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Die
Erfindung betrifft einen Seitenpuffer eines nichtflüchtigen
Speicherbauelements, ein diesen enthaltendes nichtflüchtiges
Speicherbauelement und ein korrespondierendes Verfahren zum Betrieb
des nichtflüchtigen
Speicherbauelements.
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Der
Bedarf an elektrisch programmierbaren und elektrisch löschbaren
nichtflüchtigen
Speicherbauelementen hat in den vergangenen Jahren dramatisch zugenommen.
Solche Bauelemente sind wenigstens teilweise durch die Fähigkeit
charakterisiert, gespeicherte Daten auch bei Abwesenheit zugeführter Energie
zu erhalten. Die Verwendung von so genannten Flashspeichern ist
insbesondere, aber nicht ausschließlich, für Anwendungen im Zusammenhang
mit tragbaren Geräten
wie digitalen Kameras, Mobiltelefonen, persönlichen Datenassistenten (PDAs)
und Laptop-Rechnern populär
geworden. Flashspeicher, wie NAND-Typ-Flashspeicher, sind in der Lage, große Datenmengen
in einem relativ kleinen Bereich zu speichern.
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Als
Hintergrunddiskussion werden die grundlegenden Funktionsprinzipien
von Flashspeicherzellen und Flashspeicherbauelementen nachfolgend
angegeben. Die nachfolgende Diskussion ist jedoch, wie sich versteht,
nur beispielhaft zu sehen und definiert und/oder begrenzt in keiner
Weise den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung.
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Das
Funktionsprinzip einer Flashspeicherzelle wird zuerst unter Bezugnahme
auf die 1A bis 1C beschrieben. 1A zeigt eine typische Konfiguration,
in der ein Flashspeicherzellentransistor mit Wort- und Bitleitungen
eines Speicherbauelements verbunden ist, 1B zeigt ein Schaltungssymbol eines Flashspeicherzellentransistors
und 1C zeigt Schwellwertspannungseigenschaften
eines Flashspeicherzellentransistors.
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Unter
gemeinsamer Bezugnahme auf die 1A bis 1C umfasst ein Flashspeicherzellentransistor
einen Sourcebereich 4 und einen Drainbereich 5,
die an der Oberfläche
eines Substrats 3 angeordnet sind. In diesem Beispiel ist
das Substrat vom P-Typ und der Sourcebereich 4 und der
Drainbereich 5 sind vom N+-Typ. Eine
Gatestruktur ist über
einem Kanalbereich ausgerichtet, der zwischen den Source- und Drainbereichen 4 und 5 definiert
ist. Die Gatestruktur umfasst ein floatendes Gate 1 und
ein Steuergate 2. Obwohl nicht dargestellt, ist eine dielektrische
Tunnelschicht zwischen dem floatenden Gate 1 und der Oberfläche des
Substrats P-sub angeordnet und eine andere dünne Oxidschicht (oder ein Steuerdielektrikum)
ist zwischen dem floatenden Gate 1 und dem Steuergate 2 angeordnet.
Im dargestellten Beispiel wird eine Drainspannung Vd von einer Bitleitung
BL angelegt, eine Steuergatespannung Vcg wird von einer Wortleitung
WL angelegt und eine Sourcespannung Vs ist mit einem Referenzpotential,
wie Masse, verbunden.
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Die
Schwellwertspannung (oder die Schwellwertspannungen) des Flashspeicherzellentransistors
definiert seinen gespeicherten logischen Wert. Das bedeutet, dass
im Beispiel eines Einpegelzellentransistors (SLC-Transistors), wenn
der Flashspeicherzellentransistor in seinem Anfangszustand ist (auch
als „gelöschter" Zustand bezeichnet),
die Schwellwertspannung Vth relativ niedrig ist, wie aus 1C ersichtlich ist. In diesem
Zustand ist der Zellentransistor dazu bestimmt, einen logischen
Wert „1" aufzuweisen, der
allgemein mit einem An-Zustand eines herkömmlichen Transistorbauelements
korrespondiert. Andererseits ist, wenn der Zellentransistor in seinem „programmierten" Zustand (PGM) ist,
die Schwellwertspannung Vth relativ hoch. Dieser hohe Schwellwertspannungszustand
wird dahingehend festgelegt, einen logischen Wert „0" aufzuweisen, der
allgemein mit einem Aus-Zustand eines herkömmlichen Transistorbauelements
korrespondiert.
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Um
den Zellentransistor von seinem Anfangszustand in seinen programmierten
Zustand zu ändern
(zu programmieren), wird ein Prozess verwendet, der als Fowler-Nordheim-Tunneln
(FN-Tunneln) bekannt ist. Kurz gesagt, wird eine relativ große positive
Potentialdifferenz zwischen dem Steuergate 2 und dem Substrat P-sub
erzeugt und angeregte Elektronen innerhalb des Kanals an der Oberfläche des
Substrats werden auf diese Weise durch das floatende Gate 1 gedrückt und
dort eingefangen. Diese negativ geladenen Elektronen wirken als
eine Barriere zwischen dem Steuergate 2 und dem Kanal auf
dem Substrat, wodurch die Schwellwertspannung des Zellentransistors
erhöht
wird, wie in 1C dargestellt
ist. Der Zellentransistor kann durch Ausbilden einer großen negativen
Potentialdifferenz zwischen dem Steuergate 2 und dem Substrat
P-sub in seinen Anfangszustand zurückgebracht werden, wodurch
das resultierende FN-Tunneln die eingefangenen Elektronen durch
die dünne
Oxidschicht zwischen dem floatenden Gate 1 und dem Substrat
zurückzieht,
was die Elektronenbarriere entfernt und die Schwellwertspannung
Vth reduziert.
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Nichtflüchtige Mehrpegelzellen-Speicher
sind dadurch charakterisiert, dass jeder Zellentransistor dazu benutzt
wird, zwei oder mehr Datenbits gleichzeitig zu speichern. 2 zeigt ein Diagramm zur
Erklärung der
Funktionsweise eines beispielhaften nichtflüchtigen 2-Bit-Zellen-Speichers. Die Schwellwertspannungen Vth
der hohen Anzahl von Flashzellentransistoren in Flashspeicherbauelementen
weisen allgemein Glockenkurvenverteilungen auf. Im Beispiel gemäß 2 kann der Zellentransistor
in eine von vier verschiedenen Schwellwertverteilungen gesetzt sein,
d.h. in einen ersten Zustand, einen zweiten Zustand, einen dritten
Zustand und einen vierten Zustand. Jeder Zellentransistor mit einer
Schwellwertspannung innerhalb der durch einen dieser vier Zustände definierten
Verteilung wird einem korrespondierenden 2-Bit-Logikwert zugeordnet, beispielsweise
einem Wert „11 ", „10", „00" und „01 ", wie aus 2 ersichtlich ist. Die besonderen,
in 2 dargestellten Bitzuordnungen
sind ist als „Gray-Codierung" bekannt.
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Wie
oben ausgeführt
ist, wird ein Zellentransistor als „programmiert" bezeichnet, wenn
seine Schwellwertspannung von seinem normalen An-Zustand (seinem gelöschten Zustand) auf eine Schwellwertspannung eines
höheren
Zustands erhöht
wird. In 2 entspricht
die Schwellwertspannungsverteilung ganz links im Diagramm („11") seinem gelöschten Zustand.
Bei der 2-Bit-Programmierung des Zellentransistors werden zwei aufeinander
folgende Programmiervorgänge
ausgeführt,
nämlich
ein Programmiermodus für
ein niederwertigstes Bit (LSB) und ein Programmiermodus für ein höchstwertiges
Bit (MSB). Beispiele für
diese LSB- und MSB-Programmiermodi werden nachfolgend unter Bezugnahme
auf die 3 bis 5 beschrieben.
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Es
sei angemerkt, dass der Zellentransistor anfänglich in seinem gelöschten Zustand
ist und sein anfänglicher
Logikwert „11" ist, siehe 2. In diesem Beispiel wird,
wenn das LSB der zu speichernden Daten den Wert „0" aufweist, ein Programmiervorgang ausgeführt, um
die Schwellwertspannung des Zellentransistors vom ersten Zustand
auf den zweiten Zustand zu erhöhen,
siehe 3. Andererseits
wird, wenn das LSB der zu speichernden Daten den Wert „1" aufweist, keine
Programmierung während
des LSB-Programmiermodus ausgeführt.
Hierbei ist anzumerken, dass der Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus
entweder den ersten oder den zweiten Zustand aufweist.
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Als
nächstes
bestimmt das MSB der zu speichernden Daten Vorgänge im MSB-Programmiermodus. 4 zeigt den Fall, in dem
die Gray-Codierung
angewendet wurde. Unabhängig
davon, ob der Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im
ersten oder zweiten Zustand ist, wird während des MSB-Programmiermodus
keine Programmierung ausgeführt,
wenn das MSB der zu speichernden Daten den Wert „1" aufweist. Andererseits tritt, wenn
das MSB der zu speichernden Daten den Wert „0" aufweist, eine Programmierung auf,
die davon abhängig
ist, ob der Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im ersten
Zustand oder im zweiten Zustand ist. Dies wird in 4 durch die gestrichelt dargestellten
Linien angezeigt. Wenn das MSB der zu speichernden Daten den Wert „0" aufweist und der
Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im ersten Zustand
ist, wird eine Programmierung durchgeführt, um die Schwellwertspannung
des Zellentransistors vom ersten Zustand in den vierten Zustand
zu bringen. Andererseits wird, wenn das MSB der zu speichernden
Daten den Wert „0" aufweist und der
Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im zweiten Zustand
ist, eine Programmierung durchgeführt, um die Schwellwertspannung
des Zellentransistors vom zweiten Zustand in den dritten Zustand
zu bringen.
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5 ist ähnlich zu 4, außer dass eine binäre Codierung
angewendet wurde. In diesem Fall bezeichnen der erste bis vierte
Schwellwertspannungszustand 2-Bit-Werte „11 ", „10", „01" und „00". Wieder wird unabhängig davon,
ob der Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im ersten oder zweiten
Zustand ist, während
des MSB-Programmiermodus keine Programmierung ausgeführt, wenn
das MSB der zu speichernden Daten den Wert „1" aufweist. Andererseits tritt, wenn
das MSB der zu speichernden Daten den Wert „0" aufweist, eine Programmierung auf,
die davon abhängig
ist, ob der Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im ersten
Zustand oder im zweiten Zustand ist. Dies wird in 5 durch die gestrichelt dargestellten
Linien angezeigt. Wenn das MSB der zu speichernden Daten den Wert „0" aufweist und der
Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im ersten Zustand
ist, dann wird eine Programmierung durchgeführt, um die Schwellwertspannung
des Zellentransistors vom ersten Zustand in den dritten Zustand
zu bringen. Andererseits wird, wenn das MSB der zu speichernden
Daten den Wert „0" aufweist und der
Zellentransistor nach dem LSB-Programmiermodus im zweiten Zustand
ist, eine Programmierung durchgeführt, um die Schwellwertspannung
des Zellentransistors vom zweiten Zustand in den vierten Zustand
zu bringen.
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Nachfolgend
wird das Lesen eines nichtflüchtigen
Mehrbitspeichers unter Bezugnahme auf die 6 und 7 beschrieben. 6 zeigt insbesondere einen
LSB-Lesemodus, während
dem ein logischer Wert des LSB der gespeicherten Daten bestimmt
wird. Der LSB-Lesemodus umfasst einen ersten LSB-Lesevorgang und
einen bedingten zweiten LSB-Lesevorgang.
Während
des ersten LSB-Lesevorgangs wird eine erste Lesespannung Vread1
an die Wortleitung des Zellentransistors angelegt. Wenn der Zellentransistor
als Resultat leitend geschaltet wird, muss der Zellentransistor
in einem ersten Zustand („11 ") sein. Wenn der
Zellentransistor gesperrt bleibt, wird der zweite LSB-Lesevorgang
durch Anlegen einer zweiten Lesespannung Vread2 an die Wortleitung
des Zellentransistors ausgeführt.
Hierbei muss der Zellentransistor im vierten Zustand („01 ") sein, wenn der
Zellentransistor während
des zweiten LSB-Lesevorgangs gesperrt bleibt. Andererseits weist, wenn
der Zellen transistor während
des zweiten LSB-Lesevorgangs leitend geschaltet wird, das LSB der
gespeicherten Daten den Wert „0" auf, aber das MSB
der gespeicherten Daten bleibt unbekannt.
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Im
Falle der Gray-Codierung kann das MSB der gespeicherten Daten durch
einen einzigen Lesevorgang detektiert werden. Dies ist in 7 dargestellt, wo der Lesevorgang
durch Anlegen einer dritten Lesespannung Vread3 an die Wortleitung
WL der Speicherzelle ausgeführt
wird. Wenn der Zellentransistor leitend geschaltet wird, weist das
MSB der gespeicherten Daten den Wert „1" auf. Wenn der Zellentransistor gesperrt bleibt,
weist das MSB der gespeicherten Daten den Wert „0" auf.
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Aus
der bisherigen Beschreibung ergibt sich, dass die Detektion der
mehreren Bits eines nichtflüchtigen
Mehrbitspeichers verglichen mit der Detektion eines nichtflüchtigen
Einbitspeichers ziemlich komplex ist. Es bestehen zahlreiche Anforderungen
beim Entwurf und der Entwicklung des Schaltungsaufbaus, der erforderlich
ist, um mehrere Bits eines individuellen Zellentransistors zu programmieren
und zu lesen.
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Als
technisches Problem liegt der Erfindung die Bereitstellung eines
Seitenpuffers, eines nichtflüchtigen
Speicherbauelements und eines korrespondierenden Betriebsverfahrens
zugrunde, die in der Lage sind, die oben genannten Unzulänglichkeiten
des Standes der Technik zu reduzieren oder zu vermeiden und insbesondere
verbesserte Programmier- und
Lesevorgänge
von Mehrpegelspeicherzellen zu ermöglichen.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch die Bereitstellung eines Seitenpuffers mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 1, eines nichtflüchtigen
Speicherbauelements mit den Merkmalen des Patentanspruchs 3 und
eines Verfahrens zum Betrieb eines nichtflüchtigen Speicherbauelements
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 19. Vorteilhafte Weiter bildungen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben.
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Vorteilhafte,
nachfolgend beschriebene Ausführungsformen
der Erfindung sowie die zu deren besserem Verständnis oben erläuterten,
herkömmlichen
Ausführungsbeispiele
sind in den Zeichnungen dargestellt.
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Es
zeigen:
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1A bis 1C eine
schematische Schnittansicht, ein Ersatzschaltbild bzw. ein korrespondierendes
Schwellwertspannungs-Kennliniendiagramm einer herkömmlichen
nichtflüchtigen
Speicherzelle,
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2 ein
Diagramm zur Darstellung von Schwellwertspannungsverteilungszuständen einer
herkömmlichen
nichtflüchtigen
Mehrbitspeicherzelle,
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3 bis 5 Schwellwertspannungsverteilungsdiagramme
zur Erklärung
eines herkömmlichen Programmiervorgangs
einer nichtflüchtigen
Mehrbitspeicherzelle,
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6 bis 7 Schwellwertspannungsverteilungsdiagramme
zur Erklärung
eines herkömmlichen
Lesevorgangs einer nichtflüchtigen
Mehrbitspeicherzelle,
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8 eine
schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen Mehrbitspeicherbauelements,
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9 eine
schematische Darstellung eines Zeilendecoders und eines Speicherfelds
des erfindungsgemäßen Speicherbauelements
gemäß 8,
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10 ein
Schwellwertspannungsverteilungsdiagramm für ein erfindungsgemäßes nichtflüchtiges Mehrbit-Speicherbauelement,
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11 ein
Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen Mehrbit-Speicherbauelements,
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12 ein
Schaltbild eines Seitenpuffers und assoziierter Schaltungen, die
zur Anwendung im erfindungsgemäßen Speicherbauelement
gemäß 11 geeignet
sind,
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13 ein
Flussdiagramm zur Erklärung
eines LSB-Lesevorgangs in einem MLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements wie demjenigen gemäß 11,
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14 bis 18 jeweils
ein Schaltbild und ein Schwellwertspannungsverteilungsdiagramm zur
Erklärung
eines LSB-Lesevorgangs in einem MLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements wie demjenigen gemäß 11,
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19 ein
Flussdiagramm zur Erklärung
eines MSB-Lesevorgangs in einem MLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements wie demjenigen gemäß 11,
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20 ein
Schaltbild und ein Schwellwertspannungsverteilungsdiagramm zur Erklärung eines
Abtastschrittes während
des MSB-Lesevorgangs
gemäß 19,
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21 und 22 Flussdiagramme
zur Erklärung
eines LSB-Programmiervorgangs bzw. eines MSB-Programmiervorgangs
in einem MLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen Mehrbit-Speicherbauelements
wie demjenigen gemäß 11,
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23 bis 27 jeweils
ein Schaltbild und ein Schwellwertspannungsverteilungsdiagramm zur
Erklärung
eines Programmiervorgangs in einem MLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements wie demjenigen gemäß 11,
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28 und 29 Schaltbilder
zur Erklärung
eines Lese- bzw. Programmiervorgangs in einem SLC-Modus eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements wie demjenigen gemäß 11 und
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30 bis 32 Zeitablaufdiagramme
zur Erklärung
von Funktionen eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen Mehrbit-Speicherbauelements
wie demjenigen gemäß 11.
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Die
Erfindung wird nun anhand von bevorzugten, aber nicht einschränkenden
Ausführungsbeispielen der
Erfindung beschrieben. Unter Bezugnahme auf 8 umfasst
das nichtflüchtige
Halbleiterspeicherbauelement dieses Beispiels ein Speicherzellenfeld
MCARR, Seitenpufferblöcke
PBB<63:0>, erste und zweite
globale Eingabeleitungen GDI und nGDI, eine globale Ausgabeleitung
GDOUT, y-Adressensignalleitungen Yp<7:0> und
Yq<7:0>, Zwischenspeichersignalleitungen
LCH<7:0> und Seitenpufferdecoder
DECB<63:0>.
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Das
Speicherzellenfeld MCARR umfasst ein Matrixfeld von Speicherzellen,
Wortleitungen WL und Bitleitungen BL. Bei diesem Ausführungsbeispiel
sind die Speicherzellen (NAND-Flashspeicherzellentransistoren. Interne
Eingabeleitungen IDI<63:0> und nIDI<63:0> und interne Ausgabeleitungen
IDOUT<63:0> sind zwischen den
Seitenpufferdecodern DECB<63:0> und korrespondierenden
Seitenpufferblöcken
PBB<63:0> eingeschleift.
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Die
erste globale Eingabeleitung GDI und die zweite globale Eingabeleitung
nGDI übertragen
während vorbestimmter
Funktionsintervalle, wie einem Lesemodus, einem Programmiermodus
und einem Löschmodus,
Eingabe- und Steuerdaten mit entgegengesetzten logischen Zuständen. Wie
nachfolgend detaillierter beschrieben wird, decodiert jeder der
Seitenpufferdecoder DECB<63:0> die Daten GDI und
nGDI zusammen mit den y-Adressendaten Yq<7:0> und
Yp<7:0>, um die Daten der
internen Eingabeleitungen IDI<63:0> und nIDI<63:0> auszugeben. Zudem
stellt jeder der Seitenpufferdecoder DECB<63:0> für die globale
Ausgabeleitung GDOUT Daten zur Verfügung, die mit den Daten auf
den internen Ausgabeleitungen IDOUT<63:0> korrespondieren.
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9 zeigt
ein schematisches Blockdiagramm von Schaltungen, die mit einer einzelnen
Bitleitung BL des nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements
gemäß 8 assoziiert
sind. In 11 sind ein Speicherzellenfeld 100 (das
mit einem Teil des Speicherzellenfelds MCARR gemäß 8 korrespondiert)
und ein Zeilendecoder 600 (in 8 nicht
gezeigt) dargestellt.
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NAND-Flashspeicher
sind durch in Reihe geschaltete Ketten von Flashspeicherzellentransistoren charakterisiert,
wobei viele parallel geschaltete Ketten einen Speicherblock des
Flashspeichers bilden. Jede Kette besteht aus einer Mehrzahl von
Flashspeicherzellentransistoren, die entlang einer Bitleitung BL
im Speicherblock in Reihe geschaltet sind, und Wortleitungen WL
sind mit den Steuergates von jedem Zellentransistor einer entsprechenden
Zeile von Zellentransistoren im Speicherblock verbunden. Ein Flashspeicherbauelement
kann beispielsweise 16 oder 32 Zellentransistoren in jeder Kette
und 4224 Ketten (B/L0, ..., B/L4223) in jedem Speicherblock umfassen.
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9 zeigt
zwei Ketten von Speicherzellen MC, die jeweils Daten über ein
entsprechende geradzahlige Bitleitung BLe oder ungeradzahlige Bit leitung
BLo speichern und ausgeben. Das bedeutet, dass gemäß dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung jede Bitleitung BL aus einer geraden
Bitleitung BLe und einer ungeraden Bitleitung BLo besteht. Der Zugriff
auf diese gerade und ungerade Bitleitung BLe und BLo wird nachfolgend
detaillierter beschrieben.
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An
entgegengesetzten Enden einer jeden Kette sind Kettenauswahltransistoren
angeordnet, die Steuergates aufweisen, die ein Kettenauswahlsignal
SSL und ein Masseauswahlsignal GSL empfangen. Generell werden die
Auswahlsignale SSL und GSL zum Lesen und Programmieren der Zellentransistoren
verwendet. Zudem ist am Ende einer jeden Kette eine gemeinsame Sourceleitung
CSL angeordnet, die eine Sourceleitungsspannung der Zellentransistorketten
eines jeden Speicherblocks setzt. Wie dargestellt, werden die Wortleitungssignale
WL<n:1> und die Auswahlsignale
SSL und GSL von einem Zeilendecoder 600 angelegt, der Zeilenadressensignale
RADD decodiert.
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Für die Erklärung der
Verteilungen der Zellentransistorschwellwertspannungen, welche die
verschiedenen Zustände
des nichtflüchtigen
Mehrbit-Speichers eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels bilden, wird
auf 10 Bezug genommen. Es versteht sich, dass die
in 10 dargestellten Spannungswerte lediglich beispielhaft
sind. im erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel
korrespondiert ein in jedem Zellentransistor gespeicherter logischer
Wert wenigstens mit einem von vier Schwellwertspannungsverteilungszuständen. Wie
aus 10 ersichtlich ist, beschreiben die vorliegenden
Beispiele nämlich
die Anwendung eines Gray-Codierungsschemas, in dem 2-Bit-Logikwerte „11", „10", „00" und „01" jeweils basierend
auf vier aufeinander folgende Schwellwertspannungsverteilungen (d.h.
vier verschiedene Datenzustände)
festgelegt sind.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
sind die mit jedem Datenzustand assoziierten Schwellwertspannungsbereiche
in Tabelle 1 dargestellt.
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Zudem
wird in diesem Ausführungsbeispiel
jeder Datenzustand so bestimmt, dass er aus einem ersten Bitdatenwert
und einem zweiten Bitdatenwert aufgebaut ist, wobei der erste Bitdatenwert
ein Datenwert eines niederwertigsten Bits (LSB) ist und der zweite
Bitdatenwert ein Datenwert eines höchstwertigen Bits (MSB) ist. Diese
Festlegungen sind nachfolgend in Tabelle 2 dargestellt.
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Wie
aus Tabelle 2 ersichtlich ist, weisen der erste und vierte Datenzustand
den gleichen ersten Bitdatenwert (d.h. „1 ") auf, und der zweite und dritte Datenzustand
weisen den gleichen ersten Bitdatenwert (d.h. „0") auf. Zudem weisen der erste und zweite
Datenzustand den gleichen zweiten Bitdatenwert (d.h. „1") auf, und der dritte
und vierte Datenzustand weisen den gleichen zweiten Bitdatenwert
(d.h. „0") auf.
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Unter
weiterer Bezugnahme auf 10 werden
eine erste, zweite und dritte Lesespannung VR1, VR2 und VR3 an die
Wortleitungen WL angelegt, um den Datenzustand des Zellentransistors
zu bestimmen, d.h. um zu bestimmen, welcher 2-Bit-Wert im Zellentransistor
gespeichert ist. Die Lesespannungen sind auf Werte in den Intervallen
zwischen den Schwellwertspannungsverteilungen der Datenzustände gesetzt
und bei diesem Ausführungsbeispiel
entsprechen die Lesespannungen VR1, VR2 und VR3 einem Wert von 0V,
1V bzw. 2V.
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Es
wird beispielsweise ein Lesevorgang angenommen, bei dem die dritte
Lesespannung VR3 an die mit einer ausgewählten Speicherzelle MCsel verbundene
Wortleitung WL1 angelegt wird. In diesem Fall wird die ausgewählte Speicherzelle
MCsel in Reaktion auf die dritte Lesespannung VR3 leitend geschaltet
und die korrespondierende Bitleitung BL wird auf die Massespannung
VSS getrieben, wenn die Speicherzelle MCsel mit einem Datenzustand
von „11 ", „10" oder „00" programmiert ist.
Im Gegensatz dazu bleibt die Speicherzelle MCsel gesperrt und die
korrespondierende Bitleitung bleibt auf ihren Anfangsspannungszustand,
wenn die Speicherzelle MCsel mit einem Datenzustand „01" programmiert ist.
Wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird, werden die Lesespannungen
VR1, VR2 und VR3 während
eines Lesebetriebsmodus selektiv an die ausgewählte Wortleitung WL1 angelegt,
um den gespeicherten Datenzustand der ausgewählten Speicherzelle MCsel zu
bestimmen.
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Zudem
sind in 10 eine erste, zweite und dritte
Verifizierungslesespannung VF1, VF2 und VF3 dargestellt. Wie nachfolgend
detaillierter beschrieben wird, werden diese Spannungen zur Verifizierung
von Lesevorgängen
angewendet, die ausgeführt
werden, um eine korrekte Programmierung des ersten und zweiten Bitdatenwertes
in der ausgewählten
Speicherzelle MCsel zu bestätigen.
Die Verifizierungslesespannungen VF1, VF2 und VF3 werden auf Werte
in die Nähe
der minimalen Schwellwertspannung der zweiten, dritten bzw. vierten
Schwellwertspannungsverteilung gesetzt. In diesem Ausführungsbeispiel
sind die Verifizierungslesespannungen VF1, VF2 und VF3 auf ungefähr 0,3V,
1,3V bzw. 2,3V gesetzt.
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11 zeigt
ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels
eines erfindungsgemäßen nichtflüchtigen
Mehrbit-Speicherbauelements. Wie nachfolgend im Detail beschrieben
wird, kann das nichtflüchtige
Mehrbit-Speicherbauelement
sowohl in einem Mehrpegelzellenmodus (MLC-Modus) als auch in einem Einpegelzellenmodus
(SLC-Modus) betrieben werden. Unter Bezugnahme auf 11 bezeichnen
Bezugszeichen 100 und 600 das Speicherzellenfeld
bzw. den Zeilendecoder, die oben in Verbindung mit 9 beschrieben
wurden. Zudem zeigt 11 eine Vorspannungs- und Auswahlschaltung 400,
einen Hauptzwischenspeicher 200, einen Cachezwischenspeicher 300,
eine Umschaltschaltung (SW) 500, eine Abtasteinheit 700,
eine Vorladeeinheit 800, eine Ausgabeeinheit 900 und
einen Decoder 1000. Eine beispielhafte Schaltungskonfiguration
von jeder dieser Komponenten ist in 12 dargestellt.
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Unter
gemeinsamem Bezug auf die 11 und 12 fungiert
die Vorspannungs- und Auswahlschaltung 400 zum Auswählen der
geraden Bitleitung BLe und der ungeraden Bitleitung BLo und zum
Einstellen der geraden Bitleitung BLe und der ungeraden Bitleitung
BLo auf passende Spannungen während
der Lese-, Programmier- und Löschbetriebsmodi.
Wie aus 12 ersichtlich ist, umfasst
die Vorspannungs- und Auswahl schaltung 400 zwei Transistoren,
die von einem hohen geraden Abschirmsteuersignal SHLDe_VDD bzw.
von einem hohen ungeraden Abschirmsteuersignal SHLDo_VDD gategesteuert
werden, um die Versorgungsspannung VDD selektiv an die gerade Bitleitung
BLe oder die ungerade Bitleitung BLo anzulegen. Analog werden zwei
Transistoren auf ein niedriges gerades Abschirmsteuersignal SHLDe_GND
bzw. ein niedriges ungerades Abschirmsteuersignal SHLDo_GND gategesteuert,
um die Versorgungsspannung VSS selektiv an die gerade Bitleitung
BLe oder die ungerade Bitleitung BLo anzulegen. Zudem werden zwei
Transistoren zur Auswahl der geraden Bitleitung BLe oder der ungeraden
Bitleitung BLo verwendet. Die zwei Transistoren sind dazu in die gerade
Bitleitung BLe bzw. die ungerade Bitleitung BLo eingeschleift und
werden auf ein gerades Bitleitungsauswahlsignal BLSLTe und ein ungerades
Bitleitungsauswahlsignal BLSLTo gategesteuert.
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Weiter
ist in 12 ein Transistor dargestellt,
der ein Abtastknotenblockiersignal SOBLK empfängt. Dieser Transistor steuert
den Zugriff der Vorspannungs- und Auswahlschaltung 400 auf
eine Hauptbitleitung BLm.
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Die
oben erwähnten
Steuersignale SHLDe_VDD, SHLDo_VDD, BLSLTe, BLSLTo und SOBLK sind vorzugsweise
hohe Spannungsgatesignale, welche die Versorgungsspannung VDD übersteigen.
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In
diesem Ausführungsbeispiel
wirkt die nicht ausgewählte
der geraden Bitleitung BLe und der ungeraden Bitleitung BLo als
eine Interferenzabschirmleitung. Die Erfindung ist jedoch nicht
auf eine solche Anordnung beschränkt,
und sie kann in der Tat auch auf Konfigurationen mit einer einzelnen
Bitleitung BL angewendet werden (d.h. ohne gerade und ungerade Bitleitungen
BLe und BIo).
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In
den 11 und 12 bezeichnet
NSEN einen Abtastknoten, der angepasst ist, den Spannungspegel der
Bitleitung BLm zu reflektieren. Wie aus 12 ersichtlich
ist, ist der Abtastknoten NSEN selektiv über einen Bitleitungsabsperrtransistor
mit der Bitleitung BLm verbunden, der auf ein Bitleitungsabsperrsignal BLSHF
reagiert. In diesem Ausführungsbeispiel
ist der Bitleitungsabsperrtransistor ein NMOS-Transistor für niedrige
Spannung.
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Die
Vorladeeinheit 800 lädt
den Abtastknoten NSEN auf eine vorbestimmte Vorladespannung vor.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
entspricht die Vorladespannung der Versorgungsspannung VDD. Wenn
eine ausgewählte
Speicherzelle MCsel eine „An-Zelle" ist, nimmt der Spannungspegel
des Abtastknotens NSEN auf die Massespannung VSS ab. Andererseits
kann der Abtastknoten NSEN in Abhängigkeit von Betriebsvorgängen des
Hauptzwischenspeichers 200 und des Cachezwischenspeichers 300 (später beschrieben)
auf der Versorgungsspannung VDD gehalten werden oder nicht, wenn
die ausgewählte
Speicherzelle MCsel als eine „Aus-Zelle" bestimmt wird. Die
Vorladeeinheit 800 dieses Ausführungsbeispiels umfasst einen
PMOS-Transistor, der einen mit der Versorgungsspannung VDD verbundenen
Sourceanschluss aufweist und von einem Vorladesignal LOAD gategesteuert
wird.
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Die
Ausgabetreibereinheit 900 wird in Reaktion auf eine Ausgabe
des Decoders 100 freigegeben. Eine interne Ausgabeleitung
IDOUT wird auf eine vorbestimmte Ausgabetreiberspannung geladen,
die von Hauptzwischenspeicherdaten abhängig ist, die im Hauptzwischenspeicherknoten
NLATM gespeichert sind. Die interne Ausgabeleitung IDOUT ist elektrisch
vom Hauptzwischenspeicherknoten NLATM und von internen Datensignalen
DI und nDI isoliert. Dadurch wird ein unbeabsichtigtes Treiben des
Hauptzwischenspeicherknotens NLATM vermieden, das von Daten verursacht
wird, die auf die interne Ausgabeleitung IDOUT geladen werden.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
umfasst die Ausgabetreibereinheit 900 einen ersten und
zweiten Ausgabetreibertransistor 220, die in Reihe zwischen
einer Ausgabetreiberspannung und der internen Ausgabeleitung IDOUT
eingeschleift sind. Der erste Ausgabetreibertransistor wird durch
den Hauptzwischenspeicherknoten NLATM gategesteuert, während der
zweite Ausgabetreibertransistor von einem Hauptcachetreibersignal DIO_M<7:0> gategesteuert wird.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
entspricht die Ausgabetreiberspannung der Massespannung VSS.
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Gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
wird die interne Ausgabeleitung IDOUT in Reaktion auf den Übergang
der Ausgabe des Decoders 1000 auf einen logischen Zustand „H" auf die Massespannung
VSS getrieben, wenn der Hauptzwischenspeicherknoten NLATM auf logisch „H" ist. Andererseits
wird der erste Ausgabetreibertransistor sperrend geschaltet, wenn
der Hauptzwischenspeicherknoten NLATM auf logisch „L" ist. In diesem Fall
behält
unabhängig
davon, ob der Spannungspegel der Ausgabe des Decoders 1000 auf
einen logischen Zustand „H" wechselt, die interne
Ausgabeleitung IDOUT ihren hohen Spannungszustand. Bei diesem Ausführungsbeispiel
entspricht der hohe Spannungszustand der internen Ausgabeleitung
IDOUT der Versorgungsspannung VDD.
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Wie
dargestellt ist, umfassen die Hauptzwischenspeichereinheit 200 und
der Cachezwischenspeicher 300 jeweils eine Zwischenspeicherschaltung
sowie einen ersten und zweiten Übertragungstransistor.
Der erste und zweite Übertragungstransistor
der Hauptzwischenspeichereinheit 200 werden zum Empfangen
von Seitenpuffersetz- bzw. Seitenpufferrücksetzsignalen PBRST<0:7> und PBSET<0:7> gategesteuert. Der
erste und zweite Übertragungstransistor
des Cachezwischenspeichers 300 werden zum Empfangen der
internen Datensignale IDI bzw. nIDI gategesteuert. Zudem ist ein
Hauptzwischenspeichertreibertransistor wie in 12 dargestellt
verschaltet, um den Hauptzwischenspeicher 200 in Reaktion
auf das Hauptzwischenspeichertreibersignal DIO_M<0:7> zu
treiben. Ähnlich
ist ein Cachezwischenspeichertreibertransistor wie dargestellt verschaltet,
um den Cachezwischenspeicher 300 in Reaktion auf ein Cachezwischenspeichertreibersignal DIO_C<0:7> zu treiben. Allgemein
werden das Hauptzwischenspeichertreibersignal DIO_M<0:7> und das Cachezwischenspeichertreibersignal
DOI_C<0:7> durch Decodieren von
y-Adressensignalen erhalten.
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Die
Abtasteinheit 700 arbeitet gesteuert von einem Zwischenspeichersignal
LCH, einem Umspeichersignal DUMP, dem Abtastknoten NSEN und dem
Cachezwischenspeicher 700. Bei diesem Ausführungsbeispiel
umfasst die Abtasteinheit 700 vier Transistoren, die zwischen
dem Hauptzwischenspeicher 200 und einem Referenzpotential
(Masse) wie dargestellt eingeschleift sind. Wie später erläutert wird,
wirkt diese Schaltung als gemeinsame Abtast- und Umspeichereinheit
für den
Seitenpuffer.
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Die
Umschaltschaltung 500 dieses Ausführungsbeispiels umfasst einen
zwischen der Hauptzwischenspeichereinheit 200 und der Cachezwischenspeichereinheit 300 eingeschleiften
Transistor. Dieser Transistor arbeitet in Reaktion auf ein Abtastsignal
INIT_Sens<0:7>.
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Der
Decoder 1000 weist zwei primäre Funktionen auf, die beide
von den y-Adressensignalen Yp<7:0> und Yq<0:7> abhängig sind.
Erstens steuert der Decoder 1000 eine Übertragung von Ausgabedaten,
die mit den Daten auf der internen Ausgabeleitung IDOUT korrespondieren,
an eine externe Ausgabeleitung DataLine. Bei diesem Ausführungsbeispiel
wird diese Steuerung durch die Erzeugung einer Gatespannung beeinflusst,
die an die Ausgabeeinheit 900 gemäß einem Freigabesignal nWORE-nable und den y-Adressensignalen
Yp<7:0> und Yq<0:7> angelegt wird. Zweitens
decodiert der Seitenpufferdecoder 1000 Daten, die mit Eingabedaten
DI und nDI korrespondieren, in die ersten Eingabedaten IDI bzw.
in die zweiten Eingabedaten nIDI. Dies wird wieder gemäß den y-Adressensignalen
Yp<7:0> und Y1<0:7> ausgeführt. Im
speziellen Beispiel von 12 umfasst
der Decoder 1000 zwei NOR-Gatter und zwei NAND-Gatter,
die wie dargestellt verschaltet sind. Es versteht sich jedoch, dass
auch andere Kombinationen von logischen Elementen angewendet werden können.
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Als
nächstes
wird eine beispielhafte Ausführung
des Betriebs des nichtflüchtigen
Mehrpegel-Speichers der 11 und 12 beschrieben.
Zuerst wird ein LSB-Lesevorgang eines MLC-Seitenpufferbetriebsmodus
unter Bezugnahme auf das Flussdiagramm von 13, die
Schaltbilder der 14 bis 18 und
das Zeitablaufdiagramm von 31 beschrieben.
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Der
LSB-Lesevorgang des MLC-Seitenpufferbetriebsmodus ist generell durch
einen ersten Abtastvorgang mit der Lesespannung VR1 gemäß 10,
gefolgt von einem zweiten Abtastvorgang mit der Lesespannung VR3
gemäß 10 charakterisiert.
Zur einfacheren Bezugnahme enthält
jede der 14 bis 18 ein Diagramm
von Schwellwertspannungsdarstellungen, wobei „A" mit der Lesespannung VR1, „B" mit der Lesespannung
VR2 und „C" mit der Lesespannung
VR3 korrespondiert.
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Unter
Bezugnahme auf die 13, 14 und 31 wird
anfänglich
in einem Schritt 1301 die (Haupt-)Bitleitung BL entladen
und der Seitenpuffer zurückgesetzt.
Allgemein wird der Seitenpuffer durch Aktivieren des Seitenpufferrücksetzsignals
PBRST und des Hauptzwischenspeichertreibersignals DIO_M zurückgesetzt.
Daher geht der Hauptzwischenspeicherknoten NLATM auf „Hoch".
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Dann
wird im Schritt 1302 die Bitleitung BL vorgeladen, wie
in 15 dargestellt ist. Hierbei wechselt das Lastsignal
LOAD auf niedrigen Pegel, um die Referenzspannung mit dem Abtastknoten
zu verbinden, und die Hauptbitleitung BL wird durch Aktivieren der
Steuersignale BLSLTe, SOBLK und BLSHF mit der geraden Bitleitung
BLe verbunden.
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Dann
wird im Schritt 1303 die Bitleitung entwickelt, wie in 16 dargestellt
ist. Hierbei ist das Steuersignal BLSHF deaktiviert, so dass die
Hauptbitleitung von der geraden Bitleitung BLe abgeschirmt wird.
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Dann
wird im Schritt 1304 ein Abtast- und Zwischenspeichervorgang
in Bezug auf die Lesespannung „A" (VR1 gemäß 10)
ausgeführt,
wie in 17 dargestellt ist. Wie gezeigt,
sind das Steuersignal BLSHF, das Seitenpuffersetzsignal PBSET und
das Zwischenspeichersignal LCH aktiviert. Daher bleibt der Hauptzwischenspeicher 200 in
Abhängigkeit
vom Zustand des Abtastknotens NSEN entweder im vorher gesetzten
Zustand oder wird logisch umgeschaltet.
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Dann
werden Schritte 1305, 1306 und 1307 auf
die gleiche Weise ausgeführt,
wie vorher zu den Schritten 1301, 1302 und 1303 beschrieben.
Der zweite Vorladeschritt 1305 umfasst jedoch nicht das
Zurücksetzen
des Hauptzwischenspeichers. Zudem wird der Abtast- und Zwischenspeichervorgang
gemäß Schritt 1307 in
Bezug auf die Lesespannung „C" (VR3 gemäß 10)
ausgeführt.
Schritt 1307 ist allgemein in 18 dargestellt,
in der eine inverse Abtastung in Bezug auf die Lesespannung „C" gezeigt ist. Hierbei
sind die Steuersignale BLSLTe, SOBLK und BLSHF, das Seitenpufferrücksetzsignal
PBRST und das Zwischenspeichersignal LCH alle aktiviert. Daher behält der Hauptzwischenspeicher 200 in
Abhängigkeit
vom Zustand des Abtastknotens NSEN entweder seinen vorher gesetzten
Zustand oder wird logisch umgeschaltet.
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Schritt 1308 von 13 bezeichnet
allgemein ein Wiedergewinnungsintervall bzw. Erholintervall, das nach
dem zweiten Abtastschritt 1307 auftritt, und Schritt 1309 bezeichnet
allgemein einen Datenausgabeschritt, in dem die Daten, die am Hauptzwischenspeicherknoten
NLAT erscheinen, an die externe Datenleitung Dateline ausgegeben
werden.
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Ein
MSB-Lesevorgang eines MLC-Seitenpufferbetriebsmodus wird unter Bezugnahme
auf das Flussdiagramm von 19, das
Schaltbild von 20 und das Zeitablaufdiagramm
von 32 beschrieben. Der MSB-Lesevorgang des MLC-Seitenpufferbetriebsmodus
ist generell durch einen Abtastvorgang mit der Lesespannung VR2
gemäß 10 charakterisiert.
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Unter
Bezugnahme auf 19 umfasst der MSB-Lesevorgang
einen Bitleitungsentlade- und Seitenpufferrücksetzschritt 1901,
einen Bitleitungsvorladeschritt 1902, einen Bitleitungsentwicklungsschritt 1303,
einen Abtastschritt 1904, einen Erholschritt 1905 und
einen Datenausgabeschritt 1906. Diese Schritte entsprechen
im Wesentlichen den gleichnamigen vorherigen Schritten der zuvor
beschriebenen 13, außer dass der Abtastschritt 1904 in
Bezug auf die Lesespannung „B" (VR2) ausgeführt wird.
Daher wird hier, um Wiederholungen zu vermeiden, auf eine ausführliche
Beschreibung der 19 verzichtet. Das Schaltbild
von 20 zeigt den Abtastschritt 1904. Zur
einfacheren Bezugnahme enthält
jede der 14 bis 18 ein
Diagramm von Schwellwertspannungsdarstellungen, wobei „A" mit der Lesespannung
VR1, „B" mit der Lesespannung VR2
und „C" mit der Lesespannung
VR3 korrespondiert. Hierbei sind die Steuersignale BLSLTe, SOBLK
und BLSHF, das Seitenpufferrücksetzsignal
PBRST und das Zwischenspeichersignal LCH alle aktiviert. Daher behält der Hauptzwischenspeicher 200 in
Abhängigkeit
vom Zustand des Abtastknotens NSEN entweder seinen vorher gesetzten
Zustand oder wird logisch umgeschaltet.
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Ein
Programmiervorgang eines MLC-Seitenpufferbetriebsmodus wird unter
Bezugnahme auf die Flussdiagramme der 21 und 22,
die Schaltbilder der 23 bis 27 und
das Zeitablaufdiagramm von 30 beschrieben.
Im nachfolgenden Ausführungsbeispiel
werden die nichtflüchtigen
Speicherzellen selektiv in irgendeinen von wenigstens einem ersten,
zweiten, dritten oder vierten Schwellwertspannungszustand programmiert,
wobei der erste, zweite, dritte und vierte Schwellwertspannungszustand
die Datenwerte „11", „10", „00" bzw. „01" definieren.
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Der
MLC-Programmiervorgang umfasst einen LSB-Programmiervorgang gefolgt
von einem MSB-Programmiervorgang. Der LSB-Programmiervorgang wird
durch das Flussdiagramm von 21 dargestellt,
und der MSB-Programmiervorgang wird durch das Flussdiagramm von 22 repräsentiert.
Durch einen Vergleich dieser Flussdiagramme wird ersichtlich, dass
der LSB- und MSB-Programmiervorgang im Wesentlichen gleich sind,
außer
dem Anfangsleseschritt 2211 und den zweifachen Leseverifizierungsschritten 2209a und 2209b des
MSB-Programmiervorgangs.
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Insbesondere
umfasst der LSB-Programmiervorgang ein Setzen des Cachezwischenspeichers (Schritt 2102)
ein Laden von Daten (Schritt 2102), ein Setzen des Hauptzwischenspeichers
(Schritt 2103), einen Datenumspeichervorgang (Schritt 2104)
und einen Vorgang zur Freigabe einer hohen Spannung (Schritt 2105).
Zudem umfasst der LSB-Programmiervorgang
einen Aufbau der Bitleitung BL (Schritt 2106), eine Programmierausführung (Schritt 2107),
ein Erholintervall (Schritt 2108), eine Leseverifizierung
(Schritt 2109) und ein Abtastintervall (Schritt 2110).
Jeder dieser Schritte wird nachfolgend im Zusammenhang mit dem MSB-Programmiervorgang
detaillierter beschrieben.
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Der
MSB-Programmiervorgang wird nun im Detail unter Bezugnahme auf das
Flussdiagramm von 22, auf das Zeitablaufdiagramm
von 30 und auf die Schaltbilder der 23 bis 27 beschrieben. Anfänglich wird
im Schritt 2201 der Cachezwischenspeicher 300 durch
Aktivieren des Cachezwischenspeichertreibersignals DIO_C und in
Reaktion auf das Datensignal DI gesetzt. Dies ist in 24 dargestellt.
Dann werden im Schritt 2202 Daten in den Cachezwischenspeicher 300 geladen,
wie in 23 dargestellt ist. Dann wird
unter Bezugnahme auf das Zeitablaufdiagramm gemäß 3 der Hauptzwischenspeicher 200 im
Schritt 2103 gesetzt und ein Datenumspeichervorgang im
Schritt 2104 ausgeführt.
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Dann
wird im Schritt 2211 ein anfänglicher Lesevorgang ausgeführt, in
dem das Umschaltbauelement 500 auf das Steuersignal INIT_Sens
reagiert, um den Cachezwischenspeicher 300 mit einem Eingabeknoten des
Hauptzwischenspeichers 200 zu verbinden. Zusätzlich wird
das Zwischenspeichersteuersignal leitend geschaltet und das Umspeichersteuersignal
wird sperrend geschaltet. Der Anfangslesevorgang ist in 25 dargestellt.
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Unter
Bezugnahme auf 30 wird nach dem Anfangslesevorgang
der Vorgang zur Freigabe einer hohen Spannung im Schritt 2105 ausgeführt, die
Bitleitung BL wird im Schritt 2106 aufgesetzt und eine
Programmierung der Zielspeicherzelle wird im Schritt 2107 ausgeführt. Der
Programmierungsausführung
folgt ein Erholintervall im Schritt 2108.
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Dann
werden in Schritten 2209a und 2209b ein erster
und ein zweiter Leseverifizierungsvorgang ausgeführt. Bei diesem Ausführungsbeispiel
ist eine erste Leseverifikation ein Verifizierungsvorgang mit dem
Wert „00", in dem das Zwischenspeichersteuersignal
LCH sperrend geschaltet ist, das Umspeichersteuersignal DUMP leitend
geschaltet ist und das Umschaltbauelement 500 den Cachezwischenspeicher 300 vom
Eingabeknoten der Hauptzwischenspeicherschaltung 200 trennt.
Die zweite Leseverifikation ist ein Verifizierungsvorgang mit dem
Wert „01 ", in dem das Zwischenspeichersteuersignal
LCH leitend geschaltet ist, das Umspeichersteuersignal DUMP sperrend
geschaltet ist und das Umschaltbauelement 500 den Cachezwischenspeicher 300 vom
Eingabeknoten der Hauptzwischenspeicherschaltung 200 trennt.
Dieser erste und zweite Leseverifizierungsvorgang sind in 26 bzw. 27 dargestellt.
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Schritt 2210 bezeichnet
ein Abtastintervall, in dem eine Abschätzung gemacht wird, ob die
Zielspeicherzelle basierend auf Ergebnissen des ersten und zweiten
Leseverifizierungsvorgangs ausreichend programmiert worden ist.
Wenn die Zielspeicherzelle nicht ausreichend programmiert worden
ist, kehrt die Programmiersequenz zum Bitleitungsaufsetzschritt 2206 zurück und führt die
nachfolgenden Prozessschritte aus, bis eine ausreichende Programmierung
der Zielspeicherzelle verifiziert ist.
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Nun
wird die Funktion des Einpegelzellenmodus (SLC-Modus) unter Bezugnahme
auf die 28 und 29 beschrieben. 28 zeigt
den Lesevorgang des SLC-Betriebsmodus. Der Lesevorgang des SLC-Modus
wird auf die gleiche Weise wie der vorher beschriebene MSB-Lesevorgang des MLC-Betriebsmodus
ausgeführt.
Daher wird hier auf eine detaillierte Beschreibung des Lesevorgangs
des SLC-Modus zur Vermeidung von Wiederholungen verzichtet.
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29 zeigt
den Programmiervorgang des SLC-Betriebsmodus. Der SLC-Programmiervorgang
ist durch ein Vorladen der Programmierdaten in die Cachezwischenspeicherschaltung 300 charakterisiert.
Der Ladepfad erstreckt sich über
die geteilte Abtastschaltung 700 und die Hauptzwischenspeicherschaltung 200, wie
in 29 dargestellt ist. Das Vorladen der Programmierdaten
in die Cachezwischenspeicherschaltung 300 erhöht die Betriebsgeschwindigkeit
des SLC-Programmiervorgangs.