DE102008055052A1 - Schaltungseinrichtung mit einer Freilaufdiode, Schaltungseinrichtung und Leistungswandler unter Verwendung von Dioden - Google Patents

Schaltungseinrichtung mit einer Freilaufdiode, Schaltungseinrichtung und Leistungswandler unter Verwendung von Dioden Download PDF

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Katsumi Ishikawa
Masahiro Nagasu
Haruka Shimizu
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Abstract

Eine Schaltungseinrichtung, umfassend wenigstens ein Schaltelement und eine Freilaufdiode, die parallel zu dem Schaltelement angeschlossen ist. Die Freilaufdiode ist aus einer Schottky-Barrieren-Diode hergestellt, die ein Halbleitermaterial verwendet, das einen Bandabstand größer als Silizium hat, als Basismaterial verwendet, und auch eine Silizium-PiN-Diode, die parallel geschaltet sind. Die Schottky-Barrieren-Diode und die Silizium-SiN-Diode sind in der Form von separaten Chips vorgesehen. Ein Schaltungssystem wird ebenfalls bereitgestellt, bei dem eine Diode mit einer Schottky-Sperrschicht aus einem Verbindungshalbleiter als darin ausgebildetes Gleichrichterelement kombiniert ist, und eine Bedingung R2 > 4 L/C mit einer Impedanz R (Widerstand), L (Induktivität) und C (Kapazität), ermittelt durch eine geschlossene Schaltung zwischen einer Stromquelle und einem positiven oder negativen Anschluss befriedigt ist, wenn der Strom der Diode während des Einschwingungsbetriebs zu Null wird.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungseinrichtung mit wenigstens einem Schaltelement und wenigstens einer Freilaufdiode, die mit dem Schaltelement parallel geschaltet ist, eine Schaltung und ein Schaltungsmontagesystem für ein System eines Leistungswandlers, beispielsweise eines Inverters oder eines Umsetzers.
  • Ein Halbleiter-Leistungsmodul wird als Bestandteil verwendet, der einen Inverter in einem weiten Anwendungsfeld bildet. Insbesondere hat ein Leistungsmodul, der einen Si-IGBT (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor = bipolarer Transistor mit isoliertem Gate) als Schaltelement und auch eine Si-PiN-Diode (die im Folgenden als PND bezeichnet wird) als Freilaufdiode verwendet, eine hohe Durchbruchsspannung und einen geringen Verlust. Solch ein Leistungsmodul wird in einem weiten Anwendungsfeld verwendet, das die Eisenbahn und Hausanwendungen einschließt. In den letzten Jahren wird die Stromeinsparung wichtiger, und von dem Leistungsmodul wird verlangt, dass sein Verlust weiter reduziert wird. Der Verlust des Leistungsmoduls wird durch die Performance der Leistungseinrichtung bestimmt. Die Performance des Si-IGBT wird in diesen Jahren erhöht, während die Si-PND nach dem gegenwärtigen Stand der Technik keinen großen Durchbruch finden kann. Eine Stromdiode hat ein Problem mit solch einem Erholungs- oder Einschwingstrom, der dadurch bewirkt wird, dass Leitungsträger, die in der Diode gespeichert sind, entladen werden, wenn der IGBT auf EIN geschaltet wird. Der Einschwingstrom bringt ein anderes Rausch-Problem bei ansteigendem Umschaltverlust mit sich. Um dies zu verhindern, besteht ein starkes Bedürfnis für eine Diode, die einen geringen Einschwingungsverlust hat. Da die Kennlinie der Si-PND bereits nahezu solch ein hohes Niveau erreicht, das durch die physikalischen Materialeigenschaften bestimmt ist, ist es jedoch schwierig, den Einschwingstrom in dem Stromzustand stark zu reduzieren. In der Vergangenheit wurde als eine Technik zur Unterdrückung des Einschwingstromes eine Technik vorgeschlagen, welche die Injektion von Minoritätsträgern unterdrückt, indem ein Bereich vorgesehen wird, der einen Schottky-Grenzbereich in der anodenseitigen Oberfläche der PND hat. Ein Beispiel einer PND mit einem Schottky-Bereich ist in der US5101244A , Mori et al offenbart.
  • Im Übrigen wird erwartet, dass ein Leistungselement, das Siliziumcarbid (SiC) verwendet und außerordentlich gute physikalische SiC-Eigenschaften hat, das Si-Leistungselement übertrifft. Da SiC eine große elektrische Durchbruchsfeldstärke hat, kann das SiC-Element erheblich dünner als das Si-Element ausgeführt werden. Aus diesem Grund können selbst in dem Fall einer bipolaren Einrichtung eine hohe Durchbruchsspannung und ein geringer Widerstand gleichzeitig erreicht werden, wenn die Einrichtung leitet. Selbst in dem Fall der bipolaren Einrichtung kann, da das Element dünn ausgeführt werden kann, die Einrichtung in vorteilhafterweise ihre Umschaltcharakteristiken mit einer geringeren Menge an Leitungsträgern, die in der Einrichtung gespeichert sind, verbessern. Unter den SiC-Einrichtungen hat eine Diode einen niedrigen EIN-Widerstand und eine große Kapazität, wenn sie mit einem Schaltelement verglichen wird. Aus diesem Grund wurden Anstrengungen unternommen, um den Verlust der Einrichtung durch die Kombination des Si-IGBT und der SiC-Diode zu reduzieren. Ein Beispiel von Kombinationen zwischen der Si-IGBT-Diode und der SiC-Diode ist in der US5661644A , Bergman et al, offenbart.
  • Da die SiC-Diode im Unterschied zu der Si-Diode eine hohe Durchbruchsspannung haben kann, die nicht niedriger als 3 kV ist, selbst wenn die Diode eine Schottky-Barrieren-Diode ist (im Folgenden als SBD bezeichnet), kann die SiC-Diode wahlweise als eine SBD oder eine PND entsprechend einer Durchbruchsspannungs-Klasse verwendet werden. Die SBD kann ein Diffusionspotential kleiner als die PND haben, und sie kann auch eine Vorwärtsspannung bei Stromleitung mit einem Nennstrom niedriger als die PND haben, so dass die PND in ihrem Bereich niedriger Durchbruchsspannung verwendet wird. Da die SBD eine unipolare Einrichtung ist, kann die SBD ferner einen sehr kleinen Einschwingstrom haben, wenn er um IGBT auf EIN geschaltet wird. Der Einschwingstrom wird jedoch nahezu zu Null, was zur Folge hat, dass ein Strom sich abrupt ändert, und dies verursacht die Erzeugung eines Umschalt-Rauschens basierend auf der Resonanz zwischen einer kapazitiven Komponenten und einer induktiven Komponente in der Schaltung. Das Rauschen kann nicht nur die Zerstörung des Elements verursachen, sondern auch ein Problem in dem gesamten System. Da ein Strom größer als die PND nicht durch das SBD-Element hindurch geführt werden kann, kann ein momentan großer Strom, der als Stromspitze bezeichnet wird, bewirken, dass die SBD zerstört wird. Im Übrigen hält das PND-Element, das ein hohes Diffusionspotential hat, eine hohe Vorwärtsspannung bei Leitfähigkeit mit einem Nennstrom in seinem Bereich niedrigerer Durchbruchsspannung. Da jedoch die PND eine bipolare Einrich tung ist, kann die PND eine Spannung haben, die durch die Dicke einer Driftschicht weniger erhöht ist. Daher kann die PND eine kleine Vorwärtsspannung bei Leitfähigkeit mit dem Nennstrom in ihrem Bereich hoher Durchbruchsspannung haben, wenn sie mit der SBD verglichen wird. Zusätzlich kann, da ein großer Strom durch die PND hindurchgeführt werden kann, die PND auch einen hohen Widerstand gegenüber der Stoßspannung haben. In dieser Weise haben die SBD und die PND ihre Vorteile und Nachteile, und daher müssen diese Elemente wahlweise je nach ihren Anwendungsfällen verwendet werden.
  • Als Element, bei dem zwei Typen von Dioden kombiniert sind, wird ein Element vorgeschlagen, das eine MPS(MPS = Merged PiN Schottky- = Kombinations-PiN-Schottky-)Struktur hat. Das heißt, dass das Element eine solche Struktur hat, die sowohl einen PN-Sperrschichtbereich als auch einen Schottky-Sperrschichtbereich auf der Anodenseite hat. In einem normalen Betriebsbereich des Elements wird hauptsächlich der Schottky-Sperrschichtbereich betrieben. Wenn ein Stoßstrom durch das Element fließt, wird der PN-Sperrschichtbereich betrieben, um das Element zu schützen. Bei in Sperrrichtung vorgespanntem Betrieb wird eine Verarmungsschicht von dem PN-Spenschichtbereich ausgedehnt, um zu bewirken, dass der Schottky-Sperrschichtbereich nicht einem hohen elektrischen Feld ausgesetzt wird. Somit kann ein Leckstrom von dem Schottky-Grenzbereich in vorteilhafter Weise unterdrückt werden. Ein Beispiel der MPS-Strukturen ist in „Proceedings of ISPSD2006, 305, mit dem Titel „2nd Generation SiC-Schottky-Diode: Ein Durchbruch in der Unempfindlichkeit einer SiC-Einrichtung" offenbart.
  • Ein Leistungswandler ist als eine elektrische Schaltung mit einem Schalter und einem Gleichrichter ausgebildet.
  • Ein Leistungswandler, beispielsweise ein Inverter oder ein Umsetzer, wird für die Leistungsumsetzung zwischen Gleichstrom und Wechselstrom oder für die Wechselstrom-Frequenzumsetzung verwendet, und er wird in einem Motorantriebssystem mit großer Kapazität oder in einem Stromversorgungssystem zur Übertragung von elektrischem Strom oder zur Strom-Transformation eingesetzt.
  • Als Wandlerelement zur Verwendung in dem vorstehend erwähnten System wird ein Leistungs-Halbleiterelement, beispielsweise ein Transistor oder eine Diode mit hoher Durchbruchsspannung in einem Anwendungsfall mit hoher Kapazität unter dem Gesichtspunkt der Reduzierung des Verlusts eingesetzt.
  • In den letzten Jahren wird der IGBT (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor = Bipolarer Transistor mit isoliertem Gate) als spannungsgesteuertes Transistorelement verwendet, um einen Betrieb bei hoher Geschwindigkeit mit geringem Verlust zu erreichen. Im Übrigen wurde als Diode bisher eine PN-Diode (PND) verwendet, die eine Gleichrichtercharakteristik hat, die auf dem Übergang zwischen dem P-Typ-Halbleiter und einem N-Typ-Halbleiter begründet ist. Als Halbleitermaterial wird im Allgemeinen Silizium (Si) verwendet.
  • Die PND, die den herkömmlichen Si-Halbleiter verwendet, hat einen Vorteil, dass ein Leitungsträger-Speichereffekt, der durch eine PN-Sperrschicht verursacht wird, oder ein Effekt der Injektion von zwei Trägern von Elektronen oder Löchern in die Diode bewirkt, dass ein Widerstand abfällt, und dass eine Stromdichte in einer Durchlassrichtung groß wird.
  • Die PND hat jedoch auch einen Nachteil, dass ein Strom in Rückwärtsrichtung die Erzeugung eines Einschwingungsverlustes (bei Vorspannung in Sperrrichtung) verursacht. Der Einschwingungsverlust bei Vorspannung in Sperrrichtung wird bei einem durch eine hohe Spannung erzeugten Strom groß, und die Hochspannungs-Wandlerschaltung hat ein Problem mit einem Diodenverlust und mit der Wärmeerzeugung, die durch den Verlust verursacht wird.
  • Wenn eine Diode mit einem Schottky-Grenzbereich verwendet wird, wird andererseits der Ladungsträger-Speichereffekt bei Leitung der Diode beachtlich klein. Aus diesem Grund hat die Diode einen Vorteil, dass der Einschwingvorgang klein und der Strom in Sperrrichtung klein ist. Somit hat die Diode einen Vorteil, dass der Verlust der Diode bei einer Umschaltung klein wird.
  • Es ist in diesen Jahren bekannt, dass, wenn ein Verbindungshalbleiter mit einem weiten Bandabstand, beispielsweise Siliziumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN) verwendet wird, die Performance des Elements selbst in einem Element mit einer hohen Durchbruchspannung hoch gemacht werden kann, wie wenn ein integrierter Widerstand der Diode niedrig gemacht werden kann und wie wenn eine Stromdichte hoch gemacht werden kann.
  • Wenn solch ein Verbindungshalbleiter, der einen weiten Bandabstand hat, verwendet wird, kann ein Diodenelement mit einer Schottky-Sperrschicht in der Diode zur Verwendung in einer Wandlerschaltung mit einer hohen Durchbruchspannung von 200 V oder mehr verwendet werden.
  • In einer Einrichtung, die die MPS-Struktur umfasst und ebenfalls nur die SBD, die in einem Normalbetrieb betrieben wird, umfasst, wird jedoch ein Rauschen basierend auf der oben erwähnten Resonanz zwischen den kapazitiven und induktiven Komponenten der Schaltung erzeugt. Um dieses Rauschen zu unterdrücken, ist es nur erforderlich, einen kleinen Betrag des Einschwingstroms durch die Einrichtung zu leiten, um die Umschaltung welch zu machen (weiche Umschaltung, Null-Volt-Umschaltung oder Null-Strom-Umschaltung). In der oben erwähnten MPS-Struktur wird jedoch die PND nicht betrieben und es fließt im Wesentlichen kein Einschwingstrom durch die PND in den normalen Betriebsbereich. Als ein Ergebnis kann das Rauschen nicht unterdrückt werden. Die MPS-Struktur hat solch eine Struktur, wie sie in 9 gezeigt ist. Die gezeigte Struktur hat sowohl einen PN-Sperrschichtbereich als auch einen Schottky-Sperrschichtbereich auf einer Anodenseite. Eine N+-Typ-Schicht 14 mit einer hohen Konzentration und eine N–-Typ Driftschicht 13 sind aufeinander geschichtet, und eine Vielzahl von P-Typ Verunreinigungsschichten 12 und eine P-Typ Endschicht 16 sind in der N–-Typ Driftschicht 13 ausgebildet. Eine Anodenelektrode 10 ist auf den P-Typ Verunreinigungsschichten 12 mit einer dazwischen angeordneten Metallschicht 11 ausgebildet. In der Zeichnung ist der Übergangsbereich zwischen der Metallschicht 11 und der N–-Typ Driftschicht 13 ein Schottky-Grenzbereich, und ein Obergangsbereich zwischen dem P-Typ Verunreinigungsschichten 12 und der N–-Typ Driftschicht 13 ist eine PN-Sperrschicht. Eine Katodenelektrode 15 ist auf der Rückseite der Hochkonzentrations-N+-Typ-Schicht 14 ausgebildet. Die Bezugszahl 17 bezeichnet eine Isolatorschicht.
  • Da die Durchlassspannung der PND nahezu gleich groß wird wie die Durchlassspannung der DBD selbst bei der MPS-Struktur mit einem Anwendungsfall, der eine hohe Durchbruchspannung von 3 kV oder mehr verwendet, werden zwei Typen von Dioden gleichzeitig betrieben, wobei möglicherweise eine Verminderung des Rauschens ermöglicht wird. Selbst wenn jedoch die vorstehend erwähnte MPS-Struktur bei einem Anwendungsfall mit hoher Durchbruchspannung, so wie sie ist, angewendet wird, wird ein Potentialgradient in einem Schottky-Bereich konzentriert und wird in der Nachbarschaft der PN-Sperrschicht nicht wesentlich erzeugt, so dass sich die Schwierigkeit ergibt, dass selbst die Anwendung einer Spannung höher als ein PN-sperrschicht-Diffusionspotential der PND bewirkt, dass die PND nicht betrieben wird.
  • Im Hinblick auf den vorstehenden technologischen Hintergrund ist die Erfindung dieser Anmeldung darauf gerichtet, den Leitungsverlust einer existierenden Wandlerschaltung zu reduzieren, während das Rauschen in der Wandlerschaltung unterdrückt wird.
  • In einer Wandlerschaltung, die eine Kombination aus einer Schalteinrichtung und einer Diode, die umgekehrt parallel mit der Einrichtung geschaltet sind, bewirkt ein Fluss eines Einschwingstroms (Sperrrichtungsstrom oder Sperrrichtungs-Einschwingstrom) durch die Diode, dass Spannungen über den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen oder durch diese hindurch fließende Ströme verändert werden.
  • Dadurch wird bewirkt, dass übermäßige Spannungen zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen auftreten, so dass das Element möglicherweise in nachteiliger Weise zerstört wird. Schwankungen in der Diodenspannung oder dem Strom verursachen auch, dass ein Rauschen in der Peripherieschaltung erzeugt wird, so dass ein fehlerhafter Betrieb einer peripheren Einrichtung in nachteiliger Weise verursacht wird.
  • Wenn eine Diode, in der eine Schottky-Sperrschicht ausgebildet ist, beispielsweise eine SBD, als Gleichrichterelement verwendet wird, kann der Verlust während des Sperrrichtungs-Einschwingvorganges klein gemacht werden. Es ist bekannt, dass eine mit einer Schottky- Sperrschicht versehen Diode aus Verbindungshalbleitern, die ein hohes dielektrisches Durchbruchsfeld haben, beispielsweise SiC oder GaN eingebaut haben, eine erhebliche Verminderung des Verlusts einer Hochspannungsdiode ermöglicht wird.
  • Die Verwendung einer Diode, die eine Schottky-Sperrschicht aus Verbindungshalbleitern eingebaut hat, kann jedoch in einigen Fällen die Erzeugung von Schwingungswellenformen aus einer hochfrequenten Spannung oder einem hochfrequenten Strom verursachen.
  • Solch ein Phänomen wird durch ein Phänomen der Resonanz zwischen der Kapazität der Schottky-Sperrschicht und der parasitären Induktivität der in dem Leistungswandler ausgebildeten Verdrahtung verursacht. Dieses Phänomen kann die Erzeugung einer Rauschsignalquelle bei der peripheren Schaltung bewirken. Folglich ist es als Ziel oder als zu lösendes Problem erforderlich, die Schwingung bei einem Sperrrichtungs-Einschwingvorgang der Diode als Rauschsignalquelle unter dem Gesichtspunkt der elektromagnetischen Kompatibilität (EMC = electromagnetic compatibility)) zu reduzieren. Das bedeutendste der Merkmale der vorliegenden Erfindung besteht in der Anordnung einer Freilaufdiode in einem Leistungsmodul in einer solchen Weise, dass die SBD und die PND parallel zueinander als separate Chips angeordnet sind. Für die SBD wird ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als ein Siliziummaterial als Basismaterial verwendet. Für die PND wird ein Siliziummaterial oder ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand, der größer als Silizium ist, als Basismaterial verwendet. Hauptsächliche Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind wie folgt.
    • (1) Eine Schaltungseinrichtung mit wenigstens einem Schaltelement und einer Freilaufdiode, die parallel dazu angeschlossen sind, wobei eine Schottky-Barrieren-Diode, die ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium als Basiselement hat, und eine Silizium-PiN-Diode parallel geschaltet sind, und wobei die Schottky-Barrieren-Diode und die Silizium-PiN-Diode in Form von separaten Chips vorgesehen sind.
    • (2) Eine Schaltungseinrichtung, die wenigstens ein Schaltelement und eine Freilaufdiode, die dazu parallel geschaltet ist, wobei die Freilaufdiode eine PiN-Diode und zwei oder mehr Schottky-Barrieren-Dioden hat, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium als Basismaterial in der Schottky-Barrieren-Diode verwendet wird, und wobei ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium als Basismaterial in der PiN-Diode verwendet wird, und wobei die Schottky-Barrieren-Diode und die PiN-Diode in der Form von separaten Chips vorgesehen sind.
    • (3) Eine Schaltungseinrichtung nach dem vorstehenden Paragraphen (1), worin das Halbleitermaterial, das einen Bandabstand größer als Silizium hat, aus Siliziumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN) hergestellt ist.
    • (4) Eine Schaltungseinrichtung nach dem vorstehenden Paragraphen (2), worin das Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium, um die Schottky-Barrieren-Diode und die PiN-Diode zu bilden, aus Siliziumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN) hergestellt ist.
    • (5) Eine Schaltungseinrichtung nach dem vorstehenden Paragraphen (1), worin die Schottky-Barrieren-Dioden in der Form einer Vielzahl von separaten Schottky-Sperrschicht-Diodenchips vorgesehen sind, die parallel angeordnet sind, und worin die Anzahl derartiger PiN-Dioden kleiner ist, als die Anzahl dieser Schottky-Sperrschicht-Diodenchips.
    • (6) Eine Schaltungseinrichtung nach dem vorstehenden Paragraphen (1), worin der Übergangs-Oberflächenbereich der PiN-Diode kleiner ist als der Übergangs-Oberflächenbereich der Schottky-Barrieren-Diode.
    • (7) Eine Schaltungseinrichtung nach dem vorstehenden Paragraphen (1) oder (2), worin die Schottky-Barrieren-Diode eine Übergangs-Sperrschicht-Schottkydiode ist.
  • Das Wesentliche der vorliegenden Erfindung wurde erläutert. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, da die SBD und die PND als separate Chips parallel zueinander geschaltet sind, eine gleiche Spannung an jede Diode angelegt, so dass die jeweiligen Dioden unabhängigen voneinander betrieben werden.
  • Da die Schaltungseinrichtung in der Nachbarschaft eines Strombereichs verwendet wird, wo die Vorwärtsspannung der SBD gleich der Vorwärtsspannung der PND ist, kann die Schaltungseinrichtung das Rauschen reduzieren, während eine außerordentlich gute Einschwingungseigenschaft der SBD aufrechterhalten wird.
  • Die oben genannten Probleme können dadurch gelöst werden, dass ein Schaltungssystem bereitgestellt wird, das eine Kombination aus einem Schaltelement, passiven Elementen und einer Diode mit einem eingebauten Schottky-Sperrschichtbereich aus einem Verbindungshalbleitermaterial (das ein hohes dielektrisches Durchbruchsfeld hat) als Gleichrichterelement hat und welches eine Beziehung zwischen der Impedanz R, L und C, bestimmt durch eine geschlossene Schaltung zwischen einer Stromquelle und einem positiven oder negativen Anschluss bei Wiederherstellungsbetrieb, wenn der Strom der Diode zu Null wird, wie folgt erfüllt: R2 > 4L/C (1)
  • Entsprechend der vorliegenden Erfindung kann das Rauschen in einer existierenden Wandlerschaltung reduziert werden.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung stellt eine Schaltungskonstante zwischen einer Stromquelle, einem Schaltelement, einer Diode und daran angeschlossenen Verdrahtungslinien Nicht-Resonanz-Bedingungen wenigstens an dem Zeitpunkt auf, wenn der Rückflussstrom zu Null wird. Damit kann ein oszillierender Strom, wenn der Einschwingstrom in der Diode fließt, reduziert werden, und dadurch können sowohl der Verlust als auch das Rauschen reduziert werden.
  • Als Ergebnis kann ein elektrisches Schaltungssystem für einen Leistungswandler bereitgestellt werden, welches eine Kompatibilität zwischen der Verlustverminderung und der Rauschvermindung erreicht und auch ein Wandlersystem bereitstellt, um das Schaltungssystem zu implementieren.
  • Andere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden ersichtlich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Moduls entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2 zeigt eine perspektivische Darstellung des Moduls entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3 zeigt ein Strom/Spannungs-Kennliniendiagramm des Moduls entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ist ein Diagramm, um den Effekt des Moduls entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu erläutern;
  • 5 zeigt einen Teil eines Schaltungsdiagramms eines Moduls entsprechend einer abgewandelten Ausführungsform des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 6 zeigt eine perspektivische Darstellung des Moduls entsprechend der Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 7 zeigt einen Teil eines Schaltungsdiagramms eines Moduls entsprechend einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 8 zeigt ein Strom/Spannungs-Kennliniendiagramm des Moduls entsprechend dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 9 zeigt eine Querschnittsdarstellung einer typischen MPS-Struktur;
  • 10 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 11 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines vierten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 12 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines fünften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 13 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines sechsten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 14 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines siebten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 15 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines achten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 16 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines neunten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 17 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines zehnten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • 18 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines elften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung; und
  • 19 ist ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung eines zwölften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
  • 1. Erstes Ausführungsbeispiel
  • Als Erstes wird eine Erläuterung zu dem ersten Ausführungsbeispiel gegeben. Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist auf eine Schaltungseinrichtung gerichtet, die wenigstens ein Schaltelement und wenigstens eine Freilaufdiode aufweist, die parallel dazu angeschlossen ist, wobei eine Schottky-Barrieren-Diode und eine Silizium-PiN-Diode, die ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium als Basismaterial haben, parallel geschaltet sind, wobei die Schottky-Barrieren-Diode und die Sili zium-PiN-Diode in Form von separaten Chips vorgesehen sind. Das Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium ist aus Siliziumcarbid (SiC) als typisches Beispiel hergestellt. Das Halbleitermaterial kann auch aus Galliumnitrid (GaN) hergestellt sein. Die Freilaufdiode spielt die Rolle, eine charakteristische Spannung zu halten und einen Strom weiterzugeben, der für eine Last erforderlich ist, wenn das Schaltelement auf AUS geschaltet wird, indem eine abrupte Veränderung in einer Schaltung, die durch den Schaltvorgang des Schaltelements bewirkt wird, das heißt, die eine Rolle beim Schutz des Schaltelements spielt, geglättet wird.
  • 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das einen Hauptteil eines Schaltungsdiagramms zeigt, wenn ein Leistungsmodul als Inverterschaltung verwendet wird. 2 ist eine perspektivische Darstellung von einem Teil des Leistungsmoduls. Ein Schaltelement Si-IGBT 2 und ein Schaltelement Si-IGBT 2' in 2 entspricht dem IGBTs 2 und 2' respektive in 1. In dem Leistungsmodul sind eine SiC-SBD 3 und eine Si-PND 4 parallel zu dem Si-IGBT 2 geschaltet. Beide Enden Si-IGBT 2 sind mit einer Stromquelle der Inverterschaltung verbunden. Die Bestandteile der Inverterschaltung sind so angeordnet, wie beispielsweise in 2 gezeigt ist. 3 zeigt jedoch nicht die Gesamtheit der Schaltung sondern nur einen Teil davon. Bezugszeichen und Symbole in 2 sind die gleichen wie die in 1. Die Bezugszahl 5 bezeichnet einen Emitteranschluss, die Zahl 6 bezeichnet einen Gate-Anschluss und 7 bezeichnet einen Kollektoranschluss.
  • Die Arbeitsweise des vorliegenden Ausführungsbeispiels wird kurz erläutert. In einer dreiphasigen Inverterschaltung sind die zwei IGBTs (2 und 2'), die in Reihe geschaltet sind, parallel zu den drei Phasenleitungen angeschlossen. Wenn eine Gesamtzahl von 6 IGBTs nacheinander auf EIN und AUS geschaltet werden, kann ein Gleichstrom in einen gewünschten Wechselstrom umgesetzt werden. Die Dioden (Schottky-Barrieren-Dioden 3, 3' und PiN-Dioden 4, 4'), die parallel zu dem IGBT angeschlossen sind, spielen die Rolle, den Strom zuzuführen, der erforderlich ist, wenn der IGBT auf AUS geschaltet wird. Wenn beispielsweise der IGBT 2 auf AUS geschaltet wird, fließt ein Strom der bisher durch eine Last fließt, durch eine Schottky-Barrieren-Diode 3' und eine PiN-Diode 4', die parallel zu dem IGBT 2' angeschlossen sind. An diesem Zeitpunkt wird ein Verhältnis zwischen den Strömen, die durch die jeweiligen Dioden fließen, durch ein Verhältnis in dem Oberflächenbereich zwischen den Dioden und durch statische Kennlinien davon bestimmt. Wenn der IGBT 2' in diesem Zustand auf AUS geschaltet wird, werden Ströme, die bisher durch die Schottky-Barrieren-Diode 3' und die PiN-Diode 4' geflossen sind, gestoppt, und Ladungsträger, die in den Dioden gespeichert sind, fließen in einer Rückwärtsrichtung als Einschwingungsströme. Die Einschwingungsströme werden zu einer Ursache für die Erhöhung eines Schaltverlustes, sie funktionieren jedoch ebenfalls als Dämpfung, das heißt sie spielen eine andere Rolle in der Unterdrückung von Rauschen, das durch die Resonanz der Schaltung verursacht wird.
  • Eine Kombination der SiC-SBD mit der Si-PND erzeugt Vorteile wie folgt. Da die Si-PND einen Einschwingstrom größer als die SiC-PND hat, kann das Rauschen unterdrückt werden, indem lediglich die Si-PND mit dem kleineren Oberflächenbereich gemischt montiert wird. 3 ist ein statisches Kennliniendiagramm der SiC-SBD und der Si-PND für einen Vergleich zwischen diesen. Die Zeichnung zeigt ein Beispiel für die Belastbarkeit der Elemente und einem normalen Ausnutzungsbereich (schraffierter Bereich). Die Verwendung der Si-PND ist dadurch gekennzeichnet, dass die statische Kennlinie der SiC-SBD ähnlich ist wie die der Si-PND, wie in 4 gezeigt ist, so dass das Verhältnis zwischen den Strömen, die durch die SiC-SBD und die Si-PND fließen, selbst in einem beliebigen Strombereich nahezu konstant gemacht werden kann. Aus diesem Grund kann das Verhältnis zwischen den Strömen, die durch die SiC-SBD und die Si-PND fließen, jederzeit optimal gemacht werden mit dem Ergebnis, dass ein Kompromiss zwischen Rauschen und Einschwingen wirksam verbessert werden kann. In der vorliegenden Erfindung ist, da die statische Kennlinie der SiC-SBD vergleichsweise nahe bei der statischen Kennlinie der Si-PND liegt, selbst für beliebige Durchbruchspannungsklassen, das vorliegende Ausführungsbeispiel unabhängig von den Durchbruchspannungsklassen wirksam. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist jede Einrichtung so ausgelegt, dass sie beispielsweise eine Durchbruchspannung von 4,5 kV hat.
  • Eine Erläuterung wird nun zu dem spezifischen, charakteristischen Beispiel gegeben. 4 zeigt die Einschwingungskennlinien zum Vergleich, wenn die Inverterschaltung nur aus den SiC-SBDs hergestellt ist, wenn die Inverterschaltung nur aus Si-PNDs hergestellt ist und wenn die Inverterschaltung aus einer Mischung von SiC-SBD und Si-PND hergestellt ist. In der Zeichnung sind die jeweiligen Fälle mit „SiC-SBD", „Si-PND" und „hybrid oder gemischt" bezeichnet. In jedem der Diagramme der statischen Kennlinien bezeichnet eine Abszissenachse die Zeit und eine Ordinatenachse bezeichnet den Strom oder die Spannung. In dem Fall von „SBD", ist ein Einschwingstrom 31 sehr klein, die Resonanz zwischen den kapazitiven und induktiven Komponenten in der Schaltung bewirkt jedoch die Erzeugung von Rauschen 41. In dem Fall von nur PNDs, ist ein Einschwingstrom 32 groß, dies bewirkt jedoch keine Erzeugung von Rauschen 42 wegen der weichen Umschaltung. Wenn die SiC-SBD und die Si-PND gemischt montiert sind, liegt der Einschwingstrom 33 auf einem Zwischenniveau zwischen dem Einschwingstrom der SBD und dem Einschwingstrom der PND, dies verursacht jedoch keine Erzeugung von Rauschen 43 wegen der Wirkung der PND.
  • Es ist erwünscht, dass der Oberflächenbereich der Schottky- Sperrschicht größer ist als der Oberflächenbereich der PN-Sperrschicht in der gemischten Diodenschaltung. Dies beruht darauf, dass der meiste Einschwingstrom in vorteilhafter Weise unter dem Gesichtspunkt des Verlusts veranlasst wird, durch die SBD zu fließen, und weil der Einschwingstrom der SBD kleiner ist als der Einschwingstrom der PND. Es ist somit nur erforderlich, die SBD und die PND nur in einem minimalen Bereich zum Zwecke der Rauschverminderung gemischt zu montieren. Das Verhältnis der PND, die zum Reduzieren des Rauschens erforderlich ist, variiert mit der Induktivität der Schaltung oder dergleichen. Das Rauschen kann jedoch reduziert werden, indem im Allgemeinen die Hälfte oder weniger des Stroms durch die PND fließt. Als Mittel zur Veränderung des Oberflächenbereichverhältnisses ist es gültig, nicht den Oberflächenbereich von jedem Chip zu ändern, sondern die Anzahl der Chips zu ändern, wie in den 5 und 6 gezeigt ist. Dies ermöglicht leicht eine Änderung des Oberflächenverhältnisses.
  • In der vorliegenden Erfindung sind die SBD und die PND gemischt als separate Chips vorgesehen. Wie bereits erwähnt wurde, ist dies so, weil die PND nicht normal betrieben werden kann, selbst wenn eine MPS-Struktur mit einer Durchbruchspannung von 3,3 kV oder mehr gebildet wird. Selbst wenn die SBD und die PND in den selben Chip angeordnet sind, kann die PND normalerweise in der Nachbarschaft des Zentrums der PND betrieben werden, wenn sie einen genügend breiten PN-Sperrschichtbereich hat, sie kann jedoch nicht in der Peripherie davon betrieben werden. Im Übrigen kann, wenn die SBD und die PND in der Form von separaten Chips vorgesehen sind, die Diode normal in dem gesamten aktiven Bereich betrieben werden. Als Ergebnis kann das Ausführungsbeispiel nicht nur keinen Oberflächenbereichsverlust haben, sondern das Ausführungsbeispiel kann auch sein Verfahren vereinfachen und eine Ausbeute erhöhen. Es gibt viele Abweichungen von der grundlegenden Ebene in einen SiO-Substrat, von denen man annimmt, dass sie einen PN-Übergang nachteilig beeinflussen. Daher hat die PND mit einem PN-Übergang eine niedrigere Ausbeute als die SBD. Aus diesem Grund kann die Gesamtausbeute erhöht werden, und Kosten können reduziert werden, indem die SBD und die PND Form von separaten Chips vorgesehen werden und dann diese Chips kombiniert werden, anstatt durch Ausbilden der SBD und der PND in dem selben Chip. Selbst wenn die Qualität des Substrats verbessert wird, führt die Ausbildung der Sperrschicht durch Ionen-Implantation in der PND möglicherweise zu einem Defekt darin, und die PND arbeitet nicht normal und zeigt Effekte, die ähnlich dem oben beschriebenen Fall sind.
  • Das erste Ausführungsbeispiel entspricht einer Kombination der SiC-SBD und der SiC-PND. Die SBD kann jedoch durch eine Schottky-Sperrschicht-Barrieren-Diode (JBS = junction barrier Schottky) ersetzt werden. Die JBS ist eine Einrichtung von einer Struktur, die einen P-Bereich auf der Oberfläche der SBD hat, und von einem Typ, der einen Schottky-Sperrschichtbereich mit einer Verarmungsschicht, die sich von einem PN-Übergang erstreckt, in einer in Sperrrichtung vorgespannten Betriebsweise schützt. Die JBS unterscheidet sich von der MPS dadurch, dass kein ohmscher Kontakt zu dem P-Bereich vorgesehen ist, und dass der PN-Sperrschichtbereich nicht als Diode wirkt. Die JBS hat eine Vorwärts-Kennlinie ähnlich zu der SBD und kann selbst bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel angewendet werden.
  • 2. Zweites Ausführungsbeispiel
  • Ein zweites Ausführungsbeispiel wird als nächstes erläutert. Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist als Beispiel auf eine Schaltungseinrichtung gerichtet, die wenigstens ein Schaltelement und eine Freilaufdiode aufweist, die parallel zu dem Schaltelement geschaltet ist, wobei die Freilaufdiode aus einer Schottky-Barrieren-Diode mit einem Basismaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium und zwei oder mehreren PiN-Dioden, die damit in Reihe geschaltet sind, aufgebaut ist, wobei die PiN-Diode ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium als ihr Basismaterial verwendet, und wobei die Schottky-Barrieren-Diode und die PiN-Diode in Form von separaten Chips vorgesehen sind.
  • 7 zeigt einen Teil einer Inverterschaltung, bei der ein Leistungsmodul in dem zweiten Ausführungsbeispiel angewendet wird. 7 ist gegenüber dem Beispiel der 1 in zwei, einer ersten und einer zweiten Hinsicht unterschiedlich, das heißt, dass (1) in einer ersten Hinsicht eine PiN-Diode, die aus einem Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium statt der PiN-Diode aus einem Siliziumhalbleitermaterial verwendet wird, und das (2) in zweiter Hinsicht solche Schottky-Barrieren-Dioden in Reihenschaltung verwendet werden. Ein typisches Beispiel für das Halbleitermaterial mit einem Bandabstand größer als Silizium ist Siliziumcarbid (SiC). Das Halbleitermaterial kann auch ein Galliumnitrid (GaN) sein. 8 zeigt ein Beispiel einer Spannungs/Strom-Kennlinie des vorliegenden Ausführungsbeispiels. In der Zeichnung ist eine Kurve, die in einer ausgezogenen Linie gezeigt ist, eine Kennlinie der SiC-PND, und eine Kurve, die durch eine strichpunktierte Linie gezeigt ist, ist eine Kennlinie von zwei SiC-SBDs, die in Reihe geschaltet sind. Die SiC-PND ist gewöhnlich weitgehend unterschiedlich in der statischen Kennlinie von der SiC-SBD, und die zwei Dioden werden selten gleichzeitig in einem normalen Betriebsbereich betrieben. Wenn jedoch zwei SiC-SBDs in Reihe geschaltet sind, um eine Stromanstiegsspannung zu erhöhen, verursacht dies die Erzeugung eines Bereichs, wo die zwei Dioden gleichzeitig betrieben werden. Dies ermöglicht es, dass der Einschwingstrom der SiC-PND das Rauschen unterdrückt und es ermöglicht auch die gemischte Montage der SiC-SBD, um gesamten Einschwingstrom wie in dem ersten Ausführungsbeispiel zu reduzieren, wodurch ein Verlust unterdrückt wird.
  • In dem vorstehenden Ausführungsbeispiel kann die Schalteinrichtung eine andere Einrichtung sein als der Si-IGBT, beispielsweise ein Si-GTO (GTO = Gate Turn an Thyristor = Thyristor mit Gate-Einschaltung), ein SiC-MOSFET (MOSFET = Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor = Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor) oder ein SiC-JFET (JFET = Junction Field Effect Transistor = Sperrschicht-Feldeffekttransistor).
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungseinrichtung oder einen Schaltungsmodul, der wenigstens ein Schaltelement umfasst und auch eine Diode umfasst, die leitet, wenn das Schaltelement auf AUS geschaltet und in Sperrrichtung vorgespannt wird, wenn das Schaltelement auf EIN geschaltet wird. Die vorliegende Erfindung ist in hohem Maße nützlich, wenn sie insbesondere auf verschieden Typen von Wandlern einschließlich einen Inverter, einen Gleichrichter oder einen Gleichstrom-Wandler für die Gleichstrom-Wechselstrom-Umsetzung angewendet wird.
  • 3. Drittes Ausführungsbeispiel
  • Die Anordnung einer Wandlerschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
  • 10 zeigt eine grundlegende Schaltung in der Anordnung der herkömmlichen Wandlerschaltung der vorliegenden Erfindung. In 10 umfasst die Basisschaltung ein erstes Schaltelement 201, eine erste Schottky-Diode 202, eine erste Kapazität 203, einen ersten Widerstand 204, eine positiv seitige Induktivität 205, einen Wechselstrom-Anschluss 206, einen positiven Schaltungsanschluss 206, einen negativen Schaltungsanschluss 208, ein Schaltelement 211 für die erste Schottky-Diode 202, eine zweite Schottky-Diode 212, eine zweite Kapazität 213, einen dritten Widerstand 214 und eine negativ seitige Induktivität 215.
  • Die Schaltung der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf 10 beschrieben.
  • 10 zeigt eine Basisschaltung aus einer Kombination von Dioden und Schaltelementen, die eine Wandlerschaltung bilden. Eine Kombination solcher Basisschaltungen wird als Wandlerschaltung, beispielsweise als Inverter, Wandler oder Rückwärtsverstärker-Zerhacker.
  • In der vorliegenden Erfindung wird eine Schottky-Diode (SBD), die aus einem Verbindungsleiter hergestellt ist, als Diode 202 verwendet; gleichzeitig werden die Kapazität 203, die erste Kapazität C 203, der erste Widerstand (R) 204 und die Induktivität (L) 205 so eingestellt, dass sie die Basisschaltung bilden, wie in 10 gezeigt ist; und es wird davon ausgegangen, dass als eine Basisschaltung auf eine Wandlerschaltung angewendet werden soll.
  • Die Effekte der vorliegenden Erfindung werden erläutert, in dem sie mit den Effekten einer Gleichstrom/Wechselstrom-Wandlerschaltung verglichen werden.
  • In einer Inverterschaltung, die ein gewöhnliches Schaltelement und eine Diode, die umgekehrt parallel zu dem Schaltelement angeschlossen ist, aufweist, wird ein oszillierender Strom erzeugt, wenn der Einschwingstrom in der Diode fließt. Dieses Phänomen wird durch Schaltungskonstanten verursacht, die eine parasitäre Induktivität Ls oder einen parasitären Widerstand Rs zwischen den positiven und negativen Anschlüssen, die außerhalb der Schaltung vorgesehen sind oder an einer Stromquelle in der Dioden-Einschwingungsbetriebsweise angeschlossen sind, einen EIN-Widerstand Ron des EIN-seitigen Schaltelements, einen parasitären Widerstand Rd und eine parasitäre Kapazität Cs der Diode umfassen.
  • Wenn ein Schaltelement auf EIN geschaltet wird, wird ein Vorwärtsstrom, der bis dahin zwischen der Diode, die nicht parallel mit dem auf EIN geschalteten Schaltelement und einer Last fließt, klein und gelegentlich gleich Null. Direkt nach dem der Vorwärtsstrom zu Null wird, wird eine Rückwärtsspannung an die oben erwähnte Diode angelegt. Die Diode hat eine Gleichrichterfunktion und im Idealfall fließt kein Rückwärtsstrom durch die Diode. In Wirklichkeit fließt jedoch ein Rückwärtsstrom durch die Diode während einer Aufladungszeit einer parasitären Diodenkapazität Cj in der Rückwärtsvorspannungs-Betriebsweise. An diesem Zeitpunkt findet ein Resonanzphänomen statt, und ein oszillierender Strom wird erzeugt.
  • Die Resonanzbedingungen an diesem Zeitpunkt werden entsprechend einer Bedingung (2) mit den Schaltungskonstanten bestimmt, die folgt. D = Ron2 – 4Ls/Cj (2) wobei als Schaltungskonstanten Ron eine Widerstandskomponente der Stromversorgungsschaltung und des auf EIN geschalteten Schaltelements, welche sich übergangsmäßig ändert; Cj eine parasitäre Kapazität der Diode, die nicht parallel zu dem auf EIN geschalteten Schaltelement angeschlossen ist, und Ls eine parasitäre Induktivität der Schaltung bezeichnet.
  • Wenn D ≤ 0 gilt, ist die Wandlerschaltung von einem Resonanztyp. Wenn D > 0 gilt, ist die Wandlerschaltung von einem Nicht-Resonanztyp. Mit anderen Worte, um die Erzeugung eines oszillierenden Stroms in dem Einschwingungsbetrieb zu verhindern, die zur Erzeugung eines Rauschens führt, ist es notwendig, dass D in der Bedingung ausgedrückt durch die interne Impedanz der Wandlerschaltung einen positiven Wert hat.
  • Bei dem Schaltungssystem nach dem Stand der Technik wird, wenn die Resonanzbedingungen D < 0 gelten, eine Strom- oder Spannungs-Oszillation in dem Einschwingungsbetrieb als Resonanz in der Wandlerschaltung erzeugt, was zu der Erzeugung von Rauschen führt.
  • In der vorliegenden Erfindung ist die erste Kapazität Cs parallel zu der parasitären Diodenkapazität Cj geschaltet, die nicht parallel zu dem auf EIN geschalteten Schaltelement angeschlossen ist. Dies bewirkt, dass die Kapazitätskomponente der Bedingung (2) in einer geschlossenen Schaltung, die die Resonanzbedingungen bestimmt, um einen Betrag erhöht wird, der der ersten Kapazität Cs entspricht. Das heißt, dass D in der vorstehenden Bedingung wie folgt ausgedrückt wird. D = Ron2 –4Ls/(Cj + Cs) (3)
  • Als Resultat kann eine Schaltung bereitgestellt werden, die die Nicht-Resonanzbedingungen erfüllt, wenn solch eine Kapazität Cs, die in der Bedingung mit einer Übergangsimpedanz an dem Zeitpunkt der Erzeugung eines oszillierenden Stroms verursacht durch das Einschwingen der Diode einen positiven Wert hat, parallel zu der einschwingenden Diode geschaltet wird. Entsprechend kann, weil die erhöhte Kapazität die Unterdrückung des oszillierenden Stroms bedingt durch das Einschwingen der Diode ermöglicht, eine Wandlerschaltung mit niedrigem Rauschen bereitgestellt werden.
  • Der erste Widerstand Rs 204, der in Reihe mit der ersten Kapazität Cs 203 und parallel zu der Diode 202 in 10 geschaltet ist, hat eine Funktion der Unterdrückung einer Spannungsoszillation während des Einschwingungsbetriebs. In dem Dioden-Einschwingungsbetrieb wird en Rückwärtsstrom in der Diode erzeugt, und eine Rückwärtsspannung wird ebenfalls in der Diode erzeugt. Da eine zeitliche An derungsrate in der Spannung durch eine Zeitkonstante gesteuert werden kann, die durch die erste Kapazität Cs und den ersten Widerstand Rs bestimmt ist, kann des Einfügen eines geeigneten Wertes de Widerstands Rs in vorteilhafter Weise das Rauschen in dem Wandler unterdrücken.
  • Im Vergleich zu einem Wandler, der die gleiche Spannung verwendet, kann ein Verlust der Si-PND nach dem Stand der Technik klein gemacht werden, in dem eine Schottky-Diode aus einem Verbindungshalbleiter für die Diode 202 verwendet wird.
  • Entsprechend dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann daher eine elektrische Schaltung und ein Wandler bereitgestellt werden, der das oben genannte Ziel erreicht.
  • In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde eine Lastschaltung für die Erholung der ersten Schottky-Diode gezeigt, wenn das zweite Schaltelement auf EIN geschaltet ist. Es ist jedoch offensichtlich, dass auch in dem Einschwingungsphänomen der zweiten Schottky-Diode, das erzeugt wird, wenn das erste Schaltelement auf EIN geschaltet ist, eine Optimierung der zweiten Kapazität und des zweiten Widerstands ähnliche Kennlinien und eine darauf basierende Verminderung des Rauschens liefern kann.
  • 4. Viertes Ausführungsbeispiel
  • 11 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 11 sind die gleichen Elemente wie die in 10 mit denselben Bezugszeichen versehen. 11 unterscheidet sich von 10 dadurch, dass die Kapazitäten und Widerstände, die parallel zu den ersten und zweiten Dioden geschaltet sind, durch Oszillation-unterdrückende Dioden 209 bzw. 210 ersetzt sind.
  • Die Effekte des vorliegenden Ausführungsbeispiels werden erläutert. Die Diode ist äquivalent zu einer variablen Kapazität und einem variablen Widerstand, die in Reihe geschaltet sind, wenn die Kapazität Cs und der Widerstand Rs sich mit dem Schaltbetrieb der Diode ändern. Aus diesem Grund kann, wie in dem ersten Ausführungsbeispiel erläutert wurde, wenn die Impedanzen der ersten und zweiten Elektrode so eingestellt werden, dass die interne Impedanz der Schaltung die Bedingung (2) an dem Zeitpunkt des Auftretens der Erholung befriedigt, eine Wandlerschaltung bereitgestellt werden, die das oben genannte Ziel erreicht.
  • Wenn die Impedanz der die Oszillation unterdrückenden Dioden so eingestellt wird, dass D in der gleichen (2) einen positiven Wert an dem Zeitpunkt der Einschwingung der Diode wie in dem ersten Ausführungsbeispiel hat, kann der oszillierende Strom während des Dioden-Einschwingungsbetriebs unterdrückt werden. Wenn die Widerstandskomponente Rd und die Kapazitätskomponente Cd in der die Oszillation unterdrückenden Diode addiert werden im Unterschied zu dem ersten Ausführungsbeispiel, ändert sich die kombinierte Impedanz der gesamten Schaltung in dem Umschaltbetrieb übergangsmäßig. Wenn beispielsweise die die Oszillation unterdrückende Diode eine PND ist, werden die Widerstandskomponente Rd und die Kapazitätskomponente Cd in dem Umschaltbetrieb durch das Transienten-Phänomen in dem Umschaltbetrieb variiert. Daher kann in einer geschlossenen Schaltung, die die Dioden, das auf EIN geschaltete Schaltelement und eine Zusatzkomponente umfasst, wenn die Transienten-Impedanz an dem Moment des Dioden-Einschwingungsbetriebs optimiert ist, so dass die Bedingung (1) erfüllt ist, dass oben genannte Ziele erreicht werden, und die Effekte der vorliegenden Erfindung können erzielt werden. Wenn die Kapazität und der Widerstand durch die die Oszillation unterdrückende Diode ersetzt werden, kann die Anzahl der Komponenten, die in der Schaltung erforderlich sind, reduziert werden. Als Ergebnis können kombinierte Effekte, die die reduzierte Anzahl notwendiger Komponenten in der gesamten Schaltung oder eine Vereinfachung der Schaltungsmontage erwartet werden.
  • In diesem Zusammenhang kann die die Oszillation unterdrückende Diode nicht nur aus einem Verbindungshalbleiter sondern auch bekannter Si-Halbleiter oder dergleichen hergestellt werden.
  • 5. Fünftes Ausführungsbeispiel
  • 12 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 12 sind die gleichen Elemente wie die in 10 mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. 12 unterscheidet sich von 10 dadurch, dass die erste Kombinationsdiode 216 und eine zweite Kombinationsdiode 217 mit jeweils einer Schottky-Sperrschicht und einer PN-Sperrschicht vorgesehen sind. Wenn die PN-Sperrschicht in dem Innern der Diode ausgebildet ist, kann die Vorwärtsstromkennlinie verbessert werden. An dem Moment der Diodeneinschwingung wird die anfängliche Größe der elektrischen Ladung, wenn die Spannungs- und Stromoszillation aufgrund der Einschwingung beginnt, groß, so dass die Oszillation vergrößert wird. Um die Oszillation zu unterdrücken, sind, wie in dem ersten und dem zweiten Ausführungsbeispiel gezeigt wurde, Elemente, beispielsweise eine die Oszillation unterdrückende Kapazität und ein Widerstand vorgesehen, in dem sie parallel zu der sich erholenden Diode geschaltet sind.
  • Wenn somit die Diode so ausgelegt ist, dass die durch die Bedingung (1) gezeigten Bedingungen in der Transienten erfüllt sind, können die Effekte der vorliegenden Erfindung erreicht werden.
  • 6. Sechstes Ausführungsbeispiel
  • 13 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 13 zeigt eine Äquivalenzschaltung einer eingebauten Diode in 12. Ein PN-Diodenteil 219 ist vorgesehen und parallel zu dem Schottky-Diodenteil 218 angeschlossen. Die Parallelschaltung der Dioden 218 und 219 in der Schaltung ermöglicht es, dass die Effekte der vorliegenden Erfindung erzielt werden.
  • 7. Siebtes Ausführungsbeispiel
  • 14 zeigt ein siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 14 zeigt eine Querschnittsdarstellung einer Kombinationsdiode in 12 in der Nachbarschaft einer Anodenelektrode. Die Erläuterung wird im Zusammenhang mit 14 gemacht. In 14 sind ein p-dotierter Bereich 220, ein n-dotierter Bereich 221, ein ohmscher Kontakt 222, ein Schottky-Kontakt 223 und eine Metallelektrode 224 gezeigt. Eine tatsächliche Diode hat solch eine Struktur, dass die oben genannte Struktur wiederholt wird. Die Metallelektrode 224 wird als Anodenelektrode verwendet. Die Metallelektrode 224 ist mit zwei Halbleiterbereichen des Bereichs 220, in dem eine p-Typ Verunreinigung dotiert ist, und des Bereichs 221, in dem eine n-Typ Verunreinigung dotiert ist. Dies bewirkt, dass der ohmsche Kontakt 222 als p-Typ Halbleiterteil ausgebildet ist, und dies bewirkt auch, dass der Schottky-Kontakt 223 als n-Typ Halbleiterteil ausgebildet ist. Als Ergebnis können eine PN-Diode und eine Schottky-Diode in demselben Chip ausgebildet werden. In diesem Fall sind, um den oszillierenden Strom zu unterdrücken, wenn die Diode verwendet wird, die Verunreinigungskonzentrationen des p-dotierten Bereichs 220 und den n-dotierten Bereichs 221 optimiert. Daher kann eine Wandlerschaltung bereitgestellt werden, und ein Leistungswandlersystem, in dem die interne Impedanz der Diode die Bedingung (1) erfüllt.
  • 8. Achtes Ausführungsbeispiel
  • 15 zeigt ein achtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Begriff 15 ist eine Wandlerschaltung mit einer Anordnung ähnlich der 12. In 15 sind ein erster Gate-Anschluss 225 und ein zweiter Gate-Anschluss 226 gezeigt. Das Anlegen eines EIN-Signals an den Gate-Anschluss bewirkt, dass das Schaltelement auf EIN geschaltet wird. Wenn das Schaltelement auf EIN umschaltet, fließt der Einschwingstrom in der Diode. Die Resonanzbedingungen des Einschwingstroms, der durch die Diode fließt, kann durch die Bedingung (2) ausgedrückt werden. Das heißt, wenn der EIN-Widerstand Ron in der Transienten von Null auf ein rückwärts fließenden Niveau ansteigt, können Bedingungen ähnlich zu der Bedingung (1) erhalten werden. Damit können die Effekte der vorliegenden Erfindung erreicht werden.
  • Als Ausführungsbeispiel, das zur Umsetzung solch einer Schaltung geeignet ist, wenn das Gate-Signalniveau des Schaltelements vermindert wird, wie in 13 gezeigt ist, wird der ein EIN-Widerstand Ron übergangsmäßig erhöht zu dem Moment der Erholung, so dass Bedingungen, die die Bedingung (1) erfüllen, übergangsmäßig erzeugt werden können. Entsprechend kann der oszillierende Strom unterdrückt werden, und die Effekte der vorliegenden Erfindung können erreicht werden.
  • 9. Neuntes Ausführungsbeispiel
  • 16 zeigt ein neuntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 16 ist ein Zeitdiagramm eines Gate-Signalpulses, wenn der EIN-Widerstand Ron in dem sechsten Ausführungsbeispiel beim Einschwingen erhöht. Wenn das Schaltelement ein IGBT ist, kann die Impedanz des IGBT beim Einschwingen durch Steuerung der Gate-Spannung variiert werden. 16 ist ein Diagramm, um einen Unterschied in der Wellenform zwischen einem Spannungs-Steuersignal in dem Stand der Technik, wie es in dem unteren Teil von 16 gezeigt ist, und einem Spannungs-Steuersignal, das zum Vergleich in dem oberen Teil von 16 gezeigt ist, um den IGBT auf EIN zu schalten. Wenn der IGBT, der bisher auf AUS geschaltet war, auf EIN geschaltet wird, wird eine positive Spannung an das Gate angelegt. Auf diese Weise wird eine positive Spannung von der Gate-Spannung an seinem AUS-Niveau angelegt, um das Schaltelement auf EIN zu schalten. Aus diesem Grund wird ein Rechteckpuls, wie er in dem unteren Teil von 16 angezeigt ist, angelegt.
  • Wenn es erwünscht ist, die Impedanz beim Einschwingen zu steuern, wie in dem sechsten Ausführungsbeispiel gezeigt ist, kann die Impedanz während der auf EIN geschalteten Periode durch Änderung des Spannungsniveaus der Gate-Spannung Vg(t) im Fall des IGBT gesteuert werden. Wie in dem oberen Teil in 16 gezeigt ist, wird ein Einschaltpuls angelegt, um eine Periode mit hoher Impedanz bereitzustellen, wenn der IGBT auf EIN geschaltet wird. Während dieser Periode werden Bedingungen, die die Bedingung (1) erfüllen, an dem Moment in der Zeit verwirklicht, wenn der Einschwingstrom in der Diode fließt, die nicht parallel zu dem IGBT geschaltet ist.
  • 10. Zehntes Ausführungsbeispiel
  • Ein Ausführungsbeispiel zur Umsetzung der vorliegenden Erfindung in Form eines Umsetzers wird erläutert.
  • 17 zeigt ein zehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 17 zeigt eine Beziehung zwischen einer Basisschaltung eines Umsetzers, der eine Anordnung ähnlich wie in 12 hat, und ein Modulgehäuse. Die Basisschaltung umfasst ein Schaltelement 231, eine Diode 232, eine die Oszillation unterdrückende Kapazität 233, einen die Oszillation unterdrückenden Widerstand 234, einen Emitter-Anschluss 235, einen Kollektor-Anschluss 236, einen Gate-Anschluss 237 und ein Modulgehäuse 238.
  • 17 zeigt ein Beispiel einer Minimalschaltung zum Umsetzen der vorliegenden Erfindung in Form eines Umsetzers. Eine Kombination dieser Minimalschaltung ermöglicht die Ausbildung von solch einer Wandlerschaltung derart, dass die oben erwähnten Effekte befriedigt werden. Beispielsweise ist ein negativer Anschluss in 16 mit einem positiven Anschluss einer zweiten Schaltungsanordnung verbunden, um einen Verbindungspunkt zu bilden, wobei der Verbindungspunkt als Ausgangsanschluss verwendet wird. Daher ermöglicht der Anschluss von beiden Enden der Schaltungsanordnungen, die in Reihe mit einer Stromquelle geschaltet sind, die Ausbildung eines zwei-Niveau-Inverters.
  • Die Schaltung von 17 ist eine Basisschaltung einer Wandlerschaltung, die einen Modul umfasst, der den IGBT nach dem Stand der Technik und die Diode eingebaut hat, und sie umfasst auch eine externe Schaltung. In dem Stand der Technik ist, wenn eine externe Schaltung erforderlich ist, die Verbindungsverdrahtung außerhalb des Moduls vorgesehen. Wenn beispielsweise eine Kapazität oder ein Widerstand parallel zu einem Schaltelement wie in dem ersten oder dem zweiten Ausführungsbeispiel geschaltet ist, wird die Verbindung durch eine externe Verbindungsschaltung des Moduls bereitgestellt. Dies beruht darauf, weil ein Si-Einschwingungsverlust im Stand der Technik groß ist.
  • In der vorliegenden Erfindung wird eine Diode, die eine Schottky-Sperrschicht aus einem Verbindungshalbleiter umfasst, für die Diode verwendet. Daher ist der Einschwingungsverlust der vorliegenden Erfindung erheblich reduziert im Vergleich zu dem bei der Si-PN-Diode in dem Stand der Technik. Aus diesem Grund sind Kapazitäts- und Widerstandskomponenten, die parallel geschaltet sind, in einer identischen Modulverpackung untergebracht, so dass die Wandlerschaltung die Nicht-Resonanzbedingung an dem Zeitmoment der Diodeneinschwingung erfüllt, wie durch die Bedingung (1) gezeigt ist, und ein Basisschaltungsmodul wird bereitgestellt, so dass eine Wandlerschaltung gebildet wird, die die oben erwähnten Effekte zeigt.
  • In der vorliegenden Erfindung kann, da die SBD aus dem Verbindungshalbleiter als Diode statt der Si-PND in dem Stand der Technik verwendet wird, ein durch die Erholung der Diode verursachter Verlust in ausreichender Weise auf ein kleines Niveau unterdrückt werden. Aus diesem Grund hat die vorliegende Erfindung den Vorteil, dass die Diode in dem Modul der Minimumschaltung untergebracht werden kann, um eine die Oszillation unterdrückende Basisschaltung zu bilden, wie in 17 gezeigt ist. Als Ergebnis können kombinierte Effekte einschließlich der Verminderung der Anzahl von Komponenten in der Wandlerschaltung erwartet werden.
  • 11. Elftes Ausführungsbeispiel
  • 18 zeigt ein elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 18 zeigt ein Beispiel eines Chipfeldes in dem Bauteil mit der Anordnung von 17. Die vorliegende Erfindung ist so ausgeführt, dass die die Oszillation unterdrückende Kapazität 233 und der die Oszillation unterdrückende Widerstand 234 in 17 in einem identischen Chip ausgebildet sind. 18 zeigt eine Beziehung zwischen einem Substrat und Elementen, die das Innere des Gehäuses in 17 bilden. In 18 sind Draht-Verbindungsleitungen 239, ein positiver Substratteil 240, ein negativer Substratteil 241, ein Schaltelement 242, ein Diodenelement 243, ein die Oszillation unterdrückendes Schaltungselement 244 und ein Isolator 245 gezeigt. Die vorliegende Erfindung wird bei einer Wandlerschaltung angewendet, die eine Durchbruchspannung von 200 V oder mehr hat. Wenn daher ein Verdrahtungsmuster auf der Oberfläche des Substrats vorher ausgebildet wird, wird der Isolator 240 auf der rückseitigen Oberfläche des Substrats und auch auf dem isolierten Substrat vorgesehen, das von dem negativen Substratteil 241 isoliert werden soll; das Schaltelement 242, das Diodenelement 243 und das die Oszillation unterdrückende Schaltungselement 244 sind kombiniert und auf dem Substrat montiert; sie sind dann mit den Drahtverbindungsleitungen 239 gebondet, wie in 18 gezeigt ist, wodurch solch ein Schaltungsmuster, wie es in 17 gezeigt ist, gebildet werden kann.
  • Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist so ausgeführt, dass es einen Diodenchip, einen Schaltelementchip und einen Chip mit der die Oszillation unterdrückenden Schaltung hat. Es ist jedoch offensichtlich, dass, selbst wenn ein Verhältnis zwischen dem PN-Sperrschicht-Oberflächenbereich und dem Schottky-Sperrschicht-Oberflächenbereich verändert wird durch Änderung der Chipanordnung, so dass die Strombelastbarkeiten der Module gleich groß werden, Effekte ähnlich zu dem vorstehenden Ausführungsbeispiel erzielt werden können.
  • 12. Zwölftes Ausführungsbeispiel
  • 19 zeigt ein zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 19 zeigt ein Beispiel einer Struktur eines die Oszillation unterdrückenden Schaltungselements 244 in 18. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das die Oszillation unterdrückende Schaltungselement 244 in 18 in der Form eines identischen Chips vorgesehen, und ein Kapazitätsteil und ein Widerstandsteil sind so ausgebildet, dass sie zwischen der vorderen Oberfläche und der rückseitigen Oberfläche des Chips laminiert sind. 19 zeigt eine Beziehung zwischen dem Substrat und den Elementen in dem Gehäuse. In 19 sind eine Oberflächenelektrode 246, ein Kapazitätsteil 247, ein Widerstandsteil 248 und eine auf der rückseitigen Oberfläche angeordnete Elektrode 249 gezeigt.
  • Die Kapazitäts- und Widerstands-Komponenten sind in demselben Chip in dieser Weise ausgebildet, um eine Basisschaltung zu bilden. Da solch eine Wandlerschaltung, um die Bedingung (1) zu erfüllen, ausgebildet ist durch Kombination solcher Basisschaltungen, kann solch eine Wandlerschaltung in einer praktischen und leichten Weise gebildet werden. Da ein Verdrahtungsbereich in der die Oszillation unterdrückenden Schaltung klein ist, kann eine Induktivitätskomponente in einer Impedanz des die Oszillation dämpfendes Schaltungselements klein gemacht werden. Als Ergebnis kann eine Schaltung bereitgestellt werden, die kleine Änderungen in ihrer Kennlinie hat.
  • Die interne Elementstruktur der die Oszillation unterdrückenden Schaltung ist solch eine laminierte Struktur, wie sie in 19 gezeigt ist. Selbst wenn jedoch ein Chip mit einer anderen Elementstruktur als 19 vorgesehen ist, um eine optimale Kapazität oder einen optimalen Widerstand zu bilden, ist es offensichtlich, dass die Effekte der vorliegenden Erfindung in ausreichender Weise gezeigt werden.
  • Obwohl das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit einem Beispiel der gezeigten Wandlerschaltung als Zwei-Niveau-Inverter erläutert worden ist, kann die Wandlerschaltung der vorliegenden Erfindung auch bei Invertern mit mehrfachem Niveau oder bei einem Wandler mit drei oder mehr Spannungsniveaus oder bei einem anderen Wandler, beispielsweise einem Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler verwendet werden.
  • Es ist ferner für den Durchschnittsfachmann ersichtlich, dass die vorstehende Beschreibung allen Ausführungsbeispielen der Erfindung gemacht worden ist, und dass verschiedene Änderungen und Modifikationen in der Erfindung gemacht werden können, ohne von dem Geist der Erfindung und dem Umfang der beigefügten Ansprüche abzuweichen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • - US 5101244 A [0002]
    • - US 5661644 A [0003]
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • - „Proceedings of ISPSD2006, 305, mit dem Titel „2nd Generation SiC-Schottky-Diode: Ein Durchbruch in der Unempfindlichkeit einer SiC-Einrichtung" [0005]

Claims (12)

  1. Schaltungseinrichtung umfassend eine Vielzahl von Schaltungselementen, wobei die Schaltungselemente umfassen: wenigstens ein Schaltelement (2, 2') und wenigstens eine Diode (3, 3', 4, 4'), die so angeordnet sind, dass sie vorwärts vorgespannt und leitfähig sind, wenn das Schaltelement leitet, wobei in Bezug auf eine Impedanz der Schaltungskonstanten zwischen positiven und negativen Anschlüssen (P, N) eine Bedingung R2 > 4Ls/C mit einer Kapazität C, einem Widerstand R und einer Verdrahtungs-Induktivität Ls zwischen den positiven und negativen Anschlüssen an dem zeitlichen Moment befriedigt ist, wenn ein rückfließender Strom wenigstens der Diode zu Null wird.
  2. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, worin die Diode (3, 3', 4, 4') aus einem Verbindungshalbleiter hergestellt ist.
  3. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, worin die Elektrode der Diode (3, 3', 4, 4') eine Schottky-Barriere hat.
  4. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, worin eine Bedingung Ron2 > 4Ls/Cj mit einer Schichtkapazität Cj der Diode, einem EIN-Widerstand Ron des Schaltelements (2, 2') und einer Verdrahtungsinduktivität Ls an dem zeitlichen Moment befriedigt ist, wenn der rückfließende Strom der wenigstens einen Diode (3, 3', 4, 4') zu Null wird.
  5. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, worin eine Induktivität L (205, 215) zwischen einem positiven oder negativen Anschluss (207, 208) und dem Schaltelement (201, 211) angeschlossen ist, und wobei die Kapazität C (203, 213) und der Widerstand R (204, 214), die in Reihe mit der Kapazität C (203, 213) geschaltet sind, parallel zu der Diode (202, 212) geschaltet ist.
  6. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 5, worin die Schaltungseinrichtung ein integriertes Schaltungselement mit der Kapazität C (203, 213) und dem Widerstand R (204, 214) in einem identischen Chip eingebaut hat.
  7. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 6, worin das integrierte Schaltungselement eine Gleichrichter-Kennlinie hat.
  8. Schaltungseinrichtung als Kombination von zwei der ersten und zweiten Schaltungseinrichtungen, die in Anspruch 4 angegeben sind, worin das System einen Ausgangsanschluss hat, wobei der Ausgangsanschluss mit einem negativen Anschluss (N) der ersten Schaltungseinrichtung verbunden ist und mit einem positiven Anschluss (P) der zweiten Schaltungseinrichtung an einem identischen Potential angeschlossen ist.
  9. Wandlerschaltung als eine Kombination des Schaltungssystems, das in Anspruch 8 angegeben ist, und einer Stromquelle mit einer Spannung von 200 V oder mehr.
  10. Leistungsmodul, in dem das Schaltelement und die Diode der Schaltungseinrichtung, die in Anspruch 1 angegeben ist, eingebaut hat.
  11. Wandler der die Schaltungseinrichtung, die in Anspruch 1 angegeben ist, enthält und der mit einem Schaltungsmodul verbunden ist, der eine Kapazität C und einen Widerstand R in einem identischen Chip ausgebildet hat.
  12. Gate-Steuereinrichtung, die die Schaltungseinrichtung, die in Anspruch 1 angegeben ist, enthält und die einen oszillierenden Strom eines Wechselstromanschlusses durch Steuerung einer Einschwing-Impedanz reduziert, wenn das Schaltelement auf EIN oder AUS geschaltet wird.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009028246A1 (de) * 2009-08-05 2011-02-10 Robert Bosch Gmbh Gleichrichteranordnung
US9979314B2 (en) 2012-03-01 2018-05-22 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor module and power conversion device

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5770412B2 (ja) * 2008-01-31 2015-08-26 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
US8861235B2 (en) * 2009-09-16 2014-10-14 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus
CN102714203B (zh) * 2010-01-18 2015-04-22 三菱电机株式会社 功率半导体模块、电力转换装置及铁路车辆
WO2011111175A1 (ja) * 2010-03-09 2011-09-15 三菱電機株式会社 パワー半導体モジュール、電力変換装置および鉄道車両
JP5378274B2 (ja) * 2010-03-15 2013-12-25 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP5525917B2 (ja) * 2010-05-27 2014-06-18 ローム株式会社 電子回路
JP5611684B2 (ja) * 2010-06-22 2014-10-22 株式会社東芝 電力変換装置
US8847563B2 (en) 2010-07-15 2014-09-30 Cree, Inc. Power converter circuits including high electron mobility transistors for switching and rectifcation
JP5626567B2 (ja) * 2010-08-06 2014-11-19 株式会社ジェイテクト 素子実装基板の組み立て方法
JP2012050176A (ja) * 2010-08-24 2012-03-08 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置のパワーモジュール
JP2012248736A (ja) * 2011-05-30 2012-12-13 Sanken Electric Co Ltd 半導体装置
US9299628B2 (en) 2011-07-11 2016-03-29 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor module
US9373617B2 (en) 2011-09-11 2016-06-21 Cree, Inc. High current, low switching loss SiC power module
US9640617B2 (en) 2011-09-11 2017-05-02 Cree, Inc. High performance power module
JP2014531752A (ja) 2011-09-11 2014-11-27 クリー インコーポレイテッドＣｒｅｅ Ｉｎｃ． 改善したレイアウトを有するトランジスタを備える高電流密度電力モジュール
JP6053103B2 (ja) * 2012-04-12 2016-12-27 富士電機株式会社 ワイドバンドギャップ半導体装置およびその製造方法
JP2014056920A (ja) * 2012-09-12 2014-03-27 Calsonic Kansei Corp 半導体装置
JP2014068428A (ja) * 2012-09-25 2014-04-17 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
WO2014097448A1 (ja) * 2012-12-20 2014-06-26 三菱電機株式会社 炭化珪素半導体装置の製造方法
US9070562B2 (en) * 2013-03-11 2015-06-30 Semiconductor Components Industries, Llc Circuit including a switching element, a rectifying element, and a charge storage element
JP6257925B2 (ja) * 2013-05-28 2018-01-10 株式会社東芝 電力変換装置
CN105379086B (zh) 2013-07-10 2018-11-20 株式会社电装 驱动控制装置
JP6328002B2 (ja) 2013-09-20 2018-05-23 株式会社東芝 電力変換装置
GB2520617B (en) * 2013-10-22 2020-12-30 Abb Schweiz Ag RC-IGBT with freewheeling SiC diode
JP6268038B2 (ja) 2014-05-23 2018-01-24 株式会社日立製作所 半導体装置およびそれを用いた電力変換装置
JP2017045901A (ja) * 2015-08-27 2017-03-02 トヨタ自動車株式会社 還流ダイオードと車載用電源装置
US20170062410A1 (en) * 2015-08-31 2017-03-02 Semiconductor Components Industries, Llc Circuit including a rectifying element, an electronic device including a diode and a process of forming the same
JP6531026B2 (ja) * 2015-10-20 2019-06-12 株式会社 日立パワーデバイス 電力変換装置
WO2018012122A1 (ja) * 2016-07-11 2018-01-18 富士電機株式会社 半導体装置及び振動抑制装置
WO2019064402A1 (ja) * 2017-09-28 2019-04-04 三菱電機株式会社 ２ｉｎ１型チョッパモジュール
JP7098927B2 (ja) * 2017-12-25 2022-07-12 富士電機株式会社 炭化珪素ｍｏｓｆｅｔインバータ回路
CN109637984B (zh) * 2018-12-10 2020-12-15 吉林华微电子股份有限公司 功率半导体模块及其封装方法
CN110323720A (zh) * 2019-08-05 2019-10-11 珠海格力电器股份有限公司 Igbt模块保护装置、igbt模块及变频器
JP7178980B2 (ja) * 2019-10-30 2022-11-28 三菱電機株式会社 半導体装置
JP7447480B2 (ja) * 2019-12-23 2024-03-12 富士電機株式会社 電子回路、半導体モジュール及び半導体装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5101244A (en) 1990-02-28 1992-03-31 Hitachi, Ltd. Semiconductor schottky device with pn regions
US5661644A (en) 1995-06-21 1997-08-26 Abb Research Ltd. Converter circuit, circuitry having at least one switching device and circuit module

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5115181A (en) * 1990-10-05 1992-05-19 Emerson Electric Co. Power converter for a switched reluctance motor
JPH11103594A (ja) * 1997-09-29 1999-04-13 Meidensha Corp スイッチドリラクタンスモータの駆動回路
DE10030875C1 (de) * 2000-06-23 2002-03-07 Compact Dynamics Gmbh Halbbrückenbaugruppe
JP2003164140A (ja) * 2001-11-27 2003-06-06 Mitsubishi Electric Corp 半導体変換回路及び回路モジュール
JP4980126B2 (ja) * 2007-04-20 2012-07-18 株式会社日立製作所 フリーホイールダイオードとを有する回路装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5101244A (en) 1990-02-28 1992-03-31 Hitachi, Ltd. Semiconductor schottky device with pn regions
US5661644A (en) 1995-06-21 1997-08-26 Abb Research Ltd. Converter circuit, circuitry having at least one switching device and circuit module

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Proceedings of ISPSD2006, 305, mit dem Titel "2nd Generation SiC-Schottky-Diode: Ein Durchbruch in der Unempfindlichkeit einer SiC-Einrichtung"

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009028246A1 (de) * 2009-08-05 2011-02-10 Robert Bosch Gmbh Gleichrichteranordnung
US9154047B2 (en) 2009-08-05 2015-10-06 Robert Bosch Gmbh Rectifier system for a generator
US9979314B2 (en) 2012-03-01 2018-05-22 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor module and power conversion device
DE112013001234B4 (de) 2012-03-01 2023-02-02 Mitsubishi Electric Corporation Leistungshalbleitermodul und Energieumsetzungseinrichtung

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