DE102010024867A1 - Signalprozessorarchitektur für Fernsehtuner und Verfahren - Google Patents

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Abstract

Gemäß einem ersten Aspekt schließt ein Mischsignaltuner für analogen und digitalen TV-Empfang einen Demodulator für analog-TV mit ein, der verschiedene Merkmale zum Lösen von Beschränkungen der analogen Schaltung verwendet und zum Erreichen einer Kompatibilität mit verschiedenen globalen TV-Standards. Solche Merkmale, die in einem oder mehreren Ausführungsbeispielen vorhanden sein können, weisen die Verwendung einer variablen Abtastrate in allen digitalen Takten für die Frequenzplanung auf und verwenden einen Mikrocontroller (MCU), um verschiedene Schaltungen des Tuners zu steuern.

Description

  • Hintergrund
  • Herkömmlicherweise wurden Fernseh-Tuner unter Verwendung mehrerer analoger Komponenten gebildet. Solche Tuner werden typischerweise auch als Can-Tuner (oder klassischer Tuner) bezeichnet und weisen typischerweise mehrere analoge Komponenten auf (z. B. bis zu 100 oder mehr), einschließlich Verstärker, Oberflächenwellenfilter (SAW, engl.: surface acoustic wafe filter), andere Filter und Mischer usw., die kombiniert werden, um den analogen Fernseh-Tuner zu bilden.
  • So wie Halbleitertechnologien damit fortschritten, sich zu verbessern, wurden Fortschritte bei der Bildung eines Fernseh-Tuners unter Verwendung von Halbleitereinrichtungen gemacht. Allerdings ist im Allgemeinen immer noch der Bedarf nach Off-Chip-Komponenten, wie beispielsweise einem SAW-Filter oder anderen externen analogen Komponenten vorhanden. Darüber werden herkömmliche Tuner und Halbleiter-Tuner typischerweise für einen vorgegebenen Typ eines Fernsehsignals (d. h. analog oder digital) und -standards hergestellt und sind daher nicht für das Einfügen in Systeme zur Verwendung mit unterschiedlichen Fernsehstandards ausgestattet. Zumindest ist insbesondere die Herstellung eine Herausforderung bezüglich der Abstimmung von Off-Chip-Komponenten und der Neukonfiguration der Tuner sowie die Kosten von verwendeten exotischen Halbleiterprozessen.
  • D. h. weltweite Fernsehstandards können signifikant bei den Frequenzberechnungen variieren, in denen Signale übertragen werden, den Modulationsarten und der Signalcodierung und den unterschiedlichen Frequenzen, bei denen die empfangenen Signale abwärts umgewandelt bzw. abwärtskonvertiert und verarbeitet werden. Außerdem existieren auch unterschiedliche Standards hinsichtlich der Toninformation, die in Fernsehsignalen vorhanden ist, was zu Komplikationen bei dem Versuch führen kann, eine gegebene Tunereinrichtung an ein bestimmtes System anzupassen.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß einem Aspekt ist die vorliegende Erfindung auf einen CMOS-Mischsignaltuner für analogen und digitalen TV-Empfang gerichtet, der einen Demodulator für analog-TV mit einschließt, der verschiedene Merkmale zum Auflösen von Begrenzungen der analogen CMOS-Schaltung verwendet und zum Erreichen einer Kompatibilität mit verschiedenen globalen TV-Standards. Derartige Merkmale, die in einem oder mehreren Ausführungsbeispielen vorhanden sein können, weisen die Verwendung einer variablen Abtastrate bei allen digitalen Takten für die Frequenzplanung auf und verwenden einen Mikrocontroller (MCU), um verschiedene Schaltungen des Tuners zu steuern. Bei einer Ausführung kann eine solche Steuerung die Kalibrierung analoger Funktionen aufweisen, die Bestimmung eines Betriebsmodus und das entsprechende Einrichten des DSP, Verwalten der RF-Kanalauswahl, Abtastratenauswahl und Verstärkungssteuerung und Bereitstellen der Fähigkeit (z. B. durch Korrektur- oder Codeherunterladen) die Einrichtungsbetriebseigenschaften zu warten und zu überarbeiten.
  • Weiterhin kann ein integriertes Mischsignal-Verstärkungs-AGC-System vorhanden sein, das durch den MCU koordiniert wird. Es kann dem MCU eine Signalhöhen-Metrik aus unterschiedlichen Punkten in dem Mischsignaldatenpfad bereitgestellt werden, um Verstärkungssteuerungen an diesen unterschiedlichen Punkten zu ermöglichen. Es kann ein einrichtbarer digitaler IF-Verstärkungskompensationsblock an einem abgeschwächten komplexen ADC-Ausgang gekoppelt sein, um nicht ideale Zustände bei der Verstärkungstransferfunktion zu korrigieren, wobei die Konfiguration desselben durch den MCU in Übereinstimmung mit vorgegebenen Eigenschaften der analogen IF-Schaltung bestimmt werden kann und die Transferfunktion reellwertig sein kann. Eine digitale, einrichtbare Stufen-AGC-Kompensationsschaltung kann wiederum mit dem Ausgang des IF-Verstärkungskompensationsblocks gekoppelt sein, um eine Feinverstärkungssteuerung bereitzustellen, wenn sie zusammen mit einer relativ groben Verstärkungseinstellung an dem analogen Frontend betrieben wird. Dieser Block kann ein Taktsignal empfangen, durch dessen Anwendung auf Verstärkung Änderungen mit der groben analogen Verstärkungseinstellung synchronisiert werden kann und weiter mit einem oder mehreren vorgegebenen gewünschten Orten in einer ATV-Wellenform synchronisiert werden kann, wie beispielsweise einer Austastlücke oder anderem Beispiel. Man beachte, dass dieses Stufen-ACG-Kompensationsblock Verstärkungssteuersignal durch den MCU eingerichtet werden kann.
  • Eine einrichtbare digitale DC-Stufenkompensationsschaltung kann mit dem Ausgang der Stufen-AGC-Kompensationsschaltung gekoppelt sein, um eine feine Gesamtsteuerung des Mischsignal-Pfad-DC-Offsets zu steuern, wenn sie zusammen mit relativ groben analogen Verstärkungsstufen mit zugehörigen groben DC-Offsetstufen verwendet wird. Diese Stufenchaltung kann auch von dem MCU eingerichtet werden und kann ein Taktsignal empfangen, durch dessen Anwendung auf den DC-Offset Veränderungen mit der groben analogen Verstärkungseinstellung synchronisiert werden können und weiter mit manchen vorgegebenen gewünschten Orten in der ATV-Wellenform synchronisiert werden können. Eine digitale IF-Phasenkompensationsschaltung kann mit dem Ausgang der DC-Stufenkompensationsschaltung gekoppelt sein und kann durch den MCU gemäß den vorgegebenen IF-Analogphasenantworteigenschaften eingerichtet sein. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann auch eine einrichtbare Spektrum-Umkehrschaltung vorgesehen sein, die eine optional Leistung der Funktion Y(Omega) = X(–Omega) erlaubt. Der MCU kann diese Schaltung gemäß den vorgegebenen Bedingungen steuern, wie beispielsweise die erwartete Orientierung des TV-Signals innerhalb des Spektrums des empfangenen Kanals. Zusätzlich können viele der oben beschriebenen Funktionen neu geordnet werden (bis zu dem Umfang, dass sie alle auf dem Kanal betrieben werden, der bei einer niedrigen IF-Eingangsfrequenz angeordnet ist), wobei Kompromisse für die Effizienz eingegangen werden können.
  • Ein einrichtbarer digitaler Abwärtskortverter kann eine komplexe Frequenzverschiebung des gewünschten Kanals ausführen. Der Wert der Frequenzverschiebung kann durch den MCU gemäß einem vorgegebenen Frequenzplan bestimmt werden und kann auf einen dynamischen automatischen Frequenzsteuer(AFC)-Algorithmus reagieren, der von dem MCU berechnet wird. Der Abwärtskonverter kann weiter die komplementäre Frequenzverschiebung des Bildkanals ausführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen können ein Dezimationsblock, der mit dem Signal gekoppelt ist, und Bildausgaben des Abwärtskonverters die Abtastrate verringern, was weniger Berechnungen bei Verarbeitungsblöcken im Abwärtsstromsignal erlaubt, was den Stromverbrauch der Einrichtung, FR-Störungen und den Die-Bereich verringern kann. Bei einem Ausführungsbeispiel kann ein einrichtbarer Dualkanal reellwertiger Kanalfilter mit den zwei komplexen Ausgaben des Dezimators gekoppelt sein und an diesem betrieben werden, der von dem MCU gemäß der erwarteten Kanalbandbreite des gewünschten Signals eingerichtet wird.
  • Dann kann ein digitaler Bildunterdrückungsfilter, der mit den Kanalfilterausgängen gekoppelt ist, eine Korrelation zwischen Signal- und Bildkanälen minimieren, wodurch Schaltungsungleichgewichte (engl.: circuit mismatches) in den getrennten I und Q IF-Pfaden in dem analogen Frontend korrigiert werden. Dieser Filter kann Parameter aufweisen, die von dem MCU eingerichtet sind und entsprechend einer Bestimmung der Größenordnung derartiger Ungleichgewichte manipuliert werden kann, so wie sie gemessen und an den MCU von dem Bildunterdrückungsfilterblock berichtet werden. Ein einrichtbarer digitaler ZIF AGC-Block kann mit dem Ausgang des Bildunterdrückungsfilters gekoppelt sein, um die digitale Wortbreite zu optimieren und die Höhe der resultierenden Ausgabe strategisch innerhalb des dynamischen Bereichs von seinem verringerten Bit-Breiten digitalen Wort anzuordnen, und welche durch ein Verstärkungssteuersignal gesteuert werden kann, das von dem MCU entsprechend verschiedener Signalhöhenmessungen und -eigenschaften des gewünschten Kanals eingerichtet ist. Das Verstärkungssteuersignal kann auf den Signalpfad basierend auf einem Taktsignal angewendet werden, was die Synchronisierung mit einem oder mehreren vorgegebenen gewünschten Orten in der Signalwellenform ermöglicht.
  • Ein einrichtbarer digitaler RF-Verstärkungskompensationsblock kann mit dem Ausgang des ZIF AGC-Block gekoppelt werden, der auch von der MCU eingerichtet wird, um vorgegebene Verstärkungstransferfunktioneneigenschaften des RF-Bereichs des analogen Empfängers zu kompensieren. Einige der obigen Funktionen können wiederum neu geordnet werden (in dem Umfang, dass sie alle auf dem Kanal betrieben werden, der am ZIF angeordnet ist), wobei Kompromisse zur Effizienz eingegangen werden können.
  • Ein Interpolationsfilter kann mit den ZIF-Signalen gekoppelt sein, um die Abtastrate über der Nyquist-Rate im Voraus vor der Frequenzumsetzung in einem stromabwärts gelegenen FPLL-Block für die ATV-Demodulation zu vergrößern. Der Interpolationsfilter kann alternativ mit dem Ausgang eines Video-FIR-Filters gekoppelt sein, z. B. durch eine Rundungsoperatorschaltung, nur für Niedrig-IF (LIF) ATV oder DTV Abstimmung, wo die Bestimmung der Eingangsquelle von dem MCU gemäß dem Betriebsmodus der Einrichtung vorgenommen wird. Ein digitaler FPLL kann wiederum mit dem Ausgang des Interpolators gekoppelt sein, um das ATV-Signal von ZIF auf Basisband umzusetzen, wobei der FPLL durch den MCU gemäß der erwarteten Signaleigenschaften und dem Empfängersynchronisations-Einraststatus (engl.: lock statu) eingerichtet wird, der von dem FPLL gemessen und an den MCU berichtet wird. Dann wird ein digitaler komplexer Nyquist-Flankenfilter mit dem komplexen Ausgang des FPLL gekoppelt, was die Nyquist-Flankeneigenschaft in der Region –Fvsb < f < Fvsb bereitstellt und ungefähr Null dB in der Region Fvsb < f < Fvbw, wobei Fvsb ungefähr 750 kHz beträgt und Fvbw ungefähr 5,5 MHz bei einem Ausführungsbeispiel ist. Man beachte, dass die Berechnungen nur für die reale Komponente y_r(r) der komplexen Filter Resultante y(n) = x(n)(conv)h(n) vorgenommen wird, wobei die komplexe Transferfunktion von dieser die Unterdrückung des links benachbarten Kanals bereitstellt. Ein Nyquist-Reskalierungsblock kann mit dem Ausgang des Nyquist-Filters gekoppelt sein, um automatisch die Inversion des Basisband-Kompositvideosignals zu erkennen und zu korrigieren und den digitalen gemeinsamen Modus (DC-Höhe) des Signals einzustellen, um die Durchgangshöhe in Abwärtsstrom-Signalverarbeitungsblöcken zu optimieren.
  • Zusätzlich kann eine Reihe von einrichtbaren digitalen Filtern (auch als „Videofilter” bezeichnet) bereitgestellt werden, einschließlich IIR-Sperrfilter (engl.: notch filter) für Tonfalle (engl.: sound trap), Verstärkungsstufe, FIR-Filter für benachbarte Kanalunterdrückung und Transferfunktionformung und Allpassfilter für Phasentransferfunktionformung. Jeder Filter oder jede Verstärkungsstufe kann durch den MCU gemäß dem spezifischen Übertragungsstandard einrichtbar sein, de, Einrichtungsbetriebsmodus (z. B. als ein Tuner oder ein Voll-ATV-Demodulator) und der Abtastratenauswahl. Man beachte, dass das Video-FIR-Element durch den MCU gemäß dem Einrichtungsbetriebsmodus eingerichtet werden kann, um entweder mit Reelltypdaten oder mit Komplextypdaten betrieben zu werden. Zusätzlich kann das Video-FIR-Element wahlweise und Steuerung des MCU als ein ZIF-Kanalisierungsfilter für LIF ATV oder DTV Betriebsmodus umfunktioniert werden, indem es als seinen Eingang das ZIF IQ Signal wählt.
  • Ein CVBS AGC-Block, der mit dem CVBS-Ausgang der Reihe einrichtbarer Filter gekoppelt ist, kann einen DPLL zum Identifizieren und Verriegeln (engl.: lock) der horizontalen Zeilentaktung verwenden, kann die horizontale und vertikale Austastlückentaktung und den Synchronisationsstatus an die MCU berichten und ein Mittel zum Messen der Amplitude des CVBS-Ausgangs der Videofilter und einrichtbaren Verstärkungs- und Offsetsteuerungen bereitstellen (d. h. CVBS AGC Steuerungen, welche von dem MCU manipuliert werden können, um die Einrichtungsausgangs-CVBS-Amplitude zu regulieren). Zusätzlich kann der Taktbezug mit manchem vorgegebenen gewünschten Ort in der Videowellenform hergestellt werden, an dem grobe analoge AGC-Stufen im Zusammenhang mit feineren, kompensierenden digital-AGC-Stufenkompensationsereignissen, DCB-Korrekturschritten, ZIF-AGC-Verstärkungsschritten und CVBS AGC-Steuerungen bewirkt werden sollen.
  • Dann kann eine Sammlung von digitalen Signalverarbeitungsblöcken, einschließlich eines komplexen Frequenzschiebers, eines FIR-Filters und eines AGC-Blocks, der einen Signalhöhendetektor und eine Verstärkungssteuerung unter MCU-Steuerung mit einschließt, wahlweise als Komponenten in einem Fernsehtondemodulator angewendet werden oder alternativ als finale Frequenzumsetzung und Höheneinstellungsoperationen auf dem Signalpfad für einen LIF ATV oder DTV Betriebsmodus. Ein digitaler DAC-Multiplexer und Interpolationsblock können mit dem demodulierten CVBS gekoppelt sein, der Tondemodulatorausgabe und den LIF-Tunerausgabesignalen, wobei die Eingangsquelle von diesem von dem MCU gemäß dem Eintrichtungsbetriebsmodus eingerichtet wird, um den Datentyp auszuwählen, der an dem Ausgang durch ein Paar von DAC präsentiert wird und um die Abtastrate auf eine Frequenz zu vergrößern, die groß genug ist, um In-Bandstörungen an den DAC-Ausgängen vernachlässigbar zu machen. Bei manchen Ausführungen kann eine serielle Digitalschittstelle (SDI, engl.: serial digital interface), die mit dem Ausgang dieses Blockes gekoppelt ist, die Ausgangssignale übertragen, um die DAC-Ausgänge zu umgehen, wodurch eine Rauschquelle und Leistungsabfluss eliminiert werden. Außerdem kann es ein serielle Kommunikationslink, wie beispielsweise ein I2C-Link, dem Benutzer der Einrichtung ermöglichen, mit dem MCU zu kommunizieren, um einen Betriebsmodus und gewünschte Signalerwartungen zu errichten.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines Fernseh-Tuners/-Demodulators in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Frontends eines DSP in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 3 ist ein Signalpfad für ATV-Signale, durch einen DSP in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 4 ist ein Signalpfad für DTV-Signale, durch wenigstens manche derselben Funktionen des DSP in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 5 ist eine Ansicht eines kombinierten Signalpfads für ATV- und DTV-Signale durch einen DSP in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 6 ist eine Ausführung eines Inversionsdetektors in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 7 ist ein Blockdiagramm eines AGC-Subsystems in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 8 ist ein Ablaufschema eines Verfahrens zum Ausführen einer automatischen Verstärkungssteuerung für verschiedene Komponenten eines Tuners in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Ausführungsbeispiele stellen einen Fernsehvideo- und Tondemodulator bereit, der eine Sammlung von Digitalsignalverarbeitungs- und Steuerschaltkreisen aufweist, die zur Zusammenarbeit mit einem Fernseh-Tuner entwickelt sind, um Verarbeitung und Demodulation von Signalen aller weltweiten analogen TV-Standards auszuführen, sowie Signale aller weltweiten digitalen TV-Standards für die Demodulation in nachfolgenden digitalen TV-Demodulatorschaltungen aufzubereiten.
  • Komponenten innerhalb eines Digitalteils (z. B. digitaler Signalprozessor (DSP)) einer Einrichtung können nicht ideale Zustände in dem Fernseh-Tuner kompensieren, wodurch Optimierungen in der Fernseh-Tunerarchitektur ermöglicht werden, um irgendwelche der verschiedenen gewünschten Tunereigenschaften zu verbessern, einschließlich Leistung, Stromverbrauch, Die-Bereich und Ausführung in einem komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS) Siliziumprozess. Diese Komponenten steuern z. B.: diskrete Verstärkungsstufensteuerung für automatische Verstärkungssteuerung (AGC); direkte DC-Verstärkungsstufensteuerung für AGC; Kompensation für einen Funkfrequenz (RF) Nachlauffilter; Bildunterdrückungskalibrierung für eine Niedrigzwischenfrequenz (IF) Tunerarchitektur, einen Mikrocontroller für die flexible Systemsteuerung aller Tunerfunktionen; Filter, die durch einen Fernsehübertragungsstandard einrichtbar sind, um einen herkömmlichen Oberflächenwellen (SAW) Filter zu ersetzen und nicht ideale Zustände in der Tuner-Videotransferfunktion zu kompensieren. Zusätzlich können bei manchen Ausführungsbeispielen verschiedene andere Komponenten zur Hilfe bei der Verarbeitung verwendet werden. Als Beispiel fangen verschiedene Höhendetektoren (engl.: level detector) Signalhöhen ein, die die Verstärkungsplanoptimierung unterstützen. Ferner kann eine Rate von digitalen Takten einrichtbar sein, um eine Ausläufervermeidung (engl.: spur avoidance) in dem Tuner zu bewerkstelligen. Es kann ein invertierbares Spektrum gehandhabt werden, um Hochseiten- (engl.: high side) und Niedrigseiten (engl.: low side)-Injektionsmischung (engl.: injection mixing) zu unterdrücken, zusammen mit einrichtbaren Variablen, einschließlich einrichtbarer Niedrig-IF-Eingangsfrequenz, einrichtbarer Wahl einer Tonausgabe, einrichbarer Wahl eines TV-Tonstandards und Optimierung von FM-Übermodulation auf dem Tonträger. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann der DSP zusammen mit einem LIF- oder ZIF-Tuner betrieben werden und kann Niedrigseitenmischung und spektrale Inversion handhaben. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann die DC-Offsetkorrekturtaktung auch durch die ATV-Demodulatortaktungsinformation synchronisiert werden.
  • Komponenten des DSP können auf eine derartige Weise verbunden sein, um die Leistung für Analogfernsehen unter normalen und beeinträchtigten Bedingungen zu optimieren. Beispiele beeinträchtigter Bedingungen weisen große gewünschte Signalhöhen auf, kleine gemischte Signalhöhen, große RF-Blockierer, ein niedriges Signal-zu-Rauschen Verhältnis, Übermodulation des Fernsehvideosignals, zufällige Trägerphasenmodulation (ICPM, engl.: incidential carrier Phase modulation), zufällige Trägerfrequenzmodulation (ICFM, engl.: incidential carrier frequency modulation) auf dem Videoträger und Amplituden modulierte RF-Eingabe. Ferner können Komponenten des DSP unter der Steuerung des Mikrocontrollers neu konfiguriert werden, um Signalverarbeitung bereitzustellen, die für digitale Fernsehstandards mit extrem niedrigen Overheadkosten geeignet ist.
  • Bezugnehmend nun auf 1 ist ein Blockdiagramm eines Fernseh-Tuners/-Demodulators in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 1 gezeigt ist, kann der Tuner/Demodulator als eine Einzel-Chip integrierte Schaltung (IC) 10 ausgeführt sein, welche auf einer einzelnen Halbleiter-Die bzw. Halbleiter-Plättchen ausgeführt sein kann, die sowohl analoge als auch digitale Schaltung bei einem Ausführungsbeispiel aufweist. In dem Ausführungsbeispiel von 1 werden eingehende Funkfrequenz(RF)-Signale an einem rauscharmen Verstärker (LNA, engl.: low noice amplifier) 15 bereitgestellt, der eine variable Verstärkung basierend auf der Steuerung einer Mikrocontrollereinheit (MCU, engl.: microcontroller unit) 40 bereitgestellt ist. Die verstärkten Signale können einem Filter 20 bereitgestellt werden, welcher bei einem Ausführungsbeispiel ein Satz von Nachlauffiltern sein kann, um das verstärkte Signal über eine relativ breite Bandbreite zu filtern, so wie Ausführungsbeispiele für Signale anwendbar sein können, die sich ungefähr von 88 MHz bis ungefähr 1 GHz erstrecken. Aufgrund des dynamischen Bereichs der RF-Eingabe zum Aufnehmen benötigter Höhen von sowohl dem gewünschten Signal als auch von RF-Blockierern, stellen diese passiven Nachlauffilter der analogen Schaltung die Unterdrückung von Blockern bereit. Um effektiv Blocker zu unterdrücken, ist eine gewisse Störung der Frequenzantwort, sowohl bei Verstärkung als auch in der Phase des gewünschten Kanals vorhanden. Auf ähnliche Weise können Anti-Aliasing-Filter 44 in der IF-Schaltung das Signal stören, die vor der Analog-zu-digital (A/D)-Umwandlung angewendet werden. Folglich können, wie weiter unten beschrieben wird, Kompensationsfilter an einem Ort in der Signalverarbeitungskette platziert sein, an dem digitale Filter mit reellwertigen Transferfunktionen, d. h. sogar symmetrisch um DC, effektiv die Kompensation ausführen können. Reellwertige Filter sind im Vergleich zu komplexwertigen Filtern kostengünstig zu bauen. Bei einigen Ausführungsbeispielen richtet Firmware die Filter gemäß vorgegebenen Programmiertabellen entsprechend angenommener Eigenschaften des gewählten Nachlauffilters und ADC Anti-Aliasing-Filters ein.
  • Nach dem Filtern werden Signale einer Mischeinheit 30 bereitgestellt, welche die Signale auch unter der Steuerung der MCU 40 abwärtskonvertieren kann. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel kann ein lokaler Oszillator (LO) 35 ein Mischsignal bereitstellen, bei dem die Frequenz des Mischsignals von der MCU 40 gesteuert wird. In Abhängigkeit eines gegebenen Fernsehstandards zusammen mit den eingehenden Signalen können die RF-Signale zu einem Niedrig-IF (engl.: low IF) oder Null-IF (engl.: zero IF) abwärtskonvertiert bzw. nach unten umgewandelt werden. Wie in dem Ausführungsbeispiel von 1 gezeigt ist, kann die Signalausgabe vom Mischer 30 komplexe Signale sein, die sowohl In-Phasen (I) als auch Quadratur-Phasen (Q) Komponenten aufweisen. Weiteres Filtern kann bei einem IF-Niedrigpassfilter (LPF, engl.: low pass filter) 44 auftreten. Dann können die abwärtskonvertierten Signale unter Verwendung eines programmierbaren Verstärkungsverstärkers 45 verstärkungsgesteuert werden und dann in einem Digitalisierer digitalisiert werden, wie beispielsweise einem Analog-zu-digital-Konverter (ADC) 46. Diese digitalisierten I- und Q-Werte können einem digitalen Bereich des IC 10 bereitgestellt werden, nämlich einem DSP 50, der verschiedene Funktionalitäten aufweist und welcher im Allgemeinen in ein digitales Frontend 55, einen Demodulator 60 und eine Multiplexer-/Interpolationseinheit 70 aufgeteilt sein kann. Obwohl das Ausführungsbeispiel von 1 mit dieser besonderen Ausführung gezeigt ist, sollte verstanden werden, dass der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht in dieser Hinsicht beschränkt ist.
  • Wie oben beschrieben wurde, können der analoge und digitale Block unter Steuerung der MCU 40 betrieben werden. In dieser Hinsicht kann die MCU 40 verschiedene Kalibrierungen durchführen, die eine Steuerung der AGC-Funktionen zusammen mit dem Bereitstellen einer Benutzerschnittstelle berücksichtigt, z. B. zum Empfangen von Information, die einen gegebenen Standard für ein System betrifft, an welches der Tuner/Demodulator angepasst ist. Wie weiter in 1 gezeigt ist, kann ein Taktgenerator 48 vorhanden sein und mit den verschiedenen Komponenten, d. h. sowohl dem analogen Frontend als auch dem DSP 50 gekoppelt sein. Der Taktgenerator 48 kann digitale Takte zur Steuerung des Betriebs verschiedener Komponenten bei verschiedenen Frequenzen in Abhängigkeit der Frequenz eines eingehenden gewählten Kanals erzeugen. D. h., die digitalen Komponenten des DSP 50 können konstruiert sein, mit einer Frequenz betrieben zu werden, Harmonische (Oberschwingungen) und subharmonische (Unterschwingungen) der digitalen Takte zu verringern, die mit dem RF-Empfang variieren können. Dementsprechend kann bei verschiedenen Ausführungsbeispielen in Abhängigkeit einer Frequenz von wenigstens dem eingehenden RF-Signal, einem IF-Signal und/oder einem Mischsignal der digitale Takt, der den verschiedenen Komponenten bereitgestellt werden, an einer unterschiedlichen Frequenzen eingestellt werden, um Rauschen an dem analogen Frontend aufgrund von Oberschwingungen oder Unterschwingungen des digitalen Taktes zu verringern, die den RF-Empfang stören könnten. Bei verschiedenen Ausführungsbeispielen können solche interferierenden Töne in einem unschädlichen Teil eines RF-Spektrums bezüglich einer gewünschten Signalkanalfrequenz platziert sein.
  • Das digitale Frontend 55 kann verschiedene Funktionen ausführen, einschließlich Dezimierung bzw. starke Schwächung (engl.: decimation), DC-Sperrfilterung (engl.: notch filtering), Amplituden-/Phasenkompensation, Stufen-AGC-Kompensation, Spektrumumkehr (engl.: spectrum reversal), LIF-zu-Null-IF (ZIF)-Mischung, Bildunterdrückung (IR, engl: image rejection) Kalibrierung, Kanalfilter und ZIF AGC. Nach derartiger Verarbeitung kann das digitale Frontend 55 ein ZIF-Signal am Demodulator 60 bereitstellen, welcher eine Analog-TV-Demodulation in einem System ausführen kann, das ATV-Signale empfängt. Selbst wenn der Demodulator zur Verwendung als ein Tuner eingerichtet ist, so dass ein analoges IF-Signal an eine andere Systemkomponente gesendet wird, z. B. an einen separaten Demodulatorchip, kann der Demodulator 60 verschiedene Funktionen zum Erhalten von Information (z. B. Taktinformation) ausführen, die für die Steuerung von Verstärkungsoperationen benötigt werden.
  • Bei verschiedenen Ausführungsbeispielen kann der Demodulator 60 Funktionen ausführen, einschließlich einer Demodulation zum Basisband unter Verwendung einer Frequenzphasenregelschleife (FPLL, frequency Phase lock loop), Nyquist-Filterung, Videofilterung, Gruppenverzögerungskorrektur, Basisband (CVBS) AGC, DTV/ATV ZIF/LIF Konfiguration und Tondemodulation. Dementsprechend kann die Ausgabe vom Demodulator 60 in Abhängigkeit von einem Betriebsmodus ein CVBS-Signal sein, ein LIF/ZIF-Signal und/oder ein AF/SIF-Signal. Weiterhin können die DTV-Signale auch minimal im Demodulator 60 verarbeitet werden. Alle diese Signale können einem DAC/Interpolationsblock 70 bereitgestellt werden, bei dem eine Wahl eines gegebenen DAC für die unterschiedlichen Signalarten zusätzlich zur Interpolation ausgeführt werden kann, bei der die Abtastung an verschiedenen Abtastraten benötigt wird.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Multiplexerblock 70 unterschiedliche Signale an unterschiedliche DAC bereitstellen, nämlich einem ersten DAC 80a und einem zweiten DAC 80b. Innerhalb eines Multiplexer und Interpolarblocks 70 kann eine finale Interpolation bereitgestellt werden, um DAC-Abtastbilder an einer Frequenz bereitzustellen, die hoch genug ist, um einfach in der analogen Domäne entfernt zu werden, und um dadurch die dynamische Bereichsanforderung an nachfolgende Signalverarbeitungsschaltungen zu verringern. Es können finale Verstärkungs- und Offseteinstellungen im Block 70 vor dem DAC bereitgestellt werden, um eine Flexibilität bei der finalen Verstärkungsskalierung und beim Offset zu ermöglichen. Ein ADC kann für die Höhensteuerung des Ausgangssignals bereitgestellt werden. Die stromabwärtige Einrichtung treibt eine analoge Steuerspannung, welche von der Firmware durch den ADC gelesen wird und dann in eine Verstärkung umgesetzt wird, die in die Ausgangsverstärkungseinstellung einer AGC-Komponente geschrieben wird, die im Demodulator 60 oder Block 70 vorhanden ist.
  • Weiter wie in 1 gesehen werden kann, kann ein serieller digitaler Ausgang durch den Demodulator 60 bereitgestellt werden. Dieser serielle digitale Ausgang kann es ermöglichen, dass DTV-Signale, die minimal im Demodulator 60 verarbeitet werden, digital zum IC 10 gesendet werden, ohne dass es einer Umwandlung zu analogen Signalen und dann einer Rückumwandlung zurück zu digitalen Signalen in einem digitalen Demodulator bedarf, an den der IC gekoppelt sein kann. Dementsprechend kann Rauschen und andere störende Signalverschlechterung vermieden werden, die aus der Analog-zu-digital-Umwandlung und umgekehrt resultiert.
  • Bezug nehmend nun auf Tabelle 1 ist dort eine Ausgangskonfiguration für unterschiedliche Modi gezeigt, bei denen unterschiedliche eingehende Signale am Block 70 an dem DAC bereitgestellt sein können. Tabelle 1
    Modus DAC1 DAC2
    1. CVBS AF oder SIF2
    2. ZIF-I ZIF-Q
    3. LIF-I LIF-Q
  • Obwohl diese besondere Ausführung in Tabelle 1 gezeigt ist, ist der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht in dieser Hinsicht beschränkt.
  • Bezugnehmend nun auf 2 ist ein Blockdiagramm einer detaillierteren Ausführung eines digitalen Frontendes 100 in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 1 gezeigt ist, ist das Frontend 100 zum Empfang von eingehenden komplexen Signalen gekoppelt, nämlich von I- und Q-Signalen in einem Delta-Sigma-Dezimator 110, welcher die Signale mit einer unterschiedlichen Rate neu abtastet, z. B. 25 Mega Abtastungen pro Sekunde (MSPS, engl.: mega samples per second) bei einem Ausführungsbeispiel. Die dezimierten Signale werden dann an einem IF-Verstärkungskompensationsblock 112 bereitgestellt, welcher zur analogen IF-Verstärkungsantwort korrigieren kann. Dann werden die Signale einem Stufenverstärkungs-Kompensationsblock 115 bereitgestellt, welcher eine Kompensation nach diskreten AGC-Stufen ausführen kann, die in dem analogen Frontend ausgeführt wird. Wie weiter unten diskutiert werden wird, kann eine derartige Kompensation durch den Mikrocontroller 40 gesteuert werden. Die stufenkompensierten Signale werden dann einem DC-Stufenkompensationsblock 120 bereitgestellt, welcher nach diskreten AGC-Stufen um einen DC-Wert herum korrigiert. Dann wird eine IF-/Phasenkompensation in einem Block 125 ausgeführt. Dieser Block kann nach analogen IF-Gruppenverzögerungen in der RF und IF-Schaltung korrigieren und kann unter Steuerung des Mikrocontrollers 40 ausgeführt werden.
  • Weiter Bezug nehmend auf 2 werden kompensierte Signale einem Frequenzschieber (FREQSHIFT1) 130 bereitgestellt. Der Frequenzschieber 130 kann betrieben werden, um die eingehenden Signale zu nehmen, welche bei einer variablen Zwischenfrequenz sein können, die von einen gegebenen Standard abhängt, und kann diese zu einem Null-IF abwärtskonvertieren. Insbesondere können, wie in 2 gesehen werden kann, die eingehenden Signale durch einen Umkehr-Spektrumsoperator 132 (engl.: reverse spectrum Operator) in Fällen betrieben werden, bei denen eine Spektrumsumkehr benötigt wird. Die Signale werden einem komplexen Mischer 134 bereitgestellt, welcher die eingehenden I- und Q-Signale mit einem Mischsignal mischt, das eine Frequenz aufweist, die von einem numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 137 erzeugt wird, welcher als ein Frequenzsynthesizer agieren kann, um das Mischsignal unter Steuerung des Mikrocontrollers zu erzeugen, um Abwärtskonvertierung zu IF-Frequenzen zu ermöglichen.
  • Die ZIF-Signale werden einem Dezimator 138 bereitgestellt, welcher die Signale zu einer niedrigeren Rate neu abtastet, um die Bereichskosten und den Stromverbrauch zu verringern. Die Dezimierung des Signals ermöglicht, dass nachfolgende Filter kürzer in der Länge sein können (Anzahl von Taps bzw. Abtaststellen), weswegen weniger Berechnungen benötigt werden und mehr Zeit für die Ausführungen dieser Berechnungen ermöglicht wird. Bei einem Ausführungsbeispiel kann eine Rate von 12,5 Msps gewählt werden, welche die maximal beabsichtigte Signalbandbreite von +/–4 MHz um DC herum mit einigem Abstand für die Flexibilität der Zentralfrequenz und Abtastfrequenz übersteigt. Zur selben Zeit kann die Dezimierung um zwei mit einem relativ kostengünstigen FIR-Filter ohne Phasenstörung bewerkstelligt werden. Weiterhin ermöglicht der Betrieb bei der dezimierten Rate das Teilen von Multiplier-Ressourcen durch den Kanalisierungsfilter. Die dezimierten Signale werden grob in einem Kanalfilter 140 kanalgefiltert, welcher benachbarte Blockierer abschwächt, was es einem stromabwärtigen FPLL erlaubt, erfolgreich betrieben zu werden. Die gefilterten Signale werden dann einem Bildunterdrückungs-(IR)-Filter 145 bereitgestellt, der betrieben wird, um IQ-Ungleichgewichte in den Signalen zu korrigieren. Niedrig-IF-Demodulatoren haben immer die technische Herausforderung, dass das sog. Bildband in das sog. Signalband bis zu gewissem Grad einstreut (engl.: aliases). Idealerweise ist dieses Aliasing gleich Null, aber bei praktischen Ausführungen sind die Werte näher an –35 dB. Analog-TV verlangt einige –68 dB an Bildunterdrückung, so dass Ausführungsbeispiele einen Bildunterdrückungsfilter 145 zum Verbessern der Demodulatorleistung bereitstellen können.
  • Schließlich kann ein weiterer Verstärkungssteuerblock, nämlich ein ZIF AGC-Block 160 eine Verstärkungssteuerung ausführen, um die Datenpfadbreite zu verringern, z. B. von 14 Bit auf 12 Bit bei einem Ausführungsbeispiel. Der ZIF AGC 160 kann das gewünschte Signal nach oben verstärken, nach dem Entfernen des Störers (durch die frühe Kanalfilterung), um eine Verringerung der Anzahl der Bits zu ermöglichen, die verwendet werden, um den Datenpfad darzustellen, wodurch Bereichskosten und Stromverbrauch verringert wird. Schließlich kann eine RF-Verstärkungsantwort in einem RF-Verstärkungskompensationsblock 150 korrigiert werden. Dementsprechend stellt ein Frontend 100 eine komplexe ZIF-Ausgabe bereit, die einem Demodulator (z. B. Demodulator 60 von 1) zur weiteren digitalen Verarbeitung bereitgestellt wird. Während diese besondere Ausführung in dem Ausführungsbeispiel von 2 gezeigt ist, ist der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht in dieser Hinsicht beschränkt.
  • In Abhängigkeit eines gegebenen Systems, bei dem der Tuner/Demodulator ausgeführt ist und einem gegebenen Standard für empfangene TV-Signale, können verschiedene Arten von Information aus dem digitalen Frontend 100 durch die ZIF-Komplexsignale bereitgestellt werden. Zum Beispiel können analoge oder digitale TV-Signale daraus bereitgestellt werden. Im Allgemeinen kann eine minimale Verarbeitung auf den digitalen Signalen ausgeführt werden, bevor diese von dem Demodulatorbereich heraus an einem anderen Chip für die digitale Demodulation bereitgestellt werden. Bei anderen Ausführungen können analoge TV-Signale vollständig verarbeitet werden und in dem Demodulator demoduliert werden. Bei anderen weiteren Ausführungen können die analogen Signale aus dem Demodulator als IF-Signale zum Off-chip-Demodulieren ausgegeben werden. Dementsprechend können verschiedene Funktionalitäten in unterschiedlichen Reihenfolgen für eine ATV-Demodulation und DTV-Verarbeitung ausgeführt werden.
  • Bezugnehmend nun auf 3 ist ein Blockdiagramm eines Signalpfadflusses für ATV-Signale durch einen DSP in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 3 gezeigt ist, kann der Signalpfad 200 ein Teil des DSP sein und kann verschiedene Videofilterung aufweisen, die an eingehenden ZIF IQ-Signalen ausgeführt wird. Zuerst kann das eingehende Signal auf eine neu abgetastete Rate interpoliert werden. Zum Beispiel können eingehende Signale bei einer Rate von ungefähr 12,5 Mega Abtastungen oder Sampeln pro Sekunde (Msps) empfangen werden und auf eine Frequenz von 25 Msps im Interpolator 205 neu abgetastet (engl.: resampled) werden. Der Interpolator 205 kann die Abtastrate vergrößern, so wie die folgende Demodulation, die einen FPLL verwendet, den TV-Signalbildträger bei DC anordnen wird. Bei manchen TV-Standards (z. B. PAL I), residiert der TV-Signalinhalt weit nach oben bis 6,75 MHz über dem Bildträger, was ihn als reales Signal bei der 12,5 Msps Rate als nicht darstellbar macht. Zusätzlich degradiert die Schleifenstabilität des FPLL mit der Latenz und eine höhere Abtastrate verringert die Latenz. Von dem Interpolator 205 können die Signale durch einen FPLL 210 passieren, um Ton-IQ-Signale zu erhalten, die durch einen Tondemodulator 265 geleitet werden.
  • Der FPLL 210 ermöglicht einen kohärenten Demodulator im Gegensatz zu einem herkömmlichen nicht kohärenten Einhüllende-Erkennungsverfahren der AM-VSB-Demodulation, welche bestimmte unerwünschte Störungen in dem TV-Signal weitergibt, und in ihrer Anpassung an Übermodulation begrenzt ist. Der kohärente Demodulator verhindert die Störungen, handhabt die Übermodulation besser und hat einen SNR-Vorteil gegenüber nicht kohärenter Erkennung, wenn auch auf Kosten einer längeren Signalerfassungszeit. Bei einem typischen Empfänger ist die tatsächliche Übertragungsträgerfrequenz im Allgemeinen eine Unbekannte und Filter, Quarzabhängigkeit usw. müssen so konstruiert sein, dass eine Unsicherheit von 60 kHz oder dergleichen toleriert werden kann. Bei einem Empfänger in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann allerdings die DC-Komponente des integralen Schleifenfeedbacksignals des FPLL verwendet werden, um die übertragene Trägerfrequenz mit großer Genauigkeit zu lesen und dadurch die Einrichtung des Tuners und der digitalen Signalverarbeitungsblöcke zu optimieren. Als Beispiele kann diese Information, welche an den Mikrocontroller zurückgeführt wird, verwendet werden, um die zentrale Frequenz des RF-Nachlauffilters einzustellen (um In-Band Verstärkungsvariationen zu minimieren), um die LO, die für die RF-IF-Abwärtsumwandlung verwendet werden, zu überarbeiten oder den zweiten (digitalen) LO (im FPLL 210), der für die IF-Basisband Abwärtsumwandlung verwendet wird, oder, um die digitale Abtastrate anzupassen, um In-Band Ausläufer (engl.: spurs) zu verhindern. Weiterhin ist der Videoträger bei dem FPLL-Ausgang auf einer wohlbekannten Frequenz (0 Hz), was es stromabwärtigen Filtern ermöglicht, so entspannt wie möglich zu sein.
  • Dann können die getrennten Video-IQ-Signale am Basisband an einem Nyquist-Filter 215 zur Nyquist-Filterung bereitgestellt werden und dann an einem Reskalierungsblock 220 zur Reskalierung. Der Nyquist-Filter 215 kann verwendet werden, um das AM-VSB-Signalspektrum geeignet zu formen und sein Stoppband unterdrückt den links benachbarten Kanal. Bei einem Ausführungsbeispiel wird er unter Verwendung eines komplexen Basisband finite Impulsantwort-(FER, engl.: finite impuls response) Hilbert Umwandlers (engl.: transformer) ausgeführt. Die FIR-Transferfunktion ist so formuliert, dass die Übergangsregionen um DC herum und um die halbe Abtastrate herum spiegelbildsymmetrisch sind, was eine besondere effiziente Ausführung erlaubt, da alle geraden Taps nullwertige Koeffizienten haben. Der Filter wird weiter durch Berechnen von nur den reellwertigen Komponenten der Ausgabe vereinfacht, da die imaginäre Komponente nicht verwendet wird. Der Filter ist konstruiert, die strengsten Randbedingungen zu treffen, die von der Kombination aus Fernsehübertragungsstandard und gewählter Abtastrate festgelegt werden.
  • Man beachte, dass statt der Berechnung der Einhüllenden des AM-VSB-Signals die Nyquist-Filterausgabe direkt in das gewünschte Signal, mit weniger Störung und besserer Rauschleistung, wie folgt umgesetzt werden kann: Yn = 2·Re{Xn_i-j·Hilbert_transform[Xn_q]} [Gl. 1]
  • Neben dem Leistungsvorteil ist ein Hauptgrund zur Vermeidung der Verwendung eines Verfahrens zur Einhüllenden-Erkennung die Störung, die von der Anwesenheit des gewünschten Kanaltonträgers in dem FPLL-Ausgabesignal Xn bewirkt wird. Wenn die Tonträger nicht ausreichend vor der Einhüllenden Erkennung abgeschwächt sind, stören sie das Videosignal. Ein typischer Einhüllenden-Detektor muss zuerst die Tonträger mit einem Bandstoppfilter unterdrücken, der als eine Tonfalle (engl.: sound trap) bezeichnet wird. Ein solcher Bandstopp stört typischerweise den Videoteil des Spektrums in Verstärkung und Phase, was eine Korrektur erfordert. Bei einem Empfänger in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Träger bei DC müsste die Tonfalle notwendigerweise das komplexe Signal filtern wird und würde deshalb teurer in der Herstellung sein als die gewählte Alternative, bei der einfach Yn genommen wird, der Realteil der Nyquist-Filterausgabe, und es durch eine reellwertige Tonfalle mit einem relativ kostengünstigen FIR-Filter ohne Phasenstörung geleitet wird.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Reskalierungsblock 220 eine Inversionserkennung bereitstellen. Um eine Übermodulation des AM-VSB-Signals zu unterstützen, ermöglicht der FPLL 210 einen Freiheitsgrad bei seiner Lösung und kann den Träger entweder bei 0° oder 180° verriegeln. Als ein Ergebnis kann die Ausgabe des FPLL entwedet nicht invertiert oder invertiert sein. Ein Autoinversionsblock innerhalb des Reskalierers entfernt die Ambiguität und reinvertiert selektiv, falls notwendig, basierend auf Zeitdomäneneigenschaften des resultierenden Signals. Bei analogen Fernsehstandards L und L' ist die AM-Modulation selbst positiv, wohingegen bei allen anderen analogen Standards sie negativ ist. Der Block ist eingerichtet, diese Erwartung bei der selektiven Inversion mit einzubeziehen. Eine solche Inversionserkennung kann bestimmen, ob der PLL das Signal um 180° invertiert hat.
  • 6 zeigt eine Ausführung eines Inversionsdetektors in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie in 6 gezeigt ist, kann der Inversionsdetektor 300 bestimmen, ob die Ausgabe vom Nyquist-Filter 215 invertiert wurde. Wie gesehen werden kann, weist der Detektor 300 einen logischen Operator 305 zum Bestimmen auf, ob die Eingabe von dem Nyquist-Filtern negativ ist. Für ein übermoduliertes Signal ist es nicht die Spitzenwertamplitude bzw. Peakamplitude, sondern stattdessen der Mittelwert, der relevant ist, mit anderen Worten, ob die Mehrheit über oder unter Null ist. Bei einem Ausführungsbeispiel sieht der Detektor nach dem relevantesten Bit (engl.: most significant bit), um den Wert zu bestimmen und aktualisiert den Zähler entsprechend. Wenn dem so ist, kann ein Zählwert eines Zählers 310, der ein Aufwärts-/Abwärtszähler sein kann, erhöht werden. Man beachte, dass der Zähler groß genug ist, um der vertikalen Austastlücke Rechnung zu tragen, wo das Signal für eine erweiterte Zeitdauer in einem Zustand oder dem anderen ist. Die Ausgabe des Zählers 310 kann Komparatoren 315, 320 bereitgestellt werden, um zu bestimmen, ob die Zählausgabe ihre maximale Höhe erreicht hat, welche bei einem Ausführungsbeispiel 2047 sein kann, oder ob der Zählwert gleich Null ist. Wenn der Zähler sein Maximum erreicht hat, kann eine JK-Verriegelung 330 (engl.: JK latch) gesetzt werden, die die Erkennung der Inversion angibt. Wenn der Zählwert gleich Null ist, wird die Verriegelung zurückgesetzt (engl.: reset). Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Inversionsdetektor bis zu ungefähr 1,25 Hysterese bei der Entscheidung aufweisen, da eine horizontale Linie ungefähr 1600 Sample bei einer 25 MHz Rate hat.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel kann das Verhalten des FPLL bei einer Übermodulationsbedingung folgendermaßen sein. negatives AM (Übermodulation bei weiß), welche nicht während des 0,8 Mikrosekunden (μs) Synchronisationsintervalls übermoduliert werden kann, kann für die gesamten 53,8 Mikrosekunden sichtbare weiße Linie übermoduliert werden, wo die Vergrößerung des Zählers oder die Erstellung eines asymmetrischen oben/unten Schemas nicht hilft; positives AM (Übermodulation bei schwarz) mit langen niedrigen Pulsen während der vertikalen Synchronisation, was den Zähler um 3 Bits (z. B. auf 8 Zeilen) erweitert löst; positives AM (Übermodulation bei gelb, d. h. geclipped (engl.: clipped), nicht invertiert), was kein Problem darstellt; und Bedingungen, die sich durch die Anwesenheit eines Tonträgers verbessern, was bewirkt, dass die Wellenform die Null durchkreuzt (ein Chroma-Träger bei negativer Modulation macht dasselbe). Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Autoinversion deaktiviert sein, wenn das FPLL Übermodulationsmerkmal deaktiviert ist, da keine Phasenambiguität existiert. Bei anderen Ausführungen kann ein auf Firmware basierender Detektor in der FPLL selbst bereitgestellt sein.
  • Die reskalierten Signale können dann einem Satz von Sperrfiltern 225 (engl. notch filter) bereitgestellt werden. Schließlich werden die Tonträger des gewünschten Kanals von dem Videosignal unterdrückt, um Erwartungen der Videosignal verarbeitenden Chips zu treffen. Bei einem Ausführungsbeispiel können die Sperrfilter 225 als eine Bank von vier Sperrfiltern zweiter Ordnung ausgeführt sein, wobei jeder Sperrfilter eine unabhängige Frequenz und Q-Faktor hat. Die Abschnitte zweiter Ordnung verwenden eine Struktur, die hochtolerant bei Koeffizientenabschneidung bzw. Koeffiziententrunkierung ist, was die Größe von Hardwaremultiplizierern verringert und diese dadurch weniger teuer macht. Die unabhängige Natur der Sperrer ermöglicht durch Einrichten der Koeffizienten die Verwendung der Bank bei verschiedenen Standards. Die Tonträger verbrauchen eine Größe des dynamischen Bereichs, so dass das frühe Entfernen von diesen bei der Signalverarbeitungsquelle die Signalverarbeitungs-Overheadanforderungen bei den nachfolgenden Filtern verringert. Die Filterkoeffizienten werden entsprechend dem TV-Standard und der gewählten Abtastrate optimiert. Andererseits wurde der Tonfallenort so gewählt, dass sie nach der Verstärkungsreskalierung ist, um die Quantisierungsrauschen Leistung in den Tonfalle infinite Impulsantwort (IIR) Filtern zu verbessern. Nach der Sperrfilterung können die Signale durch einen Verstärkungsblock 230 laufen und können dann einem Videofilter 235 bereitgestellt werden, nämlich einen Video finiten Impuls-Antwort (FIR, engl.: finite impulse response) Filter.
  • Nach der Phasenambiguitätskorrektur im Autoinversionsblock 300 ist das normale analoge TV-Kompositsignal (einschließlich Tonträgern) stark DC vorgespannt, wobei es gerade durch und stark von den positiven Werten der komplementären Datenwörter der zwei besetzt ist und daher die Verwendung der Hardware ineffizient macht. Eine Quantisierungsrauschen Leistungsverbesserung kann durch Entfernen der DC-Vorspannung und der Verstärkungsaufwärtsskalierung erreicht werden. Bei einem Ausführungsbeispiel wird, um dies auf kostengünstige Art zu machen, die Vorspannungseinstellung festgelegt auf – (¼ der Vollskala) und die Verstärkungseinstellung ist 1,5 (d. h. 4,2 dB) im Verstärkungsblock 230. Diese Werte werden gewählt, um die Clippingstörung an einem normalen Signal mit vernünftigen Erwartungen für Signalhöhen zu vermeiden. Man beachte, dass die Verstärkungsskalierung umgangen werden kann (z. B. unter Mikrocontrollersteuerung), um stark übermoduliertem Video zu genügen.
  • Der Videofilter 235 wird betrieben, um Verstärkungsflachheit über das gesamte Videoband zu korrigieren, ohne die Gruppenverzögerung zu beeinflussen, die von den nachfolgenden Allpassfiltern (APF) 240 korrigiert wird. Die Verstärkungskorrektur kann verschiedene Korrekturen mit einschließen, einschließlich Korrektur von Welligkeit (engl.: ripple) und „Roll-off” bei dem groben Kanalisierungsfilter, für Roll-off der Dezimations- und Interpolationsfilter, für Welligkeit bei dem Nyquist-Filter und Verstärkungseigenschaften bei den Tonfallensperrfiltern. Weiterhin stellt das FIR-Videofilterstoppband ein breites Stoppband für alle störenden Töne (engl.: tones) oberhalb des vorgegebenen Videobands bereit, wohingegen der Tonfallenfilter eine scharfe, enge Bandunterdrückung von nahen In (engl.: close-in)-Tonträgern bereitstellt. Der Filter hat unterschiedliche Anforderungen in Abhängigkeit von dem gewählten TV-Standard (z. B. 4.2, 5.0, 5.2, 5.5 MHz Videobandbreite) und Abtastfrequenz. Die gefilterten Signale können dann durch einen Satz von APF 240 laufen, nachdem sie einem Flankenfilter 245 bereitgestellt werden könnten, welcher bei einem Ausführungsbeispiel auch ein FIR-Filter sein kann. Analoge Sende-TV-Übertragerer vorverzerren (engl.: pre-distort) die Videoausgabe, um die Last der Korrektur von Gruppenverzögerung aufgrund von Tonfallenfiltern zu verringern und die Vorstörung (engl.: pre-distortion) hängt von dem Fernsehstandard ab. Ein Allpass-Netzwerk 240 korrigiert jede Rest-Gruppenverzögerung. Da der Empfänger im Wesentlichen linearphasig ist (d. h. Null-Gruppenverzögerung), ist die Hauptaufgabe des Allpass-Netzwerks die Vorstörung des Übertragers, die entsprechend dem TV-Standard erwartet wird, rückgängig zu machen. Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Allpassfilter 240 vier individuell einrichtbare IIR-Abschnitte zweiter Ordnung aufweisen, die wieder eine Architektur verwenden, welche robust gegen Koeffiziententrunkierung ist. Die Filterkoeffizienten können entsprechend dem TV-Standard und der gewählten Abtastrate optimiert werden.
  • Ein Verstärkungsflankenfilter 245 kann ein kostengünstiges Mittel, von einem Kundenunterstützungs- und Programmspeicherstandpunkt aus, anbieten, um eine Chroma gegen Luma Verstärkungseinstellung in diskreten Stufen zu erlauben, um die Bedürfnisse verschiedener TV-Hersteller zu treffen. Schließlich kann zur Kompensation von Stufenänderungen bei den analogen ADC-Blöcken die ADC-Kompensation im Block 250 ausgeführt werden, um eine CVBS-Ausgabe zusammen mit einem horizontalen/vertikalen Sync-Taktsignal bereitzustellen, die, wie weiter unten beschrieben werden wird, verwendet werden kann, um der MCU 40 den Punkt zu identifizieren, an dem Verstärkungssteuerungsänderungen gemacht werden können. Der AGC 250 kann ein Back-Porch (AGC) sein, um einen bestimmten Teil der Video-Wellenform mit bekannten Eigenschaft zu identifizieren, nämlich den Back-Porch, der einem horizontalen Synchronisationsspitzenpuls (engl.: synchronization tip pulse) folgt, um die Amplitude und den Offset des finalen Ausgabe-Kompositvideosignals zu steuern. Für positive AM-Modulationstandards (L, L'), bei denen der modulierte RF Einhüllenden-Peak eine Funktion des Videoinhalts ist, bietet er ein Mittel zum Entkoppeln der Ausgabehöhe von dem Videoinhalt. Für die Standards L, L' sowie für negative Modulationstandards, bei denen der modulierte RF Einhüllenden-Peak im Wesentlichen statisch ist, entkoppelt der Mechanismus die Ausgabesignalhöhe von der AM-Übermodulation. Darüber hinaus kann bei fortgeschrittenen Algorithmen die Back-Porch Höheninformationen verwendet werden, um die Systemtoleranz auf Hoch-Luminanzsignale (d. h. > 133 IRE schwarz-zu-Video) durch selektives Abschwächen des CFBS-Signals zu erweitern, was ein Kompromiss zwischen Systemverstärkung und verbessertem Clippingverhalten darstellt.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel weist der Back-Porch AGC 250 eine digitale Phasenregelschleife (DPLL, engl.: digital Phase lock loop) auf, die für das Abschätzen des Ortes im Takt des Video-Back-Porch verantwortlich ist. Die Back-Porch-Taktabschätzung wird an den Tunerbereich des Chips weitergeleitet und an das digitale Frontend, um Verstärkungstufen, die zeitempfindlich sind, so auftreten zu lassen, dass die resultierenden Transienten in einer Position außerhalb des sichtbaren Videobildes auf einem typischen TV-Monitor angeordnet sind, wie weiter unter beschrieben wird. Die Fähigkeit, derartige Taktinformation bereitzustellen, ermöglicht diskrete Verstärkungsstufen, welche wiederum ein verbessertes Rauschmaß und niedrigeren Stromverbrauch ermöglichen. Die Erkennung des Back-Porch festigt auch die Synchronisierung des Empfängers mit dem Übertrager und sein Erfolg oder Fehler kann von der Firmware als ein Schlüssel zur Reinitialisierung der Synchronisation verwendet werden. Zusätzlich kann der DC-Wert des DPLL Integralpfades von der Firmware verwendet werden, um die Durchschnittsperiode der horizontalen Zeile zu messen und dadurch zu bestimmen, ob das empfangene Signal ein NTSC (63, 49 μs) oder PAL/SECAM (64 μs) ist. Man beachte, dass verschiedene Blöcke, die in 3 gezeigt sind, in Hardware, Software und/oder Firmware des DSP ausgeführt werden können und es sollte verstanden werden, dass der Signalpfad eine Darstellung der Ausführung dieser Funktionen innerhalb des DSP ist.
  • Nun bezugnehmend auf 4 ist ein Signalpfad für DTV und Hybridvideosignale durch wenigstens eine derselben Funktionen gezeigt. Man beachte, dass eine unterschiedliche Reihenfolge der Operationen in 4 vorhanden ist. Insbesondere sollte beachtet werden, dass das Videofiltern über Video-FIR 235 an einem Frontend ausgeführt werden kann. Es sollte auch beachtet werden, dass bei dem Ausführungsbeispiel von 4 Details des Tondemodulators 265 gezeigt sind. Allerdings kann in diesem Fall von DTV-Signalen (oder ATV-Signale, die als von dem Chip für die Off-Chipdemodulation auszugeben sind), der Tondemodulator 265 für die Frequenzumsetzung, Angleichung (engl.: equalization) (d. h. Formung der Frequenzantwort) und Verstärkungseinstellung anstelle für die Demodulation wiederverwendet werden. Folglich können, wie in 4 gezeigt ist, verschiedene Blöcke des Tondemodulators 265, einschließlich eines komplexen Frequenzschiebeoperators 270, der als eine coordinate rotation digital computer (CORDIC) Funktion ausgeführt sein kann, ausgeführt werden, um die ZIF-Signale zu einer LIF-Frequenz zu verschieben, z. B. unter Steuerung eines Frequenzinformationssignals von dem Mikrocontroller. Schließlich kann eine Verstärkungsoperation an den Signalen in einem AGC-Verstärkungsblock 280 ausgeführt werden, welcher wiederum unter der Steuerung des Mikrocontrollers ausgeführt werden kann. Man beachte, dass bei manche Ausführungen der Block 280 weiter einen Spitzenwertdetektor bzw. Peakdetektor aufweisen kann und Softwareverstärkungsoperationen, um folglich eine Ausgabe von Ton-IQ-Signalen auf einer gesteuerten Höhe bereitzustellen. Folglich ist die Ausgabe von dem Tondemodulator 265 bei diesem Beispiel kein demodulierter Ton, sondern stattdessen LIF/ZIF analoge oder digitale TV-Signale, die durch ein Backend des Chips und zu einem Off-Chip-Demodulator gesendet werden sollen. Bei manchen Ausführungen können, um den Bedarf nach mehreren Umwandlungen zwischen digital und analog, DTV-Signale stattdessen durch eine serielle Datenschnittstelle (SDI) bereitgestellt werden, so dass digitale Information direkt von dem Chip an den Off-Chip digitalen Demodulator bereitgestellt werden kann.
  • Eine einzelne Architektur kann folglich effizient digitale TV-Signalverarbeitung zusätzlich zu der analogen Verarbeitung, wie oben beschrieben, bereitstellen. Verschiedene Blöcke können neu geordnet werden, um eine Niedrig-IF-Ausgabe für digital TV bei sehr geringen Kosten oder Komplexität zu unterstützen. Durch Verschieben der Interpolation des Signals von 12,5 zu 25 Msps bis nach dem Video-FIR in dem DTV-Modus kann der Video-FIR-Filter aus einem langen Filter für reale ATV-Daten zu einem kürzeren Filter für komplexe DTV-Daten umkonfiguriert werden. Weiterhin erlaubt es eine Verbindung bei dieser niedrigen Rate über eine direkte serielle digitale Schnittstelle (SDI) an stromabwärts DTV verarbeitende Einrichtungen, die SDI-Eingabe unterstützen, für einen robusten Datentransfer mit niedriger Leistung, was den DAC und ADC eliminiert, die typischerweise an dieser Schnittstelle benötigt werden.
  • Wenn Analog-TV verarbeitet wird, um ein ATV IF Signal an einem Off-Chip-Demodulator bereitzustellen, verbleibt der Großteil des Demodulators funktional, sogar dann, obwohl das demodulierte Ergebnis nicht beobachtet wird unter Verwendung eines vorliegenden Ausführungsbeispiels, da die AGC-Stufen eine Taktinformation benötigen, um unbemerkbar zu bleiben. Für den IF-Ausgabemodus bleiben die strukturellen Blöcke, die zur Identifizierung und zum Zeitgeben des Back-Porch benötigt werden, betriebsbereit. Nach der ZIF-Eingabe wird das 12,5 Msps-Signal zuerst in dem Video-FIR Brick-Wall-gefiltert und dann nach oben auf 25 Msps interpoliert. Das 25 Msps-Signal treibt die FPLL an, welche ihren Träger zu DC verschiebt. Danach werden der ATV Nyquist-Filter, Reskalierungs-, Autoinversions-, Tonsperr-, Allpass- und Verstärkungsflankenkorrekturfilter an dem Signal betrieben und die Verstärkungsflankenfilterausgabe wird dem CVBS Back-Porch AGC für Taktwiederherstellung (engl.: timing recovery) vorgelegt.
  • Bezugnehmend nun auf 5 ist eine konzeptionelle Ansicht der kombinierten Signalpfade für ATV und DTV Signale durch den DSP gezeigt. Um die unterschiedlichen Operationen, die an diesen unterschiedlichen Signalen in den unterschiedlichen Reihenfolgen, wie oben beschrieben, ausgeführt werden, zu implementieren, können verschiedene Multiplexer und andere Operatoren vorhanden sein, um die Funktionalität zu realisieren. Wie in 5 zu sehen ist, verbleiben die Funktionsblöcke dieselben und ferner sind Multiplexer veranschaulicht, die einen Frontendmultiplexer 235 aufweisen, einen Videofiltermultiplexer 234 und ein Allpassmultiplexer 239. Bei jedem dieser Multiplexer ist der oberste Pfad der ATV Signalpfad und der unterste Pfad ist der DTV Signalpfad. Man beachte, dass hinsichtlich der DTV Signale verschiedene mathematische Operatoren in den Signalpfaden vorhanden sein können, d. h. Runder (engl.: rounder) 231, 232 sowie ein Truncator 236, welche agieren, um die digitalen Signale zu runden bzw. zu trunkieren, um einen effizienten Betrieb bereitzustellen. Man beachte, dass durch die Multiplexer 234 und 237 DTV Signale durch Videofilter 235 weitergeleitet werden können und dann dem Interpolator 205 bereitgestellt werden können. 5 zeigt weiter einen SDI Block 295, welcher als eine Schnittstelle agieren kann, um die Übertragung von direkten DTV Signalen von dem Chip an einen Off-Chip digitalen Demodulator zu ermöglichen.
  • Für ATV-Signale kann dieser Tondemodulatorpfad Tondemodulation basierend auf dem eingehenden Signal ausführen, welches entweder von dem Ausgang des Interpolators 205 oder von der FPLL 210 empfangen werden kann, wie durch einen Multiplexer 263 gesteuert. Folglich kann Ton von Knoten entweder nach oder vor der FPLL 210 bezogen werden, was eine gegenseitige Abstimmung zwischen der Frequenzgenauigkeit, die von dem Betrieb des FPLL geboten wird, und dem Ausschluss von zusätzlichem Rauschen des FPLL anbietet. Wenn sie vor dem FPLL vorgenommen wird, ist die Konfiguration einer quasi geteilten Ton-(QSS, engl.: quasi split sound)-Architektur am ähnlichsten; wenn sie nach dem FPLL vorgenommen wird, ist sie einer Inter-Trägerarchitektur am ähnlichsten. Bei Systemen, bei welchen es eine große Menge an Phasenrauschen auf dem Videoträger gibt, z. B. wo ein ICPM vorhanden ist oder wenn das Signal vielleicht durch verschiedene Repeater gegangen ist, kann das QSS-Modell bevorzugt sein. Für die Inter-Trägerauswahl kann das Signal vor oder nach Phasenkorrektur für ICPM gewählt werden, um eine Flexibilität beizubehalten.
  • Die analog TV Videoleistung ist sehr empfindlich gegenüber Verstärkungssteuerung, welche herkömmlicherweise von der Art einer kontinuierlichen Spannung oder kontinuierlichem Strom ist. Solche Schaltungen mit kontinuierlicher Spannungs- oder kontinuierlicher Stromverstärkung erfordern im Allgemeinen einen hohen Strom bei CMOS Anwendungen, um die gewünschte Leistung zu erreichen, wohingegen diskrete Stufen bei niedrigeren Kosten im Die-Bereich und niedrigem Stromverbrauch ausgeführt werden können. Allerdings kann durch Anwenden solcher diskreter Stufen ein Nebeneffekt von gewöhnlich sichtbaren Videoartefakten auftreten. Folglich kann bei verschiedenen Ausführungsbeispielen der Mikrocontroller oder eine andere Verstärkungssteuerschaltung die Artefakte abschwächen, indem eine oder mehrere diskrete analoge Verstärkungsstufen in der analogen Frontendschaltung eingefügt werden und dann die Stufe(n) in der digitale Domäne geglättet werden. Weiterhin können die Verstärkungsstufen (sowohl analog als auch digital) basierend auf der Erkennung der Videohorizontalzeile und der vertikalen Taktung getaktet werden, um an einem Ort in dem Videorahmen aufzutreten, der wenigstens hinsichtlich solcher Verstärkungsstufen empfindlich ist. Da auch jede analoge Schaltung einen zugehörigen DC-Offset hat, kann es für jede Verstärkungsstufe eine zugehörige Korrektur des DC-Offsets geben.
  • Bezugnehmend nun auf 7 ist ein Blockdiagramm eines AGC-Subsystems gezeigt, das in einem Fernseh-Tuner in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung vorhanden sein kann. Wie in 7 gezeigt ist, weist das AGC-Subsystem 400 verschiedene Verstärkungssteuerknöpfe (engl.: gain control knobs) auf, die entlang verschiedener Bereiche eines Signalverarbeitungspfads bei RF, IF und Basisbandfrequenzen bereitgestellt werden können. Insbesondere, wie in 7 gezeigt ist, kann das Verstärkungssteuersubsystem einen RF/IF-Verstärkungssteuerbereich 410 aufweisen. Bei unterschiedlichen Ausführungen können verschiedene Verstärkungssteuerelemente in einem analogen Frontend vorhanden sein. Diese Verstärkungssteuerelemente können eine Verstärkungssteuerung in einem LNA aufweisen, eine Verstärkungssteuerung über ein kapazitives Abschwächungsnetz und einen oder mehrere programmierbare Verstärkungsverstärker (PGA, engl.: programmabel gain amplifier) in einem IF-Bereich. Wie gesehen werden kann, kann die Kommunikation zwischen diesen Verstärkungssteuerelementen und einem Mikrocontroller 480 durch einen eingebetteten peripheren Bus 405 realisiert sein.
  • Nach der Umwandlung der analogen Signale abwärts auf eine IF-Frequenz, die innerhalb des DSP verarbeitet werden kann, kann ein AGC-Stufenkorrekturblock 420 die Verstärkungssteuerung ausführen. Dann kann der ZIF AGC Block 440 nach Kanalisierung in einem Kanalfilter 430 die Verstärkungssteuerung ausführen. Schließlich kann nach der verschiedenen Filterung und Demodulation eines ATV-Signals eine zusätzliche Verstärkungssteuerung in einem CVBS AGC Block 460 ausgeführt werden. Wie gesehen werden kann, kann jeder diese Verstärkungssteuerblöcke über einen Mikrocontroller 480 gesteuert werden. Wie weiter gesehen werden kann, kann während der Tondemodulation ein Ton-AGC-Block 470 die Verstärkungssteuerung bereitstellen. Natürlich können bei anderen Ausführungen zusätzliche Verstärkungssteuerelemente vorhanden sein. Um dem Benutzer eine Benutzerschnittstelle zum Mikrocontroller 480 bereitzustellen, kann bei einem Ausführungsbeispiel eine Benutzerschnittstelle 490, welche eine I2C-Schnittstelle sein kann, bereitgestellt werden.
  • Im Allgemeinen können Verstärkungsänderungen in dem analogen Frontend (sowohl in dem RF- als auch dem IF-Abschnitt) weniger häufig ausgeführt werden, als Verstärkungsänderungen in dem DSP. Außerdem können weiterhin im Allgemeinen die digitalen Verstärkungsänderungen so agieren, dass sie analoge Verstärkungsänderungen kompensieren. Als eine Übersicht der Verstärkungsplanung und -steuerung, können, da Frontendverstärkungselemente unregelmäßig eingestellt werden (im Vergleich zu dem digitalen Abschnitt), manche Fehler angesammelt werden und können aus den digitalen Kompensationskomponenten herausgeführt werden. Bei einem Ausführungsbeispiel können digitale Verstärkungsänderungen in jeder horizontalen Zeile auftreten, während typischerweise die RF-Verstärkungsänderungen in jedem vertikalen Rahmen auftreten. Folglich können ein oder mehrere RF-Verstärkungssteuerelemente während der vertikalen Austastlücke aktualisiert werden, und ein oder mehrere digitale Verstärkungselemente können während der horizontalen Austastlücke aktualisiert werden.
  • Bezug nehmend nun auf 8 ist ein Ablaufschema eines Verfahrens zum Ausführen einer automatischen Verstärkungssteuerung für verschiedene Komponenten eines Tuners in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 8 gezeigt ist, kann ein Verfahren 500 ausgeführt sein, um Verstärkungssteuerfunktionen für sowohl analoge als auch digitale Komponenten auszuführen, die auf dem gesamten Weg von dem RF-Komponenten nach unten zu den Basisbandkomponenten des DSP angeordnet sind. Wie in 8 gesehen werden kann, kann das Verfahren 500 mit dem Empfangen eines AGC-Abtastratenunterbrechers (engl.: sample rate interrupt) (Block 510) beginnen. Diese Unterbrechung kann bei unterschiedlichen Ausführungsbeispielen bei unterschiedlichen Frequenzen gesetzt sein. Dann kann bestimmt werden, ob eine Abtastzeit für ein gegebenes RF- oder IF-Verstärkungselement (Raute 520) ist. Bei unterschiedlichen Ausführungen können unterschiedliche Algorithmen zum Ausführen von Verstärkungssteuerung für unterschiedliche Verstärkungssteuerelemente verwendet werden. Von dem Block 530 geht die Steuerung zu Block 560, wie weiter unter diskutiert wird.
  • Ansonsten, wenn es nicht die Zeit zum Abtasten eines analogen Verstärkungssteuerelements ist, geht die Steuerung zu Raute 540, wo bestimmt werden kann, ob es Zeit zum Abtasten eines digitalen AGC-Elements ist. Wenn dem so ist, geht die Steuerung wiederum zu Block 530 zum Ausführen des Verstärkungssteuerprozesses für das digitale Element. Man beachte, dass ein Algorithmus verwendet wird, um die digitale Steuerung auszuführen, die sich von einem Algorithmus für die RF- und IF-Elemente unterscheiden kann.
  • Ansonsten, wenn kein digitales Verstärkungselement abgetastet werden soll, geht die Steuerung zu Raute 550, wo bestimmt werden kann, ob eine Kompensationsverstärkung eine vorgegebene Höhe trifft. Wenn dem so ist, kann das Verfahren 500 auf eine AGC-Abtastratenunterbrechung schließen. Ansonsten geht die Steuerung zu Block 560, wo ein Verstärkungstransferprozess ausgeführt werden kann. Insbesondere kann dieser Verstärkungstransferprozess verwendet werden, um die Steuerung für sowohl ein Kompensationsverstärkungselement, wie beispielsweise einen Stufen-AGC-Kompensationsblock 115 von 2 zu aktualisieren, als auch ein ZIF-Verstärkungselement, wie beispielsweise ein ZIF AGC Block 160 von 2. Bei einer Ausführung kann jeder dieser Verstärkungssteuerelemente in entgegen gesetzte Richtungen aktualisiert werden, basierend darauf, ob die Kompensationsverstärkung oberhalb der vorgegebenen Hohe ist oder darunter. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die vorgegebene Höhe null db sein. Während diese besondere Ausführung in dem Ausführungsbeispiel von 8 gezeigt ist, ist der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht in dieser Hinsicht beschränkt. Zum Beispiel können bei anderen Ausführungen zusätzliche Verstärkungssteuerelemente vorhanden sein und auch aktualisiert werden. Darüber hinaus sollte verstanden werden, dass bei vielen Ausführungen die digitalen Verstärkungssteuerelemente eine schnellere Rate zum Abtasten und Aktualisieren haben als die RF- und IF-Elemente.
  • Während die vorliegende Erfindung hinsichtlich einer begrenzten Anzahl von Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, wird der Fachmann begrüßen, dass verschiedene Modifikationen und Variationen davon existieren. Es ist beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche alle diese Modifikationen und Variationen abdecken, so wie sie unter den wahren Geistes und den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung fallen.

Claims (19)

  1. Vorrichtung, umfassend: einen digitalen Signalprozessor (DSP) zum Ausführen von mehreren DSP Operationen an einem eingehenden Signal, wobei der DSP eingerichtet ist, die DSP Operationen in einer ersten Reihenfolge auszuführen, wenn das eingehende Signal ein analoges TV (ATV) Signal ist und eingerichtet ist, die DSP Operationen in einer zweiten Reihenfolge auszuführen, wenn das eingehende Signal ein digitales TV (DTV) Signal ist, wobei der DSP unter Steuerung eines Mikrocontrollers umkonfigurierbar ist, der mit dem DSP gekoppelt ist, um die DSP Operationen in der ersten und zweiten Reihenfolge basierend auf dem eingehenden Signal auszuführen, um mehrere TV Standards zu handhaben.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der DSP eingerichtet ist, das ATV Signal, das einen Frequenzmultiplex modulierter Fernsehvideo- und Tonträger umfasst, in getrennte Basisbandvideo- und Tonkanäle zu demodulieren, wenn sie als ein ATV Demodulator betrieben wird, und zum Aufbereiten des DTV Signals für die Demodulation in einer anderen Komponente, die mit der Vorrichtung gekoppelt ist, wenn die Vorrichtung als DTV-Tuner betrieben wird.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der DSP eingerichtet ist, ein Zwischenfrequenz (IF) ATV-Signal an einem anderen Demodulator bereitzustellen, der mit dem DSP gekoppelt ist und eingerichtet ist, das IF ATV Signal weiter zu verarbeiten und zu demodulieren, um Taktinformationen für einen Mikrocontroller zu erhalten, der mit dem DSP gekoppelt ist und um Videodemodulation des IF ATV Signals auszuführen, um einen Ort innerhalb des ATV-Signals zu bestimmen, an welchem eine Stufenänderung in wenigstens einer Verstärkungsstufe eines analogen Tuners ausgeführt werden soll, der mit dem DSP gekoppelt ist.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei welcher der DSP eingerichtet ist, den Ort der wenigstens einen analogen Tunerverstärkungsstufe bereitzustellen, wobei der Ort einer Abtastlücke des ATV Signals entspricht oder einer vorgegebenen Instanz in dem ATV Signal und der Mikrocontroller eingerichtet ist, Verstärkungssteuerinformationen bereitzustellen.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei welcher der DSP mehrere Funktionsblöcke aufweist, die einen Signalpfad bilden, wobei die ATV und DTV Signale in den mehreren Funktionsblöcken betrieben werden sollen, und bei welcher ein Signalpfad für das ATV Signal sich von einem Signalpfad für das DTV Signal unterscheidet, wobei der Signalpfad für das ATV Signal einen Demodulator zum Demodulieren des ATV Signals aufweist, einen Nyquist-Filter zum Filtern des demodulierten ATV Signals, ein Reskalierer zum Reskalieren des Nyquist-gefilterten Signals, einen Sperrfilter, der mit dem Reskalierer gekoppelt ist, eine Verstärkungsstufe, die mit dem Sperrfilter gekoppelt ist, einen Videofilter, der mit der Verstärkungsstufe gekoppelt ist, ein Allpassfilternetzwerk, das mit dem Videofilter gekoppelt ist, einen Flankenfilter, der mit dem Allpassfilternetzwerk gefiltert ist, und eine Verstärkungssteuerstufe, die mit einem Ausgang des Flankenfilters gekoppelt ist, und wobei der Signalpfad für das DTV Signal einen Videofilter zum Filtern des DTV Signals aufweist, einen Frequenzschieber zum Frequenzverschieben des DTV Signals zu einer LIF-Frequenz und eine Verstärkungssteuerstufe, wobei der Frequenzschieber und die Verstärkungssteuerstufe als ein Tondemodulator für ein ATV Signal verwendbar sind.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der DSP eine Phasenregelschleife (PLL) zum Abwärtskonvertieren eines eingehende Frequenz (IF) ATV-Signals zu einem Basisbandsignal aufweist, wobei die PLL ausgelegt ist, eine Phaseninversion in einem Träger zu erkennen, einen Inversionsdetektor aufweist, der mit der PLL zum Bestimmen gekoppelt ist, ob die Inversion auftritt und bewirkt, dass das invertierte Signal nicht invertiert ist, wobei der Inversionsdetektor einen Detektor zum Bestimmen einer Polarität einer Abtastung des Signals aufweist, einen Zähler, der aktualisiert wird, wenn die Polarität in einem ersten Zustand ist und einen Latch zum Bewirken, dass das invertierte Signal nicht invertiert ist, wenn der Zählerwert eine Schwelle übersteigt.
  7. Fernseh-Tuner, umfassend: ein analoges Frontend zum Empfangen und Abwärtskonvertieren eines Funkfrequenz (RF) Signals in ein Zwischenfrequenz (IF) Signal, wobei das RF-Signal ein analog TV (ATV) Signal oder ein digitales TV (DTV) Signal sein kann und gemäß einem von mehreren globalen Standards ist; einen digitalen Signalprozessor (DSP), der mit dem analogen Frontend zum Abwärtskonvertieren des IF-Signals auf ein Null-Zwischenfrequenz (ZIF) Signal ist gekoppelt ist und zum Ausführen eines Funktionensatzes auf dem-ZIF-Signals unter Verwendung eines neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer ersten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein ATV-Signal ist, und zum Ausführen eines zweiten Funktionensatzes auf dem ZIF-Signal unter Verwendung des neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer zweiten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein DTV-Signal ist, wobei der DSP eingerichtet ist, das ATV-Signal zu demodulieren; und einen Mikrocontroller, der mit dem DSP zum Konfigurieren der ersten Reihenfolge und der zweiten Reihenfolge gekoppelt ist, basierend auf der Art des RF-Signals und zum Kalibrieren von Funktionen des analogen Frontends, zum Bestimmen des Betriebsmodus und zum Einrichten des DSP, basierend auf dem Betriebsmodus, und zum Steuern der RF-Kanalauswahl, Abtastratenauswahl und Verstärkungssteuerung des analogen Frontends und des DSP.
  8. Fernseh-Tuner nach Anspruch 7, wobei der Mikrocontroller, basierend auf einer Frequenz von wenigstens einem RF-Signal, IF-Signal oder einem Mischsignal eingerichtet ist, einen digitalen Takt des DSP von einer ersten Frequenz auf eine zweite Frequenz einzustellen, um Rauschen in dem analogen Frontend aufgrund einer Oberschwingung des digitalen Taktes zu verringern.
  9. Fernseh-Tuner nach Anspruch 7, wobei der Mikrocontroller eingerichtet ist, das ATV-Signal einem Tondemodulator des DSP von einem ersten Ort eines Signalpfads vor der Trägerdemodulation oder einem zweiten Ort des Signalpfads nach der Trägerdemodulation bereitzustellen, basierend auf einer Art der Demodulation für das ATV-Signal.
  10. Verfahren, umfassend: Empfangen eines Funkfrequenz-(RF)-Signals in einem analogen Frontend des Fernseh-Tuners und Abwärtskonvertieren des RF-Signals in ein Zwischenfrequenz (IF) Signal, wobei das RF-Signal ein analoges TV (ATV) Signal oder ein digitales TV (DTV) Signal ist; Abwärtskonvertieren des eingehenden Signals in einem digitalen Signalprozessor (DSP), der mit dem analogen Frontend zum Abwärtskonvertieren des IF-Signals in ein Null-Zwischenfrequenz (ZIF) Signal gekoppelt ist und Ausführen eines Satzes von Funktionen auf dem ZIF-Signal unter Verwendung eines neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer ersten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein ATV Signal ist, und zum Ausführen eines zweites Satzes von Funktionen auf dem ZIF-Signal unter Verwendung des neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer zweiten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein DTV Signal ist; und Konfigurieren der ersten Reihenfolge und der zweiten Reihenfolge basierend auf der Art des RF-Signals in einem Mikrocontroller, der mit dem DSP gekoppelt ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, weiter umfassend das Bestimmen eines Ortes einer vertikalen Austastlücke des TV-Signals, das Bewirken, dass wenigstens ein RF- oder IF-Verstärkungssteuerelement des analogen Frontends durch eine erste Stufenänderung während der vertikalen Austastlücke oder einer vorgegebenen Instanz des TV-Signals eingestellt wird, das Bestimmen eines Ortes einer horizontalen Austastlücke des Fernseh-Signals und das Bewirken, dass wenigstens ein digitales Verstärkungssteuerelement des DSP durch eine zweite Stufenänderung während der horizontalen Austastlücke eingestellt wird, um die erste Stufenänderung zu kompensieren.
  12. Vorrichtung, umfassend: einen digitalen Signalprozessor (DSP), der eingerichtet ist, ein digitalisiertes analoges Fernsehsignal, das in mehreren Analog-zu-digital (ADC) Ausgabesignale codiert ist, zu demodulieren, die eine komplexe Darstellung eines Niedrig-Zwischenfrequenz (IF) Signals bilden, das von einem Funkfrequenz (RF) Signal erhalten wird, wobei der DSP umfasst: erste automatische Verstärkungssteuerungs-(AGC)-Schaltung zum Takten und Kompensierung von Verstärkungsvariationen in dem Niedrig-IF-Signal; digitale Kompensationsschaltung zum Kompensieren von RF- und IF-Verstärkung und Phasenstörung; Null-Zwischenfrequenz (ZEF)-Kanalisierungsfilterschaltung zum Empfangen und Filtern des digital kompensierten digitalisierten analogen Fernsehsignals, um ein gefiltertes ZIF-Signal zu erhalten; zweite AGC-Schaltung, die mit einem Ausgang der ZIF-Kanalisierungsfilterschaltung gekoppelt ist, um Verstärkungsvariationen in dem gefilterten ZIF-Signal zu kompensieren; eine Phasenregelschleife (PLL), die mit einem Ausgang der zweiten AGC-Schaltung gekoppelt ist, um einen Träger des kompensierten ZIF-Signals auf ein im Wesentliches DC-Signal zu relozieren; und eine digitale Phasenregelschleife (DPLL); und einen Mikrocontroller, der mit dem DSP gekoppelt ist, um den DSP einzurichten und zu steuern, wobei der Mikrocontroller eingerichtet ist, einen variablen Ratentakt für Ausläufervermeidung zu steuern und, basierend auf einer Frequenz des variablen Ratentaktes, Konfigurationssteuerungen von mehreren Subkomponenten des DSP zu bestimmen, die Abtastraten-empfindlich sind, einschließlich der PLL wenigstens einem digitalen Filter, wenigstens einem Verzögerungsblock und der DPLL.
  13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Taktung für die erste AGC-Schaltung von einer horizontalen Zeilentaktung abgeleitet wird, die von der DPLL nachverfolgt wird.
  14. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die ZIF-Kanalisierungsfilterschaltung und die zweite AGC-Schaltung eingerichtet sind, eine grobe Unterdrückung benachbarter Blocker auszuführen, und eine Verringerung der Breite der digitalen Datenabtastungen, die das digitalisierte analoge Fernsehsignal darstellen.
  15. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei der DSP eine digitale Bildunterdrückungskalibrierungsschaltung zum Korrigieren von Ungleichgewichten in analogen I- und Q-Eingabepfaden aufweist, von welchen das digitalisierte analoge Fernsehsignal erhalten wird.
  16. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Frequenz des variablen Ratentaktes eingerichtet ist, Konfigurationssteuerungen für mehrere Abtastraten-sensitive Subkomponenten des DSP zu bestimmen, einschließlich wenigstens einem Frequenzschieber, wenigstens einem digitalen Filter und wenigstens einem Verzögerungsblock.
  17. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Konfiguration und die Steuerung von dem Mikrocontroller AGC Verstärkungs- und Taktungssteuerungen aufweist, PLL Verriegelungssteuerung, DPLL Verriegelungssteuerung, digitale Filterkoeffizientenauswahl und Schnittstellenbereitstellung zu einem Benutzer über eine serielle Schnittstelle.
  18. Fernseh-Tuner, umfassend: ein analoges Frontend zum Empfangen und Abwärtskonvertieren eines Funkfrequenz (RF) Signals in ein Zwischenfrequenz-(IF)-Signal, wobei das RF-Signal ein analoges TV (ATV) Signal oder ein digitales TV (DTV) Signal sein kann und gemäß einem von mehreren globalen Standards ist; ein digitaler Signalprozessor (DSP), der mit dem analogen Frontend zum Abwärtskonvertieren des IF-Signals in eine Null-Zwischenfrequenz (ZEF) Signal gekoppelt ist und ein Frontend hat, das aufweist; eine erste automatische Verstärkungssteuer-(AGC)-Schaltung, um eine Verstärkungsvariation in dem IF-Signal zu takten und zu kompensieren; eine digitale Kompensationsschaltung zum Kompensieren der RF- und IF-Verstärkung und Phasenstörung; und eine Null-Zwischenfrequenz-(ZEF)-Kanalisierungsfilterschaltung zum Empfangen und Filtern des digitalen kompensierten Signals, um ein gefiltertes ZIF-Signal zu erhalten; eine zweite AGC-Schaltung, die mit dem Ausgang der ZIF-Kanalisierungsfilterschaltung gekoppelt ist, um Verstärkungsvariationen in dem gefilterten ZIF-Signal zu kompensieren; und einen digitalen Demodulator zum Ausführen eines Satzes von Funktionen auf dem gefilterten ZIF-Signal unter Verwendung eines neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer ersten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein ATV-Signal ist und zum Ausführen eines zweiten Satzes von Funktionen auf dem gefilterten ZEF-Signal unter Verwendung des neu konfigurierbaren Satzes von Blöcken, die in einer zweiten Reihenfolge eingerichtet sind, wenn das RF-Signal ein DTV-Signal ist, wobei der DSP eingerichtet ist, das ATV-Signal zu demodulieren; und einen Mikrocontroller, der mit dem DSP gekoppelt ist, um den DSP einzurichten und zu steuern, wobei der Mikrocontroller eingerichtet ist, einen variablen Ratentakt für Ausläufervermeidung zu steuern und die erste Reihenfolge und die zweite Reihenfolge basierend auf der Art des RF-Signal einzurichten.
  19. Fernseh-Tuner nach Anspruch 18, wobei der Mikrocontroller eingerichtet ist, Koeffizienten von wenigstens einem der folgenden neu zu konfigurieren: einem Kompensationsfilter, dem ZIF-Kanalisierungfilter, einem Videofilter, einem Sperrfilter und einem Tonfilter des DSP.
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