DE102007051853A1 - Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers - Google Patents

Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers Download PDF

Info

Publication number
DE102007051853A1
DE102007051853A1 DE200710051853 DE102007051853A DE102007051853A1 DE 102007051853 A1 DE102007051853 A1 DE 102007051853A1 DE 200710051853 DE200710051853 DE 200710051853 DE 102007051853 A DE102007051853 A DE 102007051853A DE 102007051853 A1 DE102007051853 A1 DE 102007051853A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
electronic circuit
transimpedance amplifier
diode
amplifier
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE200710051853
Other languages
English (en)
Inventor
Juraj Dipl.-Ing. Klein
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
INST MIKROELEKTRONIK und MECHA
Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Original Assignee
INST MIKROELEKTRONIK und MECHA
Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by INST MIKROELEKTRONIK und MECHA, Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh filed Critical INST MIKROELEKTRONIK und MECHA
Priority to DE200710051853 priority Critical patent/DE102007051853A1/de
Publication of DE102007051853A1 publication Critical patent/DE102007051853A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45278—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using BiFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45282—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/441—Protection of an amplifier being implemented by clamping means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/444—Diode used as protection means in an amplifier, e.g. as a limiter or as a switch
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45136—One differential amplifier in IC-block form being shown
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45518—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more diodes and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45526—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising a resistor-capacitor combination and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45636—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising clamping means, e.g. diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45722—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one or more source followers, as post buffer or driver stages, in cascade in the LC

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker, der so aufgebaut ist, dass ein Rückkopplungswiderstand parallel zu einem Spannungsverstärker geschaltet ist, zur Umsetzung eines Stromes in eine adäquate Ausgangsspannung, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert. Die Erfindung betrifft des Weiteren ein Verfahren für einen Transimpedanzverstärker in einer elektronischen Schaltung, die einen Strom in eine adäquate Ausgangsspannung umsetzt, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert, und mit einem Rückkopplungswiderstand. Mit dem Ziel, durch eine vereinfachte Schaltungsanordnung bei einem erhöhten Photostrom die Saturation-Recovery-Zeit bei Sättigung des Transimpedanzverstärkers zu minimieren und zugleich die Stabilität der Schaltungsanordnung zu gewährleisten, ist die elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker derart ausgebildet, dass ein als Diode betriebenes Halbleiterbauelement an einem internen hochohmigen Potential-Knoten innerhalb der elektronischen Schaltung des Transimpedanzverstärkers angeschlossen ist, um in Abhängigkeit von der Spannung am Potential-Knoten und einer angelegten Referenzspannung das Knotenpotential und dadurch die Spannung VOUT am Ausgang des Verstärkers zu begrenzen. Mit demselben Ziel in Bezug auf das Verfahren begrenzt ein als Diode betriebenes Halbleiterbauelement, das an einem hochohmigen ...

Description

  • Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker mit einem Rückkopplungswiderstand, aufgebaut wie ein Spannungsverstärker mit einem Widerstand in der Rückkopplungsschleife zwischen seinem Eingang IN und seinem Ausgang OUT, zur Umsetzung eines Stromes in eine adäquate Ausgangsspannung, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert. Die Erfindung betrifft des Weiteren ein Verfahren für einen Transimpedanzverstärker in einer elektronische Schaltung mit einem Rückkopplungswiderstand, aufgebaut wie ein Spannungsverstärker mit einem Widerstand in der Rückkopplungsschleife zwischen seinem Eingang IN und seinem Ausgang OUT, die einen Strom (IIN) in eine adäquate Ausgangsspannung (VOUT) umgesetzt, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert. Die Schaltung ist vorzugsweise im Bereich der optischen Speichermedien mit hohen Datenaufzeichnungsraten zum Auslesen von Daten vorteilhaft zu verwenden.
  • In Geräten für moderne optische Speichermedien, wie zum Beispiel einer CD-ROM, DVD oder einer Blue-Ray Disc werden die aufgezeichneten Daten, die durch Gebiete unterschiedlicher optischer Reflexion auf dem Speichermedium repräsentiert werden, mit Hilfe von Laserlicht geschrieben und gelesen. Dabei werden die Informationen zum Dateninhalt und zur Spurhalterung auf dem Speichermedium von einem optoelektronischen Schaltkreis aus dem vom Speichermedium reflektierten Laserlicht gewonnen.
  • Zur Steigerung der Datenrate beim Lesevorgang werden die Daten in dicht beieinander liegenden spiralförmigen Spuren aufgezeichnet und die Drehgeschwindigkeit des Speichermediums für den Lesevorgang erhöht. Auf diese Weise ist es möglich, in einer Zeiteinheit eine größere Datenmenge zu lesen und an die elektronischen Schaltungen zu übermitteln, die diese ausgelesenen Daten in Form von elektrischen Signalen weiterverarbeiten. Damit aufgrund der erhöhen Drehgeschwindigkeit des Speichermediums die benachbarten Bits einer Spur des Speichermediums weiterhin zuverlässig voneinander unterschieden werden können, wird die Intensität des Laserstrahls erhöht, der die Datenschicht des Speichermediums abtastet. Aufgrund der erhöhten Intensität des optischen Signals kann es passieren, dass die elektronischen Bauelemente im optoelektronischen Schaltungsteil wie etwa eine Photodiode, die die beim Lesevorgang des Speichermediums generierten optischen Signale in elektrische Signale umwandelt, und die nachfolgende aus mehreren Verstärkerstufen bestehende elektronische Schaltung zur Aufnahme und Weiterverarbeitung dieser von der Photodiode gelieferten elektrischen Signale, übersteuert werden und in die Sättigung gehen.
  • Dieses Verhalten hat zur Folge, dass sich die Dynamik der Strom-Spannungs-Umwandlungschaltung verlangsamt und das Ansprechverhalten der Strom-Spannungs-Umwandlungschaltung verzerrt wird, so dass das in die elektronische Schaltung eingeführte Eingangssignal nicht mehr durch ein entsprechendes elektrisches Ausgangssignal abgebildet wird. Ein ähnlicher Effekt kann auch auftreten, wenn die Daten beim Schreiben gleichzeitig gelesen werden und die Intensität des Laserstrahls und des optischen Signals zu groß ist. Die sogenannte Saturation-Recovery-Zeit, also die Zeit, die das elektronische Bauelement benötigt, um von einem Zustand der Sättigung wieder in einen Betriebszustand mit normaler Ansprechcharakteristik zu gelangen, kann jedoch extrem lang sein, im Vergleich zu der Zeit, die für einen normalen Umschaltvorgang benötigt wird. Dies kann jedoch unter Umständen die Leistung, d. h. die im Betrieb erreichbare Geschwindigkeit, z. B. bei der Wiedergabe der Daten des Schreib-/Lesegeräts bedeutend reduzieren.
  • Um das Auftreten des oben beschriebenen nachteiligen Effekts zu reduzieren, werden Schaltungen nach dem heutigen Stand der Technik derart konzipiert, dass eine Begrenzungsvorrichtung die Pegelgröße des generierten elektrischen Signals auswertet, z. B. durch die Auswertung eines Spannungspegels am Ausgang der Schaltung oder eines Spannungspegels an einer geeigneten Stelle innerhalb der Schaltung und bei Überschreitung eines voreingestellten Grenzwerts eine direkt an der Photodiode angeschlossene weitere schaltungstechnische Vorrichtung, die auch als Schalter in Form eines MOSFET-Transistors realisiert sein kann, hinzugeschaltet wird, um den überflüssigen Anteil des erzeugten Photostroms der Photodiode wegzuleiten, damit dieser nicht mehr zu den nachgeschalteten Verstärkern oder Transimpedanzverstärkern fliesst.
  • Die beschriebenen Schaltungen aus dem Stand der Technik haben jedoch den Nachteil, dass auf diese Weise eine Art negative Rückkopplungsschleife entsteht, die die Anforderungen an eine solche Schaltung – ausreichende Schnelligkeit bei Schaltungsvorgängen und gleichzeitige Stabilität – nur durch entsprechend zusätzliche Kompensation mittels schaltungstechnisch aufwändiger Topologie oder überhaupt nicht erfüllen kann.
  • Eine weitere Art von Schaltungen, die zur Minimierung des eingangs beschriebenen Effekts, bekannt sind, verwenden eine sogenannte Clamping-Diode, auch als Klemmdiode bekannt, die parallel zum Widerstand (siehe 1) in den Rückkopplungszweig eines Transimpedanzverstärkers geschaltet wird. Ein großes Problem dieser Schaltungen besteht jedoch darin, dass sich auch hier der dynamische Widerstand im Rückkopplungszweig des TIV's bei Übersteuerung deutlich verändert und die Schaltung aufgrund von Stabilitätsproblemen zu oszillieren beginnt.
  • Zur Verbesserung der Stabilität werden in der Schaltungstechnik kapazitive Bauelemente zum Beispiel in Form eines als Diode geschalteten MOSFET-Transistors im Rückkopplungszweig eines Verstärkers eingebaut, der dann bei der Übersteuerung der Schaltung (Gate-Source-Spannung des MOSFETs erreicht dabei den Treshold-Wert) öffnet, wodurch seine zugehörige Gate-Source-Kapazität in der Rückkopplung faktisch zugeschaltet und wirksam wird. Eine solche Schaltung ist etwa aus der WO 2005/12 49 96 A2 bekannt. Jedoch sind solche Maßnahmen nicht schnell genug und in der Praxis schlecht zu realisieren, da der exakte Wert der Kapazität, sowie die exakte Schwelle bei dessen Zuschaltung im besonderen Maße von den Möglichkeiten der verwendeten Produktionstechnik- und Technologie abhängen und deshalb beide Parame ter nur schwer exakt einstellbar sind. Diese Schaltungen sind auch für eine Übersteuerung nicht geeignet, die sehr groß ist (z. B. 10x maximaler Wert des zulässigen Photostromes), weil der dynamische Wert des Widerstandes in der Rückkopplung mit größerem Signal-Strom weiter absinkt und die feste Kompensationskapazität für eine Kompensation nicht ausreicht.
  • Eine solche Schaltung ist etwa aus der WO 2005/12 49 96 A2 bekannt. Darin wird ein Transimpedanzverstärker verwendet, in dessen Rückkopplungszweig ein als Diode geschalteter MOSFET-Transistor als Begrenzungsmittel parallel geschaltet ist, um einen Teil des überflüssigen Photostromes direkt aufzunehmen.
  • Einem ähnlichen Prinzip folgt auch die DE 10 200 403 241 A1 . Hier wird ein Transimpedanzverstärker mit einstellbarer Transimpedanz verwendet. Im Rückkopplungszweig zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers werden ein Rückkopplungswiderstand Rf und dazu parallel zwei gesteuerte Bipolar-Transistoren geschaltet, wodurch sich bei der Steuerung der bipolaren Transistoren der dynamische Widerstandswert in der Rückkopplung ändert.
  • Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker (TIV) mit einem Rückkopplungswiderstand, der parallel zu einem Spannungsverstärker geschaltet wird, zur Umsetzung eines Stromes in eine adäquate Ausgangspannung, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert, derart weiterzubilden, dass die aus dem Stand der Technik bekannten und oben diskutierten Probleme und Nachteile reduziert werden und insbesondere der Effekt des Übersteuerns von elektronischen Schaltungen bzw. Bauelementen beim Auslesen von optischen Speichermedien durch eine kürzere Saturation-Recovery-Zeit reduziert wird und zugleich die Stabilität der Schaltung gewährleistet wird.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker der eingangs genannten Art gelöst, bei der ein als Diode betriebenes Halbleiterbauelement an einem hochohmigen Potential-Knoten P innerhalb eines Spannungsverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet, angeschlossen ist.
  • Der englische Fachbegriff „Saturation Recovery"-Zeit, auch Sättigungs-Rückkehr-Zeit genannt, bezeichnet bei signalverarbeitenden Halbleiterbauelementen wie Verstärkern, die Zeit, die notwendig ist, damit das Halbleiterbauelement bei Übersteuerung bzw. Sättigung wieder in seinen normalen Betriebsmodus zurückkehrt.
  • Als Übersteuerung bezeichnet man in der Signalverarbeitung das Ansteuern von signalverarbeitenden Bauelementen mit Eingangssignalen, die außerhalb des erlaubten Eingangsbereichs liegen. Als Folge der Übersteuerung treten unerwünschte Effekte wie etwa Nichtlinearitäten auf, die auch unter der Bezeichnung „Slew-Rate-Effekt" bekannt sind. Diese sind die Ursache dafür, dass ein Signal am Ausgang des signalverarbeitenden Bauelements einem Eingangssignal nicht mehr formtreu folgt, sondern verzerrt oder verlangsamt wiedergegeben wird.
  • Ein wesentlicher Punkt der Erfindung liegt darin, dass die elektronische Schaltung für das Auslesen von Daten eines optischen Speichermediums, einen Transimpedanzverstärker beinhaltet, wobei der Verstärker wenigstens einen hochohmigen Potential-Knoten P innerhalb eines Spannungsverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet, besitzt, in dem die Spannungsverstärkung des Spannungsverstärkers realisiert wird.
  • An dem hochohmigen Potential-Knoten P ist der Anoden-Anschluss einer Diode angeschlossen. An dem Kathoden-Anschluss der Diode ist eine Referenzspannung angelegt. Am hochohmigen Potential-Knoten P des Verstärkers steigt bei einem stärkeren Eingangssignal das als Ausgangssignal von der Photodiode geliefert wird, die Spannung an, ähnlich wie am Ausgang des Verstärkers. Wenn die zwischen Anode und Kathode der Diode anliegende Spannungsdifferenz nun den Wert der Durchflussspannung der Diode erreicht, ändert sich abrupt ihr dynamischer Widerstand. Damit sinkt auch der ohmsche Widerstand im Potential-Knoten P einhergehend mit der Verstärkung A des Verstärkers. Der Verstärkungsfaktor wird reduziert, so dass seine Ausgangsspannung am definierten Potential des Potential-Knotens P hängen bleibt. Dieser Vorgang wird auch als Clipping (dt. Begrenzung) oder Clamping bezeichnet. Wenn das Eingangssignal des Transimpedanzverstärkers abfällt, d. h. der Strom nur eine abfallen de Spannung in dem Knoten P bewirkt, dann kehrt der Verstärker wieder schnell in seinen normalen Betriebsmodus zurück, da die Kapazität, die in dem Potential-Knoten P umgeladen werden muss, typischerweise sehr klein ist. Dadurch werden die eingangs beschriebenen Effekte der Sättigung des Transimpedanzverstärkers wirksam reduziert, die Stabilität der Verstärkerschaltung gewährleistet und kurze Zeiten bei der Saturation-Recovery im Lesemodus erzielt.
  • Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2 bis 10 angegeben.
  • In einer ersten Ausführungsform der Erfindung, wird das abgetastete Eingangssignal von einer Photodiode generiert. Die Photodiode liefert einen linear von der Bestrahlungsstärke abhängigen Strom, der als Eingangssignal des nachgeschalteten Transimpedanzverstärkers verwendet wird.
  • In einer vorteilhaften Ausführung der elektronischen Schaltung, ist zwischen der Photodiode und dem Transimpedanzverstärker ein Stromspiegelsystem geschaltet, dessen Ausgangssignal zugleich das Eingangssignal für den Transimpedanzverstärker bildet. Die Stromspiegel haben die Aufgabe, den von der Photodiode generierten Photostrom zu verstärken oder zu verkleinern.
  • Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform kann die Diode am hochohmigen Potential-Knoten P innerhalb des Spannungsverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet, also ein interner Knoten des Transimpedanzverstärkers ist, in verschiedenen Ausgestaltungen realisiert werden, um das Ausgangssignal auf entsprechende Weise zu begrenzen:
    So kann die Diode in einer ersten Alternative als Bipolar- oder als FET-Transistor realisiert sein, wobei die Transistoren wie eine Diode geschaltet sind und wobei beim bipolaren Transistor der Kollektor mit der Basis zusammengeschlossen wird und bei einem MOSFET-Transistor der Gate-Anschluß mit dem Drain-Anschluß verbunden wird.
  • In einer zweiten Alternative kann die Diode eine Zener-Diode sein. Dieser Diodentyp eignet sich ebenfalls zur Begrenzung der Spannung im internen Span nungsknoten P und damit zur Stabilisierung der entsprechenden Ausgangsspannung des Transimpedanzverstärkers.
  • In einer dritten Alternative kann die Diode auch eine Schottky-Diode sein, die aufgrund ihrer kleinen Kapazität und ihrer hohen Umschaltgeschwindigkeit, ebenso bevorzugt verwendet werden kann.
  • In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die elektronische Schaltung als integrierte Schaltung auf Basis von CMOS- oder BiCMOS-Technologie realisiert. Auf CMOS-Technologie basierende Bausteine sind Halbleiterbauelemente, bei denen gleichzeitig sowohl p-Kanal- als auch n-Kanal-MOSFETs auf einem gemeinsamen Substrat verwendet werden. Unter der BiCMOS-Technologie versteht man eine Schaltungstechnik, bei der Feldeffekttransistoren mit Bipolartransistoren kombiniert werden.
  • In einer vorteilhaften Ausführungsform ist der Transimpedanzverstärker als ein Glied in einer Kette von Verstärkern angeschlossen.
  • In einer vorteilhaften Ausführungsform ist am Ausgang des Transimpedanzverstärkers ein Spannungsverstärker angeschlossen.
  • In einer vorteilhaften Ausführungsform ist am Eingang des Transimpedanzverstärkers eine Vorverstärkerstufe als stromverstärkendes Element angeschlossen.
  • Die Erfindung wird nachfolgend anhand an einem Ausführungsbeispiel unter Zuhilfenahme einer Zeichnung näher erläutert.
  • Es zeigen:
  • 1 eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker mit Dioden-Clamping gemäß dem Stand der Technik;
  • 2 eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der innerhalb des OPVs das erfindungsgemäße Prinzip realisiert wird; und
  • 3 eine beispielhafte elektronische Schaltung eines einfachen OPVs mit einer Differenzstufe (Differenzspannungsverstärker) und einem Emitter-Folger am Ausgang. Der OPV bildet einen Teil des Transimpedanzverstärkers. Innerhalb des OPVs findet eine Integration des erfindungsgemäßen Prinzips statt – im hochohmigen Knoten P ist eine Diode angeschlossen.
  • In 1 ist eine elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker mit Clamping gezeigt, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist. Der Transimpedanzverstärker besteht typischerweise aus einem Operationsverstärker 1 mit einem Rückkopplungsnetzwerk 2 zwischen einem invertierenden Eingang INN und einem Ausgang OUT, an dem die Spannung VOUT anliegt. Der nichtinvertierende Eingang INP liegt auf virtuellen Masse (z. B. eine definierte Referenzspannung VREF1, z. B. 2V, gemeint ist nur eine DC-mäßig konstante Spannung). Am invertierenden Eingang INN liegt ein Stromsignal IIN an, das von einer vorangeschalteten Stromquelle 3 geliefert wird. Den Knoten INN kann man als auch den Eingang des Transimpedanzverstaerkers IN identifizieren. Das Rückkopplungsnetzwerk 2 besteht in der gezeigten beispielhaften Ausführungsform aus einem ohmschen Widerstand R und einem parallel geschalteten Kondensator C und einer parallel geschalteter Clamping-Diode D1. Der Widerstand R definiert die Transimpedanz des Verstärkers und kann einen Wert z. B. im Bereich von 10 kOhm bis einige 100 kOhm besitzen.
  • Der Kondensator C hat die Aufgabe, die Kapazität einer Photodiode zu kompensieren und so die Stabilität der elektronischen Schaltung zu gewährleisten.
  • Wenn nun am Ausgang OUT des Transimpedanzverstärkers in Folge eines zu hohen Eingangsstromes IIN eine Spannung generiert wird und die Spannungsdifferenz VOUT-VINN die Durchflussspannung der Clamping-Diode D1 überschreitet, dann beginnt die Clamping-Diode D1 im Rückkopplungsnetzwerk 2 wirksam zu leiten. Das hat zur Folge, dass die Verstärkung (gemeint ist Wert/Größe der Transimpedanz) des Transimpedanzverstärkers sinkt und somit die Ausgangsspannung bei einem betragsmäßig höheren Eingangssignal langsamer ansteigt, so dass der Transimpedanzverstärker den Zustand der Sättigung erst bei einem viel höheren Eingangssignal erreicht, als dies ohne die parallel geschaltete Clamping-Diode D1 der Fall wäre.
  • 2 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung für einen Transimpedanzverstärker mit einem OPV/Differenzstufe (s. 3) innerhalb des Transimpedanzverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet und einer integrierten Clamping-Diode D2 innerhalb der Differenzstufe.
  • Am INP-Knoten des OPVs ist eine VREF1 Spannung angelegt (virtuelle „Masse"-gemeint ist damit nur eine DC-mäßig konstante Spannung, z. B. VREF1 = 2V). Damit wird eine gleiche Spannung am INN Knoten gehalten (Der Knoten INN kann auch mit dem IN-Eingangsknoten des Transimpedanzverstärkers identifiziert werden). Wenn die Stromquelle I1 einen Strom IIN in angezeigter Richtung liefert, fließt der durch den Rückkoppelwiderstand R und die Spannung Vout im OUT Knoten des Verstärkers steigt nach der Formel VOUT = VREF1 + IIN·R (z. B. 2 V + IIN·R).
  • Dann steigt auch im Potential-Knoten P innerhalb des OPVs die Spannung, weil zwischen dem hochohmigen Knoten P und dem Ausgang OUT nur ein „level shifter" liegt. Durch den „level shifter" wird z. B. die Last-Kapazität des OUT Knoten von der Differenzstufe getrennt. Erreicht die Spannungsdifferenz zwischen Anode und Kathode der Diode D2 die Durchflussspannung, so sinkt damit schlagartig ihr dynamischer Widerstand und damit auch der ohmsche Widerstand (ohmsche Anteil der Impedanz) im Potential-Knoten P einhergehend mit einer gleichzeitigen Reduzierung der Verstärkung A0 (Leerlaufverstärkung) des Spannungsverstärkers (OPVs/Differenzstufe). Das Ausgangssignal des Verstärkers VOUT bleibt dann am konstanten Potential UMAX hängen, da der OPV nicht mehr weiter verstärkt. Fällt das Eingangssignal (Strom IIN) wieder ab, dann erreicht der Verstärker sehr schnell wieder seinen entsprechenden Arbeitspunkt im normalen Betriebsmodus, da die Kapazität, die in dem Knoten P umgeladen werden muss, sehr klein ist. Auf diese Weise lassen sich bei Transimpedanzverstärkern sehr kurze Saturation-Recovery-Zeiten erreichen, die im Bereich von bis zu 1 ns liegen.
  • Das Prinzip der erfindungsgemäßen Erfindung, wie sie mit der elektronischen Schaltung in 2d und 3 realisiert wird, lässt sich in einer näheren Erläuterung auf die in der 2 dargestellten Transimpedanzverstärkerschaltung übertragen. Diese entspricht der in 1 vorgestellten Schaltung, jedoch ist nun die Diode im Rückkopplungsnetzwerk des TIV entfernt.
  • In der Schaltung nach 2d passiert bei einem erhöhten Strom IIN, der von einer vorangeschalteten Stromquelle I1, die auch als Photodiode (D0) realisiert sein kann, geliefert wird, nun folgendes: Der maximale Strom IMAX, der durch die Rückkopplung des TIV's (R, C) in den Potential-Knoten INN fließt, ist IMAX = (UOUT – UINN)/R (1a)(im Normalbetrieb des TIVs bei UINN = VREF1 also (UOUT – VREF1)/R), bei der Klemmung der UOUT (UOUT = UMAX) definiert durch (UMAX – UINN)/R, am Anfang der Übersteuerung also (UMAX – VREF1)/R).
  • Wenn das Eingangssignal, also der Strom IIN größer ist als IMAX, dann wird die auftretende Ladung Q im Potential-Knoten INN weggeleitet, nach der Gleichung dUINN = dQ/CINN (1b)wobei CINN die Kapazität des Potential-Knoten INN bezeichnet. Die Spannung in dem Knoten sinkt. Abhängig von der zeitlichen Charakteristik des Stromes IIN kann weiterhin folgendes passieren:
    • A. Die Übersteuerung des TIV wird beendet und dieser kehrt in seinen normalen Betriebsmodus zurück. Dabei wird der Potential-Knoten INN nach der Gleichung (1b) wieder auf das Potential VREF1 zurückaufgeladen (durch die Stromdifferenz IMAX-IIN, weil dann ist IMAX > IIN.
    • B. Die Spannung am Knoten INN sinkt weiter. In nachfolgendem Text wird faktisch der „worst case" – Fall der Übersteuerung beschrieben. Wird an den Kno ten INN eine Photodiode 4 in Sperrrichtung geschaltet, so dass die Kathode am Knoten INN und die Anode auf Massepotential liegt, dann sinkt das Potential im Knoten INN nach der Gleichung (1b) höchstens auf den negativen Wert der Durchflussspannung der Photodiode 4, was einer Spannung von ca. –0,7 Volt entspricht. Die Photodiode 4 befindet sich dann im sogenannten „photovoltaischen Betrieb", bei dem an der Photodiode drei Ströme gegeneinander kompensiert werden: Der Photostrom IPHOTO = IIN, IMAX nach der Gleichung (1a) und der Strom ID der Photodiode 4 in Durchflussrichtung nach der bekannten Gleichung ID = IS·(exp(qUD/kT) – 1).
  • Bei einem klassischen („open circuit") photovoltaischen Betrieb wird hingegen an der Photodiode nur der Strom IPHOTO durch den Strom ID kompensiert (weil die Richtungen der beiden Ströme gegeneinander sind) und an der Photodiode eine Spannung von ca. 0,7 V in Durchflussrichtung messbar ist. Ist die Kapazität CINN des Knotens INN sehr klein, wie es beispielsweise durch eine entsprechende kleine Photodiode 4 oder eine kleine Eingangskapazität des TIV's erreicht wird, dann erfolgt die Umladung der Ladung im Knoten INN sehr schnell. Auch dies führt zu sehr kurzen Zeiten bei der Saturation-Recovery des Verstärkers.
    • 1
    Operationsverstärker (OPV)
    2
    Rückkopplungsnetzwerk des OPV
    3
    Stromquelle
    4
    Photodiode
    IIN
    Strom einer Stromquelle an dem invertierenden Eingang eines OPV
    IMAX
    maximaler Strom durch das Rückkopplungsnetzwerk eines TIV
    ID
    Strom einer Diode (allgemein)
    I0, I1, I2
    Stromquellen
    IPHOTO
    Photostrom einer Photodiode (generiert durch Beleuchtung)
    IS
    Strom einer Diode
    q
    Elementarladung 1,6E-19 Coulomb
    UD
    Spannung an der Diode (allgemein)
    k
    Boltzmann-Konstante k = 1,38E – 23 J/K
    T
    absolute Temperatur
    VOUT, UOUT
    Ausgangsspannung eines Transimpedanzverstärkers, Spannungs-verstärkers
    UMAX
    maximale Ausgangsspannung des TIVs durch die erfindungsgemäße Klemm-Aktion
    P
    Potential-Knoten P
    IN
    Eingangsknoten des Transimpedanzverstärkers
    INN
    invertierende Eingang des Differenzverstärkers
    INP
    nicht-invertierende Eingang des Differenzverstärkers
    CINN
    Kapazität des Eingangsknoten des Transimpedanzverstärkers (in dem Beispiel identisch mit dem invertierenden Eingang des Differenz/Operationsverstärkers)
    A0
    Leerlaufverstärkung eines Spannungsverstärkers
    D0
    Diode
    VREF
    Referenzspannung
    VREF1
    andere Referenzspannung
    Q
    elektrische Ladung
    R
    elektrischer Widerstand
    C
    Kapazität
    CINN
    Kapazität des Eingangsknoten INN (IN)
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • - WO 2005/124996 A2 [0008, 0009]
    • - DE 10200403241 A1 [0010]

Claims (11)

  1. Elektronische Schaltung für einen Transimpedanzverstärker zur Umsetzung eines Stromes (IIN) in eine adäquate Ausgangsspannung (VOUT), die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert, und mit einem Rückkopplungswiderstand in der Rückkopplung eines Spannungsverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet, dadurch gekennzeichnet, dass ein als Diode betriebenes Halbleiterbauelement (D2) an einem hochohmigen Potential-Knoten (P) innerhalb der elektronischen Schaltung des Transimpedanzverstärkers angeschlossen ist, um in Abhängigkeit vom Eingangssignal und einer angelegten Referenzspannung VREF das Knotenpotential und das Ausgangspotential VOUT des Verstärkers zu begrenzen.
  2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Eingangssignal von einer Photodiode (4) generiert wird.
  3. Elektronische Schaltung nach Anspruch 2, wobei zwischen der Photodiode (4) und dem Transimpedanzverstärker ein Stromspiegelsystem geschaltet ist, dessen Ausgang ein Eingangssignal für den Transimpedanzverstärker liefert.
  4. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Diode (D2) ein als Diode geschalteter Bipolar- oder ein FET-Transistor ist.
  5. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Diode (D2) eine Zener-Diode ist.
  6. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Diode (D2) eine Schottky-Diode ist.
  7. Elektronische Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei diese als integrierte Schaltung in CMOS- oder BiCMOS-Technologie realisiert ist.
  8. Elektronische Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Transimpedanzverstärker als ein Glied in einer Kette von Verstärkern angeschlossen ist.
  9. Elektronische Schaltung nach Anspruch 8, wobei am Ausgang des Transimpedanzverstärkers ein Spannungsverstärker angeschlossen ist.
  10. Elektronische Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei am Eingang des Transimpedanzverstärkers eine Vorverstärkerstufe als stromverstärkendes Element angeschlossen ist.
  11. Verfahren für einen Transimpedanzverstärker in einer elektronischen Schaltung, die einen Strom (IIN) in eine adäquate Ausgangsspannung (VOUT) umgesetzt, die ein Eingangssignal empfangen kann und ein entsprechendes Ausgangssignal generiert, und mit einem Rückkopplungswiderstand in der Rückkopplung eines Spannungsverstärkers, der einen Teil des Transimpedanzverstärkers bildet, gekennzeichnet durch folgenden Verfahrensschritt, dass ein als Diode betriebenes Halbleiterbauelement (D2) an einem hochohmigen Potential-Knoten (P) innerhalb der elektronischen Schaltung des Transimpedanzverstärkers angeschlossen ist, das Knotenpotential in Abhängigkeit vom Signal am Potential-Knoten (P) und einer angelegten Referenzspannung VREF begrenzt.
DE200710051853 2007-10-30 2007-10-30 Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers Withdrawn DE102007051853A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE200710051853 DE102007051853A1 (de) 2007-10-30 2007-10-30 Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE200710051853 DE102007051853A1 (de) 2007-10-30 2007-10-30 Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102007051853A1 true DE102007051853A1 (de) 2009-05-07

Family

ID=40514199

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE200710051853 Withdrawn DE102007051853A1 (de) 2007-10-30 2007-10-30 Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers

Country Status (1)

Country Link
DE (1) DE102007051853A1 (de)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005124996A2 (en) 2004-06-18 2005-12-29 Melexis Nv Dvd reading apparatus

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005124996A2 (en) 2004-06-18 2005-12-29 Melexis Nv Dvd reading apparatus

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102005053717B4 (de) Erfass-Verstärker-Bitleitungs-Verstärkungs-Schaltkreis
DE4101143C1 (de)
DE102008056848B4 (de) Schreib-Treiberschaltkreis
DE69432346T2 (de) Transimpedanzverstärker
EP3124992A1 (de) Lichtempfänger mit lawinenphotodioden im geiger-modus und verfahren zum auslesen
DE102004043241B4 (de) Transimpedanzverstärker mit veränderbarer Ausgangsamplitude und weitem Eingangsdynamikbereich
DE69522408T2 (de) Statische Speicheranordnung für niedrige Spannung mit grosser Betriebstoleranz
DE102011005213A1 (de) Verfahren und Vorrichtungen zum Durchführen einer Gleichtaktimpulskompensation in einem Opto-Isolator
DE102011118792A1 (de) Eigengetaktetes, Pegel- und Steilheitserkennung einsetzendes Stromintegrationsschema
DE2103256A1 (de) Geschwindigkeits MOS Leseverstärker
EP0447593A1 (de) Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung in MOS-Technik
EP1557032A1 (de) Optoelektronischer sensor
EP0460263B1 (de) Lineare CMOS-Ausgangsstufe
DE19982963B4 (de) Dynamische Vorspannungsschaltung, die eine frühe Spannungsklemmschaltung und translineare Techniken benutzt
DE112004001469T5 (de) Geschalteter Ladungs-Multiplizierer-Dividierer
DE112006003365T5 (de) Festkörperabbildungsgerät
DE102008014425A1 (de) Treiberschaltung, Verfahren zum Betrieb und Verwendung eines Stromspiegels einer Treiberschaltung
DE10143032A1 (de) Elektronische Schaltung zum Erzeugen einer Ausgangsspannung mit einer definierten Temperaturabhängigkeit
DE102021100323A1 (de) Schaltungen und Verfahren zum Verringern der Verzerrung in einem Verstärker
DE2717059A1 (de) Automatische verstaerkungs-steuerschaltung
DE4324853C1 (de) Spannungserzeugungsschaltung
DE10049007A1 (de) Folge- und Halteschaltkreis
EP1101279B1 (de) Verstärkerausgangsstufe
DE102007051853A1 (de) Elektronische Schaltung für einen schnellen Übersteuerungsschutz eines Transimpedanzverstärkers
DE69836183T2 (de) Selbstgetakteter sekundärer Abfühlverstärker mit Fensterdiskriminator

Legal Events

Date Code Title Description
R084 Declaration of willingness to license

Effective date: 20120427

R005 Application deemed withdrawn due to failure to request examination
R005 Application deemed withdrawn due to failure to request examination

Effective date: 20141031