DE102005029464B4

DE102005029464B4 - Vorrichtung und Verfahren zum Ermitteln eines Kompensationssignals zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE102005029464B4
Application number: DE102005029464A
Authority: DE
Inventors: Udo Ausserlechner; Mario Motz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-06-24
Filing date: 2005-06-24
Publication date: 2009-11-26
Anticipated expiration: 2025-06-25
Also published as: US7302357B2; US20070018655A1; DE102005029464A1

Abstract

Vorrichtung zum Ermitteln eines Kompensationssignals (34), mit folgenden Merkmalen:
Einer ersten Einrichtung (6), ausgebildet zum Bereitstellen eines ersten (22) und eines zweiten (24) Teilkompensationssignals, wobei das erste (22) und das zweite (24) Teilkompensationssignal eine unterschiedliche mechanische Stress-Abhängigkeit aufweisen;
einer Kombinationseinrichtung (8), ausgebildet zum Kombinieren des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals zu einem Zwischenkompensationssignal (26);
einer Temperaturerfassungseinrichtung (10), ausgebildet zum Erfassen einer Temperatur eines Halbleiterschaltungssubstrats;
einer zweiten Einrichtung, ausgebildet zum Bereitstellen (12) eines Abweichungssignals (30), wobei das Abweichungssignal (30) eine Information über die Abweichung eines Realverhältnisses des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals von einem Verhältnis der Nominalwerte des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals in einem stressfreien Zustand und bei einer Referenztemperatur aufweist;
einer Aufbereitungseinrichtung (14), die ausgebildet ist, um unter Berücksichtigung der erfassten Temperatur aus dem Abweichungssignal (30) ein die erfasste Temperatur berücksichtigendes, korrigiertes Abweichungssignal (32) zu bilden; und...

Description

Die vorliegende Erfindung befasst sich mit der Kompensation von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Halbleiterschaltung, insbesondere mit einem Konzept zum Kompensieren von Schwankungen elektrischer Parameter, denen auf einem Halbleiterschaltungssubstrat integrierte Schaltungskomponenten aufgrund von mechanischem Stress, der auf das Halbleiterschaltungssubstrat einwirkt, unterliegen.
Integrierte Schaltungen auf einem Halbleiterschaltungssubstrat werden meist in Gehäusen aufgebaut, die zumindest aus einem Halbleiterchip, einem sogenannten Leadframe und einer Vergussmasse bestehen. Bei den gängigen Herstellungsverfahren wird dabei zunächst der Halbleiterchip innerhalb des Leadframes auf einer Chipinsel mechanisch befestigt, wobei der Halbleiterchip zusätzlich mittels des Leadframes elektrisch mit einer Trägerplatine, wie einem PCB, kontaktiert wird. Zu diesem Zweck weist ein Leadframe mehrere voneinander isolierte Anschlussbeinchen auf, wobei die elektrische Kontaktierung zwischen den Anschlussbeinchen des Leadframes und den entsprechenden Anschlusskontakten auf dem Halbleiterchip üblicherweise durch Bonden herstellt wird. Um den Halbleiterchip und die Bonddrähte vor schädlichen Umwelteinflüssen zu schützen, werden üblicherweise die Halbleiterchips und ein Teil des Leadframes mit einer Vergussmasse vergossen, so dass lediglich Teile der Anschlussbeinchen, welche für die Kontaktierung mit einer Platine verwendet werden, noch aus dem Vergussmaterial herausragen.
Ein fertig gehäuster Halbleiterchip ist also auch aus mechanischer Sicht ein komplexes Gebilde, welches aus unterschiedlichen Materialien zusammengesetzt ist. Durch die unterschiedlichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten dieser Ma terialien verspannen sich die einzelnen Komponenten sehr stark gegeneinander, wobei diese Verspannungen bereits während der Produktion auftreten können. Die Oberfläche des Halbleiterchips innerhalb des Gehäuses steht daher unter erheblichen Druck-/Zugspannungen in der Größenordnung von 100 MPa. Zusätzlich ändern sich diese mechanischen Verspannungen mit den Umgebungsbedingungen, wie z. B. der Temperatur, der Luftfeuchte oder auch durch die weitere Verarbeitung des Bauteils, wie z. B. das Ausstanzen des Bauteils aus dem Leadframestreifen (geschieht typischerweise beim Halbleiterhersteller) oder das Einlöten des Bauteils in eine Trägerplatine in einem Modul (geschieht zumeist beim Modulhersteller). Alternativ zum Einlöten des Bauteils sind auch andere Kontaktierungsverfahren, wie Overmolden, Warmumstemmen, oder Umbiegen der Anschlussbeinchen (Pins), möglich, die ebenfalls einen mechanischen Stress auf das Bauteil ausüben. Aufgrund der oben beschriebenen Effekte ist die mechanische Verspannung am Halbleiter schlecht definiert und wenig konstant.
Insbesondere beeinflusst die mechanische Verspannung des Halbleiters wichtige elektronische Parameter von in Halbleiterschaltungssubstraten integrierten Bauteilen, was in der Literatur unter anderem als Piezo-resistiver, als Piezo-MOS-, als Piezo-Hall- und als Piezo-Junction-Effekt bekannt ist. Vor allem hoch-genaue analoge Halbleiterschaltungen – und hier insbesondere Sensoren – leiden dadurch, dass sich ihr Offset oder ihre Empfindlichkeit (z. B. der Gain-Faktor eines Verstärkers, die magnetische Empfindlichkeit eines Magnetfeldsensors, die Ausgangsspannung eines Spannungskonstanters oder der Temperatur-Ausgabecode eines digitalen Temperatursensors) ändern.
Die für ein Verständnis des Erfindungsgedankens wesentlichen Piezo-Effekte auf elektrische Parameter von Halbleiterschaltungselementen werden im Folgenden kurz beschrieben.
Allgemein bewirkt eine mechanische Verspannung in einem Halbleitermaterial, dass sich die Eigenschaften der Ladungsträger hinsichtlich des Ladungsträgertransports, wie z. B. die Ladungsträgerbeweglichkeit, die mittlere Kollisionszeit, der Streufaktor usw., ändern.
Dabei gibt der Piezo-resistive Effekt allgemein ausgedrückt an, wie sich der spezifische Ohmsche Widerstand des jeweiligen Halbleitermaterials unter dem Einfluß einer mechanischen Verspannung verhält. Aus dem Piezo-Junction-Effekt resultieren unter anderem Veränderungen der Kennlinien von Dioden und Bipolartransistoren. Der Piezo-Hall-Effekt beschreibt die Abhängigkeit der Hallkonstante des Halbleitermaterials von dem mechanischen Verspannungszustand in dem Halbleitermaterial. Der Piezo-Tunnel-Effekt tritt an reverse-betriebenen, hochdotierten, flachen Lateral-p-n-Übergängen auf. Dieser Strom ist durch Band-zu-Band-Tunneleffekte dominiert und ebenfalls stressabhängig.
Der Piezo-resistive Effekt und der gelegentlich in der Literatur zu findende „Piezo-MOS-Effekt” sind vergleichbar einzustufen, da sich beim Piezo-MOS-Effekt im wesentlichen genauso wie beim Piezo-resistiven Effekt die Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Kanal eines MOS-Feldeffekttransistors unter dem Einfluß des mechanischen Stresses in dem Halbleitermaterial des integrierten Schaltungschips ändert.
Es wird somit deutlich, dass aufgrund mechanischer Verspannungen in dem Halbleitermaterial einer integrierten Schaltungsanordnung die elektrischen bzw. elektronischen Charakteristika der integrierten Schaltungsanordnung verändert werden können, wobei dann ein Nachlassen der Leistungsfähigkeit (Performance) der integrierten Schaltungsanordnung beispielsweise in Form einer Beeinträchtigung des Aussteuerbereichs, der Auflösung, der Bandbreite, der Stromaufnahme oder der Genauigkeit, usw. zu beobachten ist.
Im einzelnen gibt der oben angesprochene Piezo-resistive Effekt an, wie sich der spezifische Ohmsche Widerstand ρ des jeweiligen Halbleitermaterials unter dem Einfluß eines mechanischen Spannungstensors σ und der Piezo-resistiven Koeffizienten π verhält: ρ = ρ0(1 + Σπi,jσi,j)
Dabei ist der Faktor ρ₀ der Grundwert des spezifischen Widerstands, welcher von der mechanischen Verspannung unbeeinflußt bleibt.
Bei integrierten Schaltungsanordnungen (ICs) wird ein benötigter Strom I, z. B. ein Steuerstrom, ein Referenzstrom, usw., üblicherweise durch Schaltungselemente der integrierten Schaltungsanordnung auf dem Halbleiterchip erzeugt. Dabei wird im wesentlichen eine definierte Spannung U an einen integrierten Widerstand mit dem Widerstandswert R angelegt und der dann fließende Strom I ausgekoppelt. Ein Strom I kann also allgemein an jedem resistiven Element, z. B. auch an einem MOS-Feldeffekttransistor, der sich im linearen Betriebsbereich befindet, erzeugt werden.
Die Spannung U kann beispielsweise durch bekannte Bandgap-Prinzipien relativ konstant bezüglich mechanischer Verspannungen in dem Halbleitermaterial erzeugt werden (abgesehen vom vergleichsweise kleinen Piezo-Junction-Effekt auf die erzeugte Bandgap-Spannung). Der Widerstandswert R unterliegt jedoch dem Piezo-resistiven Effekt entsprechend der obigen Beziehung: R = R0(1 + Σπi,jσi,j)
Dabei ist der Faktor R₀ der Grundwert des Widerstandswertes, welcher von der mechanischen Verspannung unbeeinflußt bleibt, und der Wert π_i,j ist ein Piezo-resistiver Koeffizient. Somit läßt sich der an dem resistiven Element erzeugte Strom I folgendermaßen ausdrücken: I = U/R = U/(R0(1 + Σπi,jσi,j))
Der Piezo-Hall-Effekt beschreibt die Abhängigkeit der Hallkonstante R_h vom mechanischen Spannungszustand in dem Halbleitermaterial, mit: Rh = Rh0(1 + ΣPi,jσi,j)
Dabei ist σ_ij der mechanische Spannungstensor, P_ij sind die Piezo-Hall-Koeffizienten, summiert wird über i, j = 1 ... 3.
Sowohl der Piezo-resistive Effekt als auch der Piezo-Hall-Effekt sind beim Betrieb einer integrierten Schaltungsanordnung, insbesondere einer Sensoranordnung, wie z. B. einer integrierten Hallsonde einschließlich Ansteuer- und Auswerteelektronik, störend.
Durch den Piezo-Hall-Effekt, der auch aufgrund mechanischer Verspannungen in dem Halbleitermaterial des Halbleiterchips der integrierten Schaltungsanordnung auftritt, ändert sich beispielsweise im Fall einer Hallsondenanordnung die strombezogene Empfindlichkeit S_i der Hallsonde folgendermaßen:
Dabei ist U_h die Hallspannung an der Ausgangsseite der Hallsonde, I_H ist der Strom (Steuerstrom) durch die Hallsonde, B ist die zu erfassende magnetische Flußdichte, t ist die effektive Dicke der aktiven Schicht der Hallsonde und g ist ein Geometriefaktor, der den Einfluß der Kontaktelektroden auf die Hallspannung beschreibt.
Als zusätzliche Komplikation ändert sich infolge des Piezo-resistiven Effekts bei Anliegen mechanischer Verspannungen in dem Halbleitermaterial der Hallsondenanordnung der Hallstrom I_H durch die Hallsonde, wenn der Hallstrom I_H (Steuerstrom) beispielsweise über einen mitintegrierten Widerstand R definiert ist, an dem man, eventuell mittels einer Regelschleife, eine Spannung U abfallen läßt. Eine Änderung des Hallstroms I_H aufgrund einer Widerstandsänderung infolge des Piezo-resistiven Effekts führt daher zu einer Änderung der Empfindlichkeit S der Hallsonde, die Empfindlichkeit S der Hallsonde ist das Produkt aus strombezogener Empfindlichkeit S_i und Hallstrom I_H: S = SiIH = Uh/B ∝ Si/R
Die magnetische Empfindlichkeit S der Hallsonde definiert (wie oben angegeben) das Verhältnis der Ausgangsspannung U_H der Hallsonde zu der einwirkenden Magnetfeldkomponente B.
Eine mechanische Verspannung σ_ij in dem Halbleitermaterial der Hallsondenanordnung beeinflusst die strombezogene magnetische Empfindlichkeit S_i einer Hallsonde gemäß Si = Si0(1 + ΣPijσij)
Dabei ist der Faktor S_i0 der Grundwert der strombezogenen magnetischen Empfindlichkeit, welcher von der mechanischen Verspannung unbeeinflußt bleibt, und der Faktor P_ij ist ein Piezo-Hall-Koeffizient.
Es wird im allgemeinen versucht, die magnetische Empfindlichkeit S einer Hallsonde möglichst konstant zu halten, wobei insbesondere Einflüsse aufgrund mechanischer Verspannungen aufgrund der im vorhergehenden dargestellten Piezo-resistiven Effekte und der Piezo-Hall-Effekte störend sind.
Bezüglich der im vorhergehenden dargestellten Piezo-Effekte sollte beachtet werden, dass die in dem Halbleitermaterial auftretende mechanische Verspannungen beschreibenden Koeffizienten σ_ij, P_ij und π_ij Elemente von Tensoren sind, d. h., daß sich die strombezogene magnetische Empfindlichkeit S_i eines Hallelements und der Widerstandswert R eines resistiven Elements nicht nur durch die Stärke der mechanischen Verspannung in dem Halbleitermaterial sondern zusätzlich abhängig von der Richtung der Verspannung in dem Halbleitermaterial verändern. Die ausgeprägte Richtungsabhängigkeit des Einflusses einer mechanischen Verspannung in dem Halbleitermaterial auf elektrische und elektronische Parameter einer integrierten Schaltungsanordnung sind im Stand der Technik bekannt.
Da, wie oben beschrieben, die Piezo-Effekte richtungsabhängig sind, also von der relativen Orientierung eines Halbleiterbauelementes zur Kristallstruktur des Halbleitersubstrates abhängen, werden im Folgenden kurz die bei der Produktion von integrierten Halbleiterschaltungen relevanten kristallographischen Orientierungen beschrieben.
Für die Herstellung integrierter Schaltungen werden die Halbleiterwafer, z. B. Siliziumwafer bzw. Siliziumscheiben, derart von einem Einkristallstab abgesägt, daß die Waferoberfläche einer kristallographischen Ebene zugeordnet ist. Um die jeweilige Ebene in einem kubischen Kristall festzulegen, werden dabei die sogenannten „Miller’schen Indizes” verwendet, die im folgenden in runden Klammern angegeben sind. 3a zeigt beispielsweise eine Aufsicht auf einen Halbleiterwafer, der in der (100)-Ebene geschnitten ist.
Ferner sind in 3a–b die kristallographischen Hauptrichtungen in der Waferebene gekennzeichnet, wobei die Hersteller dieser Siliziumwafer ein sogenanntes „Primary Flat” an der Siliziumscheibe vorsehen. Üblicherweise verlaufen die Kanten der rechteckförmigen Geometrien der Schaltkreisstrukturen auf dem Halbleiterchip parallel bzw. senkrecht zu den Primary Flats. In 3a sind insbesondere die kristallographischen Richtungen bzw. Achsen in der Ebene des Halbleiterwafers dargestellt, wobei diese im folgenden in eckigen Klammern dargestellt sind. Das Koordinatensystem wird üblicherweise derart verwendet, daß die [110]-Richtung senkrecht zu dem Primary Flat verläuft, während die [110]-Richtung parallel zu dem Primary Flat verläuft. Die Richtungen [010] und [100] verlaufen dabei in einem Winkel von +/–45° zu der [110]-Richtung.
Ferner wird ein Winkel ϕ bezüglich der [110]-Richtung definiert, wobei der Winkel ϕ bei Draufsicht auf die Waferoberseite entgegen dem Uhrzeigersinn ausgehend von der [110]-Richtung gezählt wird. Üblicherweise werden die einzelnen Chips am Wafer so positioniert, daß die Richtungen ϕ = 0° und ϕ = 90° der IC-Vertikal- bzw. Horizontalrichtung entsprechen, wobei diese Richtungen vertauscht sein können, je nach dem, ob der IC hochkant oder liegend vorliegt. Im folgenden werden ferner die Richtung ϕ = 90° als x-Achse ([110]-Richtung) sowie die Richtung ϕ = 0° als negative y-Achse ([110]-Richtung) bezeichnet.
Da in der Mehrzahl von Anwendungsfällen für integrierte Halbleiterschaltungsanordnungen ein {100}-Siliziummaterial verwendet wird, sind die folgenden Ausführungen zur Vereinfachung der Erläuterungen und aufgrund der besonderen praktischen Bedeutung vor allem auf die Zahlenwerte für {100}-Siliziummaterial, die für dieses Material relevant sind, bezogen. Es sollte jedoch offensichtlich sein, daß entsprechend auch andere Halbleitermaterialien bzw. auch andere Siliziummaterialien verwendet werden können.
Weil ein integrierter Schaltungschip im gehäusten Zustand im allgemeinen schichtweise aufgebaut ist, kann man sich bei der Beschreibung auf einen ebenen Spannungszustand beschränken, nämlich auf zwei Normalspannungskomponenten σ_xx, σ_yy und eine Scherspannungskomponente σ_xy, wie dies anhand von 3b beispielhaft dargestellt ist. Dabei sind die x- und y-Achsen definitionsgemäß parallel zu den Kanten des Halbleiterschaltungschips angeordnet. Die restlichen Spannungskomponenten sind im wesentlichen vernachlässigbar klein und haben nur einen geringfügigen Einfluß auf die elektronischen Schaltungskomponenten. In ausreichend großer Entfernung zum Rand des Halbleiterschaltungschips und insbesondere in der Mitte eines Halbleiterschaltungschips ist zumeist auch die Scherspannungskomponente σ_xy vernachlässigbar klein. Somit bleiben im wesentlichen nur noch die beiden Normalspannungskomponenten und σ_yy übrig.
In dem zumeist verwendeten {100}-Silizium-Halbleitermaterial ist gemäß vorhergehender Definition die x-Achse parallel zur [110]-Richtung, und die y-Achse parallel zur [110]-Richtung.
Die elektronischen Funktionsparameter verschiedener integrierter Bauelemente bzw. Halbleiterbauelemente zeigen in {100}-Silizium die im folgenden ausführlich erläuterten Abhängigkeiten von den oben dargestellten Normalspannungskomponenten σ_xx und σ_yy.
Im folgenden wird nun zunächst auf resistive Elemente, wie z. B. Widerstandselemente, MOS-FETs, usw. und insbesondere auf den Einfluß des Piezo-resistiven Effekts auf den Widerstandswert eines resistiven Elements eingegangen.
Ändert sich der mechanische Streß σ auf dem Halbleiterschaltungschip, so ändert sich auch der Widerstandswert infolge des Piezo-resistiven Effekts entsprechend folgender Gleichung: δR = ΔRR = R(σ) – R(σ = 0)R(σ = 0)
Die Ausrichtung eines Widerstandselements auf dem Halbleiterchip wird als Winkel ϕ in Bezug auf die [110]-Richtung im Kristall angegeben. Die [110]-Richtung ist dabei senkrecht zum Primary Flat des Halbleiterwafers und somit eindeutig definiert (vgl. 3a).
Schaltet man zwei nominal gleich große, jedoch im Layout um 90°-gedrehte Widerstände in Serie, so kann man die Streßabhängigkeit reduzieren. Gleiches gilt für eine Parallelschaltung von zwei 90° gedrehten Widerstände.
Man kann zeigen, dass sich die Serienschaltung zweier im Layout orthogonaler Widerstände bezüglich mechanischer Verspannungen unabhängig gegenüber einer Drehung der gesamten Anordnung um +/–45° verhält. Eine derartige Anordnung nennen wir im folgenden ein „L-Layout”. Der resultierende Widerstand der Anordnung wird sogar unabhängig vom Winkel ϕ.
Bezüglich Diffusions- bzw. Implantations-Widerständen auf einem Halbleiterschaltungschip kann also zusammenfassend festgestellt werden, daß die Streßabhängigkeit des Widerstandswertes von der Orientierung des Widerstands in der x-y-Ebene des Halbleiterschaltungschips abhängt, so daß insbesondere ein Widerstand nicht nur auf die Summe der Normalspannungskomponenten sensitiv ist.
Alternativ kann man eine sogenannte L-Widerstandsanordnung von zwei Widerständen vorsehen, d. h. man nimmt zwei gleich große Widerstände, die senkrecht zueinander und unmittelbar nebeneinander liegend angeordnet sind, und schaltet diese Widerstände elektrisch in Serie oder parallel. Dabei kann man die L-Widerstandsschaltung in der (100)-Ebene beliebig drehen, ohne daß sich seine Piezo-Eigenschaften bzw. Abhängigkeiten ändern. Diese L-Widerstandsschaltung ist gegenüber einem Einzelwiderstand in einer (100)-Richtung vorzuziehen, da die L-Widerstandsschaltung im wesentlichen als einziges unempfindlich gegenüber der Schubspannungskomponente in dem Halbleitermaterial des Halbleiterschaltungschips ist.
Man erhält für eine Stressabhängigkeit einer L-Widerstandsschaltung folgende Beziehung: RL = RL0(T)(1 + π₁₁(T) + π₁₂(T)2 (σxx + σyy))
Dabei gibt der Faktor R_L0(T) jenen Widerstandswert der L-Widerstandsschaltung bei einem verschwindendem mechanischen Streß in dem Halbleitermaterial des Halbleiterschaltungschips an. In diesem Zusammenhang sollte beachtet werden, daß der Grundwiderstandswert R_L0(T) bereits temperaturabhängig ist. Die Faktoren π₁₁(T) und π₁₂(T) sind bei einer L-Widerstandsanordnung in der (100)-Ebene die einzig relevanten Terme des Piezo-resistiven Tensors. Auch diese beiden relevanten Terme des Piezo-resistiven Tensors zeigen wiederum eine bestimmte Temperaturabhängigkeit.
Bezüglich des Piezo-resistiven Effekts wird nun auf eine Sonderform von Widerstandselementen, nämlich auf Polysilizium-Widerstände eingegangen. Polysilizium-Widerstände sind nicht in das Einkristallmaterial des Halbleiterschaltungschips eindiffundiert bzw. implantiert, sondern werden auf der Halbleiteroberfläche des integrierten Halbleiterschaltungschips aufgewachsen. Dabei befindet sich im allgemeinen ein Dielektrikum zwischen dem Einkristallhalbleitermaterial und der Polysiliziumbahn des Polysilizium-Widerstands. Die Streßabhängigkeit von Polysilizium-Widerständen ist nun durch die statistische Richtungsverteilung der vielen Einzelkörner im Poly-Halbleitermaterial (Polysilizium-Material) nicht mehr von der Richtung der Polysilizium-Widerstandsbahn auf der Halbleiteroberfläche abhängig. Somit zeigt ein Polysilizium-Widerstand eine im wesentlichen ähnliche Piezo-resistive Abhängigkeit wie eine L-Widerstandsschaltung aus Diffusions- bzw. Implantationswiderständen.
Im folgenden wird nun auf den Einfluß mechanischer Verspannungen in einem Halbleitermaterial auf die Hallkonstante in dem Halbleitermaterial eingegangen, wobei diese Abhängigkeit durch den Piezo-Hall-Effekt beschrieben wird. Durch den Piezo-Hall-Effekt aufgrund einer mechanischen Verspannung σ in dem Halbleitermaterial des Halbleiterschaltungschips wird insbesondere die strombezogene magnetische Empfindlichkeit S_i einer Hallsonde gemäß der folgenden Gleichung beeinflußt: Si = Si0(1 + P × σ)
Unter Berücksichtigung eines ebenen Spannungszustands in dem Halbleiterschaltungschip einer Hallsonde und unter Vernachlässigung der Scherspannungskomponente, während sich die Hallsonden in ausreichend weiter Entfernung vom Rand des Halbleiterschaltungschips befindet, so daß erfindungsgemäß nur die zwei Normalspannungskomponenten σ_xx, σ_yy zur Beschreibung des mechanischen Streß-Tensors erforderlich sind, ergibt sich folgende strombezogene magnetische Empfindlichkeit S_i einer Hallsonde: Si = Si0(T)(1 + P12(T)(σxx + σyy))
In der obigen Gleichung stellt der Faktor S_i0(T) die strombezogene magnetische Empfindlichkeit bei einem verschwindenden mechanischen Streß an, wobei auch hier beachtet werden sollte, daß der Grundwert der strombezogenen magnetischen Empfindlichkeit S_i0(T) bereits temperaturabhängig ist. Der Faktor P₁₂(T) gibt dabei den einzig relevanten Koeffiziententerm des Piezo-Hall-Tensors an, der wiederum eine bestimmte Temperaturabhängigkeit hat. Auch bei einer Hallsonde in einem Halbleiterschaltungschip ergibt sich somit, daß nur die Summe der beiden Normalstreßkomponenten σ_xx und σ_yy in die obige Formel für die strombezogene magnetische Empfindlichkeit S_i einer Hallsonde eingeht.
Neben Hallsondenanordnungen gibt es auch andere Magnetfeldsensoren, wie z. B. MAG-FETs oder Magneto-Dioden, wobei all diese Elemente dahingehend eine gleiche Eigenschaft aufweisen, daß durch den Hall-Effekt die durch das Magnetfeldsensorelement fließenden Ladungsträger im Halbleitermaterial durch ein Magnetfeld beeinflußt werden. Alle genannten Elemente weisen Piezo-Einflüsse auf, die durch den Piezo-Hall-Koeffizient oder ähnliche Koeffizienten beschrieben werden, d. h., der Einfluß mechanischer Verspannungen in einem Halbleitermaterial auf die oben genannten magnetfeldempfindlichen Elemente wird jedenfalls nicht durch den Piezo-resistiven Effekt alleine beschrieben.
Um die oben beschriebenen Piezo-Effekte, die die Auslesegenauigkeit von Halbleitersensoren, wie beispielsweise Hall-Sensoren, beeinträchtigen, zu korrigieren, existieren nach dem Stand der Technik eine Reihe von Vorschlägen und Konzepten.
Die internationale Patentanmeldung WO 03/040852 A2 beschreibt ein System, das den auf ein Halbleitersubstrat einwirkenden mechanischen Stress erfasst, wobei dieser Stress ein Nutzsignal (insbesondere einen Magnetfeldsensor) beeinflusst. Der am Chip direkt gemessene mechanische Stress wird von einer Verarbeitungseinrichtung bewertet, die basierend auf dem erfassten mechanischen Stress das Nutzsignal beeinflusst und somit eine Piezo-Kompensation realisiert. Das Verfahren basiert also darauf, den auf den Halbleiterchip einwirkenden mechanischen Stress direkt zu messen und den Einfluss, den der gemessene Stress auf einen Halbleitersensor hat, mittels einer bekannten Funktion aus dem gemessenen Stress abzuleiten, so dass das vom Halbleitersensor gemessene Signal um die vorhergesagte Stresskomponente korrigiert werden kann.
Die europäische Patentanmeldung EP 1 496 344 A2 beschreibt, wie mit Widerstand-L’s von zwei unterschiedlichen Leitfähigkeitstypen (n- und p-Dotierung) Signale erzeugt werden, die durch geeignete Wichtung und Summierung/Subtraktion zu einem Gesamtsignal kombiniert werden können, das eine vorgebbare Abhängigkeit vom mechanischen Stress aufweist (insbesondere auch stressunabhängig ist). Das Prinzip ist dabei, dass zwei Widerstände, welche in unterschiedlicher Technologie hergestellt wurden, nämlich ein n- und ein p-dotierter Widerstand, und die folglich unterschiedliche piezoresistive Eigenschaften aufweisen, so zu kombinieren, dass ein Signal, das mittels beider Widerstandstypen erzeugt wird, entweder ein temperaturunabhängiges Stresssignal bildet oder ein stressunabhängiges Temperatursignal darstellt. Dabei sind zusätzlich die beiden Widerstandstypen durch zwei in Serie oder parallel geschaltete Teilwiderstände der selben Technologie gebildet, so dass der aus den beiden Teilwiderständen gebildete Gesamtwiderstand lediglich auf die Normalkomponente des mechanischen Stresses piezosensitiv ist.
Unter der Annahme, dass die zwei Widerstände der unterschiedlichen Leitfähigkeitstypen sich bezüglich ihrer elektrischen Eigenschaften verhalten, wie es den Literaturwerten zu entnehmen ist, lässt sich durch unterschiedliche Kombination der beiden Teilsignale ein temperaturabhängiges Stresssignal oder ein stressunabhängiges Temperatursignal erzeugen. Weiter ist in der EP 1 496 344 A2 beschrieben, dass sich eine Widerstandskonfiguration, deren Piezo-Eigenschaften nur von der Summe der Normalspannungen abhängig ist, auch dadurch erzeugen lässt, dass sogenannte „Van-Der-Pauw”-Strukturen auf dem Halbleiter gebildet werden. Die prinzipielle Funktionsweise der Van-Der-Pauw-Strukturen ist dabei, dass ein Widerstandselement getaktet betrieben wird, wobei der Stromfluss so gesteuert wird, dass in einem ersten Takt der Stromfluss primär in einer ersten Richtung durch die Van-Der-Pauw-Struktur erzeugt wird, wobei die erste Richtung senkrecht auf einer zweiten Richtung steht, welche die primären Stromrichtung im zweiten Takt angibt. Mittelt man den Widerstand, wie er in zwei aufeinanderfolgenden Taktperioden gemessen wird, so hängt dieser nur noch von der Summe der Normalspannungskomponenten in der Chipebene ab.
Der Einsatz von Van-Der-Pauw-Strukturen wird auch in der DE 102 23 179 A1 vorgeschlagen, wobei die dort beschriebene Er findung darauf abzielt, eine Halbleiterstruktur zu schaffen, deren Stresssensitivität die gleiche Richtungsabhängigkeit aufweist, wie ein Stress zu kompensierender Halbleitersensor, insbesondere wie ein Hall-Sensor, sodass die dort beschriebene Halbleiterstruktur ebenfalls auf die Normalspannungskomponenten des Stresses empfindlich ist.
Die deutsche Patentanmeldung DE 101 54 497 A1 beschreibt ebenfalls, wie sich vorteilhaft integrierte Halbleiterwiderstände bezüglich ihrer bevorzugten Stromdurchflussrichtung relativ zum Kristallgitter anordnen lassen, so dass die Piezo-Resistivität der integrierten Widerstände eine Abhängigkeit von einer frei zu bestimmenden Vorzugsrichtung aufweist. Die dort vorgeschlagenen Widerstandselemente (L-Widerstandsanordnung), die aus zwei im 90° Winkel zueinander angeordneten Teilwiderständen bestehen, sind auf die Summe der Normalspannungskomponenten in der Chipoberfläche empfindlich, wobei in der DE 101 54 497 A1 zusätzlich einige schaltungstechnische Äquivalente zu den L-Widerstandsanordnungen gezeigt werden, welche die wunschgemäße Piezo-Sensitivität aufweisen.
Bei der Stress-Abhängigkeit der Betriebsparameter von Halbleitersensoren ist zu beachten, dass nicht nur die Halbleitersensoren selbst von einem auf das Halbleitersubstrat einwirkenden mechanischen Stress abhängig sind, sondern dass auch deren Versorgungsspannung bzw. deren Versorgungsstrom, der auf dem Halbleitersubstrat erzeugt wird, eine Stress-Abhängigkeit aufweist. So ist beispielsweise für Hall-Sensoren wünschenswert, dass der Hall-Sensor mit möglichst konstantem Strom gespeist wird. Spannungen können mittels bekannter Bandgap-Schaltungsprinzipien weitgehend stressunabhängig erzeugt werden, die Temperaturabhängigkeit der erzeugten Spannungen lässt sich sogar in weiten Grenzen frei bestimmen. Ströme, die unter anderem zur Versorgung von Hall-Sensoren dienen, werden unter anderem durch einen Spannungsabfall über einem auf dem Halbleitersubstrat implantierten Widerstand erzeugt, somit sind die Ströme über die Piezo-Resistivität der Widerstände ebenfalls stressabhängig.
Die Patentanmeldung DE 10 2004 003 853 A1 beschreibt eine Halbleiterschaltung, bei der aus einem p- und einem n-dotierten Diffusions-/Implantationswiderstand, in Form eines L-s gelayoutet, zwei Teilströme im Verhältnis 1:1,694 gewonnen werden, wobei diese Teilströme anschließend subtrahiert werden und die Differenz der Teilströme als Versorgungsstrom einer n-dotierten Hall-Sonde in {100}-Silizium verwendet wird. Durch diese Halbleiterschaltung wird erreicht, dass sich der piezoresistive Effekt in den beiden Widerständen, und damit der Versorgungsstrom, mit dem Piezo-Hall-Effekt der Hall-Sonde weitestgehend aufhebt, so dass die magnetische Gesamtempfindlichkeit der Halbleiterschaltung weitgehend unabhängig vom mechanischen Stress ist.
Die dem Stand der Technik entsprechenden Verfahren bzw. Schaltungen zielen also zum einen darauf ab, den mechanischen Stress auf einem Halbleitersubstratdefekt zu messen und anhand des gemessenen Stresses und einer empirisch ermittelten Stress-Abhängigkeit des zu kompensierenden Sensors den Einfluss des mechanischen Stresses auf das Sensorergebnis zu korrigieren. Zum anderen zielen die Verfahren darauf ab, Schaltungen zu entwickeln, die in der Lage sind, die Betriebsströme und Versorgungsspannungen von Halbleitersensoren unabhängig von mechanischem Stress zur Verfügung zu stellen, so dass das Messergebnis nicht allein durch die Variation der Betriebsparameter des Sensors verfälscht wird.
Ein großes Problem stellt dabei allgemein die hohe Temperaturabhängigkeit der Widerstandswerte von integrierten Widerständen dar, die berücksichtigt werden muss, um mit Widerständen einen mechanischen Stress zu bestimmen, wie es teilweise in den oben zitierten Schriften der Fall ist, oder um einen mittels Widerstandsschaltungen erzeugten Strom bezüglich seines Temperaturverhaltens zu charakterisieren.
Anhand eines Rechenbeispiels für die Messgenauigkeit einer n-dotierten Hall-Sonde soll die Problematik im Folgenden kurz verdeutlicht werden. Da integrierte Widerstände im Allgemeinen ausgeprägte Temperaturabhängigkeiten aufweisen, muss man dafür Sorge tragen, dass die kleinen Änderungen der Widerstände zu Folge mechanischen Stresses von den vergleichsweise größeren Widerstandsänderungen zu Folge Temperatur unterscheidbar werden. Z. B. ändert eine n-dotierte Hall-Sonde in {100}-Silizium ihre Strom-bezogene Empfindlichkeit um 1%, wenn sich die Summe der Normalspannungskomponenten, also des mechanischen Stresses, in der Siliziumoberfläche am Ort der Sonde um 22 MPA ändert. Dabei ändert sich bei diesem mechanischen Stress der Widerstand einer p-dotierten L-Widerstandsanordnung um 0,06%, derjenige einer n-dotierten L-Widerstandsanordnung um –0,54%. Somit ändert sich die Differenz zwischen einem ersten Strom durch den p-dotierten Widerstand und einem zweiten Strom durch den n-dotierten Widerstand um 0,6%. Ein Problem besteht also z. B. darin, dass die Hall-Sonde, welche bezüglich Stressdrift kompensiert werden soll, annähernd doppelt so sensitiv auf mechanischen Stress als der Stress-Sensor selbst ist, der aus dem n- und dem p-Widerstand besteht. Dazu kommen die hohen Temperaturabhängigkeiten der n- und p-Widerstände. Die Temperaturkoeffizienten, welche die relative Wiederstandsänderung in Abhängigkeit von der Temperatur angeben, liegen bei p- und n-Widerständen zwischen 0,25%/°C und 0,5%/°C. Es genügt also eine Temperaturänderung von 1 bis 2°C, um die Widerstände um 0,6% zu ändern, eine Änderung, die der gewählten Stressänderung von 22 MPA entspricht, welche ohne geeignete Maßnahmen von einer „echten” Stressänderung nicht unterschieden werden kann.
Da gemäß dem Stand der Technik ein mechanischer Stress auf ein Halbleitersubstrat mittels implantierter Widerstände unterschiedlichen Typs (n- und p-Typ) ermittelt wird, wird durch das obige Rechenbeispiel evident, dass die Temperaturabhängigkeit der implantierten Widerstände bei der Stressbestimmung berücksichtigt werden muss, um eine relative Messgenauigkeit einer Sensorschaltung zu erreichen, die der gewünschten Anwendung gerecht wird. Bei Hall-Sensoren wird derzeit etwa eine relative Messgenauigkeit von 1% gefordert. Die Temperaturabhängigkeit des Widerstands eines implantierten n- oder p-Typwiderstandes ist so groß, dass sogar kleine Abweichungen von einem idealisierten, angenommenen Temperaturverhalten der Widerstände bereits dazu führen können, dass das Messergebnis einer einen Sensor umfassenden integrierten Halbleiterschaltung die an das Messergebnis gestellten Genauigkeitsanforderungen nicht mehr erfüllen kann.
Das in der Patentanmeldung DE 10 2004 003 853 A1 vorgeschlagene Verfahren bzw. die dort vorgeschlagene Schaltung, welche eine stressverursachte Änderung der Empfindlichkeit einer Hall-Sonde durch eine geeignete Änderung des Versorgungsstroms der Hall-Sonde teilweise kompensiert, hat den Nachteil, dass sich das System einerseits schwer charakterisieren und somit justieren lässt (insbesondere wenn die Piezo-Kompensation über einen weiten Temperaturbereich erfolgen soll) und dass es andererseits bei Streuungen der Temperaturkoeffizienten der Schichtwiderstände beider Widerstandstypen (ein n- und p-Typ) eine ungenügende Kompensation bewirkt.
Die in der EP 1 496 344 A2 vorgeschlagene integrierte Halbleiteranordnung und das Verfahren zur Erzeugung eines druckabhängigen Signals erzeugt ein Ausgangssignal, das zwar stressunabhängig ist, jedoch noch von der Temperatur abhängt. Dort wird nicht erkannt, dass die verbleibende Temperaturabhängigkeit ein großes Problem darstellt, das für eine Piezo-Kompensation beherrscht werden muss. Insbesondere wird nicht erkannt, dass diese Temperaturabhängigkeit eine Prozessbedingte Streuung aufweist, die zu einem Fehlerterm in der Stressbestimmung führt.
Die DE 101 54 495 A1 beschreibt ein Konzept zum Kompensieren der Einflüsse externer Störgrößen auf physikalische Funktionsparameter von integrierten Schaltungen, bei der ein Ausgangssignal, welches von einer physikalischen Nutzgröße abhängt von Einflüssen einer externen Störgröße teilweise befreit wird. Dies wird erreicht, indem eine Sensoreinrichtung die externe Störgröße erfasst und ein Steuersignal die Schaltung so beeinflusst, dass der Einfluss der externen Störgröße auf das Ausgangssignal reduziert ist.
Die DE 101 54 498 A1 beschreibt ein Hallsondensystem, welches eine Einrichtung zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit eines Einflussparameters des leitfähigen Halbleiterbereichs sowie einen Elektrodenbereich, der zum Anlegen der Steuerspannung dient, aufweist. Der Elektrodenbereich ist von dem Hallbereich der Hallsonde elektrisch isoliert und ausgebildet, um die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger mittels der angelegten Steuerspannung zu steuern.
Die DE 10 2004 003 853 A1 befasst sich mit einem Konzept zur Kompensation von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Schaltungsanordnung. Dabei umfasst die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auf einem Halbleiterchip 2 Funktionselemente, die in unterschiedlicher Art und Weise vom mechanischen Stress abhängig sind. Mittels einer Kombinationseinrichtung werden die Ausgangssignale beider Funktionselemente kombiniert, um ein resultierendes Ausgangssignal mit einer vorgegebenen Abhängigkeit vom mechanischen Stress der Halbleiterschaltung zu erhalten.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung und ein Verfahren zu schaffen, durch die ein Kompensationssignal bereitgestellt werden kann, anhand dessen die Fehleranteile, die das Einwirken eines mechanischen Stresses auf eine Halbleiterschaltung verursachen, mit höherer Genauigkeit als bisher korrigiert werden können.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 23 gelöst.
Weitere Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Der vorliegenden Erfindung liegt dabei die Erkenntnis zugrunde, dass ein Kompensationssignal, welches den auf eine integrierte Halbleiterschaltung einwirkenden mechanischen Stress beschreibt und das aus zwei Teilkompensationssignalen, die von Halbleiterbauelementen mit unterschiedlichen Stresscharakteristiken erzeugt werden, gebildet wird, dadurch genauer bestimmt werden kann, dass die Temperaturabhängigkeit eines Verhältnisses der Teilkompensationssignale ebenfalls berücksichtigt wird, wobei insbesondere auch die Temperaturabhängigkeit einer Abweichung des Verhältnisses der Teilkompensationssignale zu einem idealen Verhältnis berücksichtigt wird. Die Erhöhung der Genauigkeit der Stressbestimmung resultiert dabei daraus, dass eine Abweichung der Teilkompensationssignale, auf denen die Stressbestimmung basiert, von einem Nominalverhalten in einem stressfreien Zustand bestimmt wird, so dass die Abweichung des Nominalverhaltens, welche beispielsweise auf einer Variation der Prozessparameter beim Herstellungsprozess einer Halbleiterschaltung basieren kann, zusätzlich zum, als bekannt vorausgesetzten Temperaturverhalten, berücksichtigt werden kann, so dass das Kompensationssignal, welches die Stärke des auf das Halbleitersubstrat einwirkenden mechanischen Stresses beschreibt, mit höherer Genauigkeit bestimmt werden kann.
Die vorliegende Erfindung beschreibt ein Konzept zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Halbleiter schaltung, welches durch eine Korrekturrechnung eines Nutzsignals, vorzugsweise in digitaler Form, eine Piezo-Kompensation erlaubt.
Das erfindungsgemäße Konzept wird im Folgenden anhand eines Systems beschrieben, welches ein Nutzsignal zur Verfügung stellt, das von auf Piezo-Effekten basierenden Fehlereinflüssen korrigiert werden soll. Dabei stellt das System in einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Nutzsignal zur Verfügung, welches von vorne herein eine verringerte Temperaturabhängigkeit aufweist bzw. dessen Temperaturabhängigkeit vorkompensiert ist. Ein solches System ist leichter analysierbar und man kann die Koeffizienten einer mathematischen Funktion zur optimalen Stresskompensation einfacher ermitteln. Insbesondere kann durch das im Folgenden beschriebene System bei prozessbedingten Streuungen der Temperaturkoeffizienten von Schichtwiderständen eine bessere Piezo-Kompensation bewerkstelligt werden.
Obwohl das erfindungsgemäße Konzept zur Kompensation von Piezo-Einflüssen auf integrierte Halbleiterschaltungen für jeden auf einem Halbleitersubstrat integrierbaren Sensor anwendbar ist, wird im Folgenden beispielhaft die Anwendung hinsichtlich der Kompensation eines Auslesesignals eines Hall-Sensors beschrieben.
Ein Ausführungsbeispiel bzw. eine mögliche Realisierung des erfindungsgemäßen Konzepts zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen kann dabei folgende Komponenten oder Funktionsblöcke aufweisen:

a) Einen ersten Schaltungsblock zur Erzeugung eines temperaturabhängigen Stroms/Spannung mittels eines ersten Widerstandtyps, der eine erste Piezo-Abhängigkeit aufweist;
b) Einen zweiten Schaltungsblock zur Erzeugung eines temperaturabhängigen Stroms/Spannung mittels eines zweiten Widerstandtyps, der eine zweite Piezo-Abhängigkeit aufweist;
c) Ein Nutz-Bauteil, dessen Beeinflussung durch mechanischen Stress kompensiert/reduziert werden soll (das ist z. B. im Fall eines integrierten Hall-Sensors die Hall-Sonde und deren Strom/Spannungsversorgung), wobei das Nutz-Bauteil, der erste Widerstandstyp und der zweite Widerstandstyp am Chip so angeordnet sein müssen, dass sie möglichst identischem mechanischen Stress (Normalspannungs-Stress und nicht Scheer-Stress) und möglichst identischer Temperatur ausgesetzt sind;
d) Ein Abgleichmittel, das das Verhältnis der Ströme des ersten und des zweiten Schaltungsblocks bei einer Referenztemperatur in ein bestimmtes Verhältnis setzt. Dieses Abgleichmittel kann z. B. ein digital justierbarer Stromspiegel sein, bei dem das Stromspiegelverhältnis in feinen Stufen durch Ansteuerung mit einem digitalen Code einstellbar ist, indem kleine Transistoren am Eingang oder am Ausgang des Stromspiegels zu- oder abgeschaltet werden. Dabei ist es für das erfindungsgemäße Konzept zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Halbleiterschaltung wesentlich, dass dieser Abgleich durch ein Abgleichsignal gesteuert wird – beispielsweise den oben erwähnten digitalen Code – und dass dieses Abgleichsignal in der Kompensation weiterverwendet wird. Dabei ist das Abgleichsignal ein Maß dafür, wie sehr das Verhältnis der Schichtwiderstände des ersten Widerstandstyps und des zweiten Widerstandstyps vom nominalen Verhältnis aufgrund von Variationen des Herstellungsprozesses streuen;
e) Ein Schaltungsblock, der eine Kombination und insbesondere die Differenz (oder den Quotienten) der Ströme des ersten Schaltungsblocks und des zweiten Schaltungsblocks bildet, wobei die Kombination dieser Ströme ein stressabhängiges Signal ergibt. Dies kann beispielsweise mittels eines ADC’s realisiert werden, der die Differenz der Ströme als Digitalcode ausgibt;
f) Ein Schaltungsblock, der die mittlere Temperatur des ersten Schaltungsblocks, des zweiten Schaltungsblocks und des Nutzbauteils bestimmt, wie z. B. ein digitaler Temperatursensor, der die Temperatur codiert in Form eines Digitalsignals ausgibt;
g) Eine Recheneinheit, die das stressabhängige Signal mit der mittleren Temperatur und dem Abgleichsignal bewertet und somit eine Temperaturkompensation des stressabhängigen Signals vollzieht;
h) Eine Recheneinheit, die das temperaturkompensierte stressabhängige Signal, das Stresssignal, neuerlich mit einer temperaturabhängigen Funktion bewertet, um damit den Einfluss des mechanischen Stresses auf das Nutzsignal nachzubilden, um somit einen Stressanteil des Nutzsignals zu ermitteln;
i) Eine Recheneinheit, die das Nutzsignal mit dem Stressanteil des Nutzsignals bewertet und dadurch den Einfluss des mechanischen Stresses auf das Nutzsignal mittels des Stressanteils des Nutzsignals herausrechnet.

Dabei ist darauf zu achten, dass die beiden Widerstandstypen des ersten und des zweiten Schaltungsblocks jeweils auf jene Komponente des mechanischen Stresses empfindlich sein müssen, auf die auch der Nutzparameter (im Beispiel eines Hall-Sensors ist dies die magnetische Empfindlichkeit) bzw. das Nutzsignal empfindlich ist. Die als Beispiel dienenden integrierten Hall-Sonden in {100}-Silizium sind auf die Summe der Normalspannungen in der Chipoberfläche empfindlich. Also müs sen auch die beiden Widerstandstypen auf die Summe der Normalspannungen empfindlich sein, was durch ein L-förmiges Layout eines jeden der beiden Widerstände gewährleistet werden kann. Dabei weisen der erste und der zweite Widerstandstyp idealerweise ein möglichst ähnliches Temperaturverhalten und eine möglichst unterschiedliche Empfindlichkeit auf mechanischen Stress auf. In der Praxis ist jedoch zumeist die Temperaturabhängigkeit der beiden Widerstandstypen nicht sehr ähnlich, was die Genauigkeit der Stresserfassung mindert. Die unterschiedliche Empfindlichkeit auf mechanischen Stress ist z. B. bei n- und p-dotierten Diffusions/Implantations-Widerständen im L-Layout und bei moderaten Dotierungen (kleiner 10¹⁶ cm^–3) dadurch gegeben, dass erstere eine Änderung von –24,4%/GPa, zweitere eine Änderung von +2,75%/GPa aufweisen, sie unterscheiden sich also sowohl in Betrag als auch im Vorzeichen voneinander.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die Ströme im ersten bzw. im zweiten Schaltungsblock durch einen Spannungsabfall über Widerständen unterschiedlicher Technologie erzeugt. Dabei wird die Spannung, die über den Widerständen abfällt, durch bekannte Bandgap-Schaltungsprinzipien erzeugt, wobei sich der Temperaturgang der mittels der Bandgap-Schaltung erzeugten Spannungen nahezu beliebig formen lässt, indem man PTAT und VBE Anteile von Spannungen mischt. PTAT bedeutet dabei „Proportional to absolute temperature”. VBE ist die Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors und hat negativen Temperaturkoeffizienten, im Gegensatz zu PTAT, welche positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, sodass die PTAT-Spannung also mit zunehmender Temperatur größer wird. Dabei werden die Temperaturabhängigkeiten des ersten und des zweiten Stroms (der Ströme, die in dem ersten und zweiten Schaltungsblock erzeugt werden) bevorzugt so eingestellt, dass im stressfreien Zustand das stressabhängige Signal im gesamten Betriebstemperaturbereich möglichst klein ist. Dadurch wird der Temperaturfehler des Stresssensors, also des Schaltungsblocks, welcher das stressabhängige Signal liefert, minimiert.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der Widerstandstyp im ersten Schaltungsblock ein p-dotierter Diffusions- oder Implantationswiderstand, welcher in Form eines L-s gelayoutet ist und bei dem beide Schenkel des L-s in Serie oder parallel geschaltet sind bzw. bei dem eine zeitliche Mittelwertbildung der beiden zueinander rechtwinklig angeordneten Widerstände durch ein Taktschema erfolgt. Demgemäß ist der Widerstandstyp des zweiten Schaltungsblocks in einer anderen Technologie ausgebildet, nämlich als n-dotierter Diffusions- oder Implantationswiderstand, der in Form eines L-s gelayoutet ist, bzw. in der soeben beschriebenen Schaltungsvariation betrieben wird, um eine Stresssensibilität bezüglich der Normalspannungskomponente zu erreichen. In einer Abwandlung des oben beschriebenen Layouts können beide Widerstandstypen bei geringeren Genauigkeitsanforderungen auch in einer einzelnen Richtung orientiert sein, ein p-dotierter Widerstand beispielsweise in der <100>-Richtung.
Wie oben beschrieben, werden die beiden Ströme in dem ersten und dem zweiten Schaltungsblock unter Zuhilfenahme technologisch unterschiedlicher Widerstände erzeugt, daher ist ihr Verhältnis sehr großen prozessbedingten Streuungen unterworfen. Die Standardabweichung der Streuung liegt dabei typischerweise in der Größenordnung von 5 bis 10%. Der im vorhergehenden beschriebene Abgleich des stressabhängigen Signals, also der Abgleich von 2 Strömen, wird in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mittels eines digital einstellbaren Stromspiegels durchgeführt, wobei der eine Strom verkleinert oder vergrößert wird, bis er dem zweiten Strom ident ist. Alternativ dazu ist vorstellbar, die Ströme nicht direkt abzugleichen, sondern beide Ströme durch einen Widerstand eines dritten Typs (welcher im Spezialfall auch einer der beiden ersten Typen sein kann) zu schicken, so dass über dem Widerstand des dritten Typs zwei unterschiedliche Spannungen abfallen. Für den Abgleich wird in dem alternativen Szenario dann ein Strom so lange justiert, bis die beiden Spannungen ident sind. Bevorzugt soll dieser Abgleich im stressfreien oder zumindest im stressarmen Zustand geschehen – also beispielsweise anlässlich des Wafer-Tests, noch bevor der Halbleiter-Wafer gesägt und im Gehäuse assembliert wurde. Der Grund liegt dabei darin begründet, dass durch diesen Abgleich lediglich die Streuung der durch unterschiedliche Produktionsschritte in unterschiedlichen Technologien aufgebrachten Schichtwiderstände eliminiert werden soll, jedoch nicht die eventuellen Unterschiede der Widerstandswerte, wie sie in Folge einer Einwirkung von mechanischem Stress auftreten. Es ist gerade ein herausragendes Merkmale der vorliegenden Erfindung, dass man durch diese Art des Abgleichs eine Aussage über die Dotierung der Widerstände erhalten kann, die schließlich den Temperaturkoeffizienten der Widerstände beeinflusst, wobei zu beachten ist, dass diese Variationen der Temperaturkoeffizienten den insgesamt größten Fehlereinfluss auf das endgültige Messergebnis haben. Ist beispielsweise ein Widerstand hochohmiger als nominal, liegt der Grund entweder in zu geringer Dotierung oder zu geringer Schichtdicke des Widerstandes. Die Dicke lässt sich jedoch durch die Energie der Dotierstoffionen bei der Implantation relativ genau reproduzieren, die vornehmlich variierende Größe ist die Dotierstoffkonzentration.
Die unterschiedliche Dotierstoffkonzentration ist der wesentliche Einflussfaktor, der den Temperaturkoeffizienten der Widerstände festlegt. Da die beiden technologisch unterschiedlichen Widerstände unterschiedliche Temperaturkoeffizienten aufweisen, liefern sie jeweils bei einer anderen als der Abgleichtemperatur, also der Temperatur, bei der der Abgleich des stressabhängigen Signals stattfindet, ein Ausgangssignal, das nicht vom mechanischen Stresssignal unterschieden werden kann. Dieser Abgleich ist für das erfindungsgemäß Konzept wesentlich, da sich ein Temperaturfehler per Simulation nur dann berechnen lässt, wenn die Temperaturkoeffizienten der beiden Widerstände wohl definiert bleiben. In diesem Fall ließe sich der Temperaturfehler simulieren bzw. im Rahmen einer Laborverifikation einiger Muster-ICs herausmessen, um ihn anhand des Messergebnisses in den nachfolgenden Rechenschritten zu berücksichtigen.
Wenn jedoch die Temperaturkoeffizienten streuen, so wie sie es in der Realität aufgrund von statistischen Fluktuationen und sich während der Herstellung ändernden Prozessparametern tun, so verursacht dies ein stressabhängiges Signal, welches jedoch nicht auf einem tatsächlich auf das Halbleitersubstrat einwirkenden mechanischen Stress beruht.
Bei der vorliegenden Erfindung hilft hierbei der oben beschriebene Abgleich, da das Abgleichsignal ja im IC in geeigneter Art und Weise gespeichert ist, so dass es eine Aussage über die Abweichung der elektrischen Parameter der beiden Widerstände bezüglich ihrer Nominalwerte zur Verfügung stellt und diese Information dazu verwendet werden kann, das stressabhängige Signal um den Fehlereinfluss, den diese Abweichung verursacht, zu korrigieren. Wird zum Abgleich ein digital ansteuerbarer Stromspiegel verwendet, kann dazu beispielsweise der zur Ansteuerung des Stromspiegels verwendete Binärcode in einem Speicher (wie z. B. einem EEPROM) gespeichert werden.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind der erste und der zweite Schaltungsblock, zumindest jedoch die Widerstände des ersten und des zweiten Schaltungsblocks, und das Nutzelement ineinander verschränkt, also räumlich möglichst nah beisammen liegend auf dem Halbleiterschaltungssubstrat angebracht, um möglichst identischem Stress und identischer Temperatur ausgesetzt zu sein. Verschränkte Anordnung von Halbleiterschaltungselementen, ist in der analogen Schaltungstechnik üblich, beispielsweise kann der erste Widerstandstyp in die Teile N1, N2 aufgeteilt und der zweite Widerstandstyp in die Teile P1, P2 aufgeteilt werden, woraufhin beide Widerstände geometrisch nebeneinander in der Abfolge N1, P1, N2, P2 oder N1, P1, P2, N2 angeordnet werden. Alternativ dazu sind ebenfalls 2-dimensionale Anordnungen, beispielsweise common-centroid oder Quadrupel geläufig. Bevorzugt sind dabei die eben beschriebenen Elemente in jenen Bereichen eines ICs angeordnet, in denen ein homogener mechanischer Stress auftritt (Normalspannungs-Stress, kein Scheer-Stress). Dies ist insbesondere im Zentrum des ICs der Fall, Gebiete am Rand des ICs sind zu meiden, wobei üblicherweise als Rand jener Bereich gilt, der von den Kanten eines Halbleiterchips nicht weiter entfernt liegt, als die Chipdicke ist.
Weiterhin werden die genannten Komponenten bevorzugt auf Isothermen platziert, also in Bereichen, die sich relativ zur dominanten Wärmequelle des ICs auf Symmetrieachsen befinden müssen. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist neben den Bauteilen zur Stressbestimmung und des Nutzbauteils, der Hall-Sonde, auch die Stromversorgung der Hall-Sonde auf dem Halbleiterschaltungssubstrat implementiert. Wird nämlich der Strom durch die Hall-Sonde von einem Widerstand erzeugt, so ändert dieser sich unter dem Einfluss von mechanischem Stress ebenso, wodurch sich die magnetische Empfindlichkeit der Sonde, die das Produkt aus der strombezogenen magnetischen Empfindlichkeit (das ist eine reine Kenngröße der Hall-Sonde) und dem Strom durch die Hall-Sonde ist, ebenso verändert.
Bevorzugt wird dabei der Strom durch die Hall-Sonde unter Zuhilfenahme von p-Diffusions/Implantationswiderständen in L-Form erzeugt. Dadurch kann ein Bandgap-Kern für die Erzeugung des die Hall-Sonde versorgenden Stroms und für die Erzeugung des Stroms, der durch den Widerstand im ersten Schaltungsblock zur Erzeugung eines stressabhängigen Signals geschickt wird, gemeinsam genutzt werden. So wird zum einen Chipfläche gespart, zum anderen können Prozessstreuungen minimiert werden. Die p-Widerstände, die den Hall-Sonden-Versorgungsstrom erzeugen, und die n-dotierte Hall-Sonde sind dann technologisch voneinander vollkommen unabhängig, da in unterschiedlichen Prozessschritten der Wafer-Herstellung entstanden, so dass die prozessbedingten Streuungen des p-Schichtwiderstands und der strombezogenen Empfindlichkeit der n-Hall-Sonde eine ebensolche Streuung der magnetischen Gesamtempfindlichkeit zur Folge haben, wobei die Streuung dieser Gesamtempfindlichkeit ca. 5 bis 10% beträgt. Für ICs mit einer Absolutwertgenauigkeit von besser als wenigen Prozenten ist das inakzeptabel.
Dies wird in dem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel durch den Abgleich des Hall-Sonden-Versorgungsstrom vor der Inbetriebnahme kompensiert, wobei dieser Abgleich mit dem Abgleich des Verhältnisses der Ströme des ersten und des zweiten Schaltungsblocks gekoppelt werden kann. Wird durch den Abgleich das Verhältnis aus p- und n-Strom ist jener Strom, der unter Zuhilfenahme des n-Widerstands erzeugt wird, äquivalentes gilt für den p-Strom) bei einer Referenztemperatur und im stressarmen Zustand das Verhältnis der Ströme auf seinen Nominalwert abgeglichen, wird dann gleichzeitig die Versorgungsspannung, die über der Hall-Sonde abfällt, auf ihren Nominalwert abgeglichen, da sich die n-dotierte Hallsonde ja wie der n-dotierte zweite Widerstandstyp verhält. Dies gilt insbesondere dann, wenn die Hall-Sonde im Spinning-Current-Betrieb betrieben wird, in dem der Strom durch die Sonde in zueinander orthogonalen Richtungen fließt, wie dies ebenfalls im L-Layout der Widerstände der Fall ist. Dabei wird genau genommen durch diesen gekoppelten Abgleich nicht die magnetische Empfindlichkeit abgeglichen, sondern im Wesentlichen die Versorgungsspannung der Hall-Sonde. Die magnetische Empfindlichkeit hängt von der Schichtdicke und der Ladungsträgerbeweglichkeit der Hall-Sonde und von ihrem Versorgungsstrom ab – also nicht von der Dotierung der Hall-Sonde.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird jedoch auf das Verhältnis von n- zu p-Widerstand abgeglichen, es wird also für die Hall-Sonde auf den Ausdruck „Beweglichkeit mal Dotierung dividiert durch Schichtdicke” abgeglichen, was nicht exakt der magnetischen Empfindlichkeit entspricht. Es ist vorteilhaft, mit dem geschilderten gekoppelten Abgleich die Versorgungsspannung der Hall-Sonde möglichst exakt auf einen Nominalwert einstellen zu können, denn damit kann man die zur Verfügung stehende Betriebsspannung optimal ausnutzen (auch bei Temperaturvariationen) und das Rauschen des Gesamtsystems somit minimieren. Ist ein Abgleich auf die magnetische Empfindlichkeit erforderlich oder gewünscht, kann ein weiterer Feinabgleich des Nutzsignals an anderer Stelle im Signalpfad des ICs zusätzlich erfolgen.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist das Nutzelement (die Hall-Sonde) und der n-dotierte Widerstand (der Widerstand des zweiten Schaltungsblocks) technologisch identisch aufgebaut (gleicher Tiefenquerschnitt, gleiche Dotierungsprofile) und idealerweise im selben Prozessschritt hergestellt, wobei der Widerstand des ersten Typs aus p-dotiertem Gebiet besteht. In dieser Konfiguration treten die geringsten Fertigungstoleranzen auf, da der p-dotierte Widerstand in {100}-Silizium eine äußerst geringe Abhängigkeit vom mechanischen Stress aufweist und die Eigenschaften des n-dotierten Widerstands sich weitgehend im Gleichlauf zu den Eigenschaften der gleichartig aufgebauten Hall-Sonde ändern. Z. B. wird die Abhängigkeit der magnetischen Empfindlichkeit der Hall-Sonde vom mechanischen Stress bei einer höheren als der nominalen Dotierung kleiner – das gleiche gilt auch für die Beeinflussung des n-Widerstands vom mechanischen Stress. Dies rührt daher, dass sowohl Piezo-Hall als auch piezoresistiver Effekt bei steigender Dotierung weniger ausgeprägt werden. Ähnliches gilt auch für die Temperaturabhängigkeiten der Piezo-Hall und der piezoresistiven Koeffizienten. Als Modifikation dieser vorteilhaften Ausführung des erfindungsgemäßen Konzepts zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen auf eine integrierte Halbleiterschaltung kann anstelle der n-Typ L-Widerstandsanordnung eine n-dotierte Hall-Sonde im Spinning-Current-Betrieb verwendet werden, wodurch sich zusätzliche Chipfläche sparen lässt.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird zur Bildung des Stresssignals die Differenz eines Stroms durch einen ersten und einen zweiten Widerstandstyp (n- und p-Typ) herangezogen. Daraus ergibt sich der große Vorteil, dass es für die Interpretation des Stresssignals bzw. der Temperaturabhängigkeit des Stresssignals nicht auf die absoluten Temperaturkoeffizienten des ersten und des zweiten Widerstandstyps ankommt, sondern nur auf deren Unterschied. Gelingt es also beispielsweise einen n-Widerstand mit TC1 = 0,4%/°C (wobei TC1 der lineare Temperaturkoeffizient des ersten Widerstandes ist) und einen p-Widerstand mit TC2 = 0,35%/°C herzustellen, so hat das als Stresssignal interpretierte Differenzsignal eine Temperaturabhängigkeit von lediglich 0,05%/°C. Eine Stressänderung von 22 MPA entspricht in etwa einer Messungenauigkeit von 1% eines n-dotierten Hall-Sensors in {100}-Silizium. Eine relative Änderung der Widerstandsdifferenz des n- und des p-Typ Widerstands von 0,6% entspricht gemäß einer vorherigen Abschätzung in etwa der Stressänderung von 22 MPa, ein Fehler in der Widerstandsdifferenz von 0,6% ist also gleichbedeutend mit einer Messungenauigkeit von 1% der betrachteten Hallsensoranordnung. Durch die Bildung der Differenz aus n- und p-Widerstand wird eine relative Änderung der Widerstandsdifferenz von 0,6% nun jedoch erst bei einem Temperaturunterschied von 0,6%/(0,4%/°C – 0,35%/°C) = 12°Czur Referenztemperatur, also der Temperatur, bei der beide Widerstände bzw. Ströme aufeinander abgeglichen wurden, erreicht.
Zum einen wird dadurch der Temperaturfehler insgesamt reduziert, insbesondere vereinfachen sich die Anforderungen an einen Temperatursensor, anhand dessen Temperaturmessung der Fehler korrigiert werden kann: für oben beschriebene Werte braucht die Temperatur lediglich auf etwa 10°C genau erfasst zu werden (Insbesondere soll der Temperatursensor selbst vom mechanischen Stress weitgehend unbeeinflusst bleiben und er darf über seine gesamte Lebensdauer keinen Drift des Ausgangssignals besitzen, die größer als 10°C ist.).
Die erfindungsgemäße Integration eines Temperatursensors in das Hall-Sensor-System ist, wie es obigen Zahlenbeispiel veranschaulicht, unumgänglich. Wird beispielsweise bei Zimmertemperatur = 20°C abgeglichen, und soll der IC auch bei –50°C mit der gewünschten Genauigkeit funktionieren, so beträgt der maximale Temperaturunterschied zwischen Einsatz und Abgleichtemperatur 70°C. Sollen sich, wie oben beschrieben, die beiden Widerstände im linearen Temperaturkoeffizienten nur um 0,05%/°C unterscheiden, liefert die Bildung des stressabhängigen Signals ein Signal, das 70°C*0,05% = 3,5%vom richtigen Absolutwert abweicht, was einer prozentualen Abweichung des mechanischen Stresses von 3,5%/(2,75%/GPA + 24,4%/GPA) = 129 MPAentspricht. Dieser mechanische Stress würde die strombezogenen Empfindlichkeit der Hall-Sonde (also des Nutzsignals eines solchen ICs) um 45%/GPA × 0,129 GPA = 5,8%ändern. Moderne Hall-Sensor-ICs müssen jedoch eine Stabilität von +–1% aufweisen, was aufgrund des Temperaturfehlers des stressabhängigen Signals ohne Kompensation desselben nicht erreicht werden kann, da der oben abgeschätzte Fehler ca. sechs bis zehnmal zu groß ist.
Dieser Temperaturfehler des stressabhängigen Signals kann nun rechnerisch weitgehend eliminiert werden, wenn die Temperatur erfasst wird und eine Temperaturkorrektur an das stressabhängige Signal angebracht wird. Das stressabhängige Signal muss mit (1 + (TC1p – TC1n) × (Tj – Tref))multipliziert werden, wobei Tj die Temperatur am Chip bezeichnet (Junction Temperature), Tref die Chiptemperatur beim Abgleich des ersten und des zweiten Schaltungsblocks ist und TC1p, TC1n die linearen Temperaturkoeffizienten der Schichtwiderstände des p- und n-dotierten Widerstandstyps bezeichnen. Da gilt: (TC1n – TC1p)·(Tj – Tref) = (0,4%/°C – 0,35%/°C)·(–50°C – 20°C) = –3,5%,wird somit genau der Unterschied der linearen Temperaturkoeffizienten des ersten und des zweiten Widerstandstyps herausgerechnet. Als einzig verbleibender Fehler ist noch die prozessbedingte Streuung der linearen Temperaturkoeffizienten vom Nominalwert sowie der Fehler der Temperaturmessung übrig: diese Fehler sind aber mindestens eine Größenordnung kleiner als ohne Temperaturkorrekturrechnung und daher hinreichend klein, dass eine Stressmessung eine signifikante Vergrößerung der Piezo-Sensitivität eines Nutzsignals erwarten lässt.
Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wird die Temperaturmessung durch eine Spannung, welche über einem Widerstand vom p-Typ auf einem Halbleitersubstrat abfällt, bestimmt. Dazu wird ein Bandgap-Kern dazu benutzt, einen Strom zu erzeugen, dessen Stromstärke proportional zur Temperatur auf dem Halbleiterchip ist. Als Maß für die Tempe ratur auf dem Chip wird die über dem p-Typwiderstand abfallende Spannung benutzt, da der p-Typwiderstand eine bekanntermaßen kleine Temperaturabhängigkeit aufweist, die Spannung über dem Widerstand somit also ebenfalls als proportional zur Temperatur angesehen werden kann. Die erfindungsgemäße Messung der Temperatur ist besonders vorteilhaft, da hier wiederum der selbe Bandgap-Kern benutzt werden kann, der auch zur Bildung des Stresssignals verwendet wird, wodurch sich Chipfläche und Produktionskosten sparen lassen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
1 Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Konzepts zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen.
2 Halbleiterschaltung zum Kompensieren der Piezo-Einflüsse auf das Messergebnis eines Hall-Sensors.
3a–b Richtungsbezeichnungen der Vorzugsrichtungen innerhalb eines Halbleiterkristalls.
Auf die Erläuterung der 3a–b wird dabei im Folgenden verzichtet, da die bereits in den Beschreibungen zum Stand der Technik ausführlich geschehen ist.
Die 1 zeigt ein Blockschaltbild anhand dessen das erfindungsgemäße Konzept zum Kompensieren von Piezo-Einflüssen auf einer Halbleiterschaltung beschrieben wird.
Dargestellt ist das Nutzelement 2, eine Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines ersten und eines zweiten Teilkompensationssignals 6, eine Kombinationseinrichtung 8, eine Temperaturerfassungseinrichtung 10, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Abwei chungssignals 12, eine Aufbereitungseinrichtung 14 sowie eine Auswerteeinrichtung 16.
Die Temperaturerfassungseinrichtung 10 ist über einen ersten Ausgang mit einem Eingang der Aufbereitungseinrichtung 14 verbunden und über einen zweiten Ausgang mit der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4. Die Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals 12 ist über einen Datenausgang mit einem Dateneingang der Aufbereitungseinrichtung 14 verbunden. Die Einrichtung zum Bereitstellen eines ersten und eines zweiten Teilkompensationssignals 6 ist über einen Datenausgang mit einem Dateneingang der Kombinationseinrichtung 8 verbunden. Der Datenausgang der Kombinationseinrichtung 8 ist mit einem ersten Dateneingang der Auswerteeinrichtung 16 verbunden, ein zweiter Dateneingang der Auswerteeinrichtung 16 empfängt die Daten, die die Aufbereitungseinrichtung 14 an ihrem Datenausgang zur Verfügung stellt. Der Datenausgang der Auswerteeinrichtung 16 ist mit einem Dateneingang der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 verbunden, ein weiterer Dateneingang der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 ist mit dem Datenausgang des Nutzelementes 2 verbunden.
Das Ziel, das das erfindungsgemäße Konzept verfolgt, ist, die von dem Nutzelement 2 gelieferten Nutzdaten 18 (N(T, σ)), die auf störende Art und Weise von der Temperatur T und dem auf das Halbleitersubstrat einwirkenden mechanischen Stress σ abhängen, mittels der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 derart zu korrigieren, dass das von der gesamten Halbleiterschaltung ausgegebene Ergebnissignal 20 (Ncomp(T)) von dem stressabhängigen Fehleranteil weitestgehend befreit ist, so dass dieses nur noch eine als bekannt vorausgesetzte Temperaturabhängigkeit aufweist.
Um diese Korrektur durchzuführen, ist erfindungsgemäß zunächst ein Stresssignal zu messen, und dieses auf die Temperatureffekte, bzw. auf Effekte, die durch variierende Pro zessparameter bei der Herstellung der Halbleiterschaltung aufgetreten sind, zu korrigieren.
Dazu übermittelt die Einrichtung zum Bereitstellen (6) ein erstes Teilkompensationssignals 22 und ein zweites Teilkompensationssignals 24 an die Kombinationseinrichtung 8, die das erste Teilkompensationssignal 22 und das zweite Teilkompensationssignal 24 zu einem Zwischenkompensationssignal 26 (S(T, σ)) kombiniert, welches an die Auswerteeinrichtung 16 übertragen wird.
Das Zwischenkompensationssignal 26 ist dabei von dem mechanischen Stress σ und der Temperatur zum Zeitpunkt der Messung T abhängig. In der Auswerteeinrichtung 16 wird das Zwischenkompensationssignal 26 von Signalanteilen, die auf einer Verfälschung des ersten Teilkompensationssignals 22 und des zweiten Teilkompensationssignals 24 beruhen, welche wiederum von variierenden Prozessparametern während der Produktion des Halbleiterchips herrühren, befreit.
Zu diesem Zweck wird von der Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals ein Abweichungssignal 30 (f) bereitgestellt, welches die Abweichung eines Verhältnisses des ersten Teilkompensationssignals 22 zum zweiten Teilkompensationssignal 24 beschreibt, das in einem stressfreien Zustand, also typischerweise während der Wafer-Produktion, und bei einer Referenztemperatur bestimmt wurde. Dieses Abweichungssignal 30 beschreibt also die prozessfluktuationsbedingte Abweichung des ersten und des zweiten Teilkompensationssignals (22 und 24), welche für jeden hergestellten Chip unterschiedlich sein kann. Da im Allgemeinen die Betriebstemperatur des Halbleiterchips nicht der Referenztemperatur entsprechen wird, muss das Abweichungssignal 30 zunächst von der Aufbereitungseinrichtung 14 in ein korrigiertes Abweichungssignal 32 (Se(T)) aufbereitet werden, wozu die Aufbereitungseinrichtung 14 zusätzlich die von der Temperaturerfassungseinrichtung 10 zur Verfügung gestellte Temperatur berücksichtigen muss. Die Aufbereitungseinrichtung (14) extrapoliert somit gewissermaßen das bei vorbestimmter Temperatur und geringem Stress gewonnene Abweichungssignal 30 zu der zum Zeitpunkt der Messung vorherrschenden Temperatur T, so dass das korrigierte Abweichungssignal 32 den Fehleranteil eines Stresssignals beschreibt, welcher aufgrund der Prozessfehler bei der Produktion auftreten.
Anhand des korrigierten Abweichungssignals 32 und des aktuellen Zwischenkompensationssignals 26 berechnet die Auswerteeinrichtung (16) ein Kompensationssignal 34, welches von Herstellungsprozessfehlern bereinigt ist und somit nur eine Abhängigkeit vom mechanischen Stress sowie eine bekannte Temperaturabhängigkeit aufweist.
Die Korrektur der Nutzdaten 18, die vom Nutzelement 2 bereitgestellt werden, basiert darauf, dass die Temperatur- und Stress-Abhängigkeit der Nutzdaten 18 bekannt ist, so dass die Nutzdaten 18 von der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 von dem Fehlersignalanteil, der aufgrund des mechanischen Stresses hervorgerufen wird, befreit werden können, um ein Ergebnissignal 20 zu ermitteln, das von dem mechanischen Stress auf den Halbleiter weitgehend unabhängig ist.
2 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Ausführung des Konzeptes zum Ermitteln eines Kompensationssignals in einer Halbleiterschaltung. Die in den 1 und 2 enthaltenen Funktionseinheiten mit identischem Funktionsumfang, erhalten dabei die gleichen Bezugszeichen.
So zeigt die 2 ebenfalls das Nutzelement 2, die Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4, die Einrichtung zum Bereitstellen eines ersten und eines zweiten Teilkompensationssignals 6, die Kombinationseinrichtung 8, die Temperaturerfassungseinrichtung 10, die Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals 12, die Aufbereitungseinrichtung 14, sowie die Auswerteeinrichtung 16.
Das Nutzelement 2 besteht dabei aus einem Hall-Sensor 40 mit einem Versorgungsstromeingang 40a und einem Spannungsausgang 40b, sowie einem Analog/Digital-Wandler 42, mit einem Analogeingang 42a und einem Digitalausgang 42b.
Die Temperaturerfassungseinrichtung 10 besteht aus einem Temperaturwiderstand 44 vom p-Typ (Rp3) und einem Analog/Digital-Wandler 46 mit einem Analogeingang 46a und einem Digitalausgang 46b.
Die Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals 12 ist als eine regelbare Stromspiegelschaltung realisiert, diese weist einen Versorgungsstromeingang 48a, einen Speisestromausgang 48b, einen weiteren Speisestromausgang 48c sowie einen Abstimmsignalausgang 48d auf.
Die Aufbereitungseinrichtung 14 ist als digitale Rechenschaltung mit einem ersten Eingang 50a und einem zweiten Eingang 50b, sowie einem Datenausgang 50c ausgeführt.
Die Kombinationseinrichtung 8, ist als Analog/Digital-Wandler mit einem ersten Analogeingang 52a und einem zweiten Analogeingang 52b ausgebildet, wobei diese zusätzlich einen Digitalausgang 52c aufweist.
Die Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 ist als digitale Rechenschaltung ausgebildet, die einen ersten Dateneingang 53a, einen zweiten Dateneingang 53b und einen dritten Dateneingang 53c sowie einen digitalen Datenausgang 53d aufweist.
Die Einrichtung zum Bereitstellen eines ersten Teilkompensationssignals 22 und eines zweiten Teilkompensationssignals 24 umfasst eine Bandgap-Schaltung 54, einen Referenzwiderstand 56 vom p-Typ, einen ersten Kompensationswiderstand 58 von n-Typ und einen zweiten Kompensationswiderstand 60 vom p-Typ. Die Bandgap-Schaltung 54 zur Erzeugung unterschiedlicher Ströme weist dabei mehrere Stromanschlusspunkte 54a–54e auf.
Der Temperaturwiderstand 44 ist zwischen den ersten Stromanschlusspunkt 54a der Bandgap-Schaltung 54 und Masse geschaltet. Der Analog/Digital-Wandler 46 ist parallel zum Temperaturwiderstand 44 geschalten, wobei der Analogeingang 46a des Analog/Digital-Wandlers 46 mit dem versorgungsspannungsseitigen Anschluss des Temperaturwiderstands 44 verbunden ist.
Der Referenzwiderstand 56 ist zwischen den dritten Stromanschlusspunkt 54c und Masse geschaltet. Der zweite Kompensationswiderstand 60 ist zwischen den vierten Anschlusspunkt 54d und Masse geschaltet, der vierte Stromanschlusspunkt 54e ist mit dem Versorgungsstromeingang 48a und der Stromspiegelschaltung 12 verbunden.
Der erste Kompensationswiderstand 58 ist zwischen den zweiten Speisestromausgang 48c der Stromspiegelschaltung 12 und Masse geschaltet, der erste Speisestromausgang 48b der Stromspiegelschaltung 12 ist mit dem Stromeingang 40a des Hall-Sensors 40 verbunden, welcher zwischen den ersten Speisestromausgang 48b der Stromspiegelschaltung 12 und Masse geschaltet ist. Der Spannungsausgang 40b des Hall-Sensors 40 ist mit dem Analogeingang 42a des Analog/Digital-Wandlers 42 verbunden. Der Digitalausgang 42b des Analog/Digital-Wandlers 42 ist mit dem ersten Dateneingang 53a der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 verbunden. Der versorgungsstromseitige Anschluss des zweiten Kompensationswiderstandes 60 ist mit dem zweiten Analogeingang 52b des Analog/Digital-Wandlers 8 verbunden, der Versorgungsstromseitige Anschluss des ersten Kompensationswiderstandes 58 ist mit dem ersten Analogeingang 52a des Analog/Digital-Wandlers 8 verbunden, wobei der Digitalausgang 52c des Analog/Digital-Wandlers 8 mit einem ersten Eingang der Auswerteeinrichtung 16 verbunden ist, deren zweiter Dateneingang mit dem Datenausgang 50c der Aufbereitungseinrichtung 14 verbunden ist. Der erste Dateneingang 50a der Aufbe reitungseinrichtung 14 ist mit dem Abstimmsignalausgang 48d der Stromspiegelschaltung 12 verbunden, wobei der zweite Dateneingang 50b mit dem Digitalausgang 46b des Analog/Digital-Wandlers 46 verbunden ist, welcher des weiteren mit dem dritten Dateneingang 53c der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 verbunden ist.
Der Datenausgang der Auswerteeinrichtung 16 ist mit dem zweiten Dateneingang 53b der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 verbunden, am Datenausgang 53d der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 kann das stresskompensierte Nutzsignal 20 abgegriffen werden.
Die Analog/Digital-Wandler 8, 42 und 46 besitzen darüber hinaus einen Eingang, an dem eine Referenzspannung Vref anliegt, die für die Funktionsweise der A/D-Wandler wichtig ist, dessen Existenz jedoch für das erfindungsgemäße Ermitteln eines Kompensationssignals nicht wesentlich ist, so dass das Vorhandensein der Referenzspannung Vref hier lediglich erwähnt wird.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das in 2 gezeigt ist und in dem das Messsignal einer Hall-Sonde auf die Einflüsse durch mechanischem Stress korrigiert wird, werden alle zum Betrieb der Schaltung notwendigen Ströme durch eine Bandgap-Schaltung 54 erzeugt. Mittels der bekannten Bandgap-Schaltungsprinzipien kann man den Temperaturgang von Strömen nahezu beliebig formen, indem man Stromanteile Iptat und Ivbe, wie sie an den Stromanschlusspunkten 54a und 54b abgegriffen werden können, mischt, wobei Iptat ein Strom proportional zu der absoluten Temperatur ist und Ivbe mit steigender Temperatur linear abnimmt. Am Stromanschlusspunkt 54c sind die Ströme so kombiniert, dass diese möglichst temperaturunabhängig sind, am Stromanschlusspunkt 54d sind die Ströme ebenfalls so kombiniert, dass diese so gut als möglich unabhängig von der Umgebungstemperatur sind, während am Stromanschlusspunkt 54e der Strom innerhalb der Bandgap-Schaltung mittels eines L-förmig gelayouteten p-Typ-Widerstands ein Strom Ip erzeugt wird, der eine freiwählbare Temperaturabhängigkeit T und eine Abhängigkeit von der Summe der Nominalspannungskomponenten in der Chipebene σ aufweist.
Der Spannungsabfall Vref, den der am Stromanschlusspunkt 54c abgegriffene Strom über dem p-Typ-Referenzwiderstand 56 erzeugt, dient als Referenzspannung für die Analog/Digital-Wandler 8, 42 und 46, welche diese Referenzspannung für die Digitalisierung benötigen. Eine Spannung Vptat, welche proportional zur Temperatur ist, wird durch den Spannungsabfall, den der Temperatur proportionale Strom, der am Stromanschlusspunkt 54a abgegriffen wird, am Temperaturwiderstand 44 erzeugt. Die temperaturproportionale Spannung Vptat wird am Analogeingang 46a des Analog/Digital-Wandlers 46 angelegt, so dass im Digitalausgang 46b des Analog/Digital-Wandlers 46 die Temperaturinformation T in digitaler Form zur Verfügung steht.
Das erste Teilkompensationssignal 22 und das zweite Teilkompensationssignal 24, mittels derer die Stressbestimmung erfolgt, bilden die Spannungsabfälle über dem ersten Kompensationswiderstand 58 und dem zweiten Kompensationswiderstand 60, wobei das erste Teilkompensationssignal 22 (Un(T, σ)) und das zweite Teilkompensationssignal 24 (Up(T, σ)) an die Analogeingänge 52a und 52b des Analog/Digital-Wandlers 8 angelegt werden, woraus dieser ein digitales Ausgangssignal: S = ((Up – Un)/Vref)·FSR,wobei FSR den Full Scale Range des AD-Wandlers bezeichnet. Beispielsweise gilt bei einem 10 Bit-Wandler: FSR = 2(10 – 1) = 1023.
Das Stresssignal S(T, σ) ist somit von T und von σ sowie von dem Abgleichssignal 30 (f) abhängig, dessen Zustandekommen im Folgenden erläutert wird.
Der einen wesentlichen Bestandteil der vorliegenden Erfindung ausmachende Abgleichvorgang wird dabei über die Variation des Stromes Ip, der dem ersten Kompensationswiderstand 58 (Rn) eingeprägt wird, vorgenommen. Um dies zu ermöglichen, wird der am Stromanschlusspunkt 54e der Bandgap-Schaltung 54 abgegriffene Strom Ip mittels eines trimmbaren Stromspiegels 12, welcher die erfindungsgemäße Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals umfasst, eingeprägt. Mittels des Stromspiegels 12 kann das Verhältnis des an seinem Versorgungsstromeingang 48a anliegenden Stroms zu dem an seinen Speisestromausgängen 48b und 48c anliegenden Ausgangsstrom frei eingestellt werden, dabei bezeichnet f den Stromspiegelfaktor = Ausgangsstrom/Eingangsstrom. Der Stromspiegelfaktor f wird als Abweichungssignal (30) an den Dateneingang 50a der Aufbereitungseinrichtung 14 angelegt. Der am Speisestromausgang 48c ausgegebene Strom wird dem ersten Kompensationswiderstand 58 eingeprägt, wodurch über diesem die Spannung Un(T, σ) als erstes Teilkompensationssignal 22 abfällt und wobei gilt: Un(T, σ) = Ip(T, σ)·Rn(T, σ)·f.
Der selbe Versorgungsstrom wird am Speisestromausgang 48b abgegriffen und als Hall-Sonden-Versorgungsstrom für die Hall-Sonde 40 an deren Stromeingang 40a angelegt. Dies hat den Vorteil, dass damit der Hall-Sondenversorgungsstrom in hohem Maße unabhängig vom mechanischen Stress ist, da dieser innerhalb der Bandgap-Schaltung 54 mittels eines L-förmigen p-Typ-Widerstands erzeugt wurde, der nur eine geringe Piezo-Abhängigkeit von 2,75%/GPa aufweist.
In der Abgleichprozedur wird das Abweichungssignal 30 (f) so eingestellt, dass bei einer Referenztemperatur Tref, bei wel cher der Abgleich stattfindet, und im möglichst stressarmen Zustand (beispielsweise auf Waferlevel mit kleinem Stress σ1) das Stresssignal verschwinden zu lassen, so dass gilt: S(Tref, σ1) = [(Up(Tref) – Rn(Tref, σ1)·f·Ip(Tref, σ1))/Vref] × FSR.
Daraus folgt, dass: f = Up(Tref)/(Rn(Tref, σ1)·Ip(Tref, σ1)).
Dabei ist die Temperaturabhängigkeit von Up und Un im stressfreien Zustand vorzugsweise so zu wählen, dass Up – Un = 0 ist.
Diese Bedingung lässt sich in der Praxis nur für eine Näherung erfüllen, so dass beispielsweise der Temperaturkoeffizient erster Ordnung verschwindet, also das bei T = Tref gilt: d/dT(Up – Un) = 0.
Es wird sich also auch nach erfolgtem Abgleich bei beliebigen Temperaturen im stressfreien Zustand ein Ausgangssignal S <> 0 bei T <> Tref ergeben, welches als Temperaturfehler bezeichnet und mit Se benannt wird, wobei gilt: Se(T) = [Up(T) – Rn(T, 0)·Ip(T, 0)·Up(Tref)/(Rn(Tref, σ1)·Ip(Tref, σ1))]/Vref·FSR.
Dieser Temperaturfehler ist darüber hinaus auch noch von f abhängig, das das Stromspiegelverhältnis f ja ein Maß für die Streuung von Rn/Rp vom Nominalwert ist und somit auch ein Maß für die Differenz der linearen Temperaturkoeffizienten der Schichtwiderstände darstellt. Allgemein gilt also Se = Se(T, f). Diese Funktion wird durch eine Laborcharakterisierung ermittelt und beispielsweise als Potenzreihe folgendermaßen approximiert: Se ≅ C1·T + C2·f + C3·T·f + ...,wobei sich C1, C2, C3 als Resultat der Laborcharakterisierung ergeben.
Dieses Stressfehlersignal wird in der Schaltung in 2 von der Aufbereitungseinrichtung 14 berechnet, weswegen diese an ihrem ersten Dateneingang 50a das Abweichungssignal f und an ihrem zweiten Dateneingang 50b das Temperatursignal T erhält. T wird dabei vom Analog/Digital-Wandler 46 erzeugt, so dass für das digitale Temperatursignal gilt: T = Vptat/Vref·FSR.
Das Signal Se(T) beschreibt somit die Abweichung des Verhältnisses der Kompensationswiderstände 58 und 60 bei der momentanen Temperatur T. Um das bei dieser Temperatur T gemessene Stresssignal S(T, σ) von diesem Fehleranteil befreien zu können, wird das korrigierte Abweichungssignal 32 (Se(T)) und das Zwischenkompensationssignal 26 (S(T, σ)) an die beiden Eingänge der Auswerteeinrichtung 16 angelegt, welche die Differenz der Signale, also S(T) – Se(T) bildet. Das Kompensationssignal 34, S(T) – Se(T), ist also ein Signal, das proportional zum mechanischen Stress σ ist, jedoch eine komplizierte T-Abhängigkeit aufweist, da die involvierten Piezo-Konstanten T-abhängig sind.
Das Nutzsignal 18 (N(T, σ)), welches das vom Analog/Digital-Wandler 42 digitalisierte Messsignal des Hall-Sensors 40 ist, welches von diesem an seinem Spannungsausgang 40b bereitgestellt wird, wird schließlich mit (S – Se) verrechnet, so dass sich die Stress-Abhängigkeit heraushebt. Eine von vielen Möglichkeiten für eine dazu zu verwendende Rechenvorschrift ist beispielsweise: Ncomp(T) = N(T, σ)·(1 + D1·(S – SE) + D3·(S – SE)·T + ..., wobei die Konstanten D1, D2, D3, ... aus einer Laborcharakterisierung bekannt sein müssen. Das am digitalen Datenausgang 53d der Nutzsignalverarbeitungseinrichtung 4 zur Verfügung gestellte Signal Ncomp(T) ist also von den Einflüssen des mechanischen Stresses weitestgehend befreit und lediglich noch von der Temperatur abhängig.
Obwohl in dem in 2 beschriebenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung für die Analog/Digital-Wandlung des Temperatursignals und des Stresssignals zwei Analog/Digital-Wandler 46 und 8 verwendet wurden, kann man alternativ auch nur einen einzigen Analog/Digital-Wandler verwenden, wenn man diesen im Zeit-Multiplex-Betrieb betreibt.
Obwohl das erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel, welches anhand von 2 beschrieben wurde, nahe legt, dass alle dort aufgeführten Widerstände in L-Form gelayoutet sind, ist dies in einer alternativen Ausführungsform nicht zwingend erforderlich. Dabei müssen zumindest jene p-Typ-Widerstände, welche den Strom Ip in der Bandgap-Schaltung 54 erzeugen, und die Referenzwiderstände 58 und 60 (Rn und Rp) in Form eines L-S gelayoutet sein. Alle anderen Widerstände müssen nur dann in Form eines L-S gelayoutet sein, wenn diejenigen Widerstände, die die Ströme innerhalb der Bandgap-Schaltung 54 definieren, ebenfalls in L-Form gelayoutet sind. In einer alternativen Ausführungsform wäre es jedoch auch möglich, in der Bandgap-Schaltung 54 einfache Widerstände zu verwenden, durch die die Ströme durch den Referenzwiderstand 56 und den Temperaturwiderstand 44 definiert werden, falls dann auch der Referenzwiderstand 56 und der Temperaturwiderstand 44 ein gleichgearteter, einfacher Widerstand ist. Dies können sogar Widerstände eines anderen Typs sein (z. B. Poly-Siliziumwiderstände). Dies ist möglich, da es bei dem Referenzwiderstand 56 und dem Temperaturwiderstand 44 ja lediglich auf die Erzeugung einer möglichst genauen Spannung Vref und Vptat ankommt.
Bei einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfolgt die Chiptemperatur-Erfassung sehr stressarm, da alle an der Temperaturmessung beteiligten Widerstände gleichartig aufgebaut sind und möglichst nur auf Nominalspannungsstress reagieren (Poly-Widerstände oder L-förmige Diffusionswiderstände). Bei verringerter Genauigkeitsanforderung können dies auch 45° zum Flat des Wafers angeordnete p-Diffusions- oder Implantations-Widerstände sein.
Weiter ist eine stressarme Erfassung der Chiptemperatur in einer vorteilhaften Variation möglich, wenn innerhalb der Bandgap-Schaltung 54 zumindest für den Teil der Schaltung, welcher den temperaturproportionalen Strom Iptat erzeugt, pnp-Substrat-Transistoren verwendet werden, da diese in {100}-Material besonders stressunempfindlich und technologisch stabil sind.
Alternativ zum gezeigten Ausführungsbeispiel in 2 kann das Stresssensorsignal 26 auch so gebildet werden, dass dieses bezüglich seiner Temperaturabhängigkeit bereits vorkompensiert ist.
Der erfindungsgemäße analoge Abgleich des Hall-Sondenstroms und des Stresssensors, wie er oben beschrieben ist, kann auch entfallen, wenn der Messwert in einem internen Messwertspeicher gespeichert und später digital verrechnet wird. Dabei ist das Weglassen des Abgleichs (wenn man eventuell Platz sparen will und die Absolutwertgenauigkeit resultierend aus dem Verhältnis aus n- zu p-Widerstand für die spezielle Anwendung unerheblich ist) möglich. Dabei kann beispielsweise der Messwert für Rn und Rp explizit digital gespeichert werden, um diesen zu späteren Berechnung des Kompensationssignals zu verwenden. Mittels eines solchen Abgleichsignals kann eine Schätzung vorgenommen werden, wie sehr sich der Temperaturkoeffizient des Verhältnisses aus erstem zu zweitem Widerstandstyp vom Nominalwert unterscheidet und dieser Schätzwert kann in den Rechenschritten berücksichtigt werden, um auf diese Art und Weise die Genauigkeit des Stresssignals zu erhöhen.
Bei einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit erhöhten Genauigkeitsanforderungen, wird für hochgenaue Bandgap-basierte Temperatursensoren und Referenzspannungsquellen der stressabhängige VBE-Anteil im Sensor auf die gleiche Weise korrigiert und es werden ebenfalls die Ströme im Bandgap-Kern stressabhängig korrigiert.
Bei einer alternativen Ausführungsform kann beim Einsatz von hochgenauen Analog/Digital-Wandlern oder Digital/Analog-Wandlern der zugehörige Referenzstrom oder die Referenzspannung, wie eben beschrieben, ebenfalls korrigiert werden.
Der Schaltungsblock, der erfindungsgemäß als Kombinationseinrichtung 8 fungiert und das Stresssignal liefert, bildet das Stresssignal in den vorliegenden Ausführungsbeispielen durch Differenz zweier Teilkompensationssignale. Alternativ sind hier verschiedene Arten der Stresssignalbildung möglich, zum einen kann die Differenz bzw. der Quotient des ersten und des zweiten Stromes direkt gebildet werden. Als alternative Ausführungsform kann der erste Strom und der zweite Strom auf einen Widerstand eines beliebigen Widerstandstyps eingeprägt werden, wodurch eine erste und eine zweite Spannung entsteht, deren Differenz bzw. deren Quotient gemessen werden kann.
Alternativ kann auch der erste Strom auf einen Widerstand vom zweiten Typ eingekoppelt werden. Dadurch entsteht eine zweite Spannung, welche vom mechanischem Stress abhängt. Diese kann mit einer dritten Spannung verglichen werden, die nicht vom mechanischem Stress abhängt, was man auf herkömmlichen Wege dadurch erreicht, dass mittels einer Bandgap-Schaltung ein Strom erzeugt und auf einen Widerstand eingekoppelt wird, wobei der Widerstand vom selben Typ ist, wie jener, der in der Bandgap verwendet wird. Die dritte Spannung kann dann ebenso einen geeignet gewählten Temperaturgang haben, welcher mit jedem der zweiten Spannung im stressfreien Zustand übereinstimmt.
Bevorzugt umfasst die Kombinationseinrichtung 8 einen Analog/Digital-Wandler, der einen Digitalcode ausgibt, der sich aus der Differenz zweiter Teilspannungen dividiert durch eine Referenzspannung ergibt.
Die Referenzspannung kann wie anhand von 2 beschrieben erzeugt sein oder auch dem System von außen zugeführt werden.
Die Korrektur der Signale wird in den oben Beschriebenen Beispielen mittels digitaler Rechenschaltungen durchgeführt, es ist jedoch ohne weiteres möglich, diese auch mittels analoger Rechenschaltungen, wie zum Beispiel Multiplizierern oder Addierern durchzuführen.
Vorhergehende Beschreibung wurde vor allem im Zusammenhang mit einer Hallsonde beschrieben. Es sollte aber deutlich werden, dass mittels des erfindungsgemäßen Kompensationsverfahrens alle Halbleiterschaltungselemente, die eine Piezo-Abhängigkeit, wie beispielsweise ein piezoresistive Abhängigkeit, eine Piezo-MOS-Abhängigkeit, eine Piezo-Junction-Abhängigkeit, eine Piezo-Hall-Abhängigkeit oder eine Piezo-Tunnel-Abhängigkeit von dem mechanischen Spannungszustand des Halbleitersubstrat aufweisen, bezüglich Ihrer Stressabhängigkeit kompensiert werden können.
Insbesondere können als Magnetfeldsensorelemente neben Hallsondenelementen auch andere magnetfeldempfindlichen Elemente eingesetzt werden, wie z. B. Feldplatten, xMR-Sensorelemente (AMR-, GMR-, TMR-, CMR-Sensorelemente; AMR = anisotropic magneto resistance, GMR = giant magneto resistance, TMR = tunnel magneto resistance, CMR = collosal magneto resistance), Magnetwiderstände, Magnetotransistoren (MAGFETs), Giant-Planar-Halleffektsensorelemente, Spintransistoren, GMI- Elemente (GMI = giant magnetic impedance), MR-Sensorelemente (MR = magnetoresistance) oder Magnetdioden, wobei obige Aufzählung nicht als vollständig anzusehen ist.

2: Nutzelement
4: Nutzsignalverarbeitungseinrichtung
6: Einrichtung zum Bereitstellen
8: Kombinationseinrichtung
10: Temperaturerfassungseinrichtung
12: Einrichtung zum Bereitstellen eines Abweichungssignals
14: Aufbereitungseinrichtung
16: Auswerteeinrichtung
18: Nutzdaten
20: Ergebnissignal
22: Erstes Teilkompensationssignal
24: Zweites Teilkompensationssignal
26: Zwischenkompensationssignal
30: Abweichungssignal
32: Korrigiertes Abweichungssignal
34: Kompensationssignal
40: Hall-Sensor
40a: Stromeingang
40b: Spannungsausgang
42: Analog/Digital-Wandler
42a: Analogeingang
42b: Digitalausgang
44: Temperaturwiderstand
46: Analog/Digital-Wandler
46a: Analogeingang
46b: Digitaleingang
48a: Versorgungsstromeingang
48b: Speisestromausgang
48c: Speisestromausgang
48d: Abstimmsignalausgang
50a: Dateneingang
50b: Dateneingang
50c: Datenausgang
52a: Analogeingang
52b: Analogeingang
52c: Digitalausgang
53a: Dateneingang
53b: Dateneingang
53c: Dateneingang
53d: Datenausgang
54: Bandgap-Schaltung
54a–54e: Stromanschlusspunkte
56: Referenzwiderstand
58: Erster Kompensationswiderstand
60: Zweiter Kompensationswiderstand

Claims

Vorrichtung zum Ermitteln eines Kompensationssignals (34), mit folgenden Merkmalen: Einer ersten Einrichtung (6), ausgebildet zum Bereitstellen eines ersten (22) und eines zweiten (24) Teilkompensationssignals, wobei das erste (22) und das zweite (24) Teilkompensationssignal eine unterschiedliche mechanische Stress-Abhängigkeit aufweisen; einer Kombinationseinrichtung (8), ausgebildet zum Kombinieren des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals zu einem Zwischenkompensationssignal (26); einer Temperaturerfassungseinrichtung (10), ausgebildet zum Erfassen einer Temperatur eines Halbleiterschaltungssubstrats; einer zweiten Einrichtung, ausgebildet zum Bereitstellen (12) eines Abweichungssignals (30), wobei das Abweichungssignal (30) eine Information über die Abweichung eines Realverhältnisses des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals von einem Verhältnis der Nominalwerte des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals in einem stressfreien Zustand und bei einer Referenztemperatur aufweist; einer Aufbereitungseinrichtung (14), die ausgebildet ist, um unter Berücksichtigung der erfassten Temperatur aus dem Abweichungssignal (30) ein die erfasste Temperatur berücksichtigendes, korrigiertes Abweichungssignal (32) zu bilden; und einer Auswerteeinrichtung (16), die ausgebildet ist, um basierend auf dem Zwischenkompensationssignal (26) und dem korrigierten Abweichungssignal (32) das Kompensationssignal (34) bereitzustellen, welches ein Maß für den auf das Halbleiterschaltungssubstrat einwirkenden mechanischen Stress ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, die ferner folgende Merkmale aufweist: ein Nutzelement (2), das auf dem Halbleiterschaltungssubstrat integriert ist und das ausgebildet ist, um abhängig von einer zu erfassenden physikalischen Größe ein Nutzsignal (18) bereit zu stellen, wobei das Nutzsignal einen Nutzsignalanteil und einen Fehleranteil aufweist; und eine Nutzsignalverarbeitungseinrichtung (4), die ausgebildet ist, um unter Berücksichtigung der erfassten Temperatur und des Kompensationssignales (34) aus dem Nutzsignal (18) ein korrigiertes Nutzsignal (20) zu bilden, wobei in dem korrigierten Nutzsignal der durch den mechanischen Stress verursachter Fehleranteil reduziert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, bei der die erste Einrichtung (6) ein erstes Schaltungselement (58) mit einer ersten stressabhängigen elektrischen Charakteristik und ein zweites Schaltungselement (60) mit einer zweiten stressabhängigen elektrischen Charakteristik aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der das erste Schaltungselement (58) und das zweite Schaltungselement (60) jeweils ein resistives Element ist und bei der die erste stressabhängige elektrische Charakteristik und die zweite stressabhängige Charakteristik auf dem piezoresistiven Effekt beruhen.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 oder 4, bei der das erste Schaltungselement einen n-Typ-Implantations- oder Diffusionswiderstand und bei der das zweite Schaltungselement einen p-Typ-Implantations- oder Diffusionswiderstand aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, bei der das erste Schaltungselement aus zwei länglichen Teilelementen besteht, welche elektrisch parallel oder in Serie geschalten sind, wobei die Hauptstromflussrichtungen durch die Teilelemente relativ zueinander rechtwinklig angeordnet sind.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 6, bei der das zweite Schaltungselement aus zwei länglichen Teilelementen besteht, welche elektrisch parallel oder in Serie geschalten sind, wobei die Hauptstromflussrichtungen durch die Teilelemente relativ zueinander rechtwinklig angeordnet sind.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, die eine Bandgap-Schaltung umfasst, die ausgebildet ist, um dem ersten (58) und dem zweiten (60) Schaltungselement einen ersten und einen zweiten Strom einzuprägen, um das erste (22) und das zweite (24) Teilkompensationssignal zu erhalten.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die zweite Einrichtung (12) ausgebildet ist, um ein Abweichungssignal bereit zu stellen, das diejenige Abweichung beschreibt, die bei der Referenztemperatur in einem stressfreien Zustand eine Differenz der Teilkompensationssignale verschwinden lässt.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der die zweite Einrichtung (12) ausgebildet ist, um das Abweichungssignal (30) in Form eines digitalen Codes bereitzustellen.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der die zweite Einrichtung (12) eine Speichereinrichtung zum Speichern des Abweichungssignals (30) aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei der die Kombinationseinrichtung (8) ausgebildet ist, um das Zwischenkompensationssignal (26) aus einer Linearkombination des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals zu bilden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 12, bei der die Kombinationseinrichtung (8) ausgebildet ist, um das Zwischenkompensationssignal (26) aus der Differenz des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals zu bilden.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der die Aufbereitungseinrichtung (14) ausgebildet ist, um das korrigierte Abweichungssignal (32) durch Einsetzen des Abweichungssignals (30) und der Temperatur in eine Funktionsvorschrift zu bilden, wobei die Funktionsvorschrift eine Temperaturabhängigkeit des Abweichungssignals berücksichtigt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 14, bei der die Aufbereitungseinrichtung (14) ausgebildet ist, um als Funktionsvorschrift eine Potenzreihe zu verwenden.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15, bei der die Auswerteeinrichtung (16) ausgebildet ist, um das Kompensationssignal (34) durch eine Kombination des Zwischenkompensationssignals (26) und des korrigierten Abweichungssignals (32) zu bilden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 16, bei der die Auswerteeinrichtung (16) ausgebildet ist, um das Kompensationssignal (34) durch Bilden der Differenz des Zwischenkompensationssignals (26) und des korrigierten Abweichungssignals (32) zu ermitteln.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 17, bei der das Nutzelement (2) ein Sensorelement umfasst, das ausgebildet ist, um als Nutzsignal (18) ein Sensorsignal zur Verfügung zu stellen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 18, bei der das Sensorelement ein Hall-Element (42) aufweist, welches ausgebildet ist, um als Sensorsignal die Hall-Spannung bereit zu stellen.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 19, bei der die Nutzsignalverarbeitungseinrichtung (4) ausgebildet ist, um durch Kombination des Nutzsignals (18) und des Kompensationssignals (34) sowie der Temperatur das korrigierte Nutzsignal (20) zu bilden, in dem eine Temperatur und stressabhängige Nutzsignalcharakteristik des Nutzelements (2) berücksichtigt ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 20, bei der die Nutzsignalverarbeitungseinrichtung (4) ausgebildet ist, um die Kombination durch Einsetzen der Temperatur, des Nutzsignals (18) und des Kompensationssignals (34) in eine Funktionsvorschrift durchzuführen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 21, bei der die Nutzsignalverarbeitungseinrichtung (4) ausgebildet ist, um als Funktionsvorschrift eine Potenzreihe zu verwenden.
Verfahren zum Ermitteln eines Kompensationssignals (34) mit folgenden Schritten: Bereitstellen eines ersten (22) und eines zweiten (24) Teilkompensationssignals, wobei das erste (22) und das zweite (24) Teilkompensationssignal eine unterschiedliche mechanische Stress-Abhängigkeit aufweisen; Erfassen einer Temperatur eines Halbleiterschaltungssubstrats; Kombinieren des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals zu einem Zwischenkompensationssignal (26); Bereitstellen eines Abweichungssignals (30), wobei das Abweichungssignal (30) eine Information über die Abweichung eines Realverhältnisses des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals von einem Verhältnis der Nominalwerte des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals in einem stressfreien Zustand und bei einer Referenztemperatur aufweist; Aufbereiten des Abweichungssignals (30), um unter Berücksichtigung der erfassten Temperatur aus dem Abweichungssignal (30) ein die erfasste Temperatur berücksichtigendes, korrigiertes Abweichungssignal (34) zu bilden; und Auswerten des Zwischenkompensationssignals (26), um basierend auf dem Zwischenkompensationssignal (26) und dem korrigierten Abweichungssignal (32) ein Kompensationssignal (34) bereit zu stellen, welches ein Maß für den auf das Halbleiterschaltungssubstrat einwirkenden mechanischen Stresses ist.
Verfahren gemäß Anspruch 23, bei dem das Bereitstellen des Abweichungssignals (30) einen Abgleich des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals umfasst, wobei beim Abgleich ein Verhältnis des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals derart eingestellt wird, dass es einem Sollverhältnis des ersten (22) und des zweiten (24) Teilkompensationssignals in einem stressfreien Zustand und bei einer Referenztemperatur entspricht, so dass ein Abgleichfaktor, welcher den Abgleich steuert, ein Maß für das Abweichen des realen Verhältnisses vom Sollverhältnis ist.
Verfahren gemäß Anspruch 24, bei dem das Abgleichen während einer Herstellung einer Halbleiterschaltung im stressfreien Zustand auf Waferebene durchgeführt wird.