DE102005044710A1

DE102005044710A1 - Rückkopplungskorrektur für Schaltverstärker

Info

Publication number: DE102005044710A1
Application number: DE200510044710
Authority: DE
Inventors: Stefan Wehmeier
Original assignee: CONTA GmbH
Current assignee: Audio Optimum GmbH
Priority date: 2005-09-19
Filing date: 2005-09-19
Publication date: 2007-03-22
Anticipated expiration: 2025-09-20
Also published as: DE102005044710B4; WO2007033646A3; WO2007033646A2

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur der Rückkoppllung von Schaltverstärkern, in welchen das Ausgangssignal in den Schaltverstärker zurückgeführt wird, um die Charakteristik des Schaltverstärkers zu stabilisieren, sowie einen selbstschwingenden Schaltverstärker und einen getakteten Schaltverstärker, in welchen jeweils die Rückkopplung durch das erfindungsgemäße Verfahren korrigiert wird. Durch die Korrektur wird bei selbstschwingenden Schaltverstärkern erreicht, dass die Schwingfrequenz über den gesamten Bereich des Modulationsgrades konstant gehalten wird. Bei getakteten Schaltverstärkern mit Oberwellenreduktionsmaßnahmen wird erreicht, dass die Übertragungsfunktion linearisiert wird. Im Ergebnis werden Schaltverstärker offenbart, die eine gute elektromagnetische Verträglichkeit und keine Verzerrungen aufweisen.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur der Rückkopplung von Schaltverstärkern, in welchen das Ausgangssignal in den Schaltverstärker zurückgeführt wird, um die Charakteristik des Schaltverstärkers zu stabilisieren, sowie einen selbstschwingenden Schaltverstärker und einen getakteten Schaltverstärker, in welchen jeweils die Rückkopplung durch das erfindungsgemäße Verfahren korrigiert wird.
Schaltverstärker haben gegenüber längsgeregelten Verstärkern den Vorteil, dass diese keinen Wärmeverlust erzeugen und daher aus geringdimensionierten elektronischen Komponenten aufgebaut werden können. In diesen Verstärkertypen wird ein zu verstärkendes Analogsignal konzertiert oder aufeinander folgend in eine pulsbreitenmodulierte Signalfolge gewandelt und verstärkt. Das so erhaltene modulierte Signal wird durch einen Tiefpass wieder in ein Analogsignal zurückverwandelt. In anderen Anwendungsfällen entfällt der Tiefpass und wird durch eine Anordnung aus gekoppelten Spulen und elektronischen Schaltern ersetzt. Die Wirkung dieser Anordnung ist aber mit der eines Tiefpasses vergleichbar. Dabei filtert der Tiefpass die hochfrequenten Anteile der pulsbreitenmodulierten Signalfolge aus und speichert die elektrische Energie aus einem Puls zwischen. Während einer Pulspause oder der Zeit eines umgekehrt gepolten Signals entlädt sich die Energie des Tiefpasses in den Verbraucher. Dabei nimmt die Spannung in dem Energiespeicher des Tiefpasses ab und bevor die Spannung unter den Sollwert, gemessen am Signalsollzustand des verstärkten Signals, fällt, wird dieser Energiespeicher nachgeladen. Auf diese Weise wird der Tiefpass mit einer Folge von hochfrequenten oder zumindest im Vergleich zur Maximalfrequenz des zu verstärkenden Signals hochfrequenten Pulsen geladen und durch den Verbraucher wieder entladen. Dadurch wird die üblicherweise aus Pulsen gleichen Potentials bestehende Pulsfolge wieder in ein analoges Signal zurückgewandelt, welches dann eine Signalform aufweist, die im Verlauf dem zu verstärkenden Signal entspricht.
In der deutschen Patentschrift DE 198 38 765 wird ein selbstschwingender Digitalverstärker beschrieben, der einer Abwandlung eines länger bekannten Dreieck-Rechteck-Signalgenerators entspricht. Nach der Lehre des oben genannten Patents wird die ursprünglich nicht als Verstärker gedachte Schaltungsanordnung dazu verwendet, ein Signal zu verstärken. Dabei wird das zu verstärkende Signal mit einem internen Rückkopplungssignal des Dreieck-Rechteck-Signalgenerators überlagert, wodurch die Rückkopplung gezielt gestört und dadurch eine erwünschte Variation der Pulsbreite am Ausgang des Dreieck-Rechteck-Signalgenerators erreicht wird. Diese dort beschriebene Pulsbreitenvariation am Ausgang der Rechteckgenerator-Stufe der Schaltungsanordnung entspricht exakt einem pulsbreitenmodulierten Signal, welches durch einen Tiefpass in das gewünschte verstärkte Signal verwandelt werden kann. Dieser Verstärkertyp eignet sich zum Einsatz in anspruchsvollen Niederfrequenzverstärkern, beispielsweise Audioverstärkern. Nachteilig an diesem Verstärkertyp ist aber, dass mit der Signalhöhe des zu verstärkenden Signals nicht nur in wünschenswerter Weise das Breitenverhältnis der beiden Halbwellen einer Pulsperiode in Bezug auf die Zeitdauer verändert wird, sondern unerwünscht auch die Frequenz der Pulse. Als Folge davon variiert die Frequenz des pulsbreitenmodulierten Signals mit der Signalhöhe des zu verstärkenden Signals, was bei der Wandlung durch den Tiefpass in das gewünschte verstärkte Signal zur Folge hat, dass die Signalspitzen mit einer geringeren Frequenz moduliert werden als die weniger intensiven Signale des verstärkten Signals. Dadurch erzeugt der ausgangsseitige Tiefpass zwangsläufig Oberwellen, die dadurch entstehen, dass die Filterwirkung des ausgangsseitigen Tiefpasses mit abnehmender Frequenz des Ausgangssignals der Rechteckgeneratorstufe abnimmt. Bei der Schaltungslegung werden die Bauteile des in der DE 198 38 765 beschriebenen Digitalverstärkers so ausgelegt, dass die Grundfrequenz möglichst niedrig gehalten wird. In der Praxis etwa das zehnfache der zu erwartenden Maximalfrequenz des zu verstärkenden Niederfrequenzsignals. Hierdurch wird die qualitative Anforderung der verwendeten Bauteile, beispielsweise die Flankensteilheit der Rechteckgenerator-Stufe, gering gehalten, so dass beim Aufbau des Verstärkers auf kostengünstige Bauteile zurückgegriffen werden kann. Nachteilig bei diesem Verstärkertyp ist aber die Notwendigkeit, dennoch die Grundfrequenz durch Schaltungsauslegung möglichst hoch zu halten, damit keine Oberwellen durch den ausgangsseitigen Tiefpass in das verstärkte Signal gelangen, welche die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) dieses Verstärkertyps nachteilig beeinflussen, denn die unerwünschten, recht hochfrequenten Oberwellen können andere elektromagnetische Empfangsquellen erheblich stören. Die Übertragungsfunktion weist also je nach Aussteuerung einen unterschiedlich hohen Anteil von Oberwellen auf.
In der DE 29 17 926 wird ein Verstärkertyp offenbart, der als getakteter Schaltverstärker keine Frequenzinstabilität und spezielle Maßnahmen zur Eliminierung von Oberwellenanteilen im Ausgangssignal aufweist. Zur Verstärkung eines Eingangssignals wird in diesem Verstärkertyp ein Komparator verwendet, um ein zu verstärkendes Eingangssignal mit der Signalhöhe eines unabhängigen Dreieckgenerators zu vergleichen und in Abhängigkeit des Vergleiches eine einfache oder eine Gegentakt-Endstufe ein- oder umschaltet, wobei das Ausgangssignal in den Schaltverstärker rückgekoppelt wird. Dieser Verstärkertyp hat jedoch eine nicht lineare Übertragungsfunktion. Die genaue Funktionsweise, speziell die Maßnahmen zur Reduktion des Oberwellenanteile und die Übertragungsfunktion ist in der DE 29 17 926 genau beschrieben. Dieser Verstärker erfüllt somit auch nicht die Anforderungen, die an einen hochwertigen Verstärker gestellt werden, wie Ausschluss von parasitären Oberwellen oder zumindest ein vernachlässigbarer Oberwellenanteil und gleichzeitig eine lineare Übertragungsfunktion.
Ziel der Erfindung ist es deshalb, die Übertragungsfunktion und die elektromagnetische Verträglichkeit dieser Verstärkertypen zu verbessern.
Die erfindungsgemäße Aufgabe wird gelöst durch die Verwendung mindestens einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, welche aus wenigstens einem internen Kopplungssignal und dem zu verstärkenden Signal ein neues Signal zur Korrektur der Rückkopplung erzeugt, und diese wenigstens eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in jeweils einem internen Kopplungsweg geschaltet ist und jeweils das neue Signal jeweils in diesen internen Kopplungsweg fließt. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Erfindungsgemäß wird also ein internes Kopplungssignal oder ein Eingangssignal so verändert, dass die Frequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers stabil bleibt, ohne, dass sich weitere äußerlich bemerkbare Parameter ändern. Für den getakteten Schaltverstärker wird ein Kopplungssignal oder ein Eingangssignal auf gleiche Weise verändert, so dass die Übertragungsfunktion des Gesamtsystems linearisiert wird. Dabei werden Kopplungs- oder Eingangssignale so verändert, dass diese mit einer Funktion (k – U_e ²), mit der Konstanten k und dem Eingangssignal U_e, multipliziert oder durch diese dividiert werden. Denn die Frequenzstabilität des selbstschwingenden Schaltverstärkers und die Übertragungsfunktion des getakteten Schaltverstärkers weisen diesen Term in ihrer Abhängigkeit von der Signalhöhe des Eingangssignals auf.
Das erfindungsgemäße Verfahren weist also den Vorteil auf, dass auf die bewährten Schaltverstärker mitsamt deren Vorteilen zurückgegriffen werden kann, ohne durch die Korrektur neue Fehler oder Abhängigkeiten zuzufügen. Dadurch bleibt die geringe Komplexität und die Robustheit dieser Verstärkertypen erhalten.
Durch die Verwendung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe in einem der internen Kopplungswege eines selbstschwingenden Schaltverstärkers ist es möglich, die Periodenlänge zweier aufeinander folgender modulierter Teilzyklen des pulsbreitenmodulierten Signals der als Rechteckgenerator wirkenden Komparatorstufe konstant zu halten. Bei diesem Verfahren zur Konstanthaltung der gesamten Periodenlänge wird das pulsbreitenmodulierte Verhältnis von positiver Halbwelle zu negativer Halbwelle nicht beeinflusst, da das Wirkungsprinzip des selbstschwingenden Digitalverstärkers aufrechterhalten wird. Durch eine konstante Periodenlänge des selbstschwingenden Schaltverstärkers ist es nicht nur möglich, die EMV dieses Verstärkers zu kontrollieren, beispielsweise durch Auslegung der Tiefpassstufe, sondern es ist auch möglich, geringer dimensionierte Bauteile für den Verstärker zu verwenden, weil das Herabsinken der Pulsfrequenz vermieden wird und dadurch die Energie, die durch die als Rechteckgenerator wirkende Komparatorstufe in kleineren, kürzeren Paketen an den Tiefpass weitergegeben wird. Durch die gleichbleibende Grundfrequenz mit unterschiedlichem Verhältnis der Halbwellen zur Gesamtperiode des Rechtecksignals kann die Realisierung des Tiefpasses, gegebenenfalls auch weitere Maßnahmen zur Abschirmung der Grundfrequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers, wie beispielsweise Beschaltungen zur internen Dämpfung von parasitären Oberwellen, leichter und in einfacherer Weise vorgenommen werden, so dass die Gesamtkosten und der Gesamtaufwand zum Aufbau dieses Verstärkertyps erniedrigt werden können.
Ein getakteter Schaltverstärker mit den Eliminierungsmaßnahmen der Oberwellen im Ausgangssignal gemäß der DE 29 17 926 kann durch das erfindungsgemäße Verfahren zur Korrektur der Rückkopplung in seiner Übertragungsfunktion linearisiert werden, so dass ein weit größerer Bereich des Modulationsgrades bei diesem Verstärkertyp genutzt werden kann. Denn bisher war man bei diesem Verstärkertyp auf einen kleinen Bereich des Modulationsgrades eingeengt, um die Verzerrungen, die durch die Nichtlinearität erzeugt werden, in wünschenswerter Weise klein zu halten.
Im selbstschwingenden Schaltverstärker wird in vorteilhafter Weise erfindungsgemäß eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in den Rückkopplungsweg der Komparatorstufe und/oder der Umkehrintegratorstufe geschaltet. Hierdurch lässt sich die Schwingfrequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers in optimaler Weise beeinflussen, weil die Schwingfrequenz umgekehrt Proportional zum Rückkopplungsstrom der als Komparator wirkenden Stufe ist. Durch einen Analogrechner in diesem Rückkopplungsweg kann auf eine Division bei der Signalerzeugung durch einen Analogrechner verzichtet werden, wodurch der Aufwand für die Analogrechenschaltung erniedrigt wird. Bei einem Einsatz im Rückkopplungsweg der Umkehrintegratorstufe wird ein wie eine variable Kapazität wirkendes Signal verwendet, das aus einer Analogrechenschaltung erzeugt wird, dass die erste Ableitung des Ausgangssignals der Umkehrintegratorstufe nach der Zeit erzeugt. Die Höhe dieses Signals wird umgekehrt proportional zur Höhe des Eingangssignals erzeugt und dient somit als Ersatzschaltung für eine Rückkopplungskapazität im Rückkopplungsweg der als Umkehrintegrator wirkenden Stufe.
Ebenso vorteilhaft ist eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe im Kopplungsweg zwischen der Umkehrintegratorstufe und Komparatorstufe, denn hierdurch lässt sich die Schwingfrequenz ebenfalls beeinflussen.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist vor den Verstärkereingang des Schaltverstärkers ein Limiter geschaltet, der den Betrag der Eingangsspannung des zu verstärkenden Signals bis zu einem vorgegebenen Wert begrenzt. Dadurch wird verhindert, dass der Verstärker eingangsseitig übersteuert wird, was je nach Schaltungslegung zu einem undefinierten oder auch zu einem unerwünscht stabilen Zustand des selbstschwingenden Schaltverstärkers führen kann. Im Falle des getakteten Schaltverstärkers mit einer nichtlinearen Übertragungsfunktion können durch Übersteuerung signalverzerrungsbedingte Oberwellen im Ausgangssignal entstehen, die einen mit dem Verstärker betriebenen Verbraucher beschädigen können. Der Limiter beeinflusst das Eingangssignal solange nicht, solange die Signalgröße unterhalb eines vorgewählten Wertes liegt. Erreicht das Eingangssignal den vorgewählten Wert, der unterhalb der Vollaussteuerung liegt, so wird das Signal nicht weiter übertragen oder einfach analog begrenzt. In Folge davon wird das Signal abgeschwächt, was dazu führt, dass ein undefinierter oder ein stabiler Zustand des erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers wünschenswert vermieden wird. Im getakteten Schaltverstärker wird die Verzerrung entsprechend limitiert. Bevorzugt ist ein Limiter, der das Signal nicht abrupt begrenzt, sondern ab einem vorgewählten Wert dämpft. Dadurch wird verhindert, dass Oberwellen durch ein abrupt abgeschnittenes Signal in den Verstärker gelangen und somit am Ausgang des Tiefpasses diese Oberwellen in die Ausgangslast eingespeist werden, wodurch die elektromagnetische Verträglichkeit verschlechtert wird oder wodurch der Verbraucher auch beschädigt werden könnte.
In besonders bevorzugter Weise multipliziert die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe im selbstschwingenden Schaltverstärker ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und dieses Signal als Ersatzschaltung für einen Rückkopplungswiderstand der Komparatorstufe dient. Hierdurch wird eine Division bei der mathematisch funktionalen Abhängigkeit der Schwingfrequenz vom Aussteuerungsgrad (Modulationsgrad M) des Verstärkers vermieden, wodurch eine Vereinfachung des Schaltungsaufbaus für die Analogrechenstufe möglich wird.
Ebenso besonders bevorzugt ist im selbstschwingenden Schaltverstärker eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe, die ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal durch das Ausgangssignal aus einer Schaltung dividiert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und wobei dieses Signal als Ersatzschaltung für eine Kopplung der Umkehrintegratorstufe mit der Komparatorstufe dient. In diesem Fall wird zwar eine Divisionsschaltung benötigt, jedoch lässt sich an dieser Stelle die Frequenzabhängigkeit besonders gut korrigieren.
Die Erfindung wird anhand der folgenden Figuren näher erläutert:
Es zeigt:
1 ein Schaltungsdiagramm eines Dreieck-Rechteck-Generators aus dem Stand der Technik,
2 ein erstes Signaldiagramm interner Kopplungssignale des Dreieck-Rechteck-Generators aus 1,
3 ein zweites Signaldiagramm interner Kopplungssignale des Dreieck-Rechteck-Generators aus 1,
4 ein Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers aus dem Stand der Technik,
5 ein erstes Signaldiagramm interner Kopplungssignale des selbstschwingenden Schaltverstärkers aus 4,
6 ein zweites Signaldiagramm interner Kopplungssignale des selbstschwingenden Schaltverstärkers aus 4,
7 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Ersatzschaltung für ein Bauelement der Schaltung gemäß 4 in Form einer Analogrechenstufe,
8 ein zur Schaltung gemäß 7 gehöriges Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers,
9 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers, teilweise als Blockschaltbild dargestellt,
10 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers mit einer ersten Maßnahme zur Korrektur eines Rückkopplungssignals,
11 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers mit einer zweiten Maßnahme zur Korrektur eines Rückkopplungssignals,
12 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen getakteten Schaltverstärkers und
13 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen getakteten Schaltverstärkers mit einer Maßnahme zur Korrektur eines Vergleichssignals.
In 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Dreieck-Rechteck-Generators aus dem Stand der Technik abgebildet. Darin sind zwei aufeinander folgende Operationsverstärker OP₁ und OP₂ über einen Widerstand R_t miteinander verbunden und der Ausgang des als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OP₂ ist über Widerstand R_gt mit den als Umkehrintegrator arbeitenden Operationsverstärker OP₁ rückgekoppelt. Vom Ausgang des als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OP₂ führt außerdem ein Rückkopplungssignal über den Widerstand R_ga in den nicht-invertierenden Eingang (+) desselben Operationsverstärkers OP₂ zurück. An diesem Eingang überlagern sich das Ausgangssignal U_d des als Umkehrintegrator geschalteten Operationsverstärker OP₁ über R_t und das Ausgangssignal U_K des als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP₂ über R_ga zu einem Mischsignal mit dem Strom I_S. Der über R_t mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers OP₂ gekoppelte Ausgang des Operationsverstärkers OP₁ ist über einen Kondensator C_t mit seinem eigenen invertierenden Eingang (–) rückgekoppelt. Der invertierende Eingang von OP₂ ist an Masse geschaltet. Hierdurch wird OP₂ bei Vorliegen eines Stromes I_S größer als 0 mA an seinem nicht-invertierenden Eingang (+) in den Zustand seiner positiven Leerlaufverstärkung oder in positiven Vollausschlag und bei Vorliegen eines Signals I_S von weniger als 0 mA in seine negative Leerlaufverstärkung oder in negativen Vollausschlag gebracht. Das Vorliegen von exakt 0 mA an diesem Eingang (+) bringt den als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP₂ in einen nicht definierten Zustand, der hier nicht einschlägig ist. Liegt am invertierenden Eingang (–) des als Umkehrintegrator geschalteten Operationsverstärker OP₁ eine, beispielsweise konstante, positive Spannung oder ein positiver Strom I₀ an, so wird die Spannung U_d am Ausgang von OP₁ so lange in linearer Weise fallen, bis der negative Vollausschlag von OP₁ erreicht ist. Die Linearität wird durch die Rückkopplung über den Kondensator C_t erreicht. Denn ein linearer Spannungsanstieg an einem Ein-/Ausgang des Kondensators C_t führt zu einer konstanten Spannung am anderen Ein-/Ausgang desselben Kondensators, gemäß der ersten Ableitung des Spannungsanstiegs nach der Zeit. Hierdurch wird OP₁ nur soweit durch Rückkopplung am invertierenden Eingang (–) in seinem Spannungsabfall gehemmt, dass ein linearer Spannungsabfall an seinem Ausgang erfolgt. Würde statt C_t ein Widerstand vorliegen, so würde sich das Potential am Ausgang von OP₁ sofort stabilisieren.
Da der Zustand dieses Generators nicht stabil sondern bistabil ist, schwingt der Generator. Beginnend bei einem ersten Zustand, bei dem sich der Ausgang von OP₂ in positivem Vollausschlag befindet, wird dieses Ausgangssignal U_K als Rückkopplungssignal über R_gt mit Strom I₀ in den invertierenden Eingang (–) von OP₁ geleitet. Dieser reagiert auf den Strom positiver Polarität mit einem Spannungsabfall an seinem Ausgang, welcher über C_t rückgekoppelt wird, damit der Spannungsabfall linear erfolgt. Das Ausgangssignal U_d von OP₁ wird über R_t in den nichtinvertierenden Eingang (+) von OP₂ geleitet. An diesem Eingang wird das hier zunächst fallende Signal von OP₁ mit dem Rückkopplungssignal positiver Polarität von OP₂ zum Signal mit Strom I_S überlagert. Hierbei bestimmt das Verhältnis der Widerstände R_ga und R_t, welchen Anteil die beiden zusammenfließenden Signale mit Spannung U_d und U_K am Eingangssignal mit Strom I_S an dieser Stelle haben. Nach einer bestimmten Zeit T, welche abhängig von der Dimensionierung von C_t, R_t, R_gt und R_ga ist, ist der Betrag des negativ fallenden Stromanteils aus U_d über R_t des Mischsignals I_S aus den Ausgängen von OP₁ und OP₂ an Eingang (+) von OP₂ größer als der Betrag des Stromes des Rückkopplungssignals U_K positiver Polarität, der durch R_ga an diesen Punkt gelangt. Das Mischsignal I_S an Eingang (+) von OP₂ weist damit negative Polarität auf und der Ausgang von OP₂ wird mit Nulldurchgang des Mischsignals I_S schlagartig in den negativen Vollausschlag gebracht. Das Rückkopplungssignal U_K, das durch R_ga an den Eingang (+) von OP₂ geleitet wird, weist nun negative Polarität auf, aber das Ausgangssignal U_d von OP₁ beginnt durch das negative Signal I₀ an dem invertierenden Eingang (–) von OP₁ zu steigen. Dies geschieht solange, bis das Ausgangssignal aus U_d über R_t so weit ins positive gestiegen ist, dass der Betrag dieses steigenden Signals aus U_d größer ist als der negative und kurzzeitig konstante Signalbeitrag aus der Rückkopplung des Ausgangssignals U_K von OP₂ über R_ga. Dann wird das Mischsignal mit Strom I_S an Eingang (+) von OP₂ wieder positiv und ein neuer Zyklus beginnt. Die Schwingfrequenz f₀ dieses Systems ist bekannt und durch f0 = 1/T0 = 4Ct·Rt·Rgt/Rga (1)gegeben, mit T₀, der Periodendauer einer Schwingungsperiode des Generators.
In 2 ist ein Signaldiagramm der Ausgangssignalspannung U_d aus OP₁ und der Rückkopplungsstrom I₀ dargestellt. Ist I₀ positiv, beginnt U_d mit konstanter negativer Steigung S⁺ ₀ zu fallen. Dies geschieht so lange, bis der Signalbeitrag aus U_d am Mischsignal mit Strom I_S in dem Schaltungsdiagramm aus 1 negativer ist, als der positive Anteil aus U_K, der über R_ga an diese Stelle geleitet wird. Dann kippt OP₂ und I₀ wird negativ. Daraufhin steigt U_d mit konstanter Steigung S^– ₀. Dieser halbe Zyklus dauert solange, bis der positive Signalbeitrag aus U_d über R_t an dem Mischsignal mit Strom I_S größer ist, als der negative Anteil von U_K, der über R_ga geleitet wird. Dann kippt OP₂ erneut und I₀ wird wieder positiv, womit ein neuer Zyklus beginnt.
In 3 ist ein Signaldiagramm dargestellt, das den Signalverlauf des Mischsignalstromes I_S am Eingang (+) von OP₂ und die Ausgangsspannung U_K am Ausgang von OP₂ zeigt. I_S steigt schlagartig mit Kippen von OP₂ in den positiven Vollausschlag. Darauf reagiert OP₁ mit einem fallenden Signal U_d welches in das Mischsignal mit Strom I_S geleitet wird und der Strom I_S fällt linear ab. Am Nullpunkt von I_S angelangt, kippt OP₂ wieder zurück in den negativen Vollausschlag und I_S folgt in seinen negativen Vollausschlag. Durch das nun steigende Signal U_d wird I_S in linearer Weise zurück an seinen Nullpunkt geführt, wo OP₂ abermals in den positiven Vollausschlag kippt, I_S entsprechend folgt und ein neuer Zyklus beginnt.
4 zeigt den Dreieck-Rechteck-Generator nach 1 in einer Abwandlung, welche den Dreieck-Rechteck-Generator in einen selbstschwingenden Schaltverstärker überführt. Von der Schaltungslegung nach 1 unterscheidet sich die Schaltungslegung in 4 durch einen zusätzlichen Widerstand R_e am invertierenden Eingang (–) von OP₁, durch den ein zu verstärkendes Signal U_e geleitet wird, und am Ausgang von OP₂ befindet sich ein Tiefpass aus der Induktivität L_T, C_T und der Lastwiderstand R_L, beispielsweise ein Lautsprecher. Die zu 1 beschriebene Funktionsweise ändert sich nun dadurch, dass das zu verstärkende Signal U_e über R_e in den Rückkopplungsstrom I₀ geleitet wird. Hierdurch addieren sich der Rückkopplungsstrom I₀, der aus U_K über R_gt an den invertierenden Eingang (–) von OP₁ geleitet wird, und I_e, welcher aus U_e über R_e an diese Stelle gelangt. Als Folge der Überlagerung von I₀ und I_e wird für einen positiven Halbzyklus von I₀ und eine negative Eingangsspannung U_e der Wert I₀ um den Betrag I_e abgesenkt. Hierdurch fällt die Ausgangsspannung U_d am Ausgang von OP₁ mit einer geringeren Rate als im Falle eines Eingangsstromes von I_e gleich Null. Die negative Steigung S⁺ ₀ in 2 wird nun zur negativen Steigung S⁺ _Ie, die einen geringeren Betrag als S⁺ ₀ hat. In Folge davon dauert es länger, bis das Mischsignal am Eingang (+) von OP₂ mit Strom I_S zu Null zurückgeführt wird, an welcher Stelle OP₂ kippt und in den negativen Vollausschlag überführt wird. An dieser Stelle addieren sich der negativ gepolte Rückkopplungsstrom I₀ aus U_K über R_gt und der negativ gepolte Beitrag von I_e. Als Folge davon steigt U_d schneller als im Falle von I_e gleich Null mit Steigung S^– _Ie. Dies wiederum hat zur Folge, dass das Mischsignal mit Strom I_S am Eingang (+) von OP₂ schneller als ohne äußere Störung von I_e zu Null zurückgeführt wird. Der negative Halbzyklus des Systems dauert in diesem Beispiel also kürzer als im ungestörten Zustand. Die Folge hiervon ist ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal, in welchem die Abweichung des Verhältnis der Zeit einer vollendeten Halbzykluswelle zur Gesamtzeit eines Zyklus von 1/2 genau proportional zur äußeren Störung I_e ist, wodurch der gewünschte Verstärkungseffekt eintritt, da das pulsbreitenmodulierte Signal durch den Tiefpass zurück in ein analoges Signal gewandelt wird und so die gewünschte Verstärkung eintritt. Die Proportionalität und somit die Linearität des Verstärkers ist durch folgende Verhältnisse in dem Verstärkersystem gegeben:
Betrachtet man den Modulationsgrad M = |I_e/I₀|, also der vorzeichenlose Anteil des Eingangsstromes im Verhältnis zum Rückkopplungssignal I₀, so ist der tatsächliche Rückkopplungsstrom I⁺ _s am invertierenden Eingang (–) von OP₁ während des positiven Schaltzustandes von OP₂, während dessen I₀ = I⁺ ₀ ist, gegeben durch: I+ 0s = I+ 0 – Ie = I+ 0(1 – M) (2)
Hingegen ist der tatsächliche Rückkopplungsstrom I^– _0s am invertierenden Eingang (–) von OP₁ während des negativen Schaltzustandes von OP₂, während dessen I₀ = I^– ₀ ist, gegeben durch: I– 0s = I– 0 + Ie = I– 0(1 + M) (3)
Die Zeit t₊, die sich der Operationsverstärker OP₂ im positiven Vollausschlag befindet, ist umgekehrt proportional zur Sinkrate von U_d. Je schneller U_d fällt, desto schneller kippt OP₂ in den negativen Vollausschlag und vergleichbar verhält sich t_–, die Zeit, in der sich OP₂ im negativen Vollausschlag befindet. Die Zeit ist deswegen proportional, weil die Sinkrate von U_d ebenfalls proportional zum tatsächlichen Rückkopplungsstrom I_0s ist.
Somit ist also t+ ~ |1/I+ 0s| = 1/[|I0|(1 – M)] (4)und t– ~ |1/I– 0s| = 1/[|I0|(1 + M)] (5)
Für eine ideale lineare Modulation gilt Folgendes:
Ist I_e = 0 und somit M = 0, so ist |I⁺ _0s| = |I^– _0s|. Folglich beträgt dann t₊ = t_–. Das Verhältnis von positivem Halbzyklus zu negativem Halbzyklus ist dann gleich 1 und das Verhältnis der Halbzyklusdauer zur Dauer des Gesamtzyklus beträgt 1/2. Beträgt I_e genau die Hälfte von I₀, so beträgt das oben genannte Verhältnis von Halbzyklusdauer zur Gesamtzyklusdauer 3/4 für die jeweils betroffene positive oder negative Halbwelle, weil dann die Differenz der zwei normierten Halbwellenflächenbeträge genau dem Modulationsgrad entspricht. Ist I_e im Extremfall gleich I₀, so ist das oben genannte Verhältnis im Idealfall gleich 1, gleichbedeutend mit einer Vollaussteuerung.
Der ideale Zustand einer linearen Pulsbreitenmodulation liegt also dann vor, wenn folgende Gleichung erfüllt ist: M = |Ie/I0| = (t+/ tges – t–/tges–) (6)mit t_ges = t₊ + t_–.
Das Verhältnis von t₊ und t_– zur Gesamtzykluszeit ist nach (5) gegeben durch: t+/(t+ + t–) = 1/[|I0|(1 – M)]/[1/|I0|(1 – M)] + 1/[|I0|(1 + M)] (7) t–/(t+ + t–) = 1/[|I0|(1 + M)]/[1/|I0|(1 – M)] + 1/[|I0|(1 + M)] (8)
Die Proportionalitätskonstanten kürzen sich in (7) und (8) heraus, so dass aus der Proportionalität Gleichheit wird.
Die Differenz der rechten Seiten von (7) und (8) ergibt genau M, womit die Linearität gegeben ist, weil Gleichung (6), die für einen idealen Verstärker gilt, auch für diesen Verstärkertyp gilt, wie durch die Differenz von (7) und (8) gezeigt wurde.
Die tatsächliche Zeitdauer eines Gesamtzyklus t_ges, also t_ges = t₊ + t_– ist in diesem Verstärkertyp aber unerwünschter Weise nicht konstant, sondern ist abhängig vom Modulationsgrad M. Tatsächlich dauert ein Gesamtzyklus t_ges um so länger, je höher das Eingangssignal U_e und damit I_e ist.
Die Summe von (4) und (5) ergibt nämlich: t+ + t– ~ 2/|I0|·1/(1 – M2) (9)somit ist die vom Modulationsgrad M abhängige Frequenz F_M gegeben durch: FM = 1/(t+ + t–) ~ |I0|/2·(1 – M2) (10)
Da der Betrag |I₀| eine konstante Größe ist, ist also die Gesamtdauer t_ges = t₊ + t_– eines Zyklus um so länger, je größer der Modulationsgrad M ist. Im Extremfall |I_e| = |I₀| ist der Modulationsgrad M also 1, so ist die Gesamtzyklusdauer t_ges = t₊ + t_– unendlich. Der hier selbstschwingende Verstärker ist zur Ruhe gekommen und verharrt in einem Zustand voller Aussteuerung, die zur Vermeidung der Zerstörung des Verstärkers zu verhindern ist. Eine Vermeidung der Vollaussteuerung zu einem Modulationsgrad M von nahe oder größer 1 kann durch einen Limiter im Eingang des Verstärkers erreicht werden, der die Eingangsspannung oder den Eingangstrom bis zu einem bestimmten Grad nicht und ab einer bestimmten Größe abregelt, damit der Modulationsgrad nicht überschritten wird. Um keine oder geringfügige Oberwellen in einem gegebenenfalls übersteuerten Eingangssignal zu vermeiden, kann der Limiter das Eingangssignal nicht abrupt ab einem bestimmten Wert, sondern allmählich begrenzen. Die Frequenz F_M sackt gemäß (10) quadratisch mit dem Modulationsgrad M ab. Dadurch ist es notwenig, zum Betrieb des Verstärkers, diesen weit unter dem maximalen Modulationsgrad einzusetzen, wodurch hohe Bauteildimensionsreserven nicht genutzt werden können, diese aber kostspielig sind. Der so aufgebaute Verstärker kann also nicht die Leistungsreserven der verwendeten Bauteile nutzen. Aber selbst wenn die Bauteile den hohen Belastungen bei hoher Aussteuerung widerstehen können, dann wird dabei die EMV des Verstärkers erheblich verschlechtert.
5 zeigt ein Signaldiagramm ausgewählter Leitungssignale des Verstärkertyps gemäß 4. Wie bereits in der Figurenbeschreibung zu 4 beschrieben, ist die negative Steigung S⁺ _Ie des Signals U_d am Ausgang von OP₁ während eines ersten Halbzyklus bei einem Eingangssignal I_e kleiner 0, was die positiven Halbwellen des Rückkopplungssignals I₀ zu I⁺ _0s = I⁺ ₀ – I_e verringert und die negativen Halbwellen desselben Signals zu I^– _0s = I^–0 + I_e vergrößert, geringer ausgeprägt als die positive Steigung S^– _Ie im entgegengesetzten Halbzyklus, so dass im Ergebnis das Ausgangssignal U_d von OP₁ unsymmetrisch in Bezug auf die Dauer der beiden Halbzyklen wird.
In 6 ist das Mischsignal mit dem Strom I_S dargestellt, welches den als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP₂ dazu veranlasst, bei negativem Signal I_e länger im positiven Vollausschlag als im negativen Vollausschlag pro Zyklus zu verweilen, wodurch sich das zeitliche Verhältnis der beiden Halbwellen zueinander verschiebt.
Wie bereits in (9) gezeigt, ist die Zyklusdauer bei gegebenem I_e umgekehrt proportional zum Rückkopplungsstrom I₀ und somit ist die Frequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers direkt proportional zu I₀. Auf der anderen Seite ist nach (1) die Frequenz des Gesamtsystems durch die Dimensionierung der Bausteine C_t, R_t, R_gt und R_ga einstellbar.
Genau an dieser Stelle setzt die vorliegende Erfindung an.
Da es, wie weiter oben beschrieben, unerwünscht und mit Nachteilen, wie geringer EMV, behaftet ist, dass der lineare Verstärker eine mit der Aussteuerung variierende Frequenz aufweist, soll die Erfindung die Schwingfrequenz dieses ansonsten sehr vorteilhaften Verstärkers über den Arbeitsbereich konstant halten und dabei die Vorteile des Verstärkers, wie die hohe Linearität und die geringe Rauschneigung, erhalten.
Da die Verstärkung des Eingangssignals durch den Verstärkers gemäß 4 nur vom Verhältnis M = I_e/I₀ und somit bei gegebenem I_e von R_gt abhängt, ist es möglich, die Bausteine C_t, R_t oder R_ga durch aktive Komponenten zu ersetzen, welche die Schwingfrequenz beeinflussen, ohne dabei das Verhältnis U_e zu U_a zu beeinflussen. Hierzu müssen diese Komponenten eine Charakteristik aufweisen, die der Schwingfrequenzabhängigkeit des Verstärkers von M entgegenwirkt. Hierzu bietet sich der Ersatz von R_ga durch eine aktive Komponente an, weil gemäß (1) eine Vergrößerung von R_ga mit einer Verringerung der Frequenz einhergeht. Selbstverständlich ist es auch möglich, die Rückkopplungskapazität C_t oder die den Kopplungswiderstand R_t zu variieren, aber der einfachste Weg ist der Ersatz von R_ga.
Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, statt U_K über R_ga in das Mischsignal mit dem Strom I_S einzuspeisen, ein drittes Signal aus U_K, und somit I₀, und dem Eingangssignal U_e, und somit I_e, zu erzeugen, welches eine der Frequenzabhängigkeit entgegengerichtete Wirkung hat. Der Rückkopplungsstrom I₀ ist bei konstant gehaltener Amplitude der Spannung U_K des Rechtecksignals am Ausgang von OP₂ eine Größe mit konstantem Betrag während eines Halbzyklus, alterniert aber sein Vorzeichen während des gesamten Zyklus (t₊ + t_–).
Erzeugt man ein Signal der Größe I₀ – I_e ² = I₀ ²·(1 – M²) aus den zur Verfügung stehenden Signalen I₀ und I_e mit Hilfe eines Analogrechners, der aus konkreten Bauteilen oder aus Operationsverstärkern mit bekannter Beschaltung zur Signalerzeugung mit dieser mathematischen Beziehung besteht oder verwendet man einen fertigen, kombinierten Differenzverstärker/Multiplizierer, und speist man dieses so erzeugte Signal an die Stelle, wo R_ga einen Strom U_K/R_ga dem Ausgangssignal von OP₁ zu dem Mischsignal mit Strom I_S überlagert, so wird durch das Eingangssignal I_e des Verstärkers die Schwingfrequenz des Verstärkers stabil gehalten. Hierzu ist es lediglich notwendig, das aus dem Analogrechner stammende lediglich notwendig, das aus dem Analogrechner stammende Signal I₀ ² – I_e ² synchron mit dem Vorzeichen von U_K in seiner Polarität zu alternieren.
Als Ersatzschaltung für R_ga kommt somit ein Analogrechner in Frage, der die Signale I₀ und I_e entsprechend aufbereitet. Hierzu bietet sich der Baustein AD 835 des Unternehmens Analog Devices an, dessen vier Eingänge X₁, Y₁, X₂ und Y₂ mit einer Präzision von +/– 1% des Sollausgangswertes bis zu einer Frequenz von 250 MHz zu einem Ausgangssignal der Größe (X₁ – X₂)·(Y₁ – Y₂) verarbeitet. Zur Erzeugung des gewünschten Korrektursignals innerhalb der internen Rückkopplung im Verstärker gemäß 4, wird Eingang Y₁ des Bausteins AD 835 mit Eingang X₂ desselben Bausteines verschaltet und mit U_e verbunden. Die Eingänge X₁ und Y₂ dieses Bausteines werden hingegen mit zwei durch Widerstände begrenzten Potentialen gleichen Betrages aber unterschiedlicher Polarität verbunden. Diese beiden gleichen Signale können dazu verwendet werden, die Grundfrequenz des Verstärkers im Leerlauf, also ohne Eingangssignal I_e, einzustellen. Der Ausgang des Bausteines AD 835 wird mit einem weiteren Multiplizierer aus konkreten Bauelementen, aus Operationsverstärkern mit bekannter Beschaltung oder mit einem weiteren Multiplizierer desselben Typs oder auch eines anderen Typs verschaltet, der das Ausgangssignal vom oben genannten Baustein mit +1 bei positivem Vollausschlag von OP₂ und mit –1 bei negativem Vollausschlag von OP₂ multipliziert. Hierzu bietet sich die Multiplikation mit U_K an, wobei der Faktor in U_K durch entsprechend niedrige Wahl der gleich hohen Signale an X₁ und Y₂ ausgeglichen werden kann. Die Ersatzschaltung für R_ga ist in 7 dargestellt. Die Signale I_e und I₀ gehen durch U_e und U_K in die Ersatzschaltung ein.
In 7 ist die Ersatzschaltung für R_ga im Schaltplan gemäß 4 dargestellt. Erfindungsgemäß wird in der Schaltung aus 4 der Widerstand R_ga aus der Schaltung entfernt und statt dieses Widerstandes wird die in 7 abgebildete Schaltung so mit der Schaltung gemäß Figur verbunden, dass der Ausgang 1 in 7 mit dem Eingang 2 in 8 verbunden wird. In die Schaltung gemäß 4 geht U_K und auch U_e ein. Zur Anpassung der Konstanten lassen sich die beiden Konstanten +W und –W beliebig einstellen und der Eingang von U_K ist gegebenenfalls durch einen Spannungsteiler so weit einzustellen, dass die oben beschriebene Korrekturgröße als elektrisches Signal am Ausgang 1 der Ersatzschaltung erhalten wird.
In 9 ist ein kombiniertes Blockschaltbild/Schaltbild eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers abgebildet, der sich durch die Analogstufe auszeichnet, wobei die Analogstufe durch zwei Eingänge a und b und einen Ausgang c charakterisiert ist. Am Ausgang c werden die Signaleingänge a und b gemäß c = k₁·b·(k₂ – a²) verknüpft und in das Kopplungssignal zwischen Umkehrintegrator OP₁ und Komparator OP₂ geschaltet.
In 10 ist ein zu 9 äquivalentes Schaltungsdiagramm abgebildet, in welchem die Analogrechenschaltung als in den Rückkopplungsweg vom Ausgang des Komparators 8 in den nicht invertierenden Eingang (+) desselben Komparators geschaltet ist. Multiplizierer 1 und 2 bilden zusammen mit R1 und R2 die Analogrechenschaltung, die das Rückkopplungssignal entsprechend verrechnet, so, dass eine stabile Frequenz erreicht wird. Die Funktionsweise der einzelnen Elemente und deren Zusammenwirken ist bereits oben in den vorherigen Figurenbeschreibungen gegeben worden.
In 11 ist ein Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers abgebildet, in welchem die Kopplung zwischen einer Umkehrintegratorstufe 4 und einer Komparatorstufe 8 mit Hilfe einer als Analogrechenschaltung aus Multiplizierer 1, Multiplizierer 2 und einem Operationsverstärker 3 abgebildet ist. Operationsverstärker ist hier als Dividierer geschaltet, so dass das aus Umkehrintegratorstufe 4 stammende Kopplungssignal durch (k – U_e ²) dividiert wird.
In 12 ist das Schaltungsdiagramm eines nach DE 29 17 926 aufgebauten getakteten Schaltverstärkers dargestellt, der zusätzlich eine als Analogrechenstufe wirkende Schaltung aus Multiplizierer 1, Multiplizierer 2 und Operationsverstärker 27 aufweist. Diese als Analogrechenstufe wirkende Schaltung multipliziert das Rückkopplungssignal, welches in den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 27 geführt ist, mit dem Faktor (k – U_e ²), wobei k eine Konstante und U_e ein zum zu verstärkenden Eingangssignal proportionales Signal ist. Durch die Multiplikation des Rückkopplungssignals wird die Übertragungsfunktion des Schaltverstärkers linearisiert, so, dass dieser Verstärkertyp ebenfalls eine hohe Oberwellenarmut wie auch eine hohen Grad der Linearität der Übertragungsfunktion aufweist.
In 13 ist wie in 12 ein das Schaltungsdiagramm eines nach DE 29 17 926 aufgebauten getakteten Schaltverstärkers dargestellt, in welchem eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe aus Multiplizierer 1 und Multiplizierer 2 und eines als Dividierer geschalteten Operationsverstärkers 3 mit dem Ausgang eines frequenzunabhängigen Dreieck-Generators geschaltet ist. Hierdurch wird die Amplitude des Dreieck-Generator-Signals, das in den Komparator 25 fließt, in Abhängigkeit von der Eingangssignalhöhe verändert. Auch hier wird durch die Multiplikatoren ein Signal erzeugt, das der Gleichung (k – U_e ²) genügt, wobei k eine Konstante und U_e ein zum zu verstärkenden Eingangssignal proportionales Signal ist. Dieses Signal wird als Teiler für das aus dem Dreieck-Generator stammende Signal verwendet, so dass mit zunehmender Eingangssignalgröße auch die Signalhöhe des Eingangssignals aus dem Dreieck-Generator am invertierenden Eingang des Komparators 25 vergrößert wird. Im Endeffekt wird dadurch die Übertragungsfunktion linearisiert, weil hierdurch ein der Übertragungsfunktion des unkorrigierten getakteten Schaltverstärkers exakt entgegengerichtetes Vergleichssignal entgegensteht und somit die Übertragungsfunktion durch entsprechende Variation des Vergleichssignals ausgeglichen wird.
In den Figuren wurde eine Analogrechenschaltung als Ersatzschaltung für einen Rückkopplungswiderstand oder für eine Rückkopplungsschaltung beschrieben. Dabei ist der Aufbau der Analogrechenstufe abhängig vom Einfluss der zu ersetzenden Bauteile auf die Frequenz. Wäre beispielsweise R_t im selbstschwingenden Schaltverstärker durch eine Ersatzschaltung ersetzt worden, so hätte die Analogrechenschaltung entsprechend zur Frequenzkorrektur eine Divisionsschaltung enthalten müssen.

Claims

Verfahren zur Korrektur der Rückkopplung von Schaltverstärkern, in welchen das Ausgangssignal in den Schaltverstärker zurückgeführt wird, um die Charakteristik des Schaltverstärkers zu stabilisieren, gekennzeichnet durch die Verwendung mindestens einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, welche aus wenigstens einem internen Kopplungssignal und dem zu verstärkenden Signal ein neues Signal zur Korrektur der Rückkopplung erzeugt, und diese wenigstens eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in jeweils einen internen Kopplungsweg geschaltet ist und jeweils das neue Signal jeweils in diesen internen Kopplungsweg fließt.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung eines selbstschwingenden Schaltverstärkers, in welchem eine Umkehrintegratorstufe mit einer Komparatorstufe gekoppelt und der Ausgang der Komparatorstufe in die Umkehrintegratorstufe rückgekoppelt ist, wodurch die Selbstschwingung entsteht, wobei der Verstärkereingang durch eine Überlagerung des zu verstärkenden Signals mit zumindest einem internen Kopplungssignal ausgebildet und der Verstärkerausgang durch eine als Tiefpass wirkende Stufe am Ausgang der Komparatorstufe ausgebildet ist.
Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die Verwendung eines Multiplizierers als Analogrechenschaltung.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, gekennzeichnet durch die Verschaltung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe in den Rückkopplungsweg der Komparatorstufe.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, gekennzeichnet durch die Verwendung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, die ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung multipliziert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante und U_e ein zur Spannung oder zum Strom des zu verstärkenden Eingangssignals proportionales Signal ist, wobei diese Analogrechenschaltung als Ersatzschaltung für eine Rückkopplung der Komparatorstufe dient und wobei das durch diese Analogrechenschaltung erzeugte Signal in die Komparatorstufe geführt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die Verwendung eines Dividierers als Analogrechenschaltung.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 6, gekennzeichnet durch die Verschaltung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe in den Kopplungsweg zwischen der Umkehrintegratorstufe und Komparatorstufe.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2, 6 oder 7, gekennzeichnet durch die Verwendung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, die ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal durch das Ausgangssignal aus einer Schaltung dividiert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante und U_e ein zur Spannung oder zum Strom des zu verstärkenden Eingangssignals proportionales Signal ist und wobei dieses Signal als Ersatzschaltung für eine Kopplung der Umkehrintegratorstufe mit der Komparatorstufe dient und wobei das durch diese Analogrechenschaltung erzeugte Signal in die Komparatorstufe geführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung eines getakteten Schaltverstärkers, in welchem ein Komparator ein zu verstärkendes Eingangssignal mit der Signalhöhe eines unabhängigen Dreieckgenerators vergleicht und in Abhängigkeit des Vergleiches eine einfache oder eine Gegentakt-Endstufe ein- oder umschaltet, wobei das Ausgangssignal in den Schaltverstärker rückgekoppelt wird.
Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Verwendung eines Multiplizierers als Analogrechenschaltung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 oder 10, gekennzeichnet durch die Verschaltung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe in den Rückkopplungsweg des Schaltverstärkers.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, gekennzeichnet durch die Verwendung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, die ein zum Ausgangssignal der Endstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung multipliziert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante und U_e ein zur Spannung oder zum Strom des zu verstärkenden Eingangssignals proportionales Signal ist, wobei das durch diese Analogrechenschaltung erzeugte Signal in die Komparatorstufe geführt wird.
Selbstschwingender Schaltverstärker, in welchem eine Umkehrintegratorstufe mit einer Komparatorstufe gekoppelt und der Ausgang der Komparatorstufe in die Umkehrintegratorstufe rückgekoppelt ist, wodurch die Selbstschwingung entsteht, wobei der Verstärkereingang durch eine Überlagerung des zu verstärkenden Signals mit zumindest einem internen Kopplungssignal ausgebildet und der Verstärkerausgang durch eine als Tiefpass wirkende Stufe am Ausgang der Komparatorstufe ausgebildet ist, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe vorliegt, welche aus wenigstens einem internen Kopplungssignal und dem zu verstärkenden Signal ein neues Signal erzeugt, und diese wenigstens eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in jeweils einen internen Kopplungsweg geschaltet ist und jeweils das neue Signal jeweils in diesen internen Kopplungsweg fließt.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in den Rückkopplungsweg der Komparatorstufe und/oder der Umkehrintegratorstufe geschaltet ist.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in den Kopplungsweg zwischen der Umkehrintegratorstufe und Komparatorstufe geschaltet ist.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass vor den Verstärkereingang ein Limiter geschaltet ist, der den Betrag der Eingangsspannung des zu verstärkenden Signals bis zu einem vorgegebenen Wert begrenzt.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung multipliziert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und wobei dieses Signal als Ersatzschaltung für eine Rückkopplung der Komparatorstufe dient.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach einem der Ansprüche 13 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal durch das Ausgangssignal aus einer Schaltung dividiert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und wobei dieses Signal als Ersatzschaltung für eine Kopplung der Umkehrintegratorstufe mit der Komparatorstufe dient.
Selbstschwingender Schaltverstärker nach einem der Ansprüche 13 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des Schaltverstärkers durch einen Limiter vor einem Modulationsgrad von nahe oder größer 1 geschützt ist.
Getakteter Schaltverstärker, in welchem ein Komparator ein zu verstärkendes Eingangssignal mit der Signalhöhe eines unabhängigen Dreieckgenerators vergleicht und in Abhängigkeit des Vergleiches eine einfache oder eine Gegentakt-Endstufe ein- oder umschaltet, wobei das Ausgangssignal in den Schaltverstärker rückgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe vorliegt, welche aus wenigstens einem internen Kopplungssignal und dem zu verstärkenden Signal ein neues Signal erzeugt, und diese wenigstens eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in jeweils einen internen Kopplungsweg geschaltet ist und jeweils das neue Signal jeweils in diesen internen Kopplungsweg fließt.
Getakteter Schaltverstärker nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in den Rückkopplungsweg der Komparatorstufe geschaltet ist.
Getakteter Schaltverstärker nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe ein zum Ausgangssignal der Endstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung multipliziert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k – U_e ² genügt, wobei k eine Konstante und U_e ein zur Spannung oder zum Strom des zu verstärkenden Eingangssignals proportionales Signal ist und wobei dieses Signal als Eingangssignal der Komparatorstufe dient.
Verfahren zur Linearisierung der Übertragungsfunktion eines getakteten Schaltverstärkers, welcher durch Vergleich eines Eingangssignales mit dem Signal eines Dreieck-Generators ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal erzeugt, gekennzeichnet durch die Modulation der Amplitude des Dreieck-Generators durch eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe, welche aus dem zu verstärkenden Signal ein erstes Signal erzeugt, das der Gleichung (k – U_e ²) genügt, wobei k eine Konstante und U_e die Spannung oder der Strom des zu verstärkenden Signales ist und wobei die konstante Amplitude des Dreieck-Generators mit dem ersten Signal multipliziert wird.
Getakteter Schaltverstärker, in welchem ein Komparator ein zu verstärkendes Eingangssignal mit der Signalhöhe eines frequenzunabhängigen Dreieck-Generators vergleicht und in Abhängigkeit des Vergleiches eine einfache oder eine Gegentakt-Endstufe ein- oder umschaltet, wobei das Ausgangssignal in den Schaltverstärker rückgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude des Dreieck-Generators mit einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe gekoppelt ist, wobei die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe aus dem Eingangssignal ein erstes Signal erzeugt, das der Gleichung (k – U_e ²) genügt, wobei k eine Konstante und U_e die Spannung oder der Strom des zu verstärkenden Eingangssignales ist und wobei die konstante Amplitude des Dreieck-Generators durch eine multiplikativ wirkende Schaltung mit diesem ersten Signal gekoppelt ist und wobei das aus dieser Kopplung stammende Signal als Vergleichssignal in den Komparator fließt.