DE102010042583A1

DE102010042583A1 - Leistungshalbleitervorrichtung für Zündvorrichtung

Info

Publication number: DE102010042583A1
Application number: DE102010042583A
Authority: DE
Inventors: Shinsuke Godo; Yukio Yasuda; Atsunobu Kawamoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-12-15
Filing date: 2010-10-18
Publication date: 2011-06-16
Anticipated expiration: 2030-10-19
Also published as: US8605408B2; CN102170284A; DE102010042583B4; US20110141640A1; JP5423377B2; CN102170284B; JP2011127444A

Abstract

Eine Leistungshalbleiter für eine Zündvorrichtung weist eine erste Halbleiterschaltvorrichtung (4), und eine integrierte Schaltung (3) auf. Eine zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) ist parallel zu der ersten Halbeleiterschaltvorrichtung (4) geschaltet und weist eine kleinere Stromkapazität als eine Stromkapazität der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4) auf. Eine Verzögerungsschaltung (30) verzögert ein Steuereingangssignal so, dass die zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) vor der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4) erregt wird. Eine dritte Halbleiterschaltvorrichtung (300) enthält eine Thyristorstruktur, die mit einem hochspannungsseitigen Hauptanschluss der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung (35) verbunden ist und durch einen Teil eines Hauptstromes leitend gemacht wird, der durch die erregte zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) fließt. Eine erste Überschussspannungserfassungsschaltung (27) stoppt die erste Halbleiterschaltvorrichtung (4), wenn die Spannung auf dem hochspannungsseitigen Hauptanschluss gleich oder größer als eine vorbestimmte Spannung ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung mit einer Überhitzungsschutzfunktion zum Schützen einer Halbleiterschaltvorrichtung bei einer unnormal hohen Temperatur in einem Zündsystem für einen Verbrennungsmotor/Ottomotor.
Ein Zündsystem für einen Verbrennungsmotor wie ein Kraftfahrzeugmotor weist als Komponenten zum Erzeugen einer hohen Spannung, die an eine Zündkerze anzulegen ist, eine Leistungshalbleitervorrichtung, die eine Zündspule (induktive Last) enthält, eine Halbleiterschaltvorrichtung zum Treiben der Zündspule und eine Schaltungsvorrichtung (integrierte Halbleiterschaltung) zum Steuern der Halbleiterschaltvorrichtung auf. Diese Komponenten stellen eine sogenannte Zündvorrichtung dar. Das Zündsystem weist auch eine Motorsteuereinheit (ECU) mit einem Computer auf. In solch einer Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung wird normalerweise der Widerstand gegen einen Stoß durch einen Lastabfall, d. h. eine vorübergehende Überschussspannungswelle, die in der Leistungslieferspannung erzeugt wird, angenommen als einer der Punkte der Zuverlässigkeit der Leistungshalbleitervorrichtung. In normalen Fällen wird daher ein Verfahren benutzt, bei dem die Leistungsversorgungsspannung direkt beobachtet wird und der Betrieb einer Halbleiterschaltvorrichtung oder einer integrierten Schaltung, die die Halbleiterschaltvorrichtung steuert, die in der Leistungshalbleitervorrichtung eingebaut ist, wird gestoppt, wenn die Leistungslieferspannung übermäßig hoch ist, um die integrierte Schaltung zu schützen.
Elektrische Leistung für die oben beschriebene Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung wird normalerweise von einer Motorfahrzeugbatterie geliefert. Fluktuationen und Stoßspannungen in der Spannung von solch einer Leistungsversorgung sind jedoch groß. In den meisten Fällen wird daher die Leistungslieferspannung mit einer Zenerdiode geklemmt, dann in einer Konstantspannungsschaltung reguliert und in die integrierte Schaltung geliefert. Direkte Beobachtung der Batteriespannung benötigt das Hinzufügen eines Aufnahmeanschlusses eines speziellen Signales und Vorsehen einer Schutzvorrichtung einer großen Leistungskapazität an dem Anschluss. Das bedeutet unausweichlich eine Zunahme in den Herstellungskosten. Da weiter die Zenerdiode auf dem Anschluss vorgesehen ist, durch den die Batteriespannung zur Leistungslieferung an die integrierte Schaltung eingegeben wird, ist die Spannung im Wesentlichen an der Zenerklemmspannung fixiert, und die gewünschte Empfindlichkeit kann nicht in Bezug auf eine Überschussspannung erzielt werden. Daher ist das oben beschriebene Spannungsbeobachtungsverfahren nicht geeignet für eine hochgenaue Spannungserfassung.
Als eine Lösung für das oben beschriebene Problem ist eine Technik zum Schützen der oben beschriebenen Schaltvorrichtung durch Überwachung des Stromes zwischen Hauptanschlüssen der Halbleiterschaltvorrichtung und Begrenzen der Steueranschlussspannung auf der Halbleiterschaltvorrichtung, wenn der Strom, der fließt, gleich oder größer einem vorbestimmten Wert wird, entwickelt worden (siehe z. B. JP 5-259853 A und JP 7-086587 A ).
Eine Technik, die das Bilden eines Thyristors auf dem Substrat beinhaltet, auf dem die Schaltvorrichtung gebildet wird, zum Extrahieren einer Hauptanschlussspannung einer Hochpotentialseite auf der Halbleiterschaltvorrichtung, wenn die Schaltvorrichtung Aus ist, und indirektes Überwachen der Leistungslieferspannung von der Ausgabe des Thyristors ist ebenfalls offenbart (siehe z. B. JP 2000-183341 A ).
Die bekannten Techniken im Stand der Technik sind unbefriedigend in mancherlei Hinsicht von dem Gesichtspunkt des Schutzes gegen eine vorübergehende oder flüchtige Überschussspannung von der Leistungsversorgung. Das heißt gemäß der JP 5-259853 A und JP 7-086587 A wird nur Begrenzen des Stromwertes zwischen den Hauptanschlüssen ausgeführt, wenn der zwischen den Hauptanschlüssen fließende Strom größer als während des normalen Betriebes der Halbleiterschaltvorrichtung in dem Ein-Zustand ist, wenn die Halbleiterschaltvorrichtung in einem Zustand eingeschaltet wird, in dem die Leistungsversorgungsspannung erhöht ist. Wenn das Strombegrenzen auf diese Weise ausgeführt wird, ist die Halbleiterschaltvorrichtung Ein, während der Strom dadurch begrenzt wird, und die Spannung entsprechend zu der Zunahme in der Leistungsversorgungsspannung wird fast vollständig zwischen den Hauptanschlüssen angelegt, wodurch ein großer Joule'scher Verlust verursacht wird. Dieser Joule'sche Verlust ist insgesamt eine leistungsverbrauchende Form von Wärme. Somit weisen die bekannten Techniken das Problem einer Zunahme im Leistungsverbrauch auf. Ebenfalls werden Maßnahmen wie die Darstellung eines Wärmeverteilungsmechanismus auf großer Skala zum Verbessern der Wärmeabgabe und Auswählen einer Vorrichtung mit einer hohen Kurzschlussfähigkeit als die oben beschriebene Halbleiterschaltvorrichtung notwendigerweise ergriffen. Daher gibt es ein Problem der Schwierigkeit des Verfolgens der Verringerung in der Größe und der Vereinfachung der oben beschriebenen Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung.
In der Technik gemäß der JP 2000-183341 A ist der Thyristor zum Überwachen der Spannung auf der Hochpotentialseite des Hauptanschlusses auf dem Substrat der Halbleiterschaltvorrichtung angebracht, der bewirkt, dass der Primärstrom durch die Zündspule fließt, oder den Primärstrom unterbricht. Beim Überwachen der Hauptanschlussspannung wird ein Triggersignal zum Einschalten des Thyristors benötigt. Zum Liefern des Triggersignales werden zusätzliche Komponenten wie Vorspannungsquelle und Widerstandselemente benötigt. Verdrahtung wird ebenfalls zum Verbinden zwischen dem Thyristor, der auf der Halbleiterschaltvorrichtung gebildet ist, und der integrierten Schaltung, die die Steuerung ausführt, benötigt. Die Notwendigkeit dieser Komponenten ist ebenfalls ein Hindernis bei der Verringerung der Größe und Vereinfachung der Leistungshalbleitervorrichtungen für eine Zündvorrichtung.
In Hinblick auf die oben beschriebenen Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine hochzuverlässige Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung vorgesehen, die einen Schutz gegen eine übermäßige Spannung einer Leistungsversorgung, die einen Schutz gegen eine übermäßige Spannung einer Leistungsversorgung mit einem einfachen Aufbau realisieren kann, vorzusehen, ohne dass die Verringerung in der Größe und die Vereinfachung der gesamten Einheit behindert wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung nach Anspruch 1 vorgesehen.
Dabei bewirkt eine erste Halbleiterschaltvorrichtung, dass ein Strom durch eine Primärseite einer Zündspule fließt, oder dass der Strom, der durch die Primärseite der Zündspule fließt, unterbrochen wird. Eine integrierte Schaltung treibt und steuert die erste Halbleiterschaltvorrichtung. Die integrierte Schaltung enthält eine zweite Halbleiterschaltvorrichtung, die parallel zu der ersten Halbleiterschaltvorrichtung geschaltet ist und eine kleinere Stromkapazität als eine Stromkapazität der ersten Halbleiterschaltvorrichtung aufweist. Eine Verzögerungsschaltung verzögert ein Steuereingangssignal zum Treiben der ersten und zweiten Halbleiterschaltvorrichtung, so dass die zweite Halbleiterschaltvorrichtung früher als die erste Halbleiterschaltvorrichtung erregt wird. Eine dritte Halbleiterschaltvorrichtung enthält eine Thyristorstruktur mit einem Hauptanschluss, die mit einem hochspannungsseitigen Hauptanschluss der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung verbunden ist. Die Thyristorstruktur wird leitend durch einen Teil eines Hauptstromes, der durch die erregte zweite Halbleiterschaltvorrichtung fließt. Eine erste Überschussspannungserfassungsschaltung überwacht die Spannung auf dem hochspannungsseitigen Hauptanschluss der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung durch Überwachen der Leitung der dritten Halbleiterschaltvorrichtung und Stoppen der ersten Halbleiterschaltvorrichtung, wenn die Spannung gleich oder größer als eine vorbestimmte Spannung ist.
Bei der Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wird die zweite Halbleiterschaltvorrichtung, die in der integrierten Schaltung angebracht ist, vor der ersten Halbleiterschaltvorrichtung erregt zum Bewirken des Primärstromflusses durch die Zündspule oder Unterbrechen desselben, wodurch die Erzeugung einer Überschussspannung in der Leistungsversorgung vor dem Einschalten der ersten Halbleiterschaltvorrichtung erfasst wird, und zum Ermöglichen des Verhinderns dieses Einschaltens. Somit wird das Auftreten von vergeudetem Joule'schen Verlust verhindert. Da die dritte Halbleiterschaltvorrichtung leitend gemacht wird durch Erregen der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung, die in der integrierten Schaltung angebracht ist, gibt es keine Notwendigkeit, getrennt eine Vorspannungsquelle oder ähnliches vorzusehen. Weiter kann eine Schnittstelle zwischen den Komponenten der integrierten Schaltung und einer Steuerschaltung in der gleichen integrierten Schaltung leicht implementiert werden.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:
1 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 eine Äquivalenzschaltung eines Kollektorspannungserfassungsmittels gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3 eine Schnittansicht, die eine integrierte Schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ein Zeitablaufdiagramm zum Darstellen des Betriebes des Zündsystemes gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 eine vergrößerte Ansicht eines Teils von 4;
6 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einem modifizierten Beispiel der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einem zweiten modifizierten Beispiel der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ein Schaltbild, das ein Zündsystem gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 ein Zeitablaufdiagramm zum Darstellen des Betriebes des Zündsystemes gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Erste Ausführungsform
1 zeigt eine Ausführungsform eines Zündsystemes gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei dem in 1 gezeigten Zündsystem ist eine Leistungsversorgung Vbat wie eine Batterie mit einem Ende einer Primärspule 61 in einer Zündspule 6 verbunden, während eine Leistungshalbleitervorrichtung 5 für eine Zündvorrichtung (hier im Folgenden als ”eine Zündleistungshalbleitervorrichtung” bezeichnet) mit dem anderen Ende der Primärspule 61 verbunden ist. Die Leistungsversorgung Vbat ist auch mit einem Ende einer Sekundärspule 62 verbunden, und eine Zündkerze 7, deren eines Ende auf Masse liegt, ist mit dem anderen Ende der Sekundärspule 62 verbunden. Eine ECU 1 gibt ein Steuereingangssignal zum Treiben einer Halbleiterschaltvorrichtung 41 an die Zündleistungshalbleitervorrichtung 5 aus.
Bei diesem Zündsystem weist die Zündleistungshalbleitervorrichtung 5 eine erste Halbleiterschaltvorrichtung 4 mit einem Hauptbipolartransistor mit isoliertem Gate (Haupt-IGBT) 41 zum Bewirken, dass ein Strom durch die Primärspule 61 fließt, oder dass der Strom, der durch die Primärspule 61 fließt, unterbrochen wird, und eine integrierte Schaltung 3 zum Treiben und Steuern des Haupt-IGBT 41 gemäß dem Steuereingangssignal von der ECU und anderer Betriebsbedingungen auf.
Als der Haupt-IGBT 41, der eine Hauptkomponente der ersten Halbleiterschaltvorrichtung 4 ist, wird ein IGBT zusätzlich zu den gewöhnlichen Elektrodenanschlüssen, d. h. dem Kollektor, Emitter und Gate mit einem Erfassungsemitter zum Erfassen des Kollektorstroms Ic angenommen, durch den ein Strom proportional zu (z. B. ungefähr 1/1.000 von) dem Kollektorstrom fließt. Ebenfalls ist eine Zenerdiode 42, die zum Schutz gegen eine Stoßspannung vorgesehen ist, zwischen den Kollektor und das Gate in der Rückwärtsrichtung/umgekehrten Richtung geschaltet.
Bei der integrierten Schaltung 3 sind ein Kollektorspannungserfassungsmittel 2 mit einem Unter-IGBT 35 als eine zweite Halbleiterschaltvorrichtung und eine Thyristorstrukturvorrichtung 300, die als dritte Schaltvorrichtung vorgesehen ist und durch einen pnp-Transistor 33 und einen npn-Transistor 34 dargestellt wird, monolithisch integriert. Der Kollektoranschluss des Unter-IGBT 35 und der Emitteranschluss des pnp-Transistors 33, die einem der zwei Hauptanschlüsse der Thyristorstrukturvorrichtung 300 entsprechen, sind mit dem Kollektoranschluss des Haupt-IGBT 41 verbunden.
Weiter ist ein Klemmmittel 36, das durch Schalten von Zenerdioden in Reihe gebildet ist, mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Basisanschluss des npn-Transistors 34 und dem Kollektoranschluss des pnp-Transistors 33 verbunden, wodurch die Thyristorstrukturvorrichtung 300 dargestellt wird. Das Maximum einer Ausgangsspannung auf dem Emitteranschluss des npn-Transistors 34 entsprechend dem anderen Hauptanschluss der Thyristorstrukturvorrichtung 300 wird dadurch begrenzt auf (die Klemmspannung des Klemmmittels 36)-(Spannung Vbe des npn-Transistors 34).
Der Aufbau des Kollektorspannungserfassungsmittels 2 wird im Einzelnen unter Bezugnahme auf 2 und 3 beschrieben. In 3 wird der Unter-IGBT 35 äquivalent als ein N-Kanal-MOS-Tansistor 352 und ein pnp-Tranistor 351, der durch den N-Kanal-MOS-Transistor 352 getrieben wird, ausgedrückt.
Bezug nehmend auf eine Längsschnittansicht der Struktur der in 3 gezeigten integrierten Schaltung 3 sind ein n⁺-epi-Bereich 83 und ein n^–-epi-Bereich 84 auf einem p-Substrat 82 gebildet. In dem n^–-epi-Bereich 84 ist ein p-Bereich 85 gebildet, und ein n-Bereich 86 ist in dem p-Bereich 85 gebildet. Eine Gateelektrode 87, die aus Polysilicium oder ähnlichem gebildet ist und durch einen Gateoxidfilm isoliert ist, ist auf dem n-Bereich 86 gebildet. Weiter ist ein Aluminiumverdrahtungselement 88, das als die Emitteranschlusselektrode des Unter-IGBT 35 dient, gebildet. Der Unter-IGBT 35 ist somit in der integrierten Schaltung 3 gebildet.
Weiter ist, Bezug nehmend auf 3, die Thyristorstrukturvorrichtung 300 in der Nähe des Unter-IGBT 35 gebildet, wobei ein p-Bereich 99 dazwischen eingefügt ist als Trennungsbereich. Das heißt, ein p-Bereich 90 ist in dem n^–-epi-Bereich 84 gebildet, und ein n-Bereich 89 ist in diesem p-Bereich 90 gebildet. Aluminiumverdrahtungselemente 91 und 92 sind gebildet, um Potentialen auf dem p-Bereich 90 und dem n-Bereich 38 durch den Basisanschluss bzw. den Emitteranschluss abzugreifen. Somit ist die Thyristorstrukturvorrichtung 300 mit einer pnpn-Struktur, wie sie von der Seite der hinteren Oberfläche gesehen wird, monolithisch mit dem Unter-IGBT 35 gebildet.
Weiter ist, Bezug nehmend auf 3, ein p-Inselbereich 93 auf dem n^–-ep-Bereich 84 gebildet, wobei ein p-Bereich als Trennungsbereich zwischen dem p-Inselbereich 93 und der Thyristorstrukturvorrichtung 300 eingefügt ist. Ein N-Kanal-MOS, ein P-Kanal-MOS und andere Komponenten, die einen Steuerschaltungsabschnitt darstellen, sind ebenfalls monolithisch auf dem p-Inselbereich 93 gebildet. Die p-Inselschicht 93 ist mit einem Referenzleistungsversorgungspotential GND verbunden, d. h. das unterste Potential in der integrierten Schaltung 3, wodurch sie elektrisch von dem Kollektorspannungserfassungsmittel 2 isoliert ist. Daher gibt es keine Störung zwischen dem Steuerschaltungsabschnitt und dem Kollektorspannungserfassungsmittel 2.
Eine auf der Rückoberfläche metallisierte Schicht 81 und das p-Substrat 82 werden gemeinsam zwischen einem der zwei Hauptanschlüsse der Thyristorstrukturvorrichtung 300 und der Kollektorelektrode des Unter-IGBT 35 benutzt. Durch Anbringen eines Leiterrahmens (nicht gezeigt), auf dem der Haupt-IGBT 41 angebracht ist, werden der eine Hauptanschluss der Thyristorstrukturvorrichtung 300 und die Kollektorelektrode des Unter-IGBT 35 elektrisch mit der Kollektorelektrode des Haupt-IGBT 41 ohne zusätzliche Verdrahtung verbunden.
Der Betrieb des Unter-IGBT 35 und der Thyristorstrukturvorrichtung 300 werden unter Bezugnahme auf 2 und 3 beschrieben. Wenn eine Spannung an die Gateelektrode 87 angelegt wird, wird der N-Kanal-MOS 352 eingeschaltet, und Elektroden werden von der Emitterelektrode 38 injiziert. Wenn die injizierten Elektroden an dem n-Bereich 84 und dem n⁺-Bereich 83 ankommen, wird die elektrische Neutralitätsbedingung erfüllt, und daher werden positive Löcher, die Minoritätsträger sind, von der hinteren Oberfläche injiziert. Ein Teil des positiven Lochstromes Ih1, der durch die injizierten positiven Löcher gebildet wird, bildet einen Basisstrom It1 in dem pnp-Transistor 33, der die monolithisch gebildete Thyristorstrukturvorrichtung 300 darstellt, wodurch die Thyristorstrukturvorrichtung 300 getriggert und eingeschaltet wird zum Vorsehen der Leitung bei einer niedrigen Impedanz zwischen dem einen Hauptanschluss (die auf der Rückoberfläche metallisierte Elektrode 81) und dem anderen Hauptanschluss (die Emitterelektrode 92).
Die Funktionen der integrierten Schaltung 3 und die Zündungstätigkeit des gesamten Zündsystemes werden unter Bezugnahme auf das Zeitablaufdiagramm von 4 und 5 beschrieben.
Der normale Betrieb wird zuerst beschrieben. Ein Hochpegelsteuereingangssignal, das zu einer Zeit t1 von der ECU 1 an einen Eingangsanschluss der integrierten Schaltung 3 angelegt wird, wird einer Wellenformbehandlung in einer Schmitt-Triggerschaltung 11 unterworfen und divergiert danach in zwei Linien, von denen eine über eine Verzögerungsschaltung 30 mit dem Gateanschluss eines ersten P-Kanal-MOS 12 zum Treiben des Haupt-IGBT 41 und mit einem Eingangsanschluss einer ersten NOR(Nichtoder)-Schaltung 31 verbunden ist, und die andere davon mit dem anderen Eingangsanschluss der ersten NOR-Schaltung 31 verbunden ist. Durch eine Ausgabe von der ersten NOR-Schaltung 31 wird ein erster N-Kanal-MOS 26 ausgeschaltet. Ein Ausgangsstrom Ib2 von einer ersten Konstantstromquelle 32 wird dadurch in eine erste Stromspiegelschaltung eingegeben, die durch einen zweiten P-Kanal-MOS 28 und einen dritten P-Kanal-MOS 29 dargestellt ist, wodurch ein Ausgangsstrom Ib3 gemäß dem Spiegelverhältnis des Flusses durch einen ersten Widerstand 24 verursacht wird. Eine Gatetreiberspannung an den Unter-IGBT 35 wird dadurch zum Einschalten des Unter-IGBT 35 erzeugt.
Die Verzögerungsschaltung 30 ist angeordnet zum Verzögern nur eines Anstieges des Eingangssignales. Das heißt, während einer Zeitdauer von der Zeit t1 bis zu einer Zeit t2 (genauer ungefähr einige zehn Mikrosekunden) ist der Ausgang von der Verzögerungsschaltung 30 auf einem niedrigen Pegel, und der erste P-Kanal-MOS 12 ist eingeschaltet. Folglich wird der Haupt-IGBT 41 in dem Aus-Zustand gehalten.
Durch Einschalten des Unter-IGBT 35, wie oben bei der Beschreibung des Betriebes beschrieben wurde, wird die Thyristorstrukturvorrichtung 300 leitend gemacht. Die Stromkapazität des Unter-IGBT 35 ist kleiner gesetzt als die des Haupt-IGBT 41. Genauer, die Transistorgröße ist so eingestellt, dass der Transistor bei ungefähr 100 mA sättigt. Der Wicklungswiderstand der Primärspule 61 in der Zündspule 6, d. h. die Last beträgt ungefähr 0,4–0,5 Ω, und der Spannungsabfall über die Spule beträgt ungefähr einige zehn Millivolt, selbst wenn der Unter-IGBT 35 eingeschaltet ist. Daher wird das Kollektorpotential ungefähr gleich der Leistungsversorgungsspannung gehalten.
Folglich beträgt die Spannung auf dem anderen Hauptanschluss der Thyristorstrukturvorrichtung 300 (das Kollektorpotential)-(Spannung Vsat des pnp-Transistors 33)-(Spannung Vbe des npn-Transistors 34). Der zweite und der dritte Ausdruck in der obigen Gleichung sind im allgemeinen konstant, ungefähr 0,2 V bzw. 0,7 V. Es ist daher möglich, die Spannung entsprechend der Leistungsversorgungsspannung zu beobachten durch Überwachen der Spannung auf dem anderen Hauptanschluss der Thyristorstrukturvorrichtung 300 mit der ersten Überschussspannungserfassungsschaltung 28. Während des normalen Betriebs ist die Leistungsversorgungsspannung niedriger als irgendeine Spannung, die als eine Überschussspannung bestimmt ist, und die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 gibt einen niedrigen Pegel als ein erstes Überschussspannungserfassungssignal OV1 aus, das den normalen Zustand bezeichnet.
Der Betrieb, wenn die Ausgabe von der Verzögerungsschaltung 30 zu der Zeit t2 den hohen Pegel annimmt, wird beschrieben. Die Ausgabe von der ersten NOR-Schaltung 31 wird auf dem niedrigen Pegel gehalten. Folglich ist der erste N-Kanal-MOS 26 in dem Aus-Zustand, und die Gatespannung an den Unter-IGBT 35 wird zu dieser Zeit erzeugt.
Andererseits ist der erste P-Kanal-MOS 12 ausgeschaltet. Das erste Überschussspannungserfassungssignal OV1 ist auf dem niedrigen Pegel, während ein umgekehrtes/invertiertes Überschussspannungserfassungssignal/OV, das durch eine erste NOT(Nicht)-Schaltung 15 ausgegeben wird, auf einem hohen Pegel ist. (Während ein umgekehrtes/invertiertes Signal gewöhnlich durch Hinzufügen eines Querstriches über dem Symbol des ursprünglichen Signals ausgedrückt wird, gibt es einen anderen Ausdruck, in dem ein/vor einem Symbol für das ursprüngliche Signal in dieser Beschreibung hinzugefügt wird). Durch das umgekehrte Überschussspannungserfassungssignal/OV wird ein vierter P-Kanal-MOS 16 ebenfalls ausgeschaltet.
Eine zweite Stromspiegelschaltung, die durch einen fünften P-Kanal-MOS 17 und einen sechsten P-Kanal-MOS 18 dargestellt ist, wird dadurch gestartet zum Tätigwerden.
Ein referenzseitiger Stromwert Ig1 der zweiten Stromspiegelschaltung ist gleich dem Resultat der Subtraktion eines Ausgangsstromwertes If2 einer strombegrenzenden Schaltung, die unten beschrieben wird, von einem Ausgangsstromwert Ib1 einer zweiten Konstantstromquelle 19. In Bezug auf diesen referenzseitigen Strom Ig1 wird ein Strom Ig2 gemäß dem Spiegelverhältnis der zweiten Stromspiegelschaltung als ein Ausgangsstrom erzeugt.
Durch den Fluss durch den zweiten Widerstand 23 des Ausgangsstromes Ig2 von der zweiten Stromspiegelschaltung wird die Gatetreiberspannung für den Haupt-IGBT 41 erzeugt zum Bewirken, dass der Haupt-IGBT 41 tätig wird, indem er eingeschaltet wird. Zu dieser Zeit fließt ein Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1, wie er in 4 und 5 gezeigt ist, durch die Primärspule 61 und den Haupt-IGBT 41 gemäß einer Zeitkonstante, die durch die Induktanz und den Verdrahtungswiderstand der Primärspule 61 bestimmt ist.
Zu dieser Zeit ist die Kollektoranschlussspannung auf dem Haupt-IGBT 41 ungefähr 0. Folglich ist ein Unter-IGBT-Kollektorstrom Ic2 durch den Unter-IGBT 35, der mit dem Kollektoranschluss verbunden ist, ungefähr 0. Ähnlich ist die Thyristorstrukturvorrichtung 300 ausgeschaltet, so dass sie nicht leitend zwischen den Hauptanschlüssen ist. Das heißt, in dem normalen Betrieb ist das Kollektorspannungserfassungsmittel 2 nur wirksam während der Verzögerungsperiode, die durch die Verzögerungsschaltung 30 bestimmt ist. Daher wird der Leistungsverbrauch der gesamten integrierten Schaltung 3 nicht vergrößert.
Ein Niederpegelsteuereingangssignal wird von der ECU 1 zu einer Zeit t3 angelegt. Der erste P-Kanal-MOS 12 wird daher eingeschaltet zum Stoppen der ersten Stromspiegelschaltung. Ladung, die auf dem Gate des Haupt-IGBT 41 angesammelt ist, wird in einer extrem kurzen Zeitperiode durch den zweiten Widerstand 23 ausgegeben, so dass der Haupt-IGBT 41 schnell abgeschaltet wird.
Zu dieser Zeit wird eine hohe Spannung von ungefähr 500 V auf dem Kollektoranschluss des Haupt-IGBT 41 durch die Primärspule 61 in der Richtung erzeugt, so dass der Strom aufrechterhalten bleibt, der geflossen ist. Diese Spannung wird auf ungefähr 30 kV gemäß dem Wicklungsverhältnis der Zündspule 6 verstärkt, so dass bewirkt wird, dass die Zündkerze 7, die mit der Sekundärspule 62 verbunden ist, funkt/zündet.
Ein Fall, in dem das Hochpegelsteuereingangssignal von der ECU 1 während einer vergleichsweise langen Erregungszeitperiode von einer Zeit t4 angelegt wird, wird unter Bezugnahme auf 4 beschrieben.
Durch Anlegen des Hochpegelsteuereingangssignals von der ECU 1 wird der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 allmählich von der Zeit t4 auf der oben beschriebenen Weise vergrößert. Ein Stromgrenzwert zum Verhindern, dass der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic2 gleich oder höher als ein vorbestimmter konstanter Wert wird, ist zum Zwecke des Verhinderns des Schmelzens der Windung der Zündspule 6 und der magnetischen Sättigung des Transformators gesetzt.
Begrenzen des Haupt-IGBT-Kollektorstroms Ic1 wird durch einen unten beschriebenen Mechanismus realisiert. Ein Erfassungsstrom Ies von dem Haupt-IGBT 41 fließt durch einen dritten Widerstand 25 in der integrierten Schaltung 3 zum Erzeugen einer Spannung über den dritten Widerstand 25 gemäß dem Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1. Diese Spannung wird mit einer Spannung Vref1 einer ersten Referenzspannungsquelle 22 durch einen Verstärker 21 verglichen. Eine V-I-Wandlerschaltung 20 gibt einen Strom If1 gemäß der Differenz zwischen den verglichenen Werten aus. Von diesem Strom If1 erzeugt eine dritte Stromspiegelschaltung, die durch einen siebten P-Kanal-MOS 13 und einen achten P-Kanal-MOS 14 dargestellt ist, einen Ausgangsstrom gemäß ihres Spiegelverhältnisses. Dieser Ausgangsstrom wird als ein Strombegrenzungssignal If2 ausgegeben. Das Strombegrenzungssignal If2 wirkt in der Richtung zum Verringern des Stromes Ig2, von dem die Gatetreiberspannung für den Haupt-IGBT 41 erzeugt wird. Als Resultat wird die Gatespannung verringert zum Verhindern, dass der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 zunimmt. Das heißt, das gesamte System ist in einer negativen Rückkopplungsweise in Bezug auf den Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 tätig, wodurch der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 auf einen vorbestimmten konstanten Wert begrenzt wird.
Wenn der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 gleich dem Stromgrenzwert zu einer Zeit t5 wird, ist die Gatespannung an den Haupt-IGBT 41 niedriger, und der Haupt-IGBT 41 ist in einer Pentodenweise tätig. Das heißt, während der Haupt-IGBT-Kollektorstrom Ic1 fließt, wird die Kollektorspannung nicht ausreichend verringert; Joule'scher Verlust wird in dem Haupt-IGBT 41 erzeugt. Auch zu dieser Zeit wird mit dem Anstieg der Kollektorspannung der Unter-IGBT 35 wieder aktiviert zum Bewirken, dass der Unter-IgBT-Kollektorstrom Ic2 fließt. Gleichzeitig wird die Thyristorstrukturvorrichtung 300 ebenfalls leitend.
Der Betrieb, wenn ein vorübergehender Überschussspannungsstoß zu einer Zeit t6 in der Leistungsversorgungsspannung aufgrund eines Lastabfalls oder ähnliches verursacht wird, wird beschrieben. In normalen Fällen ist die Länge der Zeit, während der die Erzeugung der Stoßspannung aufgrund des Lastabfalls dauert, ungefähr 200 msec oder länger als annehmbare Zündintervalle (z. B. ungefähr 40 msec bei 3.000 Upm in Bezug auf jeden Zylinder in einem Viertaktmotor. Das heißt, die Wahrscheinlichkeit, dass eine Stoßspannung, die an der Zeit t6 während der Niederpegelperiode des Steuereingangssignales erzeugt wird, immer noch in einem Überschussspannungszustand während der Zeitperiode von einer Zeit t7–t8 für die nächste Zündfolge ist, ist, wie in 4 gezeigt ist, hoch.
Wenn zu der Zeit t7 das Steuereingangssignal den hohen Pegel annimmt, wird der Unter-IGBT 35 vor dem Haupt-IGBT 41 eingeschaltet, und die Thyristorstrukturvorrichtung 300 wird darauf folgend leitend, wie oben beschrieben wurde.
Zu dieser Zeit wird die Spannung entsprechend zu der Leistungsversorgungsspannung als die Spannung auf dem anderen Hauptanschluss der Thyristorstrukturvorrichtung 300 ausgegeben. Diese Spannung wird jedoch geeignet durch das oben beschriebene Klemmmittel 36 geklemmt, so dass ein Verhindern des Anlegens einer übermäßig hohen Spannung an die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 in der folgenden Stufe verhindert werden kann. Wenn die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 bestimmt, dass die Leistungsversorgungsspannung übermäßig hoch ist, wird das erste Überschussspannungserfassungssignal OV1 auf hohem Pegel ausgegeben, was einen Überschussspannungszustand bezeichnet, während das invertierte Überschussspannungssignal/OV auf dem niedrigen Pegel ausgegeben wird.
Der vierte P-Kanal-MOS 16 wird dadurch eingeschaltet zum Stoppen der zweiten Stromspiegelschaltung, die durch den fünften P-Kanal-MOS 17 und den sechsten P-Kanal-MOS 18 dargestellt ist. Als Resultat wird der Haupt-IGBT 41 nicht in dem Zustand eingeschaltet, in dem die Leistungsversorgungsspannung übermäßig hoch ist, wodurch die Zündleistungshalbleitervorrichtung 5 vor einer Überschussspannung geschützt wird.
Nachdem der Überschuss der Leistungsversorgungsspannung abgenommen hat, kehrt das System zu dem oben beschriebenen normalen Betriebszustand zurück zum Fortsetzen der normalen Zündsequenz ohne Stoppen des Verbrennungsmotors.
Erstes modifiziertes Beispiel der ersten Ausführungsform
6 zeigt ein modifiziertes Beispiel der ersten Ausführungsform der Zündleistungshalbleiterrvorrichtung. In den Figuren, auf die unten Bezug genommen wird, sind Komponenten, die in der Funktion zu jenen in der ersten Ausführungsform äquivalent sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die Beschreibung wird nicht redundant für diese wiederholt.
Wie bei dem modifizierten Beispiel gezeigt ist, kann ein Verriegelungsmittel 36 auf dem Ausgang der ersten Überschussspannungserfassungsschaltung 27 zum Verriegeln und Halten des ersten Überschussspannungserfassungssignals OV1 vorgesehen sein, bis das Steuereingangssignal den niedrigen Pegel annimmt. Solch eine Modifikation zu dem Aufbau ermöglicht dem Haupt-IGBT 41, dass er zuverlässig in dem Aus-Zustand gehalten wird, bis zum nächsten Mal das Steuereingangssignal den hohen Pegel annimmt, selbst zum Beispiel in einem Fall, in dem die Leistungsversorgungsspannung übermäßig hoch ist während einer vergleichsweise kurzen Zeitdauer, so dass die Leistungsversorgungsspannung wieder innerhalb des normalen Spannungsbereiches geht, bevor das Steuereingangssignal den niedrigen Pegel annimmt.
Zweites modifiziertes Beispiel der ersten Ausführungsform
7 zeigt ein anderes modifiziertes Beispiel der ersten Ausführungsform der Zündleistungshalbleitervorrichtung. Wie bei diesem modifizierten Beispiel gezeigt ist, kann ein zweiter N-Kanal-MOS 39, der diodengeschaltet ist, anstelle des ersten Widerstands 24 benutzt wird, der in der ersten Ausführungsform beschrieben ist, als Komponente zum Erzeugen der Gatetreiberspannung für den Unter-IGBT 35. Die Benutzung des zweiten N-Kanal-MOS 39, ein nicht-lineares Element, als Lastwiderstand ermöglicht es, dass die Gatetreiberspannung mit einer höheren Rate im Vergleich mit dem Fall der Widerstandslast in der ersten Ausführungsform ansteigt, und ermöglicht auch durch Verringern der Treiberkapazität des zweiten N-Kanal-MOS 39 das Verhindern eines uneffektiven Teils des Laststroms Ib3, der in das Referenzleistungsversorgungspotential GND fließt. Die Anbringungsfläche kann ebenfalls in dem Fall des Benutzens des zweiten N-Kanal-MOS 39 im Vergleich mit dem Fall des Benutzens des ersten Widerstandes 24 in der ersten Ausführungsform verringert werden, wodurch die Chipgröße der integrierten Schaltung 3 verringert werden kann.
Zweite Ausführungsform
8 zeigt eine zweite Ausführungsform der Zündleistungshalbleitervorrichtung. Bei der zweiten Ausführungsform ist ein vierter Widerstand 38 als ein Strombegrenzungsmittel zwischen dem Emitteranschluss des Unter-IGBT 35 und dem Referenzleistungsversorgungspotential GND vorgesehen.
Der Unter-IGBT-Kollektorstrom Ic2 in der ersten Ausführungsform wird nur durch die Transistorgröße des Unter-IGBT 35 ratenbestimmt. Der Unter-IGBT-Kollektorstrom Ic2 kann stabilisiert werden durch Vorsehen eines Emitterwiderstandes wie bei der vorliegenden Ausführungsform, so dass eine negative Rückkopplung auf der Gate-Source-Spannung des Unter-IGBT 35 ausgeführt wird.
Während bei der vorliegenden Erfindung ein Beispiel der Benutzung eines Widerstandselementes als Strombegrenzungsmittel gezeigt worden ist, kann irgendein anderes Mittel, z. B. eine aktive Last wie eine Stromspiegelschaltung oder der oben beschriebene diodengeschaltene MOS-Transistor, stattdessen benutzt werden. Ein Klemmmittel wie eine Zenerdiode kann weiter parallel zu dem oben beschriebenen Strombegrenzungsmittel vorgesehen sein.
Dritte Ausführungsform
9 zeigt eine dritte Ausführungsform der Zündleistungshalbleitervorrichtung. Bei der dritten Ausführungsform ist ein Benachrichtigungsmittel der Betriebsbedingung zum Erfassen eines Spannungsabfalls, der über dem vierten Widerstand 38 erzeugt ist, das Mittel zum Begrenzen des Stroms durch den Unter-IGBT 35, das in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, und zum Ausgeben von Information über den Spannungsabfall zu der Außenseite.
Wenn ein Strom durch den Unter-IGBT 35 fließt, wird eine Spannung über dem vierten Widerstand gemäß dem Unter-IGBT-Kollektorstrom Ic2 erzeugt. Diese Spannung wird mit einer Spannung Vref2 einer zweiten Referenzspannungsquelle 54 durch einen Komparator 53 verglichen. Wenn diese Spannung gleich oder höher als die Spannung Vref2 ist, wird ein dritter N-Kanal-MOS 51 durch eine zweite NOT(Nicht)-Schaltung 52 eingeschaltet. Die Eingangsimpedanz der integrierten Schaltung 3, wie sie von der ECU 1 zu dieser Zeit gesehen wird, ist der Widerstandswert eines fünften Widerstandes 10 und eines sechsten Widerstandes 50 parallel zueinander.
Wenn kein Strom durch den Unter-IGBT 35 fließt, ist die Logik invertiert, und der dritte N-Kanal-MOS 51 ist ausgeschaltet. Folglich ist die Eingangsimpedanz der Widerstandswert des fünften Widerstandes 10 allein. Das heißt, die ECU 1 kann erkennen, ob oder nicht ein Strom durch den Unter-IGBT 35 fließt, aus der Änderung in der Eingangsimpedanz.
Wie oben in Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben worden ist, fließt ein Strom durch den Unter-IGBT 35 während einer Zeitdauer unmittelbar nach einem Start des Anlegens des Hochpegelsteuereingangssignales und bevor der Haupt-IGBT 41 den Betrieb startet, und ein Strom fließt auch durch den Unter-IGBT 35, wenn der Haupt-IGBT 41 erregt wird, während die Gatespannung durch die Strombegrenzungsfunktion so begrenzt wird, dass die Kollektorspannung vergrößert wird.
Wenn Information, die anzeigt, dass Strombegrenzen ausgeführt wird, zu der ECU 1 übertragen werden kann, ist es möglich, einen Schritt wie Begrenzen der Zunahme der Temperatur des Haupt-IGBT 41 oder Verringern des Leistungsverbrauches durch Optimieren der Pulsbreite des Steuereingangssignals auszuführen.
Ein Strom fließt durch den Unter-IGBT 35 zum Bewirken einer Änderung in der Eingangsimpedanz nicht nur, wenn die Strombegrenzungsfunktion aktiv ist, sondern auch unmittelbar nach einem Start eines Anlegens eines Hochpegelsteuereingangssignals, wie oben beschrieben wurde. Diese Änderung tritt jedoch in vollständiger Synchronisation mit dem Steuereingangssignal von der ECU 1 auf, es kann leicht auf der Seite der ECU 1 maskiert werden, und daher führt es nicht zu einer fehlerhaften Erkennung, dass die Strombegrenzungsfunktion aktiv ist.
Die Information, ob oder nicht die Strombegrenzungsfunktion aktiv ist, kann durch andere Mittel erfasst werden. Der Spannungsabfall, der über dem vierten Widerstand 38 erzeugt wird, das Mittel zum Begrenzen des Stromes durch den Unter-IGBT 35 wie bei der vorliegenden Ausführungsform weist jedoch eine große Spannungsamplitude auf und wird nicht leicht durch Rauschen beeinflusst. Das System, das Überwachen dieses Spannungsabfalls benutzt wird, neigt nicht dazu, Fluktuationen wie Rauschen zu erzeugen, und es kann eine Benachrichtigung der Aktivierung der Strombegrenzungsfunktion durchführen, während es einfach im Aufbau ist.
Während ein Mittel zum Benachrichtigen der ECU 1 in der Form einer Änderung in der Eingangsimpedanz bei der vorliegenden Ausführungsform realisiert ist, kann die Ausgabe von dem Komparator 53 oder der Wert des Spannungsabfalls über den vierten Widerstand 38 direkt ausgegeben werden, wenn es überschüssige Anschlüsse in dem Eingangsport der ECU 1 und den Anschlüssen der Zündleistungshalbleitervorrichtung 5 gibt.
Vierte Ausführungsform
10 zeigt eine vierte Ausführungsform der Zündleistungshalbleitervorrichtung. Bei der vierten Ausführungsform ist eine zweite Überschussspannungserfassungsschaltung 8 zum direkten Beobachten der Leistungsversorgungsspannung zusätzlich zu der ersten Überschussspannungserfassungsschaltung 28 zum Beobachten der Kollektorspannung auf dem Haupt-IGBT 41 vorgesehen.
Die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 kann nur eine Überschussspannung erfassen, die in einer Zeitdauer von mehreren zehn Mikrosekundeen erzeugt wird, durch die das Erregen des Haupt-IGBT 41 durch die Verzögerungsschaltung 30 verzögert wird unmittelbar nach dem Übergang des Steuereingangssignals zu dem hohen Pegel. Wie in der Beschreibung der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist, kann eine Überschussspannung der Leistungsversorgung aufgrund eines Lastabfalls oder ähnlichem, während ungefähr 200 Millisekunden dauern, während die Zündintervalle, die in Bezug auf einen gewöhnlichen Viertaktmotor angenommen werden, ungefähr mehrere zehn Millisekunden sind. Selbst wenn daher eine Leistungsversorgungsüberschussspannung in der Erregungsperiode des Haupt-IGBT 41 erzeugt wird (gewöhnliche einige Millisekunden), während der die Überschussspannungserfassungsschaltung 27 nicht die Überschussspannung erfassen kann, was selten der Fall ist, wird der Haupt-IGBT 41 zu der nächsten Zündzeit abgeschaltet. Daher gibt es normalerweise kein Problem mit solch einem Fall.
Wenn es jedoch eine Notwendigkeit des zuverlässigen Abschaltens des Haupt-IGBT 41 unmittelbar nach der Erzeugung einer Überschussspannung in einem seltenen Fall gibt, wie er oben beschrieben wurde, kann die zweite Überschussspannungserfassungsschaltung 8 zum direkten Überwachen der Leistungsversorgungsspannung wie bei der vorliegenden Ausführungsform vorgesehen werden.
Bezug nehmend auf 10 wird die Spannungsversorgungsspannung Vbat an ein Regelglied 72 eingegeben, das eine Konstantspannungsschaltung auf der integrierten Schaltung 3 ist, über einen siebten Widerstand 100, der auf der Zündleistungshalbleitervorrichtung 5 angebracht ist. Die Spannung, die an das Regelglied 72 eingegeben ist, wird mit einer Zenerdiode 71 geklemmt. Die Klemmfähigkeit wird jedoch durch Schalten eines achten Widerstandes 70 in Reihe zum Sicherstellen der Empfindlichkeit zu der Zeit der Eingabe einer Überschussspannung verringert. Es ist wünschenswert, den Widerstandswert des achten Widerstandes 70 auf ungefähr 1/10 oder weniger des Widerstandswertes des siebten Widerstandes 100 zu begrenzen zum Begrenzen des Joule'schen Verlustes zu der Zeit der Eingabe eines Überschussspannung.
Bei der zweiten Überschussspannungserfassungsschaltung 8 wird die Spannung an das Regelglied 72 durch einen neunten Widerstand 57 und einen zehnten Widerstand 58 geteilt, dann zu einem zweiten Komparator 55 eingegeben, um mit einem Spannungswert Vref3 einer dritten Referenzspannung 56 verglichen zu werden.
Ein zweites Überschussspannungserfassungssignal OV2, das von der zweiten Überschussspannungserfassungsschaltung 8 ausgegeben wird, wird an eine zweite NOR(NichtOder)-Schaltung 31 zusammen mit dem ersten Überschussspannungserfassungssignal OV1 eingegeben. Durch eine Ausgabe von der zweiten NOR-Schaltung 31 wird der vierte P-Kanal-MOS 16 getrieben.
Die zweite Überschussspannungserfassungsschaltung 8 weist ihre Empfindlichkeit durch den achten Widerstand 70 sichergestellt auf, aber ihre Überschussspannungserfassungsempfindlichkeit ist nicht hoch, da die Eingangsspannung mit der Zenerdiode 71 geklemmt ist. Zum Verhindern eines Erfassungsfehlers ist es daher wünschenswert, einen Überschussspannungserfassungswert Vov2 in der zweiten Überschussspannungserfassungsschaltung 8 größer als einen Überschussspannungserfassungswert Vov1 in der ersten Überschussspannungserfassungsschaltung 27 zu setzen.
Der Betrieb bei der vorliegenden Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf 11 beschrieben. Eine Situation wird betrachtet, bei der eine Überschussspannung in der Leistungsversorgungsspannung zu oder nach einer Zeit t12 erzeugt wird, zu der eine Erregung des Haupt-IGBT 41 gestartet wird nach dem Ablauf einer Zeit entsprechend der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 30 von einer Zeit t11, zu der das Steuereingangssignal eingegeben ist.
In dieser Situation gibt die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 nicht das erste Überschussspannungserfassungssignal OV1 aus, da der Unter-IGBT 35 und die Thyristorstrukturvorrichtung 300 abgeschaltet sind. Zu einer Zeit t13, zu der die Leistungsversorgungsspannung gleich dem zweiten Überschussspannungserfassungswert Vov2 wird, wird das zweite Überschussspannungserfassungssignal OV2 ausgegeben.
Das invertierte Überschussspannungserfassungssignal/OV geht daher auf den niedrigen Pegel zum Einschalten des vierten P-Kanal-MOS 16, wodurch der Haupt-IGBT 41 abgeschaltet wird. Durch dieses Abschalten wird die Kollektorspannung auf dem Haupt-IGBT 41 vergrößert zum Reaktivieren des Unter-IGBT 35 und der Thyristorstrukturvorrichtung 300, und die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 beginnt, die Ausgabe des ersten Überschussspannungserfassungssignales OV1.
Wenn zu einer Zeit t14 die Leistungsversorgungsspannung niedriger als der zweite Überschussspannungserfassungswert Vov2 wird, wird die Ausgabe des zweiten Überschussspannungserfassungssignales OV2 gestoppt. Zu einer Zeit t15 entsprechend zu der nächsten Zündzeit hält die erste Überschussspannungserfassungsschaltung 27 geeignet den Haupt-IGBT 41 in dem abgeschalteten Zustand, da die Leistungsversorgungsspannung noch höher als der erste Überschussspannungserfassungswert Vov1 ist, wie oben beschrieben wurde.
Die Priorität der japanischen Patentanmeldung 2009-284098 , die am 15. Dezember 2009 eingereicht wurde, wird hiermit beansprucht.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 5-259853 A [0004, 0006]
JP 7-086587 A [0004, 0006]
JP 2000-183341 A [0005, 0007]
JP 2009-284098 [0082]

Claims

Leistungshalbleitervorrichtung für eine Zündvorrichtung, mit: einer ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4), die bewirkt, dass ein Strom durch eine Primärseite einer Zündspule (6) fließt, oder dass der Strom unterbrochen wird, der durch die Primärseite der Zündspule (6) fließt; und einer integrierten Schaltung (3), die die erste Halbleiterschaltvorrichtung (4) treibt und steuert; wobei die integrierte Schaltung (3) aufweist: eine zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35), die parallel zu der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4) geschaltet ist und eine kleinere Stromkapazität als eine Stromkapazität der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4) aufweist; eine Verzögerungsschaltung (30), die ein Steuereingangssignal zum Treiben der ersten und der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung (4, 35) so verzögert, dass die zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) vor der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4) erregt wird; eine dritte Halbleiterschaltvorrichtung (300) mit einer Thyristorstruktur mit einem Hauptanschluss, der mit einem Hauptanschluss einer Hochspannungsseite der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung (35) verbunden ist, wobei die Thyristorstruktur durch einen Teil eines Hauptstromes leitend gemacht wird, der durch die erregte zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) fließt; und eine erste Überschussspannungserfassungsschaltung (27), die die Spannung des Hauptanschlusses auf der Hochspannungsseite der zweiten Halbleiterschaltvorrichtung überwacht durch Überwachen der Leitung der dritten Halbleiterschaltvorrichtung (300) und Stoppen der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (4), wenn die Spannung gleich oder größer als eine vorbestimmte Spannung ist.
Leistungshalbleitervorrichtung nach Anspruch 1, bei der die zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) eine Strombegrenzungsschaltung (38) enthält, die zwischen einen Hauptanschluss einer Niederspannungsseite und einem Referenzleistungsversorgungspotential geschaltet ist.
Leistungshalbleitervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, weiter mit einer Benachrichtigungsschaltung (50, 51, 52, 53, 54) einer Betriebsbedingung, die ein Signal gemäß einem Spannungsabfall ausgibt, der über die Strombegrenzungsschaltung (38) erzeugt ist, wenn die zweite Halbleiterschaltvorrichtung (35) erregt ist, so dass eine Betriebsbedingung der integrierten Schaltung (3) bekannt gegeben wird.
Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, weiter mit einer zweiten Überschussspannungserfassungsschaltung (8), die eine Hauptleistungsversorgungsspannung überwacht und die erste Halbleiterschaltvorrichtung (4) stoppt, wenn die Hauptleistungsversorgungsspannung gleich oder größer als eine vorbestimmte Spannung ist.