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Die Erfindung betrifft eine Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Hochfahrschaltung und Verfahren zum Hochfahren einer Bandabstandsreferenzschaltung.
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Bandabstandsreferenzschaltungen, die auch als Bandgap-Schaltungen bezeichnet werden, werden z. B. in integrierten Schaltungen als Spannungs- oder Stromreferenzen benötigt und brauchen in der Regel eine Hochfahrschaltung, um sicher zu funktionieren. Andernfalls besteht die Gefahr, dass sich ein falscher Arbeitspunkt einstellt. Bandabstandsreferenzschaltungen sind z. B. aus der
DE 10 2004 004 305 A1 bekannt.
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Die
JP 05204480 A offenbart eine Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Hochfahrschaltung. Der Bandkern der Bandabstandsreferenzschaltung umfasst zwei Dioden und die Ausgangsspannung der Bandabstandsreferenzschaltung liegt an einer Serienschaltung aus einer weiteren Diode und einem Widerstand an. Die an dem Widerstand des Ausgangs anliegende Spannung wird für die Hochfahrschaltung verwendet.
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Die
EP 0 645 687 A2 offenbart eine Hochfahrschaltung und eine Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, die zwei bipolare NPN Transistoren mit jeweils einem Kollektor, einem Emitter und einer Basis aufweist. Die Kollektoren sind an ein Betriebspotenzial und die Basen sind zusammen an einen Ausgang eines Differenzialverstärkers angeschlossen. Eine Serienschaltung aus zwei Widerständen ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärkers, Masse und dem Emitter einer der Transistoren und ein weiterer Widerstand ist einerseits mit Masse und andererseits mit dem invertierenden Eingang des Differenzialverstärkers und dem Emitter des anderen Transistors verbunden.
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Die Hochfahrschaltung ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Differenzialverstärkers verbunden.
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R. Dehghani und S. M. Atarodi offenbaren in ”A New Voltage Precision COMOS Current Reference With No External Components”, IEEE Transactions on Circuits and Systems””, Analog And Digital Signal Processing, Vol. 50, Dezember 2003, Seiten 928–932 eine Stromreferenzschaltung mit einem Stromspiegel und einer Hochfahrschaltung.
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Die
US 6,784,652 B1 offenbart eine Hochfahrschaltung für eine Bandabstandsreferenzschaltung. Zur Bestimmung des Abschaltkriteriums für die Hochfahrschaltung wird ein Spannungsabfall über einer zusätzlichen Diode mit einer Spannung innerhalb der Spannungsreferenzschaltung verglichen.
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Aus A. Boni: ”Op-Amps and Startup Circuits for CVMOS Bandgap References With Near 1-V Supply”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 37, no. 10, Oktober 2002, Seiten 1339 bis 1343, ist eine Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Hochfahrschaltung bekannt. Die Hochfahrschaltung weist dabei einen Komparator auf, welcher die Ausgangsspannung der Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Referenzspannung vergleicht, welche mit Hilfe eines Spannungsteilers von einer Diode abgegriffen wird.
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Die 4 zeigt ein Beispiel einer Bandabstandsreferenzschaltung 1 mit einer Hochfahrschaltung 42 zur Erläuterung der allgemeinen Problematik von Hochfahrschaltungen für Bandabstandsreferenzschaltungen.
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Die Bandabstandsreferenzschaltung 1 weist im vorliegenden Beispiel einen Operationsverstärker A1 mit einem invertierenden Eingang 3, einem nicht-invertierenden Eingang 4 und einem Ausgang 5 auf. Bei dem Operationsverstärker A1 handelt es sich im Falle des vorliegenden Beispiels um keinen idealen Operationsverstärker, sondern um einen sogenannten OTA. Ein OTA ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle. Der Ausgang 5 des Operationsverstärkers A1 liefert eine Spannung, die an den Gateanschlüssen eines ersten und eines zweiten PMOS-Transistors P1, P2 anliegt um eine Regeschleife zu schließen. An den PMOS-Transistoren P1, P2 liegt eine Versorgungsspannung VDD an.
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Der erste PMOS-Transistor P1 ist mit dem invertierenden Eingang 3 des Operationsverstärkers A1, mit einer ersten Diode D1 und einem ersten Widerstand R1 verbunden. Die dem ersten PMOS-Transistor P1 abgewandten Anschlüsse der ersten Diode D1 und des ersten Widerstands R1 liegen auf Masse. Der durch die Verbindung des ersten PMOS-Transistors P1 mit dem ersten Widerstand R1 und der ersten Diode D1 resultierende Knoten ist mit B1 bezeichnet.
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Der zweite PMOS-Transistor P2 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang 4 des Operationsverstärkers A1, mit einem zweiten Widerstand R2 und einem dritten Widerstand R3 verbunden. Der dem zweiten PMOS-Transistor P2 abgewandte Anschluss des dritten Widerstandes R3 ist mit einem ersten Anschluss einer zweiten Diode D2, deren zweiter Anschluss auf Masse liegt, verbunden. Der dem zweiten PMOS-Transistor P2 abgewandte Anschluss des zweiten Widerstands R2 liegt ebenfalls auf Masse. Der durch die Verbindung des zweiten PMOS-Transistors P2 mit dem zweiten und dritten Widerstand R2, R3 resultierende Knoten ist mit B2 bezeichnet.
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Die Bandabstandsreferenzschaltung 1 umfasst ferner einen Ausgangstransistor P3, an dem die Ausgangsspannung Vout der Bandabstandsreferenzschaltung 1 an einem Ausgangsknoten BGout der Bandabstandsreferenzschaltung 1 bzw. an einem mit Masse und dem Ausgangsknoten BGout verbundenen Ausgangswiderstand Rout anliegt.
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Der Gateanschluss des Ausgangstransistors P3 ist ferner mit den Gateanschlüssen der beiden PMOS-Transistoren P1, P2 verbunden. Diese Verbindung bildet einen Knoten BIAP.
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In vielen Fällen bezieht der Operationsverstärker A1 seinen Bias-Strom aus der Bandabstandsreferenzschaltung 1 selbst, z. B. mittels eines zusätzlichen Stromspiegels, sodass auch der Operationsverstärker A1 erst dann vollständig funktionsfähig ist, wenn die Bandabstandsreferenzschaltung 1 hochgefahren ist. Der benötigte Bias-Strom kann auch unabhängig von der Bandabstandsreferenzschaltung 1 erzeugt werden und hat eine einigermaßen gut bekannte Größe.
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Die zur Erläuterung der allgemeinen Problematik dargestellte Hochfahrschaltung 42 für die Bandabstandsreferenzschaltung 1 weist einen PMOS-Transistor P4, einen ersten NMOS-Transistor N1 und einen zweiten NMOS-Transistor N2 auf.
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Die Funktionsweise der konventionellen Hochfahrschaltung 42 für die Bandabstandsreferenzschaltung 1 ist wie folgt: Wenn die Ausgangsspannung Vout der Bandabstandsreferenzschaltung 1 ein gewisses Maß noch nicht erreicht hat, die Bandabstandsreferenzschaltung 1 also noch nicht hochgefahren ist, dann schaltet eine den PMOS-Transistor P4 der Hochfahrschaltung 42 und den ersten NMOS-Transistor N1 umfassende Hilfsschaltung den zweiten NMOS-Transistor N2 ein. Der zweite NMOS-Transistor N2 zieht den Knoten BIAP nach unten, sodass im Bandabstands-Kern, also innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung 1, ein elektrischer Strom zu fließen beginnt. Ab diesem Zeitpunkt sollte dann der Operationsverstärker A1 die Regelung der Bandabstandsreferenzschaltung 1 vollständig übernehmen. Ohne dieser Starthilfe könnten die beiden Eingänge 3, 4 des Operationsverstärkers A1 auf Masse liegen und der Operationsverstärker A1 hätte keine Veranlassung, seinen Zustand zu ändern.
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Wenn ein ausreichender elektrischer Stromfluss im Bandabstands-Kern vorhanden ist und somit auch die Ausgangsspannung Vout am Ausgangsknoten BGout der Bandabstandsreferenzschaltung 1 ausreichend hoch ist, dann kann der zweite NMOS-Transistor N2 der Hochfahrschaltung 42 wieder abgeschaltet werden, sodass die Bandabstandsreferenzschaltung 1 mittels des Operationsverstärkers A1 selbständig in ihren korrekten Arbeitspunkt gebracht wird.
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Angenommen, der Operationsversstärker A1 hat eine nennenswerte Offsetspannung in negativer Richtung, d. h. der nicht-invertierende Eingang 4 des Operationsverstärkers A1 muss in negative Richtung gebracht werden, um seinen Ausgang 5 in Mittelstellung zu bringen. Ferner angenommen, die Hochfahrschaltung 42 wird gerade an einem vorläufigen Arbeitspunkt betrieben, dann fließt ein ”mittlerer” elektrischer Strom in der Bandabstandsreferenzschaltung 1. Dann sind auch die beiden Eingänge 3, 4 des Operationsverstärkers A1 ”mittelmäßig” hochgefahren. In diesem Fall könnte es sein, dass die Rahmenbedingungen unzureichend sind, den Operationsverstärker A1 vernünftig zu betreiben.
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Ist es trotzdem möglich, den Operationsverstärker A1 der Bandabstandsreferenzschaltung 1 vernünftig zu betreiben, dann ist es möglich, dass der Operationsverstärker A1 in die falsche Richtung regelt: Wenn der elektrische Strom innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung 1 nicht groß genug ist, und somit die elektrischen Spannungen an den Widerständen R1, R2, R3 nicht groß genug sind, dass ein nennenswerter elektrischer Strom durch die beiden Dioden D1, D2 fließt, dann sind auch die Eingänge 3, 4 des Operationsverstärkers A1 nicht nennenswert ausgesteuert. Unter der Annahme der oben genannten Offsetspannung des Operationsverstärkers A1, regelt dieser dann in die falsche Richtung, d. h. der Operationsverstärker A1 der Bandabstandsreferenzschaltung 1 versucht, den elektrischen Strom innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung 1 zu verringern. Ist jedoch die Hochfahrschaltung 42 bereits derart weit hochgefahren, dass sie sich abschalten möchte, dann ist es offensichtlich, dass die Bandabstandsreferenzschaltung 1 möglicherweise nie ihren Sollarbeitspunkt erreichen wird. Dazu wäre es nämlich nötig, dass auch ein ausreichender elektrischer Strom durch die beiden Dioden D1, D2 fließt, sodass der Operationsverstärker A1 über seine eigene Offsetspannung hinaus ausgesteuert wird. Erst dann funktioniert die Regelung zufriedenstellend.
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Der Abschaltpunkt der Hochfahrschaltung 42 ist daher relativ kritisch. Insbesondere bei relativ niedrigen Versorgungs- und Ausgangsspannungen und relativ niedrigen Temperaturen können die obenstehend beschriebenen Verhältnisse derart ungünstig sein, dass eine vernünftige Dimensionierung der Hochfahrschaltung 42 unmöglich wird.
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Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Hochfahrschaltung derart auszuführen, dass die Bandabstandsreferenzschaltung zuverlässiger ihren Arbeitspunkt erreicht, bzw. zuverlässigere Verfahren zum Hochfahren einer Bandabstandsreferenzschaltung anzugeben.
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Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren zum Betreiben einer Hochfahrschaltung für eine Bandabstandsreferenzschaltung mit wenigstens einem jeweils einen Diodenhalbleiter umfassenden Diodenzweig mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1, ein Verfahren zum Unterstützen des Hochfahren einer Bandabstandsreferenzschaltung mit wenigstens einem jeweils einen Diodenhalbleiter umfassenden Diodenzweig mittels einer Hochfahrschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 2 und eine elektronische Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 3.
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Bandabstandsreferenzschaltungen sind z. B. aus P. E. Allen. D. R. Holberg, ”CMOS Analog Circuit Design”, 2. Auflage, Oxford University Press, New York, U.S.A. 2002, Seite 157, J. H. Huijsing et al. (Herausgeber), ”Analog Circuit Designs”, Kluwer Academic Verlag, 1996, Seiten 269–350, A. Annema ”Low-Power Bandgap Reference Featuring DTMOST's, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 34, No. 7, Juli 1999, Seiten 949–952, R. J. Widlar, ”New Developements in IC Voltage Regulators”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-6, No. 1, Februar 1971, Seiten 2ff, Tsividis, ”A CMOS Voltage Reference”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-13, No. 6, Dezember 1978, Seiten 774ff, Doyle, ”A CMOS Subbandgap Rererence Circuit With 1-V Power Supply Voltage”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 39, No. 1, Januar 2004, Seiten 252ff allgemein bekannt. Sie umfassen z. B. zwei Diodenzweige, die jeweils einen Diodenhalbleiter aufweisen. Als Diodenhalbleiter können z. B. herkömmliche Dioden verwendet werden, wie es in der obenstehend beschriebenen Bandabstandsreferenzschaltung 1 der Fall ist. Unter Diodenhalbleiter werden hier aber nicht nur herkömmliche Dioden verstanden, sondern allgemein Halbleiter mit Diodeneigenschaften, wie insbesondere auch Transistoren. Die für eine Bandabstandsreferenzschaltung verwendbare Transistoren sind beispielsweise vertikale Biopolartransistoren, oder MOSFETS, die z. B. im Unterschwellbereich betrieben werden.
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Bandabstandsreferenzschaltung können eine Referenzspannung an ihrem Ausgang liefern, wie dies bei der in der Einleitung beschriebenen Bandabstandsreferenzschaltung 1 der Fall ist. Bandabstandsreferenzschaltungen können aber auch einen Referenzstrom liefern.
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Erfindungsgemäß ist das Abschaltkriterium für die erfindungsgemäße elektronische Schaltung das Erreichen einer vorgegebenen Differenzspannung, welche mit dem Differenzverstärker der Hochlaufschaltung erzeugt wird. Die Differenzspannung ergibt sich aus dem Potenzial des Knotens innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung und einem Potenzial des weiteren Knotens der Bandabstandsreferenzschaltung, an dem ein Potenzial proportional zur Ausgangsspannung oder zum Ausgangsstrom der Bandabstandsreferenzschaltung anliegt.
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Der Knoten innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung ist insbesondere ein Knoten innerhalb eines Diodenzweigs der Bandabstandsreferenzschaltung, wobei der Diodenzweig einen Diodenhalbleiter umfasst. Umfasst die Bandabstandsreferenzschaltung zwei, jeweils einen Diodenhalbleiter aufweisenden Diodenzweig, dann kann das am Knoten innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung anliegende Potenzial auch ein Mittelwert der Potenziale zweier Knoten innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung sein.
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Die Differenzspannung wird mittels eines Differenzverstärkers erzeugt. Umfasst die Bandabstandsreferenzschaltung zwei jeweils einen Diodenhalbleiter aufweisende Diodenzweige, dann kann das am Knoten innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung anliegende Potenzial auch ein Mittelwert der Potenziale zweier Knoten innerhalb der Bandabstandsreferenzschaltung sein.
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Die Diodenhalbleiter der Bandabstandsreferenzschaltung können z. B. herkömmliche Dioden sein, wie es in der obenstehend beschriebenen Bandabstandsreferenzschaltung 1 der Fall ist. Unter Diodenhalbleiter werden hier aber nicht nur herkömmliche Dioden verstanden, sondern allgemein Halbleiter mit Diodeneigenschaften, wie insbesondere auch Transistoren. Die für eine Bandabstandsreferenzschaltung verwendbare Transistoren sind beispielsweise vertikale Biopolartransistoren, oder MOSFETS, die z. B. im Unterschwellbereich betrieben werden.
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Bandabstandsreferenzschaltung können eine Referenzspannung an ihrem Ausgang liefern, wie dies bei der in der Einleitung beschriebenen Bandabstandsreferenzschaltung 1 der Fall ist. Bandabstandsreferenzschaltung können aber auch einen Referenzstrom liefern.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist exemplarisch in einer der beigefügten schematischen Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
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1 eine Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Hochfahrschaltung, welche von der vorliegenden Erfindung nicht umfasst sind,
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2 die Bandabstandsreferenzschaltung mit einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Hochfahrschaltung,
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3 ein die Funktionsweise der Hochfahrschaltung der 2 veranschaulichendes Diagramm und
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4 die Bandabstandsreferenzschaltung mit einer gewöhnliche Hochfahrschaltung.
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Die 1 zeigt die in der Einleitung bereits beschriebene Bandabstandsreferenzschaltung 1 und eine Hochfahrschaltung 2 für die Bandabstandsreferenzschaltung 1, welche von der vorliegenden Erfindung nicht umfasst sind.
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Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels weist die Hochfahrschaltung 2 einen Operationsverstärker A2 mit einem nicht-invertierenden Eingang 6, mit einem invertierenden Eingang 7 und mit einem Ausgang 8, einen Widerstand R4 und eine MOS-Diode 9 auf. Bei dem Operationsverstärker A2 handelt es sich im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ebenfalls um keinen idealen Operationsverstärker, sondern ebenfalls um einen sogenannten OTA. Ein OTA ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle.
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Der Widerstand R4 der Hochfahrschaltung 2 ist mit einem seiner Anschlüsse mit dem Ausgang 8 des Operationsverstärkers A2 und einem der Anschlüsse der MOS-Diode 9 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstandes R4 liegt auf Masse und der zweite Anschluss der MOS-Diode 9 ist mit dem Knoten BIAP verbunden.
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Die beiden Eingänge 6, 7 des Operationsverstärkers A2 der Hochfahrschaltung 2 sind jeweils mit den beiden Anschlüssen des dritten Widerstandes R3 der Bandabstandsreferenzschaltung 1 verbunden, sodass die am dritten Widerstand R3 abfallende elektrische Spannung an den Eingängen 6, 7 des Operationsverstärkers A2 der Hochfahrschaltung 2 anliegt.
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Ist die Bandabstandsreferenzschaltung 1 noch nicht ausreichend hochgefahren, so fließt durch den Widerstand R3 ein relativ geringer elektrischer Strom. Deshalb ist der Operationsverstärker A2 relativ wenig ausgesteuert. Deshalb ist auch der Operationsverstärker A1 relativ wenig ausgesteuert, weil bei Vernachlässigung der elektrischen Ströme durch die beiden Dioden D1, D2 die beiden Knoten B1, B2 auf gleichem Potenzial liegen. Daher liefern die beiden Operationsverstärker A1, A2 nur relativ kleine Ausgangsströme, sodass der Knoten BIAP über den Widerstand R4 der Hochlaufschaltung 2 und der MOS-Diode 9 aktiviert wird.
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Um die MOS-Diode 9 auszuschalten, ist ein nennenswerter Spannungsabfall an dem dritten Widerstand R3 der Bandabstandsreferenzschaltung 1 notwendig, im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels um 10 mV. Erst ab diesem Spannungsabfall an dem dritten Widerstand R3 liefert der Operationsverstärker A2 der Hochlaufschaltung 2 einen ausreichend großen elektrischen Strom, sodass das elektrische Potenzial am Knoten S1, der durch die Verbindung des Ausgangs 8 des Operationsverstärkers A2, der MOS-Diode 9 und des Widerstandes R4 der Hochlaufschaltung 2 gebildet wird, derart hoch ist, sodass die MOS-Diode 9 sperrt und sich die Hochlaufschaltung 2 dadurch automatisch abschaltet.
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Die Dimensionierung der Bandabstandsreferenzschaltung 1 kann demnach mit einem wesentlich größeren Fenster erfolgen, als dies mit der in der 4 dargestellten gewöhnlichen Hochlaufschaltung 42 möglich ist.
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Die Regelschleife über den Operationsverstärker A1 der Bandabstandsreferenzschaltung 1 funktioniert dann richtig, wenn an den Eingängen 3, 4 des Operationsverstärkers A1 die Offsetspannung überwunden ist. Das ist typischerweise bei relativ wenigen mV der Fall. Es ist erstrebenswert, dass die Hochlaufschaltung 2 dann verlässlich abschaltet, wenn die Bandabstandsreferenzschaltung 1 ihren endgültigen Arbeitspunkt erreicht hat. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist dies bei mehreren 10 mV, z. B. 50 mV, der Fall. Somit ergibt sich ein relativ breites Fenster, in dem die Abschaltschwelle der Hochlaufschaltung 2 liegen kann.
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Die 2 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Hochlaufschaltung 22 für die Bandabstandsreferenzschaltung 1. Die Hochlaufschaltung 22 umfasst einen Differenzverstärker A3 mit zwei invertierenden Eingängen 27a, 27b, mit zwei miteinander verbundenen nicht-inverterienden Eingängen 26a, 26b und mit einem Ausgang 28, einen Widerstand R5, der mit seinem einen Anschluss auf Masse liegt, und mit seinem anderen Anschluss mit dem Ausgang 28 des Differenzverstärkers A3 verbunden ist, und eine MOS-Diode 29, die einerseits mit dem Ausgang 28 des Differenzverstärkers A3 und andererseits mit dem Knoten BIAP verbunden ist.
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Der erste invertierende Eingang 27a ist mit dem Knoten B1 und der zweite invertierende Eingang 27b ist mit dem Knoten B2 verbunden. Die beiden nicht-invertierenden Eingänge 26a, 26b sind mit einem Knoten B0 verbunden. Dem Knoten B0 liegt ein Spannungsteiler, aufweisend einen Widerstand R6 und einen Widerstand R7 zugrunde. Die beiden Widerständen R6, R7 bilden den Ausgangswiderstand Rout, sodass am Knoten B0 eine der Ausgangsspannung Vout der Bandabstandsreferenzschaltung 1 proportionale Spannung anliegt.
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Der Differenzverstärker A3 der Hochlaufschaltung 22 vergleicht somit den Spannungsabfall am ersten und zweiten Widerstand R1, R2 mit der am Knoten B0 anliegenden Spannung, also einer skalierten Version der Ausgangsspannung Vout der Bandabstandsreferenzschaltung 1.
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Die Funktionsweise der Hochlaufschaltung 22 wird mit Hilfe eines in der 3 dargestellten Diagramms veranschaulicht. Das in der 3 dargestellte Diagramm zeigt den Spannungsverlauf 31 an den Knoten B1, B2 und den Spannungsverlauf 32 am Knoten B0 über einen an den beiden PMOS-Transistoren P1, P2 eingeprägten elektrischen Strom. Der Spannungsverlauf 32 am Knoten B0 hat eine lineare Abhängigkeit. Der Spannungsverlauf an den Knoten B1, B2 beginnt annähernd linear, bevor der Spannungsverlauf 31 mit Leiten der beiden Dioden D1, D2 abflacht. Dem zufolge kann man durch Überwachung des Schnittpunkts 33 der beiden Spannungsverläufe 31, 32 recht gut feststellen, ob die die beiden Dioden D1, D2 aufweisenden Diodenzweige bereits einen ausreichend großen elektrischen Strom führen. Der Differenzverstärker A3 überwacht nun genau dieses Kriterium und schaltet die Hochlaufschaltung 22 bei deutlichem Überschreiten aus.
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Der Differenzverstärker A2 mit seinen jeweils zwei invertierenden Eingängen 27a, 27b und seinen zwei nicht-invertierenden Eingängen 26a, 26b soll jeweils eine Mittelwertbildung andeuten. Schaltungstechnisch ist dies im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels dadurch realisiert, dass jeweils zwei Transistoren einer Differenzeingangsstufe parallel geschaltet werden. Der Grund dafür liegt im verhältnismäßig gleichmäßigen Belasten der Knoten B1, B2, beispielsweise durch Gate-Leck-Ströme. Alternativ kann auch eine konventionelle Verstärkerlösung gewählt werden, beispielsweise, indem die Spannungen an den Knoten B1, B0 verglichen werden.
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Die in der 2 dargestellte Hochlaufschaltung 22 kann auch ohne den Widerstand R5 einen Hochlaufstrom liefern. Dann ist jedoch zu berücksichtigen, dass bei völlig abgeschalteter Bandabstandsreferenzschaltung 1 der Differenzverstärker A3 keinen Strom liefern würde, und somit für diesen Punkt eine eigene Hochlaufschaltung erforderlich wäre.
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Die Gegenstände der Patentansprüche sind nicht nur auf die in 2 gezeigte Bandabstandsreferenzschaltung 1 beschränkt. Insbesondere können anstelle der beiden Dioden D1, D2 auch Transistoren, beispielsweise vertikale Biopolartransistoren, oder MOSFETS, z. B. im Unterschwellbereich, verwendet werden.
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Auch der erste und zweite Widerstand R1, R2 sind nicht absolut notwendig.
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Insbesondere ist es auch möglich, dass für die Differenzspannung der in der 2 gezeigten elektronischen Schaltung nicht der Mittelwert der Potenziale an den Knoten B1 und B2 verwendet wird, sondern nur einer der Potenziale der Knoten B1 oder B2. Auch kann anstelle des Potenzials am Knoten B2 auch das Potenzial an dem der Diode D2 zugewandten Anschluss des Widerstands R3 verwendet werden.
