DE102006050879A1

DE102006050879A1 - Phasenregelkreis und Verfahren zum Erzeugen eines Oszillatorsignals

Info

Publication number: DE102006050879A1
Application number: DE102006050879A
Authority: DE
Inventors: Thomas Mayer; Thomas Bauernfeind; Christian Wicpalek; Linus Dr. Maurer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-10-27
Filing date: 2006-10-27
Publication date: 2008-05-08
Also published as: US20080106341A1; USRE44879E1; US7692498B2

Abstract

Ein Phasenregelkreis umfasst einen gesteuerten Oszillator (DCO) zur Abgabe eines Oszillatorsignals in Abhängigkeit eines Steuersignals. Ein Vergleicher (PD) erzeugt ein Vergleichsergebnis aus einem Vergleich eines Referenzfrequenzsignals mit einem aus dem Oszillatorsignal abgeleiteten Rückführungssignal. Der Phasenregelkreis weist ferner einen Filterblock (FB) zum Filtern des Vergleichsergebnisses und zum Ableiten des Steuersignals aus dem Vergleichsergebnis auf, wobei der Filterblock ein Schleifenfilter (LF) und ein Unterdrückungsfilter (UF) zur frequenzselektiven Dämpfung wenigstens einer ersten Störfrequenz (fe) im Vergleichsergebnis umfasst.

Description

Erfindungsgebiet
Die Erfindung betrifft einen Phasenregelkreis sowie ein Verfahren zum Erzeugen eines Oszillatorsignals. Die Erfindung betrifft weiterhin eine Verwendung des Phasenregelkreises.
Hintergrund der Erfindung
In heutigen Mobilfunksystemen werden verschiedene Mobilfunkstandards wie Global System for Mobile Communication, GSM, Enhanced Data Rates for GSM Evolution, EDGE, Universal Mobile Telecommunications Standards, UMTS oder andere genutzt. Zur Übertragung werden dabei Hochfrequenzsignale verwendet. Auch andere Systeme nutzen Hochfrequenzsignale zur Übertragung.
Für die Erzeugung beziehungsweise den Empfang der hochfrequenten Sende-/Empfangssignale werden vermehrt digital gesteuerte Oszillatoren, englisch Digitally Controlled Oscillators, DCOs eingesetzt. Ein DCO erzeugt als Ausgangssignal ein Frequenzsignal in Abhängigkeit eines digitalen Frequenzworts. Zudem benötigt ein digitaler Phasenregelkreis mit einem DCO auf einem Halbleiterkörper weniger Platz als ein entsprechender Phasenregelkreis mit einem analog gesteuerten spannungsgesteuerten Oszillator, englisch Voltage Controlled Oscillator, VCO.
Ein Ausgangssignal des DCO wird als Oszillatorsignal einem Phasendetektor, einem Frequenzdetektor oder einem Phasen /Frequenzdetektor zugeführt, um im Vergleich mit einem Referenzsignal, das eine Referenzfrequenz darstellt, ein digitales Fehlersignal abzuleiten, das eine Frequenzabweichung beziehungsweise Phasenabweichung des Oszillatorsignals beschreibt. Das Fehlersignal wird üblicherweise über ein digitales Schleifenfilter zu einem Steuersignal für die Ansteuerung des DCO verarbeitet.
Bei der Realisierung von vollständig digitalen Phasenregelkreisen können durch eine beschränkte Auflösung des digitalen Phasen/Frequenzdetektors periodische Muster im digitalen Fehlersignal entstehen. Das Fehlersignal wird zwar in dem Phasenregelkreis durch das Schleifenfilter, welches üblicherweise Tiefpasscharakter aufweist, gefiltert, wegen der Frequenzeigenschaften der periodischen Muster werden diese jedoch nur unzureichend unterdrückt. Daher kann der Effekt auftreten, dass ein niederfrequentes Muster auch im Ausgangssignal des Phasenregelkreises sichtbar wird und somit möglicherweise eine vorgegebene Spektralmaske verletzt wird. Beispielsweise kann auch ein integrales Phasenrauschen des Phasenregelkreises angehoben werden.
Besonders häufig können solche periodischen Muster auftreten, wenn die Frequenz des Oszillatorsignals nahe an einem ganzzahligen Vielfachen der Referenzfrequenz liegt. Unter Umständen ist es möglich, die Frequenzen, mit denen die periodischen Muster auftreten, analytisch zu bestimmen. Zur Verringerung des Auftretens der periodischen Muster kann beispielsweise das Referenzfrequenzsignal mit einem Zittern versehen werden. Dies erfordert aber zusätzliche analoge Schaltungsblöcke.
Kurze Zusammenfassung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Phasenregelkreis anzugeben, bei dem periodische Muster in einem Fehlersignal aufwandsarm unterdrückt werden. Es ist auch Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Erzeugung eines Oszillatorsignals aufzuzeigen, bei dem periodische Fehlermuster im Oszillatorsignal verringert sind. Ebenso ist es Aufgabe der Erfindung, eine Verwendung für den Phasenregelkreis anzugeben.
Diese Aufgabe wird in den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
In einem Ausführungsbeispiel umfasst ein Phasenregelkreis einen gesteuerten Oszillator zur Abgabe eines Oszillatorsignals in Abhängigkeit eines Steuersignals. Ferner ist ein Vergleicher vorgesehen, der ein Vergleichsergebnis aus einem Vergleich eines Referenzfrequenzsignals mit einem aus dem Oszillatorsignal abgeleiteten Rückführungssignal erzeugt. Zudem umfasst der Phasenregelkreis einen Filterblock zum Filtern des Vergleichsergebnisses und zum Ableiten des Steuersignals aus dem Vergleichsergebnis. Der Filterblock weist dabei ein Schleifenfilter und ein Unterdrückungsfilter zur Unterdrückung wenigstens einer ersten Störfrequenz auf.
Beispielsweise weist das Unterdrückungsfilter ein Kerbfilter, englisch Notchfilter auf, das im Frequenzbereich wenigstens die erste Störfrequenz sperrt. Das Schleifenfilter kann dem Unterdrückungsfilter sowohl vorgeschaltet als auch nachgeschaltet sein.
Wenn die erste und möglicherweise auch weitere Störfrequenzen von vornherein bekannt sind, können die periodischen Muster durch das Unterdrückungsfilter jeweils schmalbandig herausgefiltert werden. Beispielsweise erfolgt eine frequenzselektive Dämpfung durch das Unterdrückungsfilter beziehungsweise das Kerbfilter derart, dass der Einfluss der periodischen Muster vernachlässigbar klein wird.
In einem Ausführungsbeispiel für ein Verfahren zum Erzeugen eines Oszillatorsignals wird das Oszillatorsignal in Abhängigkeit eines Steuersignals erzeugt. Aus dem Oszillatorsignal wird ein Rückführungssignal abgeleitet und mit einem Referenzfrequenzsignal verglichen. Das Vergleichsergebnis wird gefiltert, wobei das Filtern ein Tiefpassfiltern und ein Unterdrücken wenigstens einer ersten Störfrequenz im Vergleichsergebnis umfasst. Das Steuersignal wird in Abhängigkeit des gefilterten Vergleichsergebnisses angepasst.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Phasenregelkreises nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
2 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Phasenregelkreises nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
3 einen ersten beispielhaften Amplitudengang eines Unterdrückungsfilters nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
4 ein erstes Ausführungsbeispiel für ein Unterdrückungsfilter nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
5 einen zweiten beispielhaften Amplitudengang eines Unterdrückungsfilters nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
6 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Kerbfilters nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
7 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Kerbfilters nach dem vorgeschlagenen Prinzip und
8 einen Amplituden- und Frequenzgang eines Unterdrückungsfilters nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
In der folgenden Beschreibung werden weitere Aspekte und Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zusammengefasst. Zusätzlich wird Bezug genommen auf die begleitenden Figuren, die einen Teil der Beschreibung bilden und in denen durch Darstellungen gezeigt ist, wie die Erfindung praktisch ausgeführt werden kann. Die Ausführungsformen der Zeichnungen repräsentieren eine Zusammenfassung, um ein besseres Verständnis für einen oder mehrere Aspekte der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen. Diese Zusammenfassung ist kein umfassender Überblick über die Erfindung und beabsichtigt auch nicht, die Merkmale oder Schlüssel-Elemente der Erfindung auf eine bestimmte Ausführungsform zu beschränken. Vielmehr können die verschiedenen Elemente, Aspekte und Merkmale, die in den Ausführungsbeispielen offenbart sind, von einer fachkundigen Person auf verschiedene Weisen kombiniert werden, um einen oder mehrere Vorteile der Erfindung zu erreichen.
Es könnten sowohl andere Ausführungsformen benutzt werden als auch strukturelle oder logische Veränderungen vorgenommen werden, ohne den Kerngedanken der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Die Elemente in den Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu zueinander skaliert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Elemente tragen dabei gleiche Bezugszeichen.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Phasenregelkreises nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Der Phasenregelkreis umfasst einen gesteuerten Oszillator DCO, der beispielsweise als digital gesteuerter Oszillator ausgeführt ist. Der gesteuerte Oszillator DCO weist einen Oszillatoreingang 31 und einen Oszillatorausgang 32 auf, der mit einem Signalausgang S0 des Phasenregelkreises und mit einem Eingang 12 eines Vergleichers PD gekoppelt ist. Der Vergleicher PD ist beispielsweise als Phasendetektor, als Frequenzdetektor oder als Phasen/Frequenzdetektor ausgeführt. Der Vergleicher PD weist einen weiteren Eingang 11 auf, der mit einem Referenzeingang REF zur Zuführung eines Referenzfrequenzsignals gekoppelt ist. Ein Ausgang 13 des Vergleichers PD ist mit einem Eingang 21 eines Filterblocks FB gekoppelt, dessen Ausgang 22 an den Oszillatoreingang 31 angeschlossen ist.
Der Filterblock FB umfasst eine Serienschaltung eines Unterdrückungsfilters UF und eines Schleifenfilters LF. Das Schleifenfilter LF weist üblicherweise ein Tiefpassverhalten auf, um hochfrequente Anteile im vom Vergleicher PD erzeugten Vergleichsergebnis herauszufiltern. Das Unterdrückungsfilter UF weist eine Filtercharakteristik auf, mit der wenigstens eine erste Störfrequenz im Vergleichsergebnis unterdrückt werden kann.
Wenn die Oszillatorfrequenz, das heißt die Frequenz des Oszillatorsignals nahe an einem Vielfachen der Referenzfrequenz des Referenzfrequenzsignals liegt, können periodische Muster im Vergleichsergebnis auftreten. Eine Frequenz, mit der sich ein Fehlermuster im Vergleichsergebnis wiederholt, kann abhängig von der Realisierung des Vergleichers PD analytisch vorausgesagt werden. In vielen Fällen ergibt sich die niedrigste Wiederholfrequenz für das Fehlermuster aus der Differenz zwischen der Oszillatorfrequenz und dem nächstgelegenen, ganzzahligen Vielfachen der Referenzfrequenz. In heutigen Mobilfunksystemen, wie zum Beispiel GSM/EDGE und UMTS ist ein Kanalraster für die jeweilige Oszillatorfrequenz auf einen festen minimalen Abstand von beispielsweise 100 Kilohertz oder einem Vielfachen davon vorgesehen. Trägersignale für das Mobilfunksignal werden in vielen Fällen durch Frequenzteilung aus dem Oszillatorsignal abgeleitet. Beispielsweise schwingt der gesteuerte Oszillator DCO mit einer Oszillatorfrequenz, die der doppelten oder vierfachen Frequenz der Kanalfrequenz des Trägersignals entspricht. Dadurch kann es dazu kommen, dass unerwünschte Störtöne, die durch die periodischen Muster erzeugt werden, Frequenzabstände vom Träger von beispielsweise 200 Kilohertz oder 400 Kilohertz und einem jeweiligen Vielfachen davon aufweisen.
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip ist das Unterdrückungsfilter UF demnach so eingerichtet, dass genau die sich so ergebende erste Störfrequenz fe, also beispielsweise 200 Kilohertz, und weitere Störfrequenzen 2fe, 3fe etc. als Vielfache der ersten Störfrequenz fe, also beispielsweise 400 Kilohertz, 600 Kilohertz etc. jeweils schmalbandig unterdrückt werden.
Da das Unterdrückungsfilter UF innerhalb des Phasenregelkreises beziehungsweise innerhalb der Regelschleife liegt, wird eine Dynamik des Phasenregelkreises beeinflusst. Dies betrifft beispielsweise auch den für die Stabilität des Phasenregelkreises wichtigen Phasengang der Regelschleife. Beim Entwurf des Phasenregelkreises beziehungsweise bei der Dimensionierung des Schleifenfilters LF sollte demnach die Filtercharakteristik des Unterdrückungsfilters UF berücksichtigt werden. Wegen der jeweils schmalbandigen Filterwirkung des Unterdrückungsfilters für die erste und die weiteren Störfrequenzen fe, 2fe, 3fe erfolgt eine Beeinträchtigung der Phase des Phasenregelkreises üblicherweise ebenfalls nur in einem schmalen Bereich, sodass ein Ausgleich, beispielsweise durch das Schleifenfilter unproblematisch erfolgen kann.
Somit ist der Einsatz eines Unterdrückungsfilters UF mit schmalbandiger Filtercharakteristik insbesondere vorteilhaft gegenüber einem breitbandigen Filter mit vergleichbarer Unterdrückung der Störfrequenzen fe, 2fe, 3fe, welche eine nicht zu vernachlässigende Phasendrehung bewirken und damit den Phasenregelkreis destabilisieren würde.
2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Phasenregelkreises nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Zusätzlich zu den in 1 gezeigten Elementen ist zwischen dem Filterblock FB und dem gesteuerten Oszillator DCO ein Sigma-Delta-Modulator ΣΔ mit einem Signaleingang 41 und einem Signalausgang 42 vorgesehen. Der Sigma-Delta-Modulator ΣΔ weist zudem einen Steuereingang 43 auf. Ferner ist im Rückführungszweig zwischen dem Oszillatorausgang 32 und dem zweiten Eingang 12 des Vergleichers PD ein Frequenzteiler MMT vorgesehen, der einen Signaleingang 51, einen Signalausgang 52 und einen Steuereingang 53 aufweist.
Durch den Sigma-Delta-Modulator ΣΔ kann beispielsweise eine Überabtastung des gefilterten Vergleichsergebnisses mittels Sigma-Delta-Modulation erfolgen. Über den Steuereingang 43 können dem Sigma-Delta-Modulator ΣΔ dabei Modulationsdaten zugeführt werden. Der Frequenzteiler MMT kann zum Beispiel als Multimodulusteiler mit einstellbarem Teilerverhältnis, welches etwa über den Steuereingang 53 zugeführt wird, ausgeführt sein. Eine Frequenzteilung kann beispielsweise zur Erzeugung eines Rückführungssignals mit einer an das Referenzfrequenzsignal angepassten Frequenz aus dem Oszillatorsignal abgeleitet werden.
In dem in 2 gezeigten Filterblock FB ist die Reihenfolge des Schleifenfilters LF und des Unterdrückungsfilters UF gegenüber dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel vertauscht. Da das Schleifenfilter und das Unterdrückungsfilter UF üblicherweise als lineare Filter ausgeführt sind, ist durch das Vertauschen eine Funktion des Filterblocks FB in der Regel nicht verändert. Jedoch könnte auch bei einem angenommenen nicht linearen Verhalten des Schleifenfilters LF und/oder des Unterdrückungsfilters UF die Reihenfolge der Filter UF, LF beim Filterentwurf berücksichtigt werden.
Bei den in 1 und 2 gezeigten Ausführungsbeispielen eines Phasenregelkreises dient ein Ausgangssignals des Filterblocks FB beziehungsweise des Sigma-Delta-Modulators ΣΔ als Steuersignal, in dessen Abhängigkeit im gesteuerten Oszillator DCO das Oszillatorsignal erzeugt wird. In 1 wird das Rückführungssignal direkt aus dem Oszillatorsignal abgeleitet, während in 2 eine Ableitung des Oszillatorsignals über den Frequenzteiler MMT erfolgt. Durch ein Vergleichen des Rückführungssignals mit dem Referenzfrequenzsig nal wird vom Vergleicher PD ein Vergleichssignal erzeugt, welches nach einer Filterung durch den Filterblock FB eine Anpassung des Steuersignals für den gesteuerten Oszillator DCO bewirkt.
3 zeigt einen beispielhaften Amplitudengang A eines Unterdrückungsfilters UF über die Frequenz f. Bei Mobilfunksystemen mit festem Kanalraster wie zum Beispiel GSM/EDGE oder UMTS treten periodische Muster im Vergleichsergebnis bei bestimmten Frequenzen auf, die zwar abhängig vom Kanalraster aber unabhängig von einer gewählten Kanalfrequenz sind. Beispielsweise treten die periodischen Muster bei einer ersten Störfrequenz fe, einer zweiten Störfrequenz 2fe und einer dritten Störfrequenz 3fe auf, die jeweils vom vorgegebenen Kanalraster abhängig sind. Es ist wünschenswert, das Unterdrückungsfilter UF so zu dimensionieren, dass es bei den Störfrequenzen fe, 2fe, 3fe eine frequenzselektive Dämpfung im mit periodischen Mustern behafteten Vergleichsergebnis vornimmt, wie es beispielhaft in dem Amplitudengang A in 3 gezeigt ist.
Für das Unterdrückungsfilter UF beziehungsweise das Kerbfilter können verschiedene Filterrealisierungen eingesetzt werden. Dabei sollten die verwendeten Filter die beschriebene frequenzselektive Dämpfung aufweisen. Wegen des festen Kanalrasters und des sich daraus üblicherweise ergebenden festen Abstands von auftretenden Störfrequenzen kann es sinnvoll sein, solche Filter zu verwenden, bei denen sich genau dieser Abstand für die zu dämpfenden Frequenzen ergibt. Ein Beispiel für derartige Filter sind so genannte Kammfilter, die bei periodischen wiederkehrenden Frequenzen eine jeweils schmalbandige Dämpfung aufweisen.
4 zeigt ein Ausführungsbeispiel für ein Kerbfilter, das als kaskadiertes Integrator-Kammfilter, englisch Cascaded Integrator Comb-Filter, oder kurz CIC-Filter ausgebildet ist. Das Filter umfasst einen Filtereingang C1, dem ein zu filterndes digitales Signal s_k zugeführt wird, sowie einen Filterausgang C2, an dem das Filterergebnis m_k abgegriffen werden kann. Das Filter weist einen Differenzierer auf, der durch ein Summierglied S1 und ein Verzögerungsglied D1 gebildet ist, wobei die Erzeugung eines differenzierten Werts d_k durch eine Subtraktion des aktuellen Signalwerts s_k mit dem um M-Taktzyklen verzögerten Signalwert erfolgt. Der differenzierte Wert d_k wird einem Integrierer zugeführt, welcher durch ein Summierglied S2 und ein rückkoppelndes Verzögerungsglied D2 gebildet ist. Der sich ergebende integrierte Signalwert i_k wird durch einen Multiplizierer M1 mit dem multiplikativen Faktor 1/M verknüpft, um das Filterergebnis m_k zu erzeugen.
Durch den multiplikativen Faktor 1/M soll gewährleistet werden, dass das Filter für die Frequenz 0 eine Verstärkung von 1 aufweist. Durch die Differenzierung mit anschließender Integration in der gezeigten Filteranordnung entspricht das Filterergebnis m_k im Wesentlichen dem Mittelwert der letzten M Eingangswerte s_k.
Das dargestellte Filter kann ohne großen Aufwand aus einigen Verzögerungsglieder, zwei Addierern und einem Multiplikator mit einer Konstanten realisiert werden, wobei die Multiplikation mit einer Konstanten beispielsweise auch durch Schiebe- und Addieroperationen, englisch Shift-and-Add gebildet werden kann.
5 zeigt einen beispielhaften Amplitudengang A eines derart realisierten CIC-Filters. Dabei ist für dieses Ausführungsbeispiel eine Taktfrequenz für die Taktung der Verzögerungsglieder D1, D2 von 26 Megahertz und eine Filtervariable M = 130 gewählt. Wie man sieht, ergibt sich dadurch die Unterdrückung einer ersten Störfrequenz von 200 Kilohertz sowie von weiteren Störfrequenzen im jeweiligen Abstand von 200 Kilohertz. Anders gesagt, ergibt sich eine Unterdrückung für Frequenzen mit einem ganzzahligen Vielfachen von 200 Kilohertz.
Der Faktor M kann auch anders gewählt werden, wobei sich die jeweilige Unterdrückungs-Grundfrequenz aus der jeweiligen Taktfrequenz, mit der der Filter betrieben wird, geteilt durch den Faktor M berechnet. Bei der Wahl der Grundfrequenz sollte jedoch beachtet werden, dass durch eine zu niedrige Grundfrequenz die Phasenverschiebung des offenen Regelkreises bei der Durchtrittsfrequenz der Regelschleife zu stark abgesenkt werden könnte, wobei sich diese Phasenabsenkung nicht mehr durch das Schleifenfilter LF kompensieren ließe. Dies würde zu einer Instabilität des Phasenregelkreises führen. Anders ausgedrückt könnte eine zu niedrige Grundfrequenz bewirken, dass eine üblicherweise erforderliche Phasenreserve von 180 Grad des Phasenregelkreises in Bezug auf die Schleifenbandbreite nicht gewährleistet werden kann.
Das Unterdrückungsfilter UF beziehungsweise das Kerbfilter können auch durch ein oder mehrere rekursive Filter wenigstens zweiter Ordnung realisiert werden. Ein derartiges Filter, das wegen seiner unendlichen Impulsantwort auch Infinite Impulse Response Filter, IIR-Filter genannt wird, kann bei entsprechender Wahl von Nullstellen und Polstellen seiner Übertragungsfunktion ebenfalls für die frequenzselektive Dämpfung einzelner Frequenzen verwendet werden.
Wie man aus dem Amplitudengang A erkennen kann, ergibt sich für höhere Frequenzen ein Abfall der Ausgleichsamplitude, also ein Verstärkungsverlust für das Vergleichssignal durch das Unterdrückungsfilter. Dieser Verstärkungsverlust kann jedoch durch eine entsprechende Dimensionierung des vorgeschalteten oder nachgeschalteten Schleifenfilters ausgeglichen werden. Demzufolge sollte beim Entwurf des Phasenregelkreises die Übertragungsfunktionen des Schleifenfilters LF und des Unterdrückungsfilters UF hinsichtlich des gesamten Schleifenverhaltens gemeinsam betrachtet werden.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines rekursiven Filters zweiter Ordnung mit einem Filtereingang C3 und einem Filterausgang C4. Das Filter umfasst mehrere Summierglieder S3, S4, S5, S6 sowie Multiplizierer M2, M3, M4 zur Zuführung von Filterkoeffizienten n1, d1 und d2.
Das Filter weist einen Vorwärtspfad auf, der die Verzögerungsglieder D3, D4, den Multiplizierer M4 sowie die Summierglieder S4 und S6 umfasst. Ein rekursiver Pfad des Filters umfasst wiederum die Verzögerungsglieder D3, D4 sowie die Multiplizierer M2, M3 und die Summierglieder S3 und S5.
Die in 6 dargestellte Realisierung des rekursiven Filters zweiter Ordnung stellt nur eines von vielen möglichen Ausführungsbeispielen derartiger Filter dar. Andere Realisierungen derartiger Filter sind weithin bekannt.
Die Filterwirkung eines solchen Filters hängt von der Wahl der entsprechenden Filterkoeffizienten n1, d1, d2 ab. Bei spielsweise lässt sich mit dem gezeigten rekursiven Filter zweiter Ordnung eine Störfrequenz schmalbandig herausfiltern, wobei sich für die Übertragungsfunktion H_NOTCH(z) folgende Gleichung ergibt:
Dabei gilt für den Verstärkungsfaktor K_NOTCH:
Der Wert BW stellt die Bandbreite der durch das Filter realisierten Bandsperre relativ zur Taktfrequenz f_s, mit der das Filter betrieben wird, dar. Die Bandbreite BW bezieht sich dabei üblicherweise auf eine Amplitudenabweichung von 3 dB gegenüber dem umliegenden, nicht gedämpften Frequenzbereich. Mit f_NOTCH als die Frequenz, an der die schmalbandige Filterung erfolgen soll, ergeben sich für die Filterkoeffizienten n1, d1, d2
und d2 = 2KNOTCH – 1. (5)
Wenn mehr als eine Störfrequenz durch das Unterdrückungsfilter bedämpft werden soll, kann die Filterordnung des rekursiven Filters entsprechend der gewünschten Anzahl von zu unterdrückenden Störfrequenzen erweitert werden. Dies kann beispielsweise durch eine Erweiterung der in 6 gezeigten Struktur auf höhere Filterordnungen mit weiteren Summiergliedern, Verzögerungsgliedern und Multiplizierern erfolgen. Eine weitere Möglichkeit zur Erhöhung der Filterordnung eines rekursiven Filters besteht darin, beispielsweise mehrere rekursive Filter zweiter Ordnung hintereinander zu schalten. Mit anderen Worten kann ein rekursives Filter höherer Ordnung durch eine Kaskadierung mehrerer rekursiver Filter niedriger Ordnung erreicht werden.
7 zeigt ein Ausführungsbeispiel für ein Unterdrückungsfilter UF, bei dem mehrere Teilfilter UF1, UF2 bis UFN hintereinander geschaltet sind. Jedes der Teilfilter UF1, UF2 bis UFN kann beispielsweise durch ein rekursives Filter zweiter Ordnung, wie in 6 gezeigt, gebildet werden. Dabei kann jedes der rekursiven Filter, die jeweils eine Kerbfilterung für eine bestimmte Frequenz ausführen, für unterschiedliche Störfrequenzen dimensioniert werden.
Somit kann es durch die Kombination mehrere derartiger rekursiver Kerbfilter für unterschiedliche Störfrequenzen möglich werden, exakt jene Frequenzanteile zu unterdrücken, an denen die periodischen Muster im Vergleichsergebnis des Vergleichers PD Störtöne im Oszillatorsignal des gesteuerten Oszillators DCO bilden würden. Dabei ist es auch möglich, eine Beeinträchtigung der Phase durch eine geeignete Wahl der jeweiligen Notchbreite, das heißt Breite der Filterkerbe, über einen jeweiligen Wert BW so einzustellen, dass eine Stabilität des Phasenregelkreises nicht gefährdet wird. Da für höhere Frequenzen eine Unterdrückung von Störanteile im Vergleichsergebnis bereits durch den Tiefpasscharakter des Schleifenfilters LF erfolgt, kann es ausreichend sein, nur wenige rekursive Kerbfilter einzusetzen, um relevante periodische Muster zu unterdrücken. Somit können ein Flächenaufwand und ein Strombedarf bei einer Integration in einer integrierten Schaltung, beispielsweise in einer Sende-Empfangseinrichtung eines mobilen Kommunikationsgeräts, gering bleiben.
Da die Lage der von den rekursiven Kerbfiltern unterdrückten Frequenzen individuell einstellbar ist, wird es möglich, ein Unterdrückungsfilter auch mit einem unregelmäßigen Kerbabstand zu realisieren. 8 zeigt einen beispielhaften Frequenzgang eines Unterdrückungsfilters, der durch drei hintereinander geschaltete rekursive Kerbfilter realisiert ist. In der oberen Hälfte der 8 ist der Amplitudengang A des Unterdrückungsfilters dargestellt, der eine Kerbfilterung bei den Frequenzen 200 Kilohertz, 800 Kilohertz und 1600 Kilohertz vornimmt. Man kann erkennen, dass die Amplitude im Durchlassbereich des Filters nahezu unbeeinflusst bei etwa 0 dB liegt.
In der unteren Hälfte der 8 ist der Phasengang φ des Filters dargestellt. Man kann erkennen, dass eine Beeinflussung der Phase im Wesentlichen auf den Bereich um die herauszufilternden Frequenzen beschränkt ist. Somit kann eine Stabilität des Phasenregelkreises aufgrund des Phasenverhaltens unproblematisch beibehalten werden.
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip wird es durch die Platzierung eines stark frequenzselektiven Filters innerhalb des Phasenregelkreises möglich, genau jene Frequenzen zu unterdrücken, bei denen unerwünschte Muster auftreten, ohne eine Phasenstabilität des Phasenregelkreises zu gefährden. Dabei sollten die Störfrequenzen der störenden Muster konstant sein und beim Entwurf des Unterdrückungsfilters bekannt sein.
Üblicherweise stellen sowohl das Vergleichen des Rückführungssignals beziehungsweise Oszillatorsignals mit dem Referenzfrequenzsignal, als auch das Filtern mit dem Unterdrückungsfilter und dem Schleifenfilter, digitale Operationen dar, bei denen die zu verarbeitenden Signale als digitale Datenworte vorliegen.
Bei Systemen mit festem Kanalraster, wie zum Beispiel GSM/EDGE und UMTS, treten die Störfrequenzen unabhängig von der effektiv gewählten Kanalfrequenz beziehungsweise der Frequenz des Oszillatorsignals bei gleich bleibenden Frequenzen im Vergleichssignal auf. Dadurch kann ein einmal entworfenes Unterdrückungsfilter problemlos für verschiedene Kanalfrequenzen verwendet werden.
Ein Phasenregelkreis nach dem vorgeschlagenen Prinzip kann somit vorteilhaft in einer Frequenzerzeugungseinrichtung für einen Sendepfad oder Empfangspfad eines mobilen Kommunikationsgeräts verwendet werden.

FB: Filterblock
UF: Unterdrückungsfilter
LF: Schleifenfilter
DCO: gesteuerter Oszillator
S0: Signalausgang
PD: Vergleicher
REF: Referenzeingang
MMT: Frequenzteiler
ΣΔ: Sigma-Delta-Modulator
M1, M2, M3, M4: Multiplizierer
D1, D2, D3, D4: Verzögerungsglied
S1, S2, S3, S4, S5, S6: Summierglied
C1, C3: Filtereingang
C2, C4: Filterausgang
UF1, UF2, UFN: Teilfilter
A: Amplitude
f: Frequenz
fe, 2fe, 3fe: Störfrequenz
11, 12: Eingang Vergleicher
13: Ausgang Vergleicher
21: Eingang Filterblock
22: Ausgang Filterblock
31: Oszillatoreingang
32: Oszillatorausgang
41, 51: Eingang
42, 52: Ausgang
43, 53: Steuereingang

Claims

Phasenregelkreis, umfassend – einen gesteuerten Oszillator (DCO), aufweisend einen Oszillatoreingang (31) und einen Oszillatorausgang (32); – einen Vergleicher (PD), aufweisend einen ersten Eingang (11), der mit einem Referenzeingang (REF) gekoppelt ist, einen zweiten Eingang (12), der mit dem Oszillatorausgang (32) gekoppelt ist, und einen Ausgang (13); und – einen Filterblock (FB), umfassend ein Schleifenfilter (LF) und ein Unterdrückungsfilter (UF) zur Unterdrückung wenigstens einer ersten Störfrequenz (fe), der Filterblock (FB) eingangsseitig mit dem Ausgang (13) des Vergleichers (PD) und ausgangsseitig mit dem Oszillatoreingang (31) gekoppelt.
Phasenregelkreis nach Anspruch 1, bei dem der Unterdrückungsfilter (UF) ein Kerbfilter umfasst, das im Frequenzbereich wenigstens die erste Störfrequenz (fe) sperrt.
Phasenregelkreis nach Anspruch 2, bei dem das Kerbfilter ein kaskadiertes Integrator-Kammfilter umfasst.
Phasenregelkreis nach Anspruch 2 oder 3, bei dem das Kerbfilter ein rekursives Filter (UF1) wenigstens zweiter Ordnung umfasst, welches Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur Unterdrückung der ersten Störfrequenz (fe) aufweist.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei dem das Kerbfilter eine Hintereinanderschaltung mehrerer rekursiver Filter (UF1, UF2, UFN) wenigstens zweiter Ordnung umfasst, welche Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur Unterdrückung der ersten Störfrequenz (fe) und weiterer Störfrequenzen (2fe, 3fe) aufweisen.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Filterblock (FB) mit dem Oszillatoreingang (31) über einen Sigma-Delta-Modulator (ΣΔ) gekoppelt ist.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Oszillatorausgang (32) mit dem zweiten Eingang (12) des Vergleichers (PD) über einen Frequenzteiler (MMT) gekoppelt ist.
Phasenregelkreis, umfassend – einen gesteuerten Oszillator (DCO) zur Abgabe eines Oszillatorsignals in Abhängigkeit eines Steuersignals; – einen Vergleicher (PD) zum Erzeugen eines Vergleichsergebnisses aus einem Vergleich eines Referenzfrequenzsignals mit einem aus dem Oszillatorsignal abgeleiteten Rückführungssignal; und – einen Filterblock (FB) zum Filtern des Vergleichsergebnisses und zum Ableiten des Steuersignals aus dem Vergleichsergebnis, der Filterblock (FB) umfassend ein Schleifenfilter (LF) und ein Kerbfilter (UF) zur frequenzselektiven Dämpfung wenigstens einer ersten Störfrequenz (fe) im Vergleichsergebnis.
Phasenregelkreis nach Anspruch 8, bei dem das Kerbfilter (UF) ein kaskadiertes Integrator-Kammfilter umfasst.
Phasenregelkreis nach Anspruch 8 oder 9, bei dem das Kerbfilter (UF) ein rekursives Filter wenigstens zweiter Ordnung umfasst, welches Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur frequenzselektiven Dämpfung der ersten Störfrequenz (fe) aufweist.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 8 bis 10, bei dem das Kerbfilter (UF) eine Hintereinanderschaltung mehrerer rekursiver Filter (UF1, UF2, UFN) wenigstens zweiter Ordnung umfasst, welche Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur frequenzselektiven Dämpfung der ersten Störfrequenz (fe) und weiterer Störfrequenzen (2fe, 3fe) aufweisen.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem zum Ableiten des Steuersignals weiterhin ein Sigma-Delta-Modulator (ΣΔ) vorgesehen ist, dem das gefilterte Vergleichsergebnis zuführbar ist.
Phasenregelkreis nach einem der Ansprüche 8 bis 12, bei dem ein Frequenzteiler (MMT) zum Ableiten des Rückführungssignals aus dem Oszillatorsignal vorgesehen ist.
Verfahren zum Erzeugen eines Oszillatorsignals, umfassend: – Erzeugen des Oszillatorsignals in Abhängigkeit eines Steuersignals; – Ableiten eines Rückführungssignals aus dem Oszillatorsignal; – Vergleichen des Rückführungssignals mit einem Referenzfrequenzsignal; – Filtern des Vergleichsergebnisses, wobei das Filtern ein Tiefpassfiltern und ein Unterdrücken wenigstens einer ersten Störfrequenz (fe) im Vergleichsergebnis umfasst; und – Anpassen des Steuersignals in Abhängigkeit des gefilterten Vergleichsergebnisses.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Unterdrücken eine Kerbfilterung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, bei dem das Unterdrücken eine Kammfilterung umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem das Unterdrücken ein rekursives Filtern mit Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur Unterdrückung der ersten Störfrequenz (fe) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem das Unterdrücken ein rekursives Filtern mit Filterkoeffizienten (n1, d1, d2) zur Unterdrückung weiterer Störfrequenzen (2fe, 3fe) umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, bei dem das Anpassen des Steuersignals eine Sigma-Delta Modulation des gefilterten Vergleichsergebnisses umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 19, bei dem das Ableiten des Rückführungssignals eine Frequenzteilung des Oszillatorsignals umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 20, bei dem das Vergleichsergebnis als ein digitales Signal erzeugt wird und das Filtern digital erfolgt.
Verwendung eines Phasenregelkreises nach einem der Ansprüche 1 bis 13 in einer Sende-/Empfangseinrichtung eines mobilen Kommunikationsgeräts.