Anwachsen und Abfallen der Spannung an den kapazitiven Aktoren in den schematischen in Fig. 15 gezeigten Spannungsverläufen als linear idealisiert bzw. vereinfacht dargestellt wird, kann durch das Anpassen der PWM-Signale auch beispielsweise ein parabolischer Anstieg bzw. Abfall erzeigt werden. Das Verwenden von GaN-Transistoren als Schaltelementen erlaubt, dass die PWM-Frequenz deutlich höher sein kann als die Resonanzfrequenz des den jeweiligen Aktor und die Induktivität umfassenden RLC- Schaltkreises. Die Arbeitsfrequenz des PWM-Signals kann z.B. 1 bis 40 MHz betragen, wenn GaN-Transistoren mit hoher Frequenz betrieben werden.

In der in Fig. 16 gezeigten Konfiguration ist das Schaltelement 612 für eine kurze Zeit in der schnellen Phase angeschaltet, und Schaltelement 611 ist AUS. Der Kondensator das Aktors 621 (z.B. des Mehrschicht-Aktors) entlädt sich schnell. Entladen findet gemäß einer natürlichen Antwort eines RLC-Schaltkreises statt. Da die Induktivität 631 Aktorkapazität Ca1 des Aktors 621 zusammengenommen eine geringe Induktivität (z.B. 1 bis 10 pH) und Kapazität (z.B. 50 bis 100 nF) haben, ist die natürliche Frequenz des RLC-Schaltkreises (z.B. 200 kHz bis 500 kHz) verglichen mit der Betriebsfrequenz des Motors (dem Sägezahnsignal aus Haft- und Gleitphase) relativ hoch. Hieraus resultiert, dass das (schnelle) Entladen nur ungefähr 0,5 bis 2 ps andauert. Nach 4 bis 6 ps beginnt dann die nächste langsame Phase mit dem entsprechenden PWM-Signal. Die Frequenz des PWM-Signals ist größer als 1 MHz.

Dementsprechend ist Schaltelement 61 T für eine kurze Zeit angeschaltet und Schaltelement 612'ausgeschaltet. Dabei verhält sich das (schnelle) Aufladen des Aktors 622 gemäß einer Sprungantwort eines RLC-Schaltkreises. Aufgrund der kleinen Induktivitäts- und Kapazitätswerte von Induktivität 631'bzw. Aktor 622 erreicht der Aktor innerhalb von ca. 1 bis 2 ps einen Wert des Überschwingens. Nach einer kleinen stark gedämpften Oszillation erfolgt die nachfolgende (langsame) Entladeperiode.

Der Strompfad für die schnelle Phase der Antriebssignale gemäß einfacher Halbbrücken- Topologie wird auch in Fig. 17 anhand offener und geschlossener Schaltelemente illustriert, wobei hier auch der jeweilige Widerstand R des RLC-Schaltkreises gezeigt ist. In einem Zustand, wo Aktor 621 mit der Kapazität Ca1 über das Schaltelement 612, die Induktivität 631 und den Widerstand R mit dem zweiten Potenzial 642 verbunden ist, entlädt sich der kapazitive Aktor 621. Gleichzeitig ist der kapazitive Aktor 622 über den Widerstand R sowie die Induktivität 631'und das Schaltelement 611'mit dem ersten Potenzial der Quellspannung +Vin verbunden und lädt sich unter dieser Bedingung auf.

Wie bereits erwähnt, sind Schaltelemente 611 und 612' zur selben Zeit AN oder AUS. Ebenso sind Schaltelemente 612 und 611'zur selben Zeit im Zustand AN oder AUS geschaltet. Der Widerstand R entspricht in Fig. 17 dem Gesamtäquivalent zum Widerstand von Schaltelementen, Verbindungen, und Verlusten an der Induktivität und an der Kapazität.

Eine weitere beispielhafte Ausführungsform ist in Fig. 18 gezeigt. Da die beiden Halbbrücken hier kombiniert, d.h. verbunden wurden, ist der Schaltkreis hier eine Vollbrücken-Konfiguration. Die beiden kapazitiven piezoelektrischen Aktoren 511 und 612 sind parallel verbunden, und beide sind über Induktivitäten 1131 und 1131' durch Schaltelemente 1111 und 1111 mit dem ersten Potenzial sowie durch Schaltelemente 1112 und 1112'mit dem zweitem Potenzial verbunden. Beide parallel angesteuerten Aktoren 611 und 612 werden durch einen Strompfad entlang der Schaltelemente 1111 und 1112 oder durch einen Strompfad entlang der Schaltelemente 1112 und 1111' geladen.

Wie bei der in Bezug auf die Figuren 11 bis 14 beschriebenen Topologie können auch hier die beiden einander entgegengesetzten Ladevorgänge einem Laden in jeweils entgegengesetzter Polarität bzw. Polarisation entsprechen. Wegen der einander entgegengesetzt angeordneten Polarisationsrichtungen der piezoelektrischen Aktoren 611 und 612 erfolgen Ausdehnung und Zusammenziehen in jeder Phase (Haftphase und Gleitphase) jeweils entgegengesetzt, d.h. einer der beiden Aktoren zieht sich zusammen, während sich der andere ausdehnt.

Eine weitere Ausführungsform mit Vollbrücken-Anordnung ist in Fig. 19 gezeigt. Diese Anordnung unterscheidet sich von der in Fig. 18 gezeigten dadurch, dass die beiden piezoelektrischen Aktoren 621 und 622 in Reihe miteinander verbunden sind. Sie werden gleichzeitig durch die Schalelemente 1111 und 1112' oder 1111'und 1112 angesteuert. Die Induktivitäten 1131 und 113T sind mit beiden Aktoren in Reihe verbunden. Die Polarisationsrichtungen der beiden Aktoren sind einander entgegengesetzt angeordnet, und bei den Ladevorgängen handelt es sich um Laden in entgegengesetzter Polarität. In dieser Konfiguration zieht sich der eine Aktor zusammen, während sich der andere Aktor ausdehnt. Da die beiden Aktoren in Reihe verbunden sind, entspricht die totale Kapazität der Antriebselektronik grob der Hälfte einer der Kapazitäten Ca1 und Ca2. In einigen weiteren Ausführungsformen ist der kapazitive piezoelektrische Aktor 621 bzw. sind die beiden Aktoren 621 und 622 induktiv über eine empfangende Induktivität und eine übertragende Induktivität mit den beiden Potenzialen 641 und 642 verbunden. Die übertragende Induktivität ist über die Schaltelemente 1111 und 1111 ' bzw. 1112 und 1112' mit den beiden Potenzialen 641 und 642 verbunden, und die empfangende Induktivität ist mit mindestens einem der beiden Aktoren 621 und 622 verbunden. Die übertragende Induktivität überträgt elektrische Energie an die empfangende Induktivität.

In einer Ausführungsform sind die empfangende Induktivität und die übertragende Induktivität als Eingangsspule bzw. Ausgangsspule in einem Transformator enthalten. Ein Transformator- Element kann die Größe des Steuersignals für die Aktoren vergrößern oder verkleinern. Wie in Fig. 20 dargestellt, ist ein Transformator 2031 am Ausgangsabschnitt einer H-Brücken- Schaltkreistopologie über die Schaltelemente 1111 und 1111 ' bzw. 1112 und 1112' mit dem ersten Potenzial 641 bzw. dem zweiten Potenzial 642 verbunden. Obwohl das Ausgangssignal eines Transformators im Allgemeinen sinusartig ist, können durch Schalten mit sehr hohen Frequenzen, wie es z.B. durch GaN-Transistoren als Schaltelemente erfolgen kann, sägezahnartige Signale wie z.B. Signale, die einen Sägezahn oder abgeflachten Sägezahn approximieren, an den piezoelektrischen Aktoren erzeugt werden. Die Ausgangsspule oder empfangende Spule des Transformators 2031 funktioniert auch als Induktivität, die mit den Kapazitäten der piezoelektrischen Aktoren verbunden ist. Wie in Fig. 20 gezeigt, sind die beiden Aktoren 621 und 622 in Reihe miteinander verbunden (mit entgegengesetzten Polarisationsrichtungen). Alternativ ist auch eine Parallelverbindung möglich oder ein einzelner Aktor, der mit der Ausgangsspule des Transformators 2031 verbunden ist.

Die Figuren 21 bis 23 zeigen weitere Ausführungsformen, in denen der erste Ladevorgang und der zweite Ladevorgang berührungslos über eine übertragende Induktivität und eine empfangende Induktivität oder empfangende Induktivitäten erfolgen kann.

Wie in Fig. 21 gezeigt, wird das induktive Element durch Spulen für induktiven drahtlosen Energietransfer ersetzt, eine übertragende Spule 2130 und zwei empfangende Spulen 2031 und 2032. Durch den Hochfrequenzbetrieb von GaN-Transistoren als Schaltelemente 1211 , 121 T, 1112 und 1112' wird die übertragende Spule 2130 (oder übertragende Induktivität) in ihrer Betriebsfrequenz betrieben. Ein PWM-Signal erzeugt die an die empfangenden Spulen (oder Induktivitäten) 2131 und 2132 zu übertragende Energie so, dass sie wie ein (approximiertes) Sägezahnsignal oder sägezahnartige Wellenform variiert wird.

Die empfangenden Spulen 2131 und 2132 können die drahtlos bzw. berührungslos übertragene Energie aufnehmen und in einen Strom, der sie mit hoher Signalfrequenz durchfließt, umwandeln. Da die Induktivität der empfangenden Spule und die Kapazität des Aktors jeweils als RLC-Schaltkreis fungieren, entspricht die Spannungssignalform bzw. ein Spannungsabfall an der Aktorkapazität einem sägezahnartigen Signal.

In den in den Figuren 22 und 23 illustrierten Ausführungsformen wird das induktive Element jeweils durch ein Paar von übertragender Spule 2130 und empfangender Spule 2031 ersetzt. Wie im Beispiel von Fig. 21 wird die übertragende Spule 2130 durch den Hochfrequenzbetrieb der GaN-Transistoren, die als Schaltelemente verwendet werden, in ihrer Betriebsfrequenz betrieben, und ein PWM-Signal erzeugt die übertragende Energie als sägezahnartig variierende Wellenform.

Die Empfangende Spule nimmt die Energie von der übertragenden Spule auf und versorgt mit ihr die Aktoren 621 und 622. Die Aktoren 621 und 622 können entweder Reihe verbunden oder geschaltet sein, wie in Fig. 22 gezeigt, oder parallel, wie in Fig. 23. In beiden Fällen sind die Polarisationsrichtungen der piezoelektrischen Aktoren jeweils einander entgegengesetzt angeordnet. Daraus resultierend bewirkt die an der empfangenden Spule 2131 erzeugte Spannung, dass der eine Aktor sich ausdehnt, während sich der andere Aktor zusammenzieht, wenn sie mit Strom durchflossen werden.

Durch die vorliegende Erfindung wird eine Steuervorrichtung für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor bereitgestellt. Diese Steuervorrichtung umfasst neben einem oder mehreren kapazitiven piezoelektrischen Aktoren und Induktivitäten, und den Schaltelementen, die gemäß der in dieser Offenbarung beschriebenen Topologien miteinander verschaltet sind, auch ein Steuerelement, das geeignet ist, die Schaltelemente der Steuervorrichtung in der Haft- und in der Gleitphase zu Steuern, um am Aktor bzw. an den Aktoren die Spannungssignal-Wellenformen zu erzeugen, die die einander entgegengesetzten Ladevorgänge in der Haftphase und in der Gleitphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors und damit das Ausdehnen und Zusammenziehen bewirken. Dieses Steuerelement kann z.B. in Form eines integrierten Schaltkreises, die die PWM-Signale als digitale Signale erzeugt, und/oder einer Computer-Schnittstelle, die die digitalen Signale empfängt, in der Steuervorrichtung enthalten sein.

Die Figuren 24 und 25 zeigen gemessene Spannungs- und Strom-Wellenformen an Mehrschicht-Aktoren. Fig. 24 zeigt, wie die Aktorkapazität Ca1 eines ersten Aktors 621 sich in der Haftphase langsam nach jeder schnellen Phase (Gleitphase) auflädt. Als natürliche Antwort eines RLC-Schaltkreises fällt die Spannung hier von ca. 40 Volt auf ca. -18 V ab. Nach einem Zyklus einer gedämpften Oszillation fängt das PWM-Signal an, den Aktor langsam wieder aufzuladen. Das Aufladen der Kapazität des Mehrschicht-Aktors ist deutlich in der Wellenform des Stroms erkennbar. Dem entgegengesetzte gemessene Spannungs- und Strom-Wellenformen sind für den Mehrschicht-Aktor 622 mit der Aktorkapazität Ca2 in Fig. 25 gezeigt (die Zeit in Figuren 24 und 25 sind nicht synchronisiert). Als Resultat eines schnellen Öffnens der Lade- Schaltelements 612' erreicht die Aktorspannung ein Überschwingen bei einem Wert von 58 V innerhalb von 2 ps. Das schnelle Aufladen kann gemäß einer Sprungantwort eines RLC- Schwingkreises erfolgen. R umfasst den gesamten Äquivalentwiderstand R_on der Schaltelemente (GaN-Transistoren) und Äquivalentwiderstände der Induktivität und des kapazitiven Aktors. Nach einem Zyklus einer gedämpften Oszillation fängt das PWM-Signal an, den Aktor bei abfallendem Spannungsverlauf langsam zu entladen. Hier ist das Entladen der Mehrschicht-Aktorkapazität klar in der Wellenform des Stroms erkennbar.

In Fig. 26 werden PWM-Signale zweier Kanäle Ch1 und Ch2 für das Ansteuern eines Zweikanal-Trägheitsmotors gezeigt, um die gewünschten Spannungs-Wellenformen an den Aktorkapazitäten Ca1 und Ca2 zweier Aktoren eines piezoelektrischen Trägheitsmotors zu erzeugen. T1 = 1/Frequenz ist hierbei die Periode der Wellenform, mit der Frequenz des sägezahnartigen Signals, das in Fig. 26 in idealisierter Form dargestellt ist. Die Frequenz kann z.B. zwischen 100 Hz und 40 kHz liegen (im abgebildeten Beispiel von Fig. 26 mit einer Periode von ca. 33 ps bei 30 kHz).

Zur Erzeugung der modifizierten sägezahnartigen Wellenformen werden zunächst PWM- Signale in digitaler Form mit hoher Frequenz (z.B. 0,5 bis 5 MHz) erzeugt. Die PWM-Signale werden durch GaN-Transistor-Schaltelemente verstärkt und durch den RLC-Schaltkreis verstärkt, um die finale Form der modifizierten sägezahnartigen Wellenformen als Spannungsverläufe zum Ansteuern und Antrieb der piezoelektrischen Aktoren zu erhalten.

Während in Abb. 26 die Wellenformen der Spannungsverläufe an den Aktoren in idealisierter Form dargestellt sind, zeigen Figuren 27 und 28 die PWM-Signale in Verbindung mit experimentell erzeugten Wellenformen der Spannungsverläufe an den Aktoren. Die Periode T1 des sägezahnartigen (asymmetrischen) Spannungssignale ist 33 ps (entspricht 30 kHz), und die Periode T2 des PWM-Signals ist 0,4 ps (entsprechend 2,5 MHz).

In Fig. 27 ist beim schnellen Aufladen in der schnellen Phase eine Sprungantwort eines in Reihe geschalteten (seriellen) RLC-Schaltkreises, bei dem es sich um ein untergedämpftes System zweiter Ordnung handelt, gezeigt. Eine gedämpfte Oszillation („ringing“) beginnt, wird aber schnell gedämpft und klingt ab. Anschließend erfolgt das langsame Entladen in der langsamen Phase durch das PWM-Signal (die Pulse des PWM-Signals sind auch im Spannungssignal am Aktor zu erkennen, aber in gefilterter Form). Wie am Ende der langsamen Phase weiter zu sehen ist, ist die Kapazität des Aktors vollständig entladen, und die Spannung an der Kapazität (am Aktor) liegt bei 0V, wodurch der Sägezahnverlauf des Spannungssignals seine abgeflachte Form erhält.

Wie in Fig. 28 gezeigt, erfolgt das schnelle Entladen der Aktorkapazität in der schnellen Phase mit einer natürlichen Antwort eines in Reihe geschalteten RLC-Schaltkreises (untergedämpftes System zweiter Ordnung), ausgehend von einer Spannung an der Kapazität von 40 V. Auch hier startet eine gedämpfte Oszillation, die schnell gedämpft wird und abklingt. Im Anschluss erfolgt das langsame Aufladen durch das PWM-Signal in der langsamen Phase, bis die Spannung am Aktor wieder bei einer Spannung Vcc von 40 V liegt und der Kurvenverlauf abgeflacht ist.

Während man beim Antrieb eines piezoelektrischen Trägheitsmotors zwischen einer Haftphase (langsame Phase) und einer Gleitphase (schnelle Phase) unterscheidet, weist das Spannungssignal an den Aufladenden und entladenden Aktoren zusätzlich eine Übergangsphase oder Übergangsperiode am Übergang von der Gleitphase zur Haftphase auf, wie bereits erwähnt wurde. Diese Übergangsphase ist durch die beschriebene gedämpfte Oszillation, die im Zusammenhang mit der Sprungantwort oder natürlichen Antwort des RLC- Schwingkreises auftritt, gekennzeichnet, wie in Fig. 29 gezeigt ist. Eine Übergangsperiode existiert sowohl für die Sprungantwort als auch die natürliche Antwort.

Die Übergangsperiode von der Gleitphase zur Haftphase ist auch in Fig. 30 am Beispiel eines Übergangs vom schnellen Entladen zum langsamen Aufladen gezeigt. Der Abfall der Spannung beim schnellen Entladen (bzw. der Anstieg beim schnellen Aufladen) kann der schnellen Phase des Spannungssignals zugeordnet werden, und die daran anschließende gedämpfte Oszillation der (kurzen) Übergangsphase, zwischen Gleitphase und Haftphase. Da beim Antrieb des Trägheitsmotors gemeinhin zwischen zwei Phasen (Gleitphase und Haftphase) unterschieden wird, kann die Übergangsperiode als eigenständige Phase aufgefasst werden, der Gleitphase oder der Haftphase zugerechnet oder zwischen diesen aufgeteilt werden.

Vorteilhafterweise beträgt die Frequenz (f2) der Pulsweitenmodulation mindestens 1 MHz. Zusätzlich ist sie vorteilhafterweise um den Faktor 30 höher als eine Ladefrequenz des Kapazitiven piezoelektrischen Aktors, also die Frequenz des Spannungssignals, die der Periode T1 des Spannungssignals entspricht. Der Effekt der PWM-Frequenz der auf die langsame Phase (Haftphase) des sägezahnartigen Signals an den Aktoren ist in den Figuren 31 bis 33 gezeigt.

Bei allen in den Fig. 31 bis 33 gezeigten Beispielen von Aktorspannungs- und PWM- Signalverläufen beträgt die Periode (T1) des Sägezahnsignals (der Aktorspannung) 33 ps und entspricht einer Frequenz f1 von 30 kHz. In Fig. 31 beträgt die Periode T2 des PWM-Signals 0,4 ps (PWM-Frequenz f2 2,5 MHz). In Fig. 32 beträgt die Periode T2 des PWM-Signals 1 ,0 ps (1 ,0 MHz). In Fig. 33 beträgt die Periode T2 des PWM-Signals 4,0 ps (0,25 MHz).

Wie zu erkennen ist, steuert die Frequenz bzw. die Periode T2 des PWM-Signals den Verlauf der langsamen Phase (Haftphase) des sägezahnartigen Spannungssignals an den Aktoren. Dabei spielt Hochfrequenzbetrieb oder die Hochfrequenzeigenschaften der Schaltelemente, die das PWM-Signal erzeugen oder verstärken (z.B. GaN-Transistoren) eine Rolle für die Erzeugung eines vorteilhaften Spannungsverlaufs an den kapazitiven Aktoren. Falls die PWM- Signalfrequenz f2 nicht hinreichend groß ist, z.B. kleiner als 1 MHz, werden die Wellenformen im Verlauf der langsamen Phase (langsames Aufladen oder Entladen) gestört, wie in Fig. 33 zu sehen ist. Die Schnelle Phase (Gleitphase) resultiert dagegen aus der natürlichen Antwort oder der Sprungantwort des RLC-Schaltkreises und ist nicht betroffen.

Im Folgenden wird die natürliche Antwort eines RLC-Schwingkreises berechnet. Hierzu nehmen wir an, dass bei t=0 der Strom, der die Induktivität L durchfließt, gleich 0 ist und die Spannung am Kondensator der Kapazität C gleich Vo ist. Dann ist die Gleichung

erfüllt. Ableiten ergibt

und die charakteristische Gleichung ist s² + -s + — = 0 (3)

L LC ^V ’

Weil experimentell beobachtete Spannungs- und Stromwellenformen der RLC-Schaltkreise aus kapazitivem piezoelektrischem Aktor und Induktivität(en) eine gedämpfte Oszillation (ringing) aufweisen, kann man annehmen, dass es sich um ein System zweiter Ordnung handelt und untergedämpft ist. Das heißt, dass die charakteristische Gleichung zwei konjugiert komplexe Wurzeln Si,2 hat:

^Sl,2 = ~^a ± V“² + ^0 (4) wobei

der Dämpfungsfaktor,

die Resonanzkreisfrequenz und

die Eigenkreisfrequenz oder Dämpfungskreisfrequenz ist. Die Parameter können aus den Anfangsbedingungen und den Komponenten des Schaltkreises berechnet werden.

Als Beispiel wird im Folgenden die in Fig. 35 gezeigte Halbbrücken-Topologie angeführt. Die in Fig. 35 gezeigte Struktur ist äquivalent einem RLC-Schwingkreis mit den Parametern Vcc = 40V = Va1 = Vo bei t=0, Ca1 = C = 70,0 nF, und L = 7,0 pH. Der Ersatzwiderstand R kann aus den gemessenen Wellenformen von Strom und Spannung bestimmt werden, wie im Folgenden anhand von Fig. 36 gezeigt wird.

Mit Gleichung (6) kann die Resonanzfrequenz fo als fo = g = 227 kHz (8) berechnet werden. Die Dämpfungskreisfrequenz (oder Eigenkreisfrequenz) a>_d bzw. Dämpfungsfrequenz/Eigenfrequenz f_d kann experimentell aus der Spannungs- oder Strom- Wellenform aus Fig. 36 abgelesen werden. Wie in Fig. 36 zu sehen ist, liegt, das Stromminimum (-3.4 A) bei 1 ,6 ps und das Strommaximum (1 ,8 A) bei 4,61 ps. Die Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten von Minimum und Maximum entspricht der Hälfte der Periode einer gedämpften Oszillation, wodurch sich eine Periode von 6,02 s ergibt. Als Kehrwert der Periode ergibt sich für die Dämpfungsfrequenz f_d dann f_d = 166 kHz. Für die Dämpfungskreisfrequenz (oder Eigenkreisfrequenz) enthält man: a>_d = 2ii * f_d = 2ii * 166 kHz (9)

Das Symbol „*“ bezeichnet hier eine Skalar-Multiplikation. Mit den hier dargestellten Messwerten sollte die Strom-Wellenform die folgende Gleichung erfüllen: j(t) = B₂ * e~^at * Sin(2n * f_d * t) (10)

Aus den in Fig. 36 markierten Messpunkten an der Strom-Wellenform kann a als 211000(1/s) gefunden werden, und durch Umformen von Gleichung (5),

R = a * 2 * L (11) ergibt sich R = 2,954 fi, was auf 3 £2 gerundet werden kann.

Mit den durch die obige Herleitung erhaltenen Parametern erfüllt die Strom-Wellenform die folgende Gleichung: i(f)_mode( = 5 * e~^211000t * Sin(2 * n * 166000 * t) (12)

Wie in den in Figuren 37 und 38 gezeigten Plots zu sehen ist, passt die modellierte Wellenform l_model (gepunktete Kurve) gemäß Gleichung (12) für die anfänglichen 5 bis 6 ps auf die gemessene Strom-Wellenform (Fig. 38 zeigt den markierten Ausschnitt aus Fig. 37). Später beginnt das langsame Aufladen, und das PWM-Signal herrscht vor.

Gemessene Spannungs- und Strom-Wellenformen mit dazugehörigen Konfigurationen von RLC-Schwingkreisen mit Mehrschicht-Aktoren mit Kapazitäten Ca1 und Ca2 während der schnellen Phase (Gleitphase) sind in Fig. 39 (schnelles Entladen) und Fig. 40 (schnelles Aufladen) gezeigt. Während der Gleitphase dominiert die natürliche Antwort, wie in Fig. 39 gezeigt, und die Sprungantwort, wie in Fig. 40 gezeigt, einer untergedämpften RLC- Schwingkreis-Konfiguration zweiter Ordnung für eine Dauer von 5 bis 6 ps.

Zusammengefasst, betrifft die vorliegende Erfindung eine Steuervorrichtung und ein Steuerverfahren für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor. In der Haftphase werden ein erstes Schaltelement und ein zweites Schaltelement einander entgegengesetzt durch Pulsweitenmodulation geschaltet, wobei ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes von An und Aus anwächst die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor und eine Induktivität gefiltert wird, und ein erster Ladungsvorgang durchgeführt wird, und am Beginn einer Gleitphase die Zeitanteile des ersten Schaltzustandes und des zweiten Schaltzustandes umgekehrt werden, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor ein dem ersten Ladevorgang entgegengesetzten zweiten Ladevorgang durchgeführt wird. Die bereitgestellte Konfiguration ermöglicht durch das Speichern elektromagnetischer Energie in der Induktivität die Minderung von Energiedissipation als Wärme und kann zum energieeffizienten Antrieb für Trägheitsmotoren beitragen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE Steuervorrichtung für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor, umfassend: einen kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621); eine Induktivität (631 ; 1131); ein erstes Schaltelement (611; 1111), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die Induktivität (631 ; 1131) mit einem ersten Potenzial (641) verbindet; ein zweites Schaltelement (612; 1112), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die Induktivität (631; 1131) mit einem vom ersten Potenzial verschiedenen zweiten Potenzial (642) verbindet; und ein Steuerelement, das geeignet ist, in einer Haftphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors das erste Schaltelement (611; 1111) und das zweite Schaltelement (612; 1112) mit Pulsweitenmodulation einander entgegengesetzt wiederholt zu schalten, wobei in der Pulsweitenmodulation ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von Schaltzuständen An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes anwächst und die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) und die Induktivität (631 ; 1131) gefiltert wird, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) schrittweise einen ersten Ladungsvorgang von Ladevorgängen Aufladen und Entladen durchzuführen, und am Beginn einer Gleitphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors den Zeitanteil des ersten Schaltzustandes und den Zeitanteil des zweiten Schaltzustandes umzukehren, und dadurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) einen dem ersten Ladevorgang entgegengesetzten zweiten Ladevorgang durchzuführen. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein gedämpfter Schwingkreis, der den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) und die Induktivität (631; 1131) enthält, im Übergang von der Gleitphase zur Haftphase ein Überschwingen aufweist. Steuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Induktivität (631 ; 1131) eine erste Induktivität darstellt und das erste Schaltelement (611; 1111) den kapazitiven

25 piezoelektrischen Aktor (621) über die erste Induktivität (631; 1131) mit dem ersten Potenzial (641) verbindet, umfassend: eine zweite Induktivität (632; 1132); ein drittes Schaltelement (613; 1113), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die zweite Induktivität (632; 1132) mit dem ersten Potenzial (641) verbindet; und ein viertes Schaltelement (614; 1114), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die die zweite Induktivität (632) mit dem zweiten Potenzial (642) verbindet, wobei das Steuerelement geeignet ist, in der Gleitphase das dritte Schaltelement (613; 1113) beim ersten Ladevorgang gleich dem ersten Schaltelement (611; 1111) zu schalten und zweiten Ladevorgang das vierte Schaltelement (614; 1114) gleich dem zweiten Schaltelement zu schalten. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Induktivität (631 ; 1131) eine erste Induktivität darstellt und der kapazitive piezoelektrische Aktor (621) über die erste Induktivität (631; 1131) mit dem ersten Schaltelement (611; 1111) und dem zweiten Schaltelement (612; 1112) verbunden ist, umfassend: eine dritte Induktivität (1131'), ein fünftes Schaltelement (1111'), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor über die dritte Induktivität (1131') mit dem ersten Potenzial (641) verbindet, und ein sechstes Schaltelement (1112'), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die dritte Induktivität (1131') mit dem zweiten Potential (642) verbindet, wobei das Steuerelement geeignet ist, das fünfte Schaltelement (1111') gleich dem zweiten Schaltelement (1112) und das sechste Schaltelement (1112') gleich dem ersten Schaltelement (1111) zu schalten. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Steuervorrichtung dazu ausgelegt ist, den ersten Ladevorgang und den zweiten Ladevorgang berührungslos durch induktives Laden durchzuführen. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Induktivität eine empfangende Induktivität (2131) darstellt, die Steuervorrichtung eine übertragende Induktivität (2130) enthält und der kapazitive piezoelektrische Aktor (621) induktiv über die empfangende Induktivität (2131) und die übertragende Induktivität (2130) mit dem ersten Schaltelement (1111) und dem zweiten Schaltelement (1112) verbunden ist. Steuervorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Steuervorrichtung dazu ausgelegt ist, den ersten Ladevorgang und den zweiten Ladevorgang berührungslos über die übertragende Induktivität (2130) und die empfangende Induktivität (2131) durchzuführen. Steuervorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, wobei der kapazitive piezoelektrische Aktor (621) einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor darstellt, die empfangende Induktivität (2131) eine erste empfangende Induktivität darstellt, und die Steuervorrichtung und eine zweite empfangende Induktivität (2132) und einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor (622) enthält, der induktiv über die zweite empfangende Induktivität (2132) und die übertragende Induktivität (2130) mit dem ersten Schaltelement (1111) und dem zweiten Schaltelement (1112) verbunden ist, und der erste piezoelektrische Aktor (621) und der zweite piezoelektrische Aktor (622) in entgegengesetzter Polarisationsrichtung ausgerichtet sind. Steuervorrichtung nach Anspruch 6, umfassend einen Transformator (2031), der die übertragende Induktivität und die empfangende Induktivität enthält. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 7 oder 9, wobei der kapazitive piezoelektrische Aktor (621) einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor darstellt, umfassend einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor (622), der parallel oder in Reihe zum ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor in entgegengesetzter Polarisationsrichtung geschaltet ist.

11. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der kapazitive piezoelektrische Aktor (621) einen ersten kapazitiven piezoelektrischen Aktor darstellt und die Induktivität (631) eine erste Induktivität darstellt, umfassend: eine vierte Induktivität (631'); und einen zweiten kapazitiven piezoelektrischen Aktor (622), der über die vierte Induktivität (631') durch ein siebtes Schaltelement (611') mit dem ersten Potenzial (641) und über ein achtes Schaltelement (612') mit dem zweiten Potenzial (642) verbunden ist und das Steuerelement geeignet ist, das siebte Schaltelement (611') dem ersten Schaltelement (611) entgegengesetzt zu schalten und das achte Schaltelement (612') dem zweiten Schaltelement (612) entgegengesetzt zu schalten.

12. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , wobei eine Frequenz der Pulsweitenmodulation mindestens 1 MHz beträgt.

13. Steuervorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Frequenz der Pulsweitenmodulation mindestens um den Faktor 30 höher ist als eine Ladefrequenz des kapazitiven piezoelektrischen Aktors.

14. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, welches Galliumnitrid- Transistoren als Schaltelemente umfasst.

15. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der erste Ladevorgang und der zweite Ladevorgang

• Ladevorgänge Aufladen und Entladen oder Laden in Polarisationsrichtung des kapazitiven piezoelektrischen Aktors und Laden entgegen der Polarisationsrichtung des kapazitiven piezoelektrischen Aktors umfassen.

16. Steuerverfahren für einen piezoelektrischen Trägheitsmotor, umfassend, in einer Haftphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors: einander entgegengesetztes wiederholtes Schalten eines ersten Schaltelements (611 ; 1111), das einen kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über eine Induktivität (631 ; 1131) mit einem ersten Potenzial (641) verbindet und eines zweiten Schaltelements (612; 1112), das den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) über die Induktivität (631 ; 1131) mit einem zweiten Potenzial (642) verbindet, mit Pulsweitenmodulation, wobei in der Pulsweitenmodulation ein Zeitanteil eines ersten Schaltzustandes von Schaltzuständen An und Aus gegenüber einem Zeitanteil eines zweiten Schaltzustandes anwächst und die Pulsweitenmodulation durch den kapazitiven piezoelektrischen Aktor (621) und die Induktivität (631) gefiltert wird, wodurch am kapazitiven piezoelektrischen Aktor (631) schrittweise ein erster Ladungsvorgang von Ladungsvorgängen Aufladen und Entladen durchgeführt wird, und am Beginn einer Gleitphase des piezoelektrischen Trägheitsmotors:

Umkehren des Zeitanteils des ersten Schaltzustandes und des Zeitanteils des zweiten Schaltzustandes, wodurch am kapazitiven elektrischen Aktor (621) ein dem ersten Ladungsvorgang entgegengesetzter zweiter Ladungsvorgang durchgeführt wird.

29