DE102011003736A1

DE102011003736A1 - Messsignal-Korrekturvorrichtung und Verfahren zur Korrektur eines Messsignals

Info

Publication number: DE102011003736A1
Application number: DE102011003736A
Authority: DE
Inventors: Alexander Buhmann; Marian Keck
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2011-02-08
Filing date: 2011-02-08
Publication date: 2012-08-09
Anticipated expiration: 2031-02-09
Also published as: FR2971334B1; US20120198909A1; CN102636189A; DE102011003736B4; FR2971334A1; US8773293B2; CN102636189B

Abstract

Die Erfindung eine Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) mit einem Analog-Digital-Wandler (140), der ausgebildet ist, um ein mittels einer Schnittstelle eingelesenes analoges Messsignal (155) unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals (130) in ein digitales Messsignal (167, v[n]) zu wandeln. Ferner umfasst die Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) eine Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) zur Bereitstellung eines auf der Basis des Referenzfrequenzsignals (130) ermittelten Korrekturfaktors (165). Ferner umfasst die Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) eine Messsignal-Korrektureinheit (170), die ausgebildet ist, um das digitale Messsignal (167, v[n]) mit dem Korrekturfaktor (165) zu multiplizieren, um ein korrigiertes Messsignal (180) zu erhalten.

Description

Stand der Technik
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Messsignal-Korrekturvorrichtung, auf eine Verwendung der Messsignal-Korrekturvorrichtung zur Wandlung eines analogen Messsignals eines Drehratensensors Messsignals, auf ein Verfahren zur Korrektur eines Messsignals sowie auf ein entsprechendes Computerprogrammprodukt.
Um den Effekt der Taktflankenfluktuation (Takt-Jitter) bei kraftkompensierten Drehratensensoren zu unterdrücken, wird bisher ein hochauflösender Referenzoszillator benötigt.
Die US 2008 031 59 28 A1 zeigt eine Phase-Locked-Loop, die auf Taktsignale hin arbeitet, die durch ein HF-Taktsignal von der Phase-Locked-Loop erzeugt wurden. Ein Frequenzsollwerteingang bietet einen Referenztakt. Ein steuerbarer Oszillator erzeugt das HF-Taktsignal.
Offenbarung der Erfindung
Vor diesem Hintergrund wird mit der vorliegenden Erfindung eine Messsignal-Korrekturvorrichtung, eine Verwendung der Messsignal-Korrekturvorrichtung zur Wandlung eines analogen Messsignals eines Drehratensensors Messsignals, ein Verfahren zur Korrektur eines Messsignals sowie schließlich ein entsprechendes Computerprogrammprodukt gemäß den Hauptansprüchen vorgestellt. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Messsignal-Korrekturvorrichtung mit folgenden Merkmalen:

– einem Analog-Digital-Wandler, der ausgebildet ist, um ein mittels einer Schnittstelle eingelesenes analoges Messsignal unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals in ein digitales Messsignal zu wandeln;
– einer Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit zur Bereitstellung eines auf der Basis des Referenzfrequenzsignals ermittelten Korrekturfaktors; und
– einer Messsignal-Korrektureinheit, die ausgebildet ist, um das digitale Messsignal mit dem Korrekturfaktor zu multiplizieren, um ein korrigiertes Messsignal zu erhalten.

Unter einer Messsignal-Korrekturvorrichtung kann vorliegend ein elektrisches Gerät verstanden werden, das Sensorsignale verarbeitet und in Abhängigkeit davon korrigierte Messsignale ausgibt. Die Messsignal-Korrekturvorrichtung kann zumindest eine Schnittstelle aufweisen, die hard- und/oder softwaremäßig ausgebildet sein kann. Bei einer hardwaremäßigen Ausbildung kann/können die Schnittstelle(n) beispielsweise Teil eines sogenannten System-ASICs sein, der verschiedenste Funktionen der Vorrichtung beinhaltet. Es ist jedoch auch möglich, dass die Schnittstellen eigene, integrierte Schaltkreise sind oder zumindest teilweise aus diskreten Bauelementen bestehen. Bei einer softwaremäßigen Ausbildung können die Schnittstellen Softwaremodule sein, die beispielsweise auf einem Mikrocontroller neben anderen Softwaremodulen vorhanden sind.
Ferner schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Korrektur eines Messsignals, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

– Wandeln eines mittels einer Schnittstelle eingelesenen analogen Messsignals in ein digitales Messsignal mit einem Analog-Digital-Wandler unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals;
– Bereitstellen eines Korrekturfaktors, der unter Verwendung des Referenzfrequenzsignals ermittelt wurde; und
– Multiplizieren des digitalen Messsignals mit dem Korrekturfaktor, um ein korrigiertes Messsignal zu erhalten.

Von Vorteil ist auch ein Computerprogrammprodukt mit Programmcode, der auf einem maschinenlesbaren Träger wie einem Halbleiterspeicher, einem Festplattenspeicher oder einem optischen Speicher gespeichert sein kann und zur Durchführung des Verfahrens nach einer der vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verwendet wird, wenn das Programm auf einem, einem Computer entsprechenden Gerät ausgeführt wird.
Unter einem analogen Messsignal kann ein Signal von einem beliebigen Sensor verstanden werden, der eine physikalische Größe in eine analoge elektrische Größe wandelt. Das analoge Messsignal kann dabei über eine Schnittstelle eingelesen werden mit, so dass ein Sensor zur Bereitstellung des analogen Messsignals nicht zwingend Teil der hier vorgestellten Korrekturvorrichtung sein braucht. Unter einem Referenzfrequenzsignal kann ein Signal verstanden werden, dass ein Taktsignal des Analog-Digital-Wandlers darstellt. Die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit kann als eine Schnittstelle ausgebildet sein, die nicht zwingend den der Korrekturfaktor auf der Basis des Referenzfrequenzsignals ermitteln braucht. Vielmehr kann der bereits (von einer anderen Einheit) ermittelte Korrekturfaktor eingelesen werden und der Messsignal-Korrektureinheit zur Verfügung gestellt werden.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass eine technisch sehr einfach durchzuführende Korrektur eines Messsignals im Digitalteil eines Messsignal-Auswertesystems erfolgen sollte. Dabei ist zu berücksichtigen, dass ein Analog-Digital-Wandler durch einen Referenzfrequenzsignal getaktet wird, so dass bei Taktschwankungen des Referenzfrequenzsignals diese Schwankungen zu Fehlern im digitalen Messsignal führen. Diese Fehler können nun dadurch kompensiert werden, dass ein Korrekturfaktor verwendet wird, der mit dem digitalen Messsignal multipliziert wird, um das korrigierte Messsignal zu erhalten, wobei der Korrekturfaktor unter Verwendung des Referenzfrequenzsignals ermittelt wurde. Hierdurch ist es möglich, Fehler des digitalen Messsignals zu korrigieren, die durch Schwankungen in Referenzfrequenzsignal bedingt sind.
Die vorliegende Erfindung bietet den Vorteil, dass eine Kompensation von Fehlern in mit digitalen Messsignal im Digitalteil des Messsignals-Auswertesystems durchgeführt werden kann, so dass keine aufwändige Veränderung der analogen Komponenten des Auswertesystems erforderlich ist. Zugleich wird durch die Multiplikation des digitalen Messsignals mit dem Korrekturfaktor eine numerisch oder schaltungstechnisch einfache Implementierung des erfindungsgemäßen Ansatzes möglich.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit ausgebildet sein, um den Korrekturfaktor ferner auf der Basis eines Parameters des analogen Messsignals zu bestimmen. Ein solcher Parameter des analogen Messsignals kann beispielsweise eine Periodendauer oder eine Frequenz sein. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass der Korrekturfaktor speziell auf das zu wandelnde analoge Messsignal eingestellt werden kann und somit eine hohe Präzision bei der Korrektur des analogen Messsignals möglich wird.
Günstig ist es, wenn die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit ausgebildet ist, um eine Mittelung eines Parameter, insbesondere einer Periodendauer, des Referenzfrequenzsignals auszuführen und bei der Bestimmung des Korrekturfaktors zu verwenden. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass der Korrekturfaktor auf der Basis einer zeitlich länger andauernden Auswertung des Referenzfrequenzsignals ermittelt werden kann. Hierdurch lässt sich eine aktuelle Abweichung des Parameters des Referenzfrequenzsignals von einem durchschnittlichen Wert des Parameters des Referenzfrequenzsignals besser erkennen, so dass eine genauere Bestimmung des aktuell zu verwendenden Korrekturfaktors möglich wird.
Auch kann gemäß einer besonderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit ausgebildet sein, um als Korrekturfaktor einen Wert bereitzustellen, der unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen dem Referenzfrequenzsignal oder einem davon abgeleiteten Wert einerseits und dem gemittelten Parameter des Referenzfrequenzsignals andererseits ermittelt wurde. Beispielsweise kann dabei ein Verhältnis einer aktuellen Periodendauer oder Abtastperiode des Referenzfrequenzsignals in Bezug zur einer gemittelten Periodendauer oder Abtastperiode des Referenzfrequenzsignals als Korrekturfaktor ermittelt werden. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil dass die Verwendung eines derart ermittelten Korrekturfaktor ist eine sehr gute Kompensation eines Fehlers im mit digitalen Messsignal ermöglicht, die durch eine Taktflankenschwankung des Referenzfrequenzsignals bei der Analog-Digital-Umwandlung verursacht wird.
Auch kann gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit ausgebildet sein, um den Korrekturfaktor mit einer Rate zu aktualisieren, die von einem Parameter des analogen Messsignals und/oder einem Parameter des Referenzfrequenzsignals abhängig ist, insbesondere wobei die Rate von einem Verhältnis zwischen einer Frequenz des analogen Messsignals und/oder einer Frequenz des Referenzfrequenzsignals abhängig ist. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass durch die Aktualisierung des Korrekturfaktors mit der genannten Rate eine sehr gute Korrektur des digitalen Messsignals in zeitliche Hinsicht möglich wird. Insbesondere lässt sich auf diese Weise beispielsweise ein individueller Korrekturfaktor für jeden analog-digital-gewandelten Wert des digitalen Messsignals ermitteln.
In einer besonderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ferner eine digitale Phasenregelschleife zur Bereitstellung des Referenzfrequenzsignals aus einem Oszillatorsignal vorgesehen sein, insbesondere wobei die digitale Phasenregelschleife einen nummerisch gesteuerten Oszillator aufweist. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass einerseits eine digitale und damit kostengünstige Schaltung zur Bereitstellung des Referenzfrequenzsignals vorgesehen werden kann und andererseits ein Parameter für die Ermittlung des Korrekturfaktors aus einer solchen digitalen Phasenregelschleife sehr einfach abgegriffen werden kann. Beispielsweise kann bei der Verwendung eines numerischen gesteuerten Oszillators sehr einfach ein Zählerstand dieses Oszillators verwendet werden, um den Korrekturfaktor zu ermitteln.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Analog-Digital-Wandler ausgebildet sein, um eine Wandlung unter Verwendung des Delta-Sigma-Modulationsverfahrens durchzuführen. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass gegenüber anderen A/D-Umsetzungsprinzipien eine hohe Abtastrate des Analogsignals im Vergleich zur Bandbreite des Nutzsignals möglich wird. Durch die kontinuierliche Abtastung am Eingang wird auch keine extra Halteschaltung benötigt. Außerdem werden geringe Anforderungen an ein analogen Anti-Aliasing-Filter gestellt.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn die vorstehend beschriebene Messsignal-Korrekturvorrichtung zur Wandlung eines analogen Messsignals eines Drehratensensors in ein korrigiertes Messsignal verwendet wird. Eine derartige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bietet den Vorteil, dass insbesondere bei kraftkompensierten Drehratensensoren die Rückkoppelkraft im Mittel der Corioliskraft entspricht, so dass insbesondere Drehratensensoren besonders empfindlich gegenüber Taktflankenschwankungen bei der Abtastung sind. Durch die Verwendung der vorstehend genannten Messsignal-Korrekturvorrichtung wird es daher möglich, weniger präzise und folglich kostengünstigere Oszillatoren zur Bereitstellung des Referenzfrequenzsignals für die Analog-Digital-Wandlung zu verwenden, wobei dennoch ein korrigiertes Messsignal mit einer hohen Güte erhalten wird.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer Messsignalsaufbereitungseinheit, in der eine Messsignal-Korrekturvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
2 zwei Diagramme von gemessenen Rauschübertragungsfunktionen ohne (2A, links) und unter (2B, rechts) Anwendung des erfindungsgemäßen Ansatzes; und
3 ein Ablaufdiagramm eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung als Verfahren.
In der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden für die in den verschiedenen Figuren dargestellten und ähnlich wirkenden Elemente gleiche oder ähnliche Bezugszeichen verwendet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung dieser Elemente verzichtet wird.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Messsignal-Aufbereitungssystems, bei dem eine Messsignal-Korrekturvorrichtung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Ein Oszillator 110 stellt einen Taktsignal 115 bereit, welches in einer digitalen Phasenregelschleife 120 weiterverarbeitet wird. Die hierzu wird das Taktsignal 115 in der digitalen Phasenregelschleife 120 zunächst von einem Phasendetektor 122 erfasst, in welchem eine Phase des Taktsignals 115 detektiert wird. Weiterhin umfasst die Phasenregelschleife 120 ein Schleifenfilter 125 zur Filterung des vom Phasendetektor 122 erhaltenen Signals, beispielsweise der detektierten Phase. Ein vom Schleifenfilter 125 gefiltertes Signal wird nachfolgend von einem numerisch gesteuerten Oszillator 127 (NCO) verarbeitet, der beispielsweise einen Zähler umfasst. Dieser numerisch gesteuerte Oszillator 127 gibt einen Referenzfrequenzsignal 130 aus, welches als freilaufender Takt für einen Analog-Digital-Wandler 140 verwendet wird, der beispielsweise der Basis einer Sigma-Delta-Modulation arbeitet. Durch die Rückkopplung des Referenzfrequenzsignals 130 in den Phasendetektor 122 kann ein Rücksetzen des numerisch gesteuerten Oszillators 127 bewirkt werden, der im Referenzfrequenzsignal zu ungleichmäßig langen Abständen zwischen Taktflanken führen kann, wie es in Diagramm 135 durch den Vergleich der beiden zeitliche versetzten Signalbereiche 137 ersichtlich wird. Die Bezeichnungen FB[n] und FB[m] bezeichnen dabei Längen von aufeinanderfolgenden Taktzyklen FB des von der digitalen Phasenregelschleife 120 bereitgestellten Referenzfrequenzsignals 130. Insbesondere beim Rücksetzen des numerisch gesteuerten Oszillators 127 kann bei einem solchen freilaufenden Taktsignal eine solche eine deutliche Abweichungen des Abstands von Signalflanken gegenüber vorangehenden und/oder folgenden Tagsignalflanken auftreten. Eine solche Abweichung des Abstands von Taktsignalflanken wird auch als Jitter bezeichnet.
Um zu verhindern, dass ein solcher Jitter zu einer fehlerbehafteten Analog-Digital-Wandlung des vom Sensor 150 (beispielsweise einem Drehratensensor) eingelesenen analogen Messsignals 155 im Analog-Digital-Wandler 140 führt, wird eine Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit 160 vorgesehen, die einen Korrekturfaktor 165 bereitstellt, der auf der Basis des Referenzfrequenzsignals 130 bestimmt wurde. Unter Verwendung dieses Korrekturfaktors 165 wird das vom Analog-Digital-Wandler 140 bereitgestellte digitale Messsignal 167 in einer Messsignal-Korrektureinheit 170 verarbeitet, um das korrigierte Messsignal 108 sich zu erhalten. Dabei wird in der der Messsignal-Korrektureinheit 170 insbesondere eine Multiplikation des Korrekturfaktors 165 mit dem digitalen Messsignal 167 durchgeführt, um das korrigierte Messsignal 180 zu erhalten.
Durch eine Anwendung des vorstehend genannten Ansatzes lässt sich somit eine Reduzierung bzw. Kompensation des Effektes der Taktflankenfluktuation im Referenzfrequenzsignal 130 auf das (beispielsweise Drehraten-)Messsignal 155 durch eine digitale Korrektur des vom Analog-Digital-Wandler 140 ausgegebenen digitalen Messsignals 167 erreichen. Ein wichtiger Aspekt der Erfindung ist dabei in einer Messung bzw. Schätzung der absoluten Taktdauer eines Analog-Digital-Wandlers 140 zu sehen, dessen Ausgangsignal 167 v[n] (= f(u, FB[n])) eine Funktion der Taktdauer von FB[n] des Referenzfrequenzsignals 130 ist, mit anschießender digitaler Korrektur dieses Signals 167. Ein Vorteil dieses Ansatzes besteht in der vergleichsweise einfache Implementierung im Digitalteil, da hierzu keine Änderung im Analogteil (beispielsweise dem Sensor 150) oder am Referenzoszillators 110 bzw. 120 nötig und somit dieser Ansatz sehr gut geeignet für kraftkompensierte Drehratensensoren ist.
Die 1 zeigt somit ein Blockschaltbild eines Gesamtsystemmodells der Messsignalkorrektur, bestehen aus ADPLL 120 zur Erzeugung des Referenztaktes 130. Dieser Referenztakt 130 wird für die AD-Wandlung 140 verwendet und führt durch seinen Phasenjitter (FB[n] != FB[m]) zu einem fehlerbehafteten Ausgangssignal v. Durch eine anschließende digitale Korrektur 170 mit einem Verstärkungsfaktor 165 (Gain[n]), lässt sich der Fehler vollständig korrigieren.
Die Messung/Schätzung der absoluten Taktdauer des Analog-Digital-Wandlers 140 erfolgt dabei durch die digitale Phasenregelschleife ADPLL 120 (ADPLL = All Digital Phase Locked Loop) des Primärschwingers 110 bzw. Oszillators 110. Diese Phasenregelschleife 120 stellt den Takt 130 der gesamten nachfolgenden digitalen Signalverarbeitung mit den Komponenten des Analog-Digital-Wandlers 140, der Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit 160 und der Messsignal-Korrektureinheit 170 bereit und besitzt durch den geregelten Gleichtakt mit dem Sensorelement 150 eine hohe Langzeitstabilität und Temperaturstabilität. Da aber die ADPLL 120 unter Verwendung eines NCOs 127 realisiert wird und dieser die meisten (Ausgabe-)Frequenzen wie das Referenzfrequenzsignal nur durch Mittelung realisieren kann, führt eine derartige Generierung des Taktsignals wie das Referenzfrequenzsignal 130 für nachfolgende Komponenten zu unterschiedlich langen Takten, wie es in der 1 in dem Diagramm 135 dargestellt ist. Die Taktfluktuation entspricht mindestens dem Takt des Referenzoszillators der ADPLL, außer der Takt des Referenzoszillators ist ein 2ⁿ-Faches der Sensorresonanz des Primärschwingers, da dann keine Taktflankenfluktuation auftritt.
Ein Analog-Digital-Wandler 140, dessen digitales Ausgangssignal v[n] eine Funktion der eigentlichen Messgröße u und der Periodendauer T_FB des Taktsignals 130 ist, erzeugt nun ein fehlerbehaftetes Ausgangssignal v[n]. Dabei repräsentiert T_FB die Periodendauer zwischen zwei NCO-Flanken (d. h. zwischen zwei Flanken des Referenzfrequenzsignals 130) während der Wandlungs- bzw. Rückkoppelphase FB[n]. FB[n] beschreibt dabei den Zustand und T_FB[n] ist eine Eigenschaft dieses Zustandes. Dieses Problem der Jitter-behafteten A/D-Wandlung ist insbesondere im Fall von kraftkompensierten Drehratensensoren als Messsignalgebern von erhöhter Bedeutung, bei denen die Rückkoppelkraft F_FB, im Mittel, der Corioliskraft entspricht (d. h. bei denen gilt: F_Coriolis[n] = F_FB[n] = F_{Elektrostatik}·T_FB[n]/T_S ~ v[n], wobei F_Elekaostatik eine Kraft ist, die gemessen wird). Bei typischen Auslegungen wird die Rückkoppelkraft für 2/16...5/16 einer Abtastperiode T_S des Referenzfrequenzsignals 130 angelegt. Die kleinste Taktfluktuation entspricht mindestens dem Takt des Referenzoszillators 110 der ADPLL 120, falls dieser kein exaktes Vielfaches der Frequenz des Referenzoszillators 110 ist. In dem Fall eines exakten Vielfachen wird die Taktfluktuation zu null.
Die Idee, auf der dieses Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung basiert, besteht darin, durch Bestimmung bzw. Schätzung der Taktperiode des Referenzfrequenzsignals 130, d. h. von T_FB[n] bzw. FB[n] das digitale Ausgangssignal v[n] des Analog-Digital-Wandlers 140 digital zu korrigieren und somit den Einfluss der Taktfluktuationen im Referenzfrequenzsignal 130, wie sie in der 1 in Diagramm 135 dargestellt ist, aufzuheben. Der Korrekturfaktor 165, der in der Messsignal-Korrektureinheit 170 als Gain[n] (d. h. Korrekturfaktor) verwendet wird, wird aus dem Verhältnis T_FB[n]/Mean(T_FB) bestimmt. Mean(T_FB) repräsentiert dabei der Mittelwert der Periodendauer des Referenzfrequenzsignals 130 (oder auch Referenzwert) der für die Umrechnung auf, zum Beispiel, °/s angenommen wird. In der Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit 160 kann dieses vorstehend genannte Verhältnis als Korrekturfaktor 165 ermittelt und bereitgestellt werden. In der Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit 160 kann daher eine Bildung eines Erwartungswertes E{T_FB} oder eine Mittelung ausgeführt werden, um diesen Mittelwert für die Periodendauer oder Abtastperiode des Referenzfrequenzsignals 130 zu bestimmen, wobei dieser Mittelwert dann, wie vorstehend beschrieben beispielsweise zur Verhältnisbildung, bei der Bestimmung des Korrekturfaktors 165 verwendet wird.
Eine andere Idee besteht darin, dass diese Mittelung des NCO 127 vorhersagbar anhand des letzten NCO-Zählerstandes ist. Dieser Wert kann dann einfacherweise verwendet werden, um den Delta-Sigma-Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 140 zu gewichten. Damit wird die Rückkoppelkraft im Digitalbereich normiert. Da die Rückkoppelkraft, genauer gesagt der Delta-Sigma-Datenstrom, ein Maß für die mechanische Drehrate ist, wird dieser Wert nicht mehr durch die Taktlängenfluktuation beeinflusst und somit ein bessere, rauschärmere Schätzung der Drehrate erreicht. Einfacherweise handelt es sich hierbei um eine Multiplikation, welche innerhalb eines FPGA oder DSP einfach realisiert werden kann, mit dem Stellwert des ADPLL Reglers.
In einer typischen Ausführungsform besitzt der NCO 127 eine Grundfrequenz von 200 MHz und der Referenzoszillator (im Sensorelement 150) eine Frequenz von 15 kHz. Somit ergibt sich ein typischer Wert für die Dauer der Rückkopplung von 0,26 μs und damit ca. 52 NCO-Takte pro Rückkopplung der digitalen Phasenregelschleife 120. Durch die mittelnde Eigenschaft des NCO 127 schwankt nun dieser Wert, beispielhaft, zwischen 52 und 51. Multipliziert man den digitalen Ausgangsdatenstrom v[n] des Analog-Digital-Wandlers 140 mit 51/52 (d. h. eine solchen als Gain[n] bezeichneten Verhältnis), für die Perioden mit kürzerer Rückkopplung, erhält man aus v[n] den korrigierten Messsignalwert 180. Beispielsweise kann bei Zählerständen im Takt der Rückkopplung im NCO 127 in der Folge 51, 52, 52, 51, 52, 52, 51 jeweils ein Gain-Korrekturwert 165 in der Folge 51/52, 1, 1, 51/52, 1, 1, 51/52 ausgegeben werden. Auf diese Weise wird der Korrekturfaktor 165 mit einer Rückkopplungsrate der digitalen Phasenregelschleife 120 aktualisiert, so dass für jeden analog-digital-gewandelten Messwert v[n] 167 ein jeweils passender Korrekturfaktor 165 von der Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit 160 bereitgestellt wird, um einen möglichst optimal korrigierten Messwert 180 zu erhalten.
Der Effekt einer solchen vorstehend beschriebenen Korrektur des digitalen Messsignals 167 v[n] ist beispielhaft im Anwendungsfall eines Drehratensensor-Messignals mit Kraftkompensation in 2 gezeigt. In den beiden Teildiagrammen der 2 ist jeweils auf der Abszisse die Frequenz in kHz und auf der Ordinate die Amplitude des ausgewerteten Messsignals v[n] 165 bzw. 180 in dB aufgetragen. Der Effekt der Taktflankenfluktuation bei einem fehlerbehafteten digitalen Messsignals 167 v[n] ist als Auffüllen der „Notch” in der linken Darstellung, d. h. aus 2A zu erkennen. Nach der digitalen Korrektur, d. h. für das korrigierte Messsignal 180 zeigt der Verlauf der Messkurve in dem rechten Teildiagramm, d. h. in 2B dieses auffüllende Verhalten im spektralen Verlauf nicht mehr und ermöglicht somit eine weitaus höhere Drehratenauflösung trotz Verwendung eines Oszillators 110 mit starker Taktflankenfluktuation.
2 zeigt somit gemessene Delta-Sigma-Rauschübertragungsfunktionen ohne (2A, links) und mit (2B, rechts) digitaler Jitterkompensation. Die Rauschunterdrückung („Notch”) im Signalband um 15 kHz ist durch die Jitterkompensation deutlich stärker ausgeprägt. In diesem Fall Besitz der NCO 127 eine Taktfrequenz von 50 MHz, da es sich hierbei um eine FPGA Implementierung handelt.
Die Bestimmung der Taktdauer kann durch einen zusätzlichen Zähler, welcher mit der steigenden Taktflanke von FB[n] beginnt, mit der fallenden Taktflanke von FB[n] stoppt und dessen Takt direkt vom NCO 127 resultiert, erreicht werden.
Alternativ kann auch der Korrekturwert Gain[n] 165 direkt durch den letzten Zählerstand des NCOs 127 vorhergesagt werden. Somit braucht kein zusätzlicher Block die Taktdauer TFB/FB[n] schätzen bzw. bestimmen. Dieser Wert 165 kann dann verwendet werden, um den Datenstrom v[n] zu gewichten und damit die Rückkoppelkraft im Digitalbereich zu normieren. Einfacherweise handelt es sich hierbei um eine Multiplikation, welche innerhalb eines FPGA oder DSP effizient realisiert werden kann, mit dem Stellwert des ADPLL Reglers. Alternativ können auch verschiedene PLLs verwendet werden die auf einem NCO basieren.
Insbesondere im Automobil- und Consumer Electronic-Bereich kann der hier vorgestellte Ansatz erfolgversprechend bei zukünftigen Drehratensensoren eingesetzt werden.
3 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung als Verfahren 300 zur Korrektur eines Messsignals. Das Verfahren weist einen Schritt des Wandelns 310 eines mittels einer Schnittstelle eingelesenen analogen Messsignals unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals in ein digitales Messsignal unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers. Ferner weist das Verfahren 300 einen Schritt des Bereitstellens 320 eines Korrekturfaktors auf, der unter Verwendung des Referenzfrequenzsignals ermittelt wurde. Schließlich umfasst das Verfahren 300 einen Schritt des Multiplizierens 330 des digitalen Messsignals mit dem Korrekturfaktor, um ein korrigiertes Messsignal zu erhalten.
Die beschriebenen und in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele sind nur beispielhaft gewählt. Unterschiedliche Ausführungsbeispiele können vollständig oder in Bezug auf einzelne Merkmale miteinander kombiniert werden. Auch kann ein Ausführungsbeispiel durch Merkmale eines weiteren Ausführungsbeispiels ergänzt werden.
Ferner können erfindungsgemäße Verfahrensschritte wiederholt sowie in einer anderen als in der beschriebenen Reihenfolge ausgeführt werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 20080315928 A1 [0003]

Claims

Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) mit folgenden Merkmalen: – einem Analog-Digital-Wandler (140), der ausgebildet ist, um ein mittels einer Schnittstelle eingelesenes analoges Messsignal (155) unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals (130) in ein digitales Messsignal (167, v[n]) zu wandeln; – einer Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) zur Bereitstellung eines auf der Basis des Referenzfrequenzsignals (130) ermittelten Korrekturfaktors (165); und – einer Messsignal-Korrektureinheit (170), die ausgebildet ist, um das digitale Messsignal (167, v[n]) mit dem Korrekturfaktor (165) zu multiplizieren, um ein korrigiertes Messsignal (180) zu erhalten.
Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) ausgebildet ist, um den Korrekturfaktor (165) ferner auf der Basis eines Parameters des analogen Messsignals (155) zu bestimmen.
Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) ausgebildet ist, um eine Mittelung (E{T_FB}) eines Parameters, insbesondere einer Periodendauer, des Referenzfrequenzsignals (130) auszuführen.
Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) ausgebildet ist, um als Korrekturfaktor (165) einen Wert bereitzustellen, der unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen dem Referenzfrequenzsignal (130) oder einem davon abgeleiteten Wert (T_FB[n]) einerseits und dem gemittelten Parameter (Mean(T_FB)) des Referenzfrequenzsignals (130) andererseits ermittelt wurde.
Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfaktor-Bereitstellungseinheit (160) ausgebildet ist, um den Korrekturfaktor (165) mit einer Rate zu aktualisieren, die von einem Parameter des analogen Messsignals (155) und/oder einem Parameter des Referenzfrequenzsignals (130) abhängig ist, insbesondere wobei die Rate von einem Verhältnis zwischen einer Frequenz des analogen Messsignals (155) und/oder einer Frequenz des Referenzfrequenzsignals (130) abhängig ist.
Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ferner eine digitale Phasenregelschleife (120) zur Bereitstellung des Referenzfrequenzsignals (130) aus einem Oszillatorsignal (115) vorgesehen ist, insbesondere wobei die digitale Phasenregelschleife (120) einen nummerisch gesteuerten Oszillator (127) aufweist.
Messsignal-Korrekturvorrichtung gemäß (100) einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Analog-Digital-Wandler (140) ausgebildet ist, um eine Wandlung unter Verwendung des Delta-Sigma-Modulationsverfahrens durchzuführen.
Verwendung der Messsignal-Korrekturvorrichtung (100) gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche zur Wandlung eines analogen Messsignals (155) eines Drehratensensors (150) in ein korrigiertes Messsignal (180).
Verfahren (300) zur Korrektur eines Messsignals, wobei das Verfahren (300) die folgenden Schritte aufweist: – Wandeln (310) eines mittels einer Schnittstelle eingelesenen analogen Messsignals (155) unter Verwendung eines Referenzfrequenzsignals (130) in ein digitales Messsignal (167, v[n]) mittels eines Analog-Digital-Wandlers (140); – Bereitstellen (320) eines Korrekturfaktors (165), der unter Verwendung der Referenzfrequenzsignals (130) ermittelt wurde; und – Multiplizieren (330) des digitalen Messsignals (167, v[n]) mit dem Korrekturfaktor (165), um ein korrigiertes Messsignal (180) zu erhalten.