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Die
Erfindung betrifft eine Messvorrichtung und ein Verfahren zum Messen
von relativen Phasenlagen von digitalen Signalen.
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Bei
einer digitalen Echtzeit-Signalanalyse im Zeitbereich ist es wichtig,
die Phasenlage des zu testenden Signals gegenüber dem Referenzsignal zu kennen.
Abweichungen in der Phasenlage zwischen diesen beiden Signalen führen zu
einer reduzierten Genauigkeit bei der Bestimmung der Signalparameter.
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Die
relative Phasenlage von Signalen ist die Phasendifferenz, d. h.
die zeitliche Verschiebung der Signale zueinander. Aus Tietze U.,
Schenk Ch. "Haltleiter-Schaltungstechnik", 10. Auflage, S.
956 ist bekannt, die Phase mittels eines Abtast-Halteglieds zu detektieren, indem die
Spannung eines Signals zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs eines Referenzsignals
auf einen Kondensator geschaltet wird und wobei die Spannung an
dem Kondensator ein Maß für die Phase
angibt.
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Eine
Messung der relativen Phasenlage von digitalen Signalen unter Verwendung
eines Kondensators, der ein Verzögerungsglied
darstellt, würde
bei hohen Frequenzen, beispielsweise im Bereich von 1 MHz bis 10
MHz die Messung verlangsamen und nicht in Echtzeit durchgeführt werden
können.
Zudem wird bei der Messung von relativen Phasenlagen von digitalen
Signalen mit solch hohen Frequenzen eine hohe Abtastrate und gleichzeitig
eine gute Auflösung
gefordert. Bei einer Signalfrequenz von 10 MHz und geforderten 1000
Abtastwerten pro Periode müsste
die Abtastfrequenz 1000·10
MHz = 10 GHz betragen. Eine solch hohe Abtastfrequenz ist für viele
Anwendungen nicht realisierbar.
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Es
ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Messvorrichtung und ein Verfahren
anzugeben, mit dem die relative Phasenlage zwischen zwei digitalen
Signalen in Echtzeit gemessen wird, auch wenn die Signale hohe Frequenzen
aufweisen.
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Diese
Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen.
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Erfindungsgemäß wird ein
Verfahren zum Messen einer relativen Phasenlage zwischen einem periodischen
digitalen Testsignal und einem periodischen digitalen Referenzsignal
bereitgestellt. Bei dem Verfahren werden zunächst M Perioden des Testsignals
und M Perioden des Referenzsignals empfangen. Die Periodenlänge des
Testsignals und die Periodenlänge
des Referenzsignals betragen jeweils Tsig und
M ist eine natürliche
Zahl größer 1. Das
Testsignal liegt nicht als kontinuierliche Funktion, sondern als
Folge von äquidistanten Abtastwerten
vor. Um eine vorgegebene Genauigkeit der Analyse zu erreichen, ist
eine Mindestanzahl von Abtastwerten pro Testsignalperiode erforderlich.
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Das
Testsignal wird mit N Abtastwerten abgetastet. Die Abtastwerte sind
synchronisiert zum Referenzsignal, d. h. sie haben eine definierte
relative Phasenlage zum Referenzsignal. Der zeitliche Abstand der
Abtastwerte ist durch die Abtastfrequenz fs,
die gleich 1/Ts ist, gegeben. Die Anzahl
der Abtastwerte N ist so gewählt,
dass N·Ts = M·Tsig gilt. N ist dabei eine natür liche Zahl
größer als
M. Die Abtastwerte werden mittels des Wertes n nummeriert. n wird
dabei in dem Bereich 0 ≤ n ≤ N – 1 bei
Null beginnend jeweils um 1 hochgezählt.
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Die
relative Phasenlage T
Φ zwischen dem Testsignal
und dem Referenzsignal wird mittels des Terms
berechnet. K ist dabei eine
Konstante und Idx(i) ist die Nummer n desjenigen Abtastwertes, der
der erste Abtastwert nach dem Nulldurchgang des Testsignals in der
i-ten Perioden des Referenzsignals ist. Die Perioden werden von
0 bis einschließlich
M – 1
hochgezählt.
Bei den Nulldurchgängen
werden entweder nur die steigenden oder nur die fallenden Nulldurchgänge berücksichtigt.
Steigende Nulldurchgänge
werden im folgenden auch als positive Nulldurchgänge und fallende Nulldurchgänge auch
als negative Nulldurchgänge
bezeichnet.
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Die
N Abtastwerte werden auf die Vielzahl der empfangenen Perioden des
Testsignals verteilt. Damit ist es vorteilhafterweise möglich, mit
einer niedrigen Abtastfrequenz zu arbeiten und dennoch die erforderliche zeitliche
Auflösung
zu erreichen. Steht bspw. eine Abtastschaltung zur Verfügung, die
in der Lage ist, ein Signal mit maximal 350 MHz abzutasten, so können N =
1000 Abtastwerte auf mindestens 10 GHz/350 MHz = 28,57 Perioden
verteilt werden. Die Anzahl der Perioden M muss ganzzahlig sein.
Deshalb würde
man in diesem Beispiel M = 29 wählen.
Die N Abtastwerte des sinusförmigen
Testsignals werden auf M Perioden verteilt, so dass für einen
Datensatz M Messungen zur Verfügung
stehen, aus deren Mittelwert die Phasenlage bestimmt wird. Dadurch
wird die Rauschempfindlichkeit stark reduziert. Durch geeignete
Wahl von M können
Signale mit einer beliebig hohen virtuellen Abtastrate bearbeitet
werden.
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Der
Term
gibt dabei die Rechenvorschrift
an, mit deren Hilfe die relative Phasenlage zwischen dem Testsignal
und dem Referenzsignal bestimmt werden kann. Um die Abtastwerte
auf mehrere Perioden zu verteilen, ist es notwendig, dass das Testsignal
und das Referenzsignal periodisch sind. Die Verwendung von niederfrequenten
Abtastraten ermöglicht
die Verwendung von einfachen und somit auch billigen Messvorrichtungen,
bspw. für
die Erzeugung der Abtastfrequenz. Falls keine Vorrichtungen für das Abtasten
mit einer sehr hohen Abtastfrequenz zur Verfügung stehen, wird erst durch
die Verteilung der Abtastwerte auf mehrere Perioden das Messen der
Phasenlage von Testsignalen mit hohen Frequenzen ermöglicht.
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Die
Nummer der Abtastwerte n wird von 0 bis einschließlich N – 1 hochgezählt, wodurch
ein häufiges Rücksetzen
eines für
das Hochzählen
benötigten
Zählers
vermieden wird. Die Synchronisierung der Abtastung mit dem Referenzsignal
ist aufwändig
und sollte deshalb nur so oft wie notwendig erfolgen.
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Die
Werte Idx(i) können
während
der M Perioden des Testsignals abgelesen werden und stehen somit in
Echtzeit zur Verfügung.
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Die
reale Abtastrate beträgt
für diese
Konfiguration nur noch fs = fsig·N/M =
344,828 MHz. Dabei ist fsig = 1/Tsig. Sortiert man die auf M = 29 Perioden
liegenden Abtastwerte auf eine einzige Periode um, so erhält man eine
virtuelle Abtastfrequenz von fvs = N·fsig = 10 GHz.
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Vorzugsweise
ist die Anzahl der Abtastwerte N und die Anzahl der empfangenen
Perioden M zueinander prim, d. h. teilerfremd.
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Falls
dagegen M und N einer gemeinsamen Teiler haben, so sind einige der
Abtastungen bloß Wiederholungen
von anderen Abtastwerten. Ist bspw. M = 2 und N = 512, so werden
zweimal hintereinander 256 Werte des Testsignals abgetastet. Dabei
tastet der zweite Satz von 256 Abtastungen zwar die zweite Periode ab,
erhält
aber die gleichen Werte wie bei Abtastung der ersten Periode. Der
zweite Satz von Abtastungen bringt folglich keinen Informationsgewinn.
Solche unnötigen
Abtastungen werden durch das Vorsehen von zueinander teilerfremden
Werten M und N vermieden.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung wird die Konstante K mittels des Terms (NM) – N + M
berechnet. Somit kann K unabhängig
von den Periodendauern T
sig und T
s berechnet werden. Vorzugsweise wird die relative
Phasenlage T
Φ mittels
einer der Formeln
berechnet.
Idx(i
+) bezeichnet die Nummern der Abtastpunkte
unmittelbar nach dem Nulldurchgang der steigenden Flanke. Die Formeln
geben jeweils die obere und die untere Schranke eines Bereichs,
in dem sich der Wert für
die norminierte Phasenlage befindet, an.
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Die
Herleitung der Formeln erfolgt, indem zunächst ein periodisches, kontinuierliches
Testsignal mit M Perioden betrachtet wird. Die Zeitverschiebung
des Testsignals gegenüber
einem Referenzsignal betrage T
Φ. Der zeitliche Abstand
zwischen zwei positiven Nulldurchgängen des Testsignals ist gleich
der Periodendauer T
sig. Die Zeitpunkte,
an denen das ansteigende Testsignal die Nulllinie schneidet, sind
mit T
0i bezeichnet. Addiert man die M-Zeitpunkte
der positiven Nulldurchgänge
T
0i, so ergibt sich:
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Stellt
man (2.1) nach T
Φ um, so erhält man:
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Für eine Phasenkompensation
ist es günstig,
die zeitliche Verschiebung TΦ auf die Abtastzeit Ts = 1/fs, die den
zeitlichen Abstand zwischen zwei Abtastwerten angibt, zu beziehen.
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Die
Abtastzeit und die Periodendauer des Testsignals sind über das
Verhältnis
der Anzahl der Abtastwerte N und der Anzahl der Perioden M miteinander
verknüpft.
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Setzt
man das Verhältnis
aus (2.4) in (2.3) ein, so erhält
man schließlich
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Mit
der Abkürzung
erhält man:
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Normiert
man die Phasenverschiebung auf die Signalfrequenz T
sig,
ergibt sich die Formel zu:
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Die
Genauigkeit des Verfahrens kann durch die Bestimmung des Fehlers
ermittelt werden. Liegt der erste Nulldurchgang der steigenden Flanke
exakt bei einem ganzen Vielfachen der Abtastzeit, so gilt für diesen Zeitraum: T00 =
kTs, k ∈ N (3.1)
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Liegt
der Nulldurchgang jedoch zwischen zwei Abtastwerten, so ist noch
ein positiver Wert kleiner 1 zu berücksichtigen. T00 =
(k + α)Ts = α·Ts + kTs, 0 < α < 1 (3.2)
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Der
zweite Nulldurchgang findet eine Periodendauer später statt.
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Für den i-ten
Nulldurchgang gilt dann:
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Bei
der Aufsummierung der Zeiten werden nur die Indizes der Abtastwerte
addiert. Das heißt,
nur ganzzahlige Vielfache der Abtastzeit Ts werden berücksichtigt.
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Der
Operator Int(χ)
liefert den Ganzzahlanteil der Gleitkommazahl χ. Die unberücksichtigte Summe der Reste
führt zu
einem Fehler ε.
Die Reste werden durch den Modulo Operator gebildet.
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Da
N und M teilfremd sind, ist deren Verhältnis nicht ganzzahlig. N lässt sich
in die Summe aus einem Vielfachen von M und einem Rest zerlegen. iN = aiM
+ bi (3.7) mod(iN, M) = bi (3.8)
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Da
M und N zueinander prim sind, durchlaufen die Koeffizienten bi alle Werte von 0 bis M – 1.
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Auch
der Ausdruck M α lässt sich
in einen ganzzahligen und einen gebrochenen Anteil zerlegen. Mα = cM + β mit 0 ≤ β < 1 (3.9)
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Aus
der Beziehung β < 1 folgt, dass die
Summe aus β und
bi für
alle i kleiner als M ist. bi + β < M ∀i mit 0 ≤ i < M – 1 (3.10)und somit mod(Mα + iN, M) = mod(Mα, M) + mod(iN,
M) = β +
bi (3.11)
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Das
heißt,
eine Verschiebung des Testsignals um α macht sich in der ganzzahligen
Summe der Nulldurchgänge
nicht bemerkbar. Für
die Summe der Reste erhält
man somit:
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Bei
der Bildung der Ganzzahlwerte hat man die Möglichkeit, die Punkte unmittelbar
vor den Nulldurchgängen
oder die Punkte unmittelbar nach den Nulldurchgängen zu verwenden.
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Bei
der Wahl der Abtastwerte vor dem Nulldurchgang wird die Ganzzahl
durch eine Abrundung gebildet. Dies wird durch den floor () Operator
erreicht, der stets zu der nächst
kleineren ganzen Zahl abrundet. Die Summe über die ganzzahligen Indizes
ist in diesem Fall zu klein. Das Ergebnis muss noch um die Anteile
der Reste nach oben korrigiert werden. Für den i-ten Nulldurchgang gilt
dann:
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Idx(i
–)
bezeichnet die Indizes der Abtastpunkte unmittelbar vor dem Nulldurchgang
der steigenden Flanke. Damit erhält
man für
die Summe der Nulldurchgänge:
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Berücksichtigt
man diese Beziehung in (2.7), so erhält man:
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Bei
der Wahl der Abtastwerte vor dem Nulldurchgang wird die Ganzzahl
durch eine Aufrundung gebildet. Dies wird durch den ceil () Operator,
der jeweils auf die nächst
größere Zahl
aufrundet, erreicht. Die Summe über
die ganzzahligen Indizes ist in diesem Fall zu groß. Das Ergebnis
muss noch um die Anteile der Bruchterme nach unten korrigiert werden.
Für den
i-ten Nulldurchgang gilt dann:
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Damit
erhält
man für
die Summe der Nulldurchgänge:
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Berücksichtigt
man diese Beziehung in (2.7), so erhält man:
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Der
Gesamtfehler setzt sich aus dem Einfluss der Bruchterme und der
Phasenlage zwischen zwei Abtastpunkten zusammen. Der erste kann
exakt bestimmt werden, während
der zweite nur innerhalb einer festen Schranke angegeben werden
kann. Sowohl in (3.16) als auch in (3.19) kommt der Korrekturfaktor β – 1/2 vor. Da β zwischen
0 und 1 liegt, kann dieser Ausdruck als variabler Fehler |±β/2|≤|±1/2| angegeben
werden.
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Weitere
Auswerteformeln für
die Indizes der Abtastpunkte unmittelbar nach dem Nulldurchgang
der steigenden Flanke ergeben sich durch Umformen von Gleichung
(3.21).
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Bei
der Normierung auf die Signalperiode T
sig ergibt
sich:
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Dagegen
erhält
man bei Normierung auf die Abtastzeit
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Die
Normierung auf die virtuelle Abtastzeit
ergibt:
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Für den Messfehler
F, bezogen auf die Signalfrequenz f
sig,
gilt folglich
Das Ergebnis steht somit
mit einer definierten Genauigkeit zur Verfügung. Die Genauigkeit kann
durch die Erhöhung
der Abtastwerte N vergrößert werden.
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Vorzugsweise
wird der Wert n zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Referenzsignals
in derjenigen Periode, in der i = 0 ist, auf Null gesetzt und somit
synchronisiert. Dies vereinfacht die Rechnung, da somit Idx(i) jeweils
auf den Nulldurchgang des Referenzsignals bezogen ist und bei der
Berechnung der relativen Phasenlage direkt die Phasendifferenz zwischen
den Nulldurchgängen
des Testsignals und dem Nulldurchgang des Referenzsignals berechnet
wird. Besonders geeignet ist das Verfahren bei sinusförmigen Testsignalen
und sinusförmigen
Referenzsignalen. Bei diesen eignet sich der Nulldurchgang zur Messung
besonders gut, während
Minima und Maxima schwer zu detektieren sind. Im Maximum und im
Minimum ist die Ableitung 0 und somit die Empfindlichkeit gering.
Eine Messung des Maximums und des Minimums wäre somit sehr rauschempfindlich.
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Die
Erfindung betrifft auch eine Messvorrichtung zum Messen der relativen
Phasenlage zwischen einem periodischen digitalen Testsignal und
einem periodischen digitalen Referenzsignal. Die Messvorrichtung enthält einen
Eingangsanschluss zum Empfang eines Testsignals und einen Eingangsanschluss
zum Empfang eines Referenzsignals.
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Weiterhin
ist eine Abtasteinheit vorgesehen, die M Perioden des Testsignals
abtastet. Dazu werden N Abtastwerte mit einer Abtastfrequenz fs = 1/Ts verwendet.
Die Abtastwerte sind zeitlich mit dem Referenzsignal synchronisiert,
d. h. sie haben eine feste Phasenbeziehung zu dem Referenzsignal.
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Dabei
gilt für
das Verhältnis
von N und M: N·Ts = M·Tsig. Tsig ist gleich
der Periodenlänge
des Testsignals und gleich der Periodenlänge des Referenzsignals. M
ist eine natürliche
Zahl größer 1 und
N eine natürliche
Zahl größer M. Die
Abtasteinheit weist einen Zähler
auf, der die Anzahl n der Abtastwerte fortlaufend von 0 bis N – 1 zählt und
dessen Zählerstand
die Anzahl n der Abtastwerte angibt. Dabei gilt 0 ≤ n ≤ N – 1. Die
N Abtastwerte werden somit auf mehrere Perioden des Testsignals
verteilt. Dadurch kann vorteilhafterweise mit einer niedrigen Abtastfrequenz
fs abtastet werden, was das Messverfahren
einfacher und somit billiger macht.
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Die
Testvorrichtung weist weiterhin eine Berechnungseinheit auf, die
die Phasenlage T
Φ zwischen dem Testsignal
und dem Referenzsignal unter Verwendung des Terms
berechnet.
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K
ist eine Konstante und Idx(i) entspricht entweder dem Zählerstand
zu dem Zeitpunkt des ersten Abtastwerts nach einem Nulldurchgang
des Testsignals während
der i-ten Periode des Referenzsignals oder dem Zählerstand zu dem Zeitpunkt
des letzten Abtastwerts vor einem Nulldurchgang des Testsignals
während
der i-ten Periode des Referenzsignals. Dabei werden entweder nur
steigende oder nur fallende Nulldurchgänge berücksichtigt.
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Die
Messvorrichtung kann mit einer einfachen Rechenvorschrift die relative
Phasenlage bestimmen. Dabei wird der Zähler erst bei Erreichen des
Wertes N – 1
wieder auf Null rückgesetzt,
da das Rücksetzen
aufwändig
ist.
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Vorzugsweise
sind M und N teilfremd, um bloße
Wiederholungen von Abtastungen zu vermeiden.
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In
einer Ausführungsform
der Messvorrichtung wird K mittels des Terms (N·M) – N + M berechnet, wodurch
K unabhängig
von T
sig und T
s bestimmt
wird. T
sig und T
s sind
in der Regel nicht ganzzahlig und eignen sich daher schlecht zur
digitalen Weiterverarbeitung. T
Φ kann
auch mittels einer der Formeln
berechnet
werden, wobei T
vs = T
s/M
gilt und wobei Idx(i
+) der Nummer n desjenigen
Abtastwertes entspricht, der der erste Abtastwert nach einem positiven
Nulldurchgang des Testsignals während
der i-ten Periode des Referenzsignals ist. Es ist auch möglich, die
relative Phasenlage mittels einer Umformung einer der obigen Formeln
zu berechnen, beispielsweise indem die negativen Nulldurchgänge als
Bezugspunkte verwendet werden.
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Der
Messfehler ist bei der Messung mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens
bekannt und beträgt bei
der Messung des Wertes
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Vorzugsweise
wird der Zählerstand
des Zählers
zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Referenzsignals in der ersten
Periode, die durch i = 0 definiert ist, auf Null gesetzt wird. Dadurch
lässt sich
aus einer der oben genannten Formeln direkt der Wert für die relative
Phasenlage, bezogen auf die Nulldurchgänge des Testsignals und des
Referenzsignals, bestimmen.
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Besonders
gut eignet sich die Messvorrichtung als Teil eines BISTs (Built-In-Self-Tests),
da sie durch eine einfache und somit platzsparende Hardwarerealisierung
implementiert werden kann. Die Messvorrichtung kann als Teil einer
Phasenkorrekturschaltung ausgebildet sein, die auch bei hohen Testfrequenzen
eine hohe Auflösung
ermöglicht.
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Die
Erfindung ist in den Zeichnungen anhand eines Ausführungsbeispiels
näher veranschaulicht.
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1 zeigt
die erfindungsgemäße Verteilung
der Abtastwerte über
M Perioden eines Testsignals.
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2 zeigt
ein sinusförmiges
Testsignal und ein sinusförmiges
Referenzsignal, die an die Eingänge einer
erfindungsgemäßen Messschaltung
angeschlossen werden.
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3 zeigt
eine Testvorrichtung mit einer erfindungsgemäßen Messvorrichtung.
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4 zeigt
Details der erfindungsgemäßen Messvorrichtung
aus 3.
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1 zeigt
in zwei Diagrammen Testsignale mit Abtastwerten. In beiden Diagrammen
ist jeweils die Amplitude des Testsignals für drei Perioden über einer
normierten Zeit aufgetragen. Die Zeit dabei ist auf die Periode
des Testsignals Tsig bezogen. Die Amplitude
des sinusförmigen
Testsignals hat Werte im Bereich [–1; +1]. Die Perioden werden
mittels des Wertes i, der von 0 bis 2 die Perioden nummeriert, gekennzeichnet.
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Pro
Periode wird das Testsignal im oberen Diagramm 20 mal abgetastet.
Die Abtastwerte sind jeweils durch die Kreise mit dazugehörigen Ziffern
0 bis 19 kenntlich gemacht. Die Abtastfrequenz fs beträgt 20/Tsig.
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In
dem unteren Diagramm ist das gleiche Testsignal wie in dem oberen
Diagramm gezeigt. Allerdings unterscheiden sich die Diagramme hinsichtlich
der Abtastung. Im Vergleich zum oberen Diagramm wurden Abtastpunkte
entfernt, sodass es nur noch N = 20 Abtastpunkte, die sich über die
M = 3 Perioden verteilen, gibt. Die Anzahl der Abtastwerte wird
als N bezeichnet und die Anzahl der abgetasteten Perioden ist M.
Die Abtastfrequenz fs ist somit 20/(3·Tsig). Im oberen Diagramm wiederholen sich
die abgetasteten Werte von Periode zu Periode. Im unteren Diagramm
sind die 20 abgetasteten Werte alle unterschiedlich, da die Anzahl
der Abtastwerte N und die Anzahl der Perioden M zueinander prim
sind.
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2 zeigt
ein Testsignal und ein Referenzsignal, wie sie an eine erfindungsgemäße Testvorrichtung angelegt
werden. Das Referenzsignal ist mittels der durchgezogenen Kurve
dargestellt, während
das Testsignal mittels der gestrichelten Kurve abgebildet ist. Die
Amplitude des Referenzsignals und die Amplitude des Testsignals
sind über
der bezüglich
der Periodendauer des Testsignals Tsig normierten
Zeit t/Tsig aufgetragen.
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Das
Testsignal wird mit 20 Abtastwerten abgetastet. Die Abtastwerte
sind mit 0 bis 19 fortlaufend gekennzeichnet, wobei der Abtastwert
0 zu dem Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Referenzsignals abgelesen wird.
Zwei aufeinander folgende Abtastwerte haben einen zeitlichen Abstand
von Ts/Tsig. Das
Referenzsignal hat einen positiven Nulldurchgang bei t/Tsig = 0. In dem vorliegenden Beispiel ist
das Testsignal gegenüber
dem Referenzsignal um TΦ = Tsig/7
= 0,14·Tsig verschoben. Die Ziffern an den Markierungen
stellen die Indizes der Abtastwerte dar. Die Zählung beginnt mit dem ersten
Nulldurchgang des Referenzsignals. Zur Bestimmung der Phasenverschiebung
werden die Indizes der M-Abtastwerte herangezogen, welche unmittelbar
einem positiven Nulldurchgang folgen. Diese Indizes werden als Idx(i+) bezeichnet.
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Die
Phasenverschiebung T
Φ/T
sig in
Form einer auf die Signalfrequenz normierten Zeit erhält man,
indem man die Summe über
die oben beschriebenen M-Indizes bildet, das Ergebnis durch die
Anzahl N der Abtastwerte dividiert und eine Konstante abzieht. Die
entsprechende Formel lautet
Die aus den Indizes der
Abtastwerte bestimmte Phasenlage ergibt sich so zu:
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Gibt
man die Phasenlage in Bruchteilen der Periodendauer T
sig an,
führt dies
auf:
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Gibt
man die Phasenlage in Bruchteilen der Abtastzeit T
s an,
führt dies
auf:
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3 zeigt
eine Testvorrichtung, in der eine erfindungsgemäße Messvorrichtung verwendet
wird. Eine Testvorrichtung 1 enthält eine Offset-Korrektur 2,
eine Phasenerkennung 3, eine Amplituden-Korrektur 4,
eine Phasen-Korrektur 5, ein Differenzglied 6 und
eine Rauschanalyse 7.
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Die
Offset-Korrektur 2 empfängt
ein Testsignal, während
die Amplituden-Korrektur 4 ein Referenzsignal empfängt. Das
Testsignal und das Referenzsignal sind zeitdiskrete Signale und
das Testsignal ist ein digitalisiertes Analogsignal. Das Testsignal
und das Referenzsignal sind beide sinusförmig. Die Offset-Korrektur gibt
ein offsetfreies Testsignal an die Phasenerkennung 3 und
die Amplituden-Korrektur 4 aus. In der Offsetkorrektur 2 wird
der Gleichanteil des Signals bestimmt und von dem Testsignal subtrahiert,
sodass ein mittelwertfreies Signal entsteht.
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Die
Phasenerkennung 3 empfängt
auch das Referenzsignal 4 und enthält eine erfindungsgemäße Messvorrichtung
zur Bestimmung einer relativen Phasenlage. Dabei wird die Phasenlage
zwischen dem offsetfreien Testsignal und dem Referenzsignal bestimmt.
In der Amplituden-Korrektur 4 wird die Amplitude des Referenzsignals
der Amplitude des Testsignals angepasst.
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Die
Amplituden-Korrektur 4 gibt ein amplitudenkorrigiertes
Referenzsignal aus, das in der Phasen-Korrektur 5 je nach
Ausgangswert der Phasenerkennung in seiner Phase verändert und
an den invertierenden Eingang des Differenzglieds 6 ausgegeben
wird. In der Phasen-Korrektur 5 wird die Phasenlage des
Referenzsignals der Phasenlage des Testsignals angepasst.
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Nachdem
die Amplituden und die Phasen der des Testsignals und des Referenzsignals
angepasst sind, wird in dem Differenzglied 6 die Differenz
der beiden Signale gebildet. Das Differenzsignal am Ausgang des
Differenzglieds 6 erhält
nur noch die Rauschanteile des Testsignals. In der Rauschanalyse 7,
die mit ihrem Eingang an den Ausgang des Differenzgliedes 6 angeschlossen
ist, wird das Rauschsignal analysiert und das Ergebnis der Analyse
ausgegeben.
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Die
Genauigkeit der Rauschanalyse hängt
im wesentlichen von der Qualität
des Rauschsignals ab. Ist die Phasenlage zwischen den beiden Signalen
nicht vollständig
kompensiert, so enthält
das Rauschsignal noch Komponenten des Testsignals, was eine fehlerhafte
Bestimmung des Signal-Rausch-Verhältnisses zur Folge hat.
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Die
Testvorrichtung 1 bestimmt das Signal-Rausch-Verhältnis des
Testsignals. Die Auswertung findet in Echtzeit im Zeitbe reich statt.
Der Vorteil dieser Vorgehensweise besteht zum einen darin, dass
die Auswertung extrem schnell in Echtzeit durchgeführt wird
und zum anderen darin, dass die Vorrichtung in Form eines BIST in
einem Halbleiterbaustein integriert werden kann. Sie zeigt eine
sehr einfache Hardwarerealisierung, welche nur wenige Ressourcen
in Anspruch nimmt und somit in besonderer Weise für eine BIST-Implementierung
geeignet ist.
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4 zeigt
Einzelheiten der Phasenerkennung 3 in einer schematischen
Darstellung. Die Phasenerkennung 3 enthält ein Verzögerungsglied 31, einen
ersten Vergleicher 32, einen zweiten Vergleicher 33,
einen Abtastzähler 34,
ein UND-Gatter 36, einen ersten Speicher 35, einen
zweiten Speicher 37, einen Summierer 38 und ein
Ausgabe-Flip-Flop 39.
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Das
offsetfreie und zeitdiskrete Testsignal wird an das Verzögerungsglied 31 und
an den zweiten Vergleicher 33 geführt. Das Verzögerungsglied 31 empfängt auch
einen Abtasttakt und gibt an seinem Ausgang ein verzögertes,
offsetfreies Testsignal an den ersten Vergleicher 32 aus.
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Die
Ausgänge
des ersten Vergleichers 32 und des zweiten Vergleichers 33 werden
an die Eingänge des
UND-Glieds 36 geführt,
das an seinem Ausgang an das Enable-Signal des Summierers 38 angeschlossen ist.
Der Abtastzähler 34 empfängt an seinem
Reset-Eingang das Signal Zyklusstart und gibt an seinem Takteingang
den Abtasttakt aus. Der Abtastzähler 34 gibt
den Zählerstand
an den In-Eingang des Summierers 38 aus. Der erste Speicher 35 enthält den Wert
für –N/2 und
ist an den Offset-Eingang
des Summierers 38 angeschlossen. Der zweite Speicher 37 enthält dagegen
den Wert (N – M)/2,
der an den Init-Eingang des Summierers 38 angeschlossen
ist.
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Der
Summierer 38 empfängt
zudem das Signal Zyklusstart, das von einer hier nicht gezeigten
Schaltung aus dem Referenzsignal erzeugt ist und das außerdem an
den Eingang First des Summierers 38 und an den Enable-Eingang
des Ausgabe-Flip-Flops 39 geführt wird.
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Im
oberen Eingangspfad wird das zu bewertende zeitdiskrete Testsignal
Sn eingespeist. Das Testsignal durchläuft zwei
Pfade. Der erste Pfad führt
in das Verzögerungsglied 31,
in dem das Testsignal Sn um einen Abtasttakt
verzögert
wird.
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Danach
wird das verzögerte
Testsignal Sn-1 dem ersten Vergleicher 32 zugeführt, welcher
prüft,
ob das verzögerte
Testsignal Sn-1 eine negative Amplitude
besitzt.
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Der
zweite Pfad führt
direkt auf den zweiten Vergleicher 33, welcher prüft, ob das
Testsignal eine nicht-negative Amplitude besitzt. Die Ergebnisse
der Vergleiche werden einem logischen UND-Glied zugeführt.
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Fallen
beide Vergleiche positiv aus, so ist der Nulldurchgang einer steigenden
Flanke detektiert. Ist dagegen der Ausgang des UND-Gliedes 36 positiv,
so wird der Dateneingang des Summierers 38 aktiviert.
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Der
Abtasttakt im unteren Signalzweig steuert sowohl das Verzögerungsglied 31,
als auch einen Abtastzähler 34 sowie
den Summierer 38 an. Mit jedem Taktsignal wird der Zählerstand
des Abtastzählers 34 um eins
erhöht.
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Ist
der Dateneingang In des Summierers 38 durch das Signal
am Enable-Eingang aktiviert, so wird der Zählerstand zu dem aktuellen
Stand des Summierers 38 unter Berücksichtigung des Offsets hinzuaddiert.
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Wenn
das Signal Zyklusstart aktiviert wird, wird die aktuelle Summe von
dem Summierer
38 an das Ausgabe-Flip-Flop
39 ausgegeben
und der Summierer
38 wird mit dem Init-Wert neu initialisiert.
Mit dem Zyklusstart wird auch der Abtastzähler
38 auf null zurückgesetzt.
Sind die Abtastwerte auf M Perioden verteilt, so beträgt die Fehlerschranke,
bezogen auf die Abtastrate
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Das
Ausführungsbeispiel
ist eine vorteilhafte Hardwareabbildung der Formel (4.6). Sie zeigt
eine sehr einfache Hardwarerealisierung, welche nur wenige Ressourcen
in Anspruch nimmt und somit in besonderer Weise für eine BIST-Implementierung
geeignet ist. Besonders hervorzuheben ist bei diesem Beispiel, dass
zur Realisierung weder Multiplizierer noch Dividierer benötigt werden.
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Durch
die Umformungen gemäß der Formeln
4.1 bis 4.5 können
weitere vorteilhafte Hardwarerealisierungen gewonnen werden.
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Zusammenfassend
lässt sich
sagen, dass eine Methode und ein Algorithmus beschrieben werden, welche
es ermöglichen,
aus einem periodischen digitalisierten Analogsignal, wie zum Beispiel
einem Sinussignal, die Phasenlage gegenüber einem Referenzsignal im
Zeitbereich in Echtzeit bei maximaler zeitlicher Auflösung zu
ermitteln.
-
- 1
- Testvorrichtung
- 2
- Offset-Korrektur
- 3
- Phasenselektion
- 4
- Amplituden-Korrektur
- 5
- Phasen-Korrektur
- 6
- Differenzglied
- 7
- Rauschanalyse
- 31
- Verzögerungsglied
- 32
- erster
Vergleicher
- 33
- zweiter
Vergleicher
- 34
- Abtastzähler
- 35
- erster
Speicher
- 36
- UND-Gatter
- 37
- zweiter
Speicher
- 38
- Summierer
- 39
- Ausgabe-Flip-Flop
