DE10154498A1

DE10154498A1 - Hallsondensystem

Info

Publication number: DE10154498A1
Application number: DE10154498A
Authority: DE
Inventors: Udo Ausserlechner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-11-07
Filing date: 2001-11-07
Publication date: 2003-05-22
Anticipated expiration: 2021-11-08
Also published as: DE10154498B4

Abstract

Ein Hallsondensystem ist geschaffen, durch den ein Hallstrom fließen kann und an dem eine Hallspannung abgreifbar ist, eine Einrichtung (26) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit eines Einflußparameters des leitfähigen Hallbereichs (10) und einen Elektrodenbereich (22) zum Anlegen der Steuerspannung aufweist. Der Elektrodenbereich (22) ist von dem Hallbereich (10) elektrisch isoliert und ausgebildet, um die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch die angelegte Steuerspannung zu steuern.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet von Hallsondensystemen und insbesondere auf das Gebiet von empfindlichen Hallsondensystemen mit Steuerungseinrichtungen zum Steuern einer Hallspannung.

Hallsonden, die zusammen mit einer Auswerteelektronik (ASICs, ASIC = application specific integrated circuit = anwendungsspezifische integrierte Schaltung) in Halbleiterchips integriert sind, werden heutzutage in großer Stückzahl bei vielen Anwendungen, beispielsweise in Automobilen, Stromzählern, Lüftermotoren usw., verwendet.

Mit diesen integrierten Hallsensoren ist es möglich, genaue Magnetfeldsensoren mit umfangreichen Zusatzfunktionen, die beispielsweise eine Programmierbarkeit und intelligente Sensoren bzw. Smartsensors umfassen, herzustellen. Dabei kann die gut bekannte CMOS- oder BiCMOS-Siliziumtechnologie zur Herstellung von zuverlässigen und kostengünstigen integrierten Hallsonden in großen Stückzahlen eingesetzt werden. Aufgrund dieser Vorteile kommen die vormals bevorzugt verwendeten diskreten Hallsonden, die aus einem direkten Halbleiter bestehen, immer seltener zum Einsatz, wobei ein direkter Halbleiter derart definiert ist, daß das Energiemaximum des Valenzbands und das Energieminimum des Leitungsbands bei gleichen Kristallimpulsen liegen. Beispiele für direkte Halbleiter sind GaAs und InSb.

Entsprechend ist ein indirekter Halbleiter dadurch definiert, daß das Energiemaximum des Valenzbands und das Energieminimum des Leitungsbands nicht bei gleichen Kristallimpulsen liegen. Beispiele für indirekte Halbleiter sind Silizium und Germanium.

Bekannterweise werden Hallsondensysteme und insbesondere in einem Chip integrierte Hallsondensysteme durch viele Parameter beeinflußt. Beispielsweise wird die magnetische Empfindlichkeit S durch eine Temperatur und einen mechanischen Spannungszustand des Substrats beeinflußt. Ferner ist es bekannt, daß bei hohen Magnetfeldern, d. h. über 200 mT, die magnetische Empfindlichkeit von dem angelegten Magnetfeld abhängt, so daß die Hallspannung keine lineare Funktion von dem angelegten Magnetfeld ist. Typischerweise ist die magnetische Empfindlichkeit einer Hallsonde von allen obig genannten Einflußparametern, d. h. von dem magnetischen Feld B, der Temperatur T und der mechanischen Verspannung σ, abhängig.

Hinsichtlich eines mechanischen Spannungszustands des Substrats, auf dem die Hallsonde aufgebracht ist, ist insbesondere die mechanische Wechselwirkung des Substrats und insbesondere einer lokalen Umgebung am Substrat mit dem Sensorgehäuse und seinen Elementen, wie beispielsweise einem Chip, einem Kleber, einem Führungsrahmen oder der Vergußmasse, für die Beeinflussung verantwortlich. Dazu addiert sich die mechanische Umgebung in der Anwendung, die beispielsweise einen Kleber oder andere Befestigungsmittel umfassen kann. Aufgrund der unterschiedlichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten der verwendeten Materialien ändert sich dabei auch der Spannungszustand σ gegenüber der Temperatur, wobei jedoch die Abhängigkeit des mechanischen Spannungszustands von der Temperatur sehr schlecht definiert ist, wenig stabil und schlecht reproduzierbar ist. Folglich ist es wünschenswert, die magnetische Empfindlichkeit einer Hallsonde in gezielter Weise zu beeinflussen.

Bevor im weiteren auf bekannte Verfahren zum Beeinflussen der magnetischen Empfindlichkeit eingegangen wird, sollen an dieser Stelle Grundlagen einer Hallsonde erklärt werden.

Um der Einfachheit wegen soll im folgenden eine Hallsonde derart abstrahiert werden, daß dieselbe einen aktiven Bereich bzw. Hallbereich aufweist, der als ein quadratisches Plättchen mit konstanter Dicke aufgefaßt werden kann. In den Ecken dieses Quadrates werden Kontakte angebracht, wobei jeweils zwei diagonal gegenüberliegende Kontakte zur Primärseite bzw. zur Sekundärseite zusammengefaßt werden. Primärseitig wird die Sonde mit elektrischer Energie versorgt, indem entweder eine Stromquelle einen Strom I_H einspeist oder eine Spannungsquelle eine Spannung U_H primärseitig anlegt. In dem ersteren Fall entsteht eine Spannung U_H als eine Reaktion auf den Stromfluß I_H, wobei in dem zweiten Fall der Spannungsabfall U_H einen Strom I_H erzeugt. Für beide Fälle gilt das Ohmsche Gesetz U_H = R_H × I_H, wobei R_H als primärseitiger Widerstand der Hallsonde bezeichnet wird.

In Abwesenheit eines externen magnetischen Felds sind im Idealfall die zwei verbleibenden Kontakte der Hallsonde auf gleichem Potential. Sobald jedoch ein externes, d. h. ein nicht von dem Strom I_H verursachtes magnetisches Feld B_Z senkrecht auf das Hallplättchen steht, kann zwischen den beiden verbleibenden Kontakten, also sekundärseitig, eine kleine Spannung U_h gemessen werden. Sofern die magnetische Induktion B_z nicht all zu groß ist, d. h. für Hallsonden in Silizium nicht größer als etwa 200 mT, ist die Hallspannung U_h proportional zu der magnetischen Induktion B_z. Der Proportionalitätsfaktor wird dabei als Empfindlichkeit bzw. magnetische Empfindlichkeit S bezeichnet. Es gilt U_h = S × B_z. Da die Empfindlichkeit in erster Näherung linear von dem Strom I_H abhängt, ist die strombezogene Empfindlichkeit S_I = S/I_H unabhängig von dem Primärstrom. Dabei gilt

wobei r_n der Streufaktor der Majoritätsladungsträger in dem Material der Hallsonde ist, n die Dichte der freien Ladungsträger in dem Material der Hallsonde ist, t die Dicke des Hallplättchens ist, G ein Geometriefaktor und q die Elementarladung ist.

Vorzugsweise werden in der Praxis Hallsonden verwendet, bei denen die Majoritätsladungsträger freie Elektronen sind, weshalb in der obigen Gleichung für die Dichte der freien Ladungsträger die Bezeichnung n verwendet wurde. Gemäß der obigen Gleichung ist zu erkennen, daß die strombezogene Empfindlichkeit S_I ausschließlich durch physikalische und geometrische Parameter der Sonde definiert ist, wodurch sich diese Größe sehr gut als Kenngröße der Sonde eignet. Alternativ kann auch eine spannungsbezogene Empfindlichkeit S_U = S/U_H definiert werden, wobei sich für dieselbe die folgende Beziehung ergibt:

Bei der obigen Gleichung ist µ *|n eine Hallbeweglichkeit, wobei sich dieselbe als Produkt einer Elektronenbeweglichkeit µ_n und des Streufaktors r_n ergibt, so daß gilt:

Das Verhältnis der Länge des stromtragenden Querschnitts zu seiner Breite, d. h. l/w, ist identisch mit der Anzahl an Quadraten (Squares), wobei es in der Mikroelektronik allgemein üblich ist, jeden Widerstand als das Produkt von Quadratwiderstand mal Anzahl an Quadraten anzugeben. Dabei wird der Quadratwiderstand als ein Zehntel des Widerstandswerts eines Widerstands definiert, dessen Länge 10 mal seiner Breite entspricht.

Die strombezogene Empfindlichkeit S_I hat dabei die für viele Anwendungen günstige Eigenschaft, daß dieselbe lediglich geringfügig von der Temperatur abhängt. Dies liegt daran, daß die Anzahl der freien Ladungsträger in einem hinreichend hoch dotierten Halbleitermaterial für übliche Temperaturen von mehr als -40°C und für übliche Dotierstoffkonzentrationen im wesentlichen konstant ist, d. h. gleich der Dotierstoffkonzentration ist. Ferner ändert sich der Streufaktor ebenfalls nur geringfügig mit der Temperatur, d. h. um wenige Prozent in dem Bereich von -40°C bis 150°C. Die weiteren Einflußgrößen der strombezogenen Empfindlichkeit sind ferner entweder Naturkonstanten oder konstante geometrische Größen.

Die Hallsonde kann für geringe Anforderungen an die Genauigkeit bezüglich der Temperatur folglich mit einem konstanten Primärstrom betrieben werden. Dabei wird die Empfindlichkeit der Hallsonde vorwiegend durch eine Änderung des Streufaktors geändert.

Für Anwendungen, bei denen eine hohe Genauigkeit von typischerweise 1% oder weniger für einen Temperaturbereich von -40°C bis 150°C gefordert ist, ist dies jedoch nicht ausreichend. Insbesondere bei integrierten Hallsonden in Magnetfeld-ASIC-Vorrichtungen ergibt sich dahingehend ein weiteres Problem, daß es schwierig ist, einen Strom mit einer perfekten Temperaturkonstantheit auf der integrierten Schaltung zu erzeugen. Typischerweise wird bei bekannten Hallsensoren eine elektrische Spannung, die in einem bestimmten Temperaturbereich sehr konstant ist, mittels eines Bandgap-Prinzips erzeugt, wobei die elektrische Spannung daraufhin mittels einer Regelschleifenschaltung an einem Widerstand zum Abfallen gebracht wird. Der durch das Abfallen entstehende elektrische Strom durch diesen Widerstand kann daraufhin ausgekoppelt werden und als der Primärstrom durch die Hallsonde verwendet werden.

Das obige Verfahren weist jedoch den Nachteil auf, daß elektrische Widerstände selbst immer einen Temperaturgang aufweisen, so daß durch das Anlegen einer Temperaturkonstanten Spannung an einen Widerstand kein Temperatur-konstanter Primärstrom erzeugt werden kann. Geringfügige Verbesserungen lassen sich durch eine Parallelschaltung und/oder Serienschaltung von Widerständen unterschiedlicher Technologie, beispielsweise Polysilizium-Hochohm-, Polysilizium-Niederohm- oder Diffusions-Widerständen, erreichen, wobei jedoch der derart erzeugte Strom als Funktion der Temperatur stets eine negative Krümmung aufweist, d. h. daß der Kurvenverlauf Strom gegen Temperatur nach unten hin offen bzw. von unten gesehen konkav ist.

Die Wirkung dieser Abnahme des erzeugten Stroms mit zunehmender Temperatur auf die Empfindlichkeit wird dadurch noch verstärkt, daß der Temperaturgang der strombezogenen Empfindlichkeit S_I(T) ebenfalls mit steigender Temperatur abnimmt. Ferner kommt es bei hohen Temperaturen zu einem Einbruch der Empfindlichkeit aufgrund von Leckströmen von der integrierten Sonde in das Substrat.

Es ist folglich für genaue Hallsonden erforderlich, den Primärstrom durch die Hallsonde bei tiefen und hohen Temperaturen geringfügig, d. h. in einem Bereich von etwa 2%, anzuheben. Dies stellt eine nicht-lineare Temperaturkompensation dar, da der zusätzlich in die Hallsonde eingespeiste Korrekturstrom über der Temperatur einen parabelförmigen Verlauf mit einer positiven Krümmung, d. h. einem Kurvenverlauf, der nach oben hin offen bzw. von oben gesehen konkav ist, aufweisen soll. Schaltungen, die einen solchen Strom erzeugen, sind bekannt und werden als Parabelgeneratoren bezeichnet.

Das obig beschriebene Prinzip eines Anhebens des Primärstroms durch Verwendung eines Parabelgenerators zum Temperaturabgleich von Hallsonden weist jedoch den Nachteil auf, daß eine Ratiometrie sehr schwierig zu erreichen ist.

Unter Ratiometrie ist zu verstehen, daß das Ausgangssignal exakt proportional zu der Betriebsspannung ist. Dabei ist es mit relativ geringem Aufwand an Chipfläche und Leistungsverbrauch möglich, den Primärstrom durch die Hallsonde exakt proportional zu der Betriebsspannung zu machen, um der Forderung nach Ratiometrie für eine Hallsonde nachzukommen.

Jedoch ist es wesentlich aufwendiger und mit einem großen Aufwand an Chipfläche verbunden, einen Korrekturstrom zum Kompensieren beispielsweise der obig beschriebenen Temperatureinflüsse ratiometrisch zu entwerfen. Zum Erreichen eines ratiometrischen Korrekturstroms müßte eine Schaltung verwendet werden, die zwei Spannungen miteinander multipliziert, genauer gesagt eine ratiometrische und zugleich Temperaturkonstante Spannung mit einer Spannung eines gewünschten Temperaturgangs, die jedoch unabhängig von der Betriebsspannung sein muß. Die üblichen Analogmultiplikator-Schaltungen sind dabei nicht ausreichend genau genug.

Folglich erzeugen bekannte Parabelgeneratoren Korrekturströme, deren Proportionalität zur Versorgungsspannung für viele Anwendungszwecke nicht hinreichend exakt ratiometrisch ist.

Eine weitere Vorgehensweise zum Durchführen von Korrekturen bezüglich beispielsweise eines Temperaturgangs, mechanischer Verspannungen oder nicht-linearer Magnetfeldabhängigkeit, besteht darin, das Ausgangssignal, beispielsweise durch einen Analog/Digital-Wandler, zu digitalisieren und daraufhin die Korrektur auf eine digitale Weise durchzuführen. Ein sich dabei eventuell anschließender Digital/Analog-Wandler kann dabei wieder eine analoge Ausgangsspannung erzeugen und diese zugleich im wesentlichen ratiometrisch machen. Dieses Prinzip weist jedoch einen erhöhten Chipflächenverbrauch auf, so daß dasselbe lediglich für Anwendungen, wie beispielsweise bei einem integrierten Drucksensor, angewendet wird, bei denen aufgrund der durch die Komplexität der ASIC-Vorrichtungen erhöhten Chipfläche ein derartiger Chipflächenverbrauch toleriert werden kann.

Typischerweise sind jedoch bei einfachen Magnetfeldsensoren die erlaubten Chipflächen sehr gering, und ferner durch ein sehr kleines Gehäuse limitiert, so daß eine solche Schaltungskonzeption in der Regel nicht akzeptabel ist.

Es ist ferner bekannt, siehe beispielsweise Ch. Schott, H. Blanchard, R. S. Popovic, R. Racz, und J. Hrejsa, "High- Accuracy Analog Hall Probe" in IEEE Trans. Instrum. Meas., Bd. 46, Nr. 2, April 1997, zur Kompensation einer Abnahme der Empfindlichkeit einer Hallsonde bei starker magnetischer Induktion und zur Kompensation von Temperatureffekten eine Kompensationsschaltung zu verwenden, bei der eine Kompensation durch ein rückkopplungsmäßiges Einstellen des primären Hallstroms durchgeführt wird.

Ferner ist in Ch. Schott and R. S. Popovic, "Linearizing integrated Hall devices, Transducers '97, 1997 International Conference on Solid-State Sensors and Actuators, Chicago, June 16-19, 1997 eine Hallvorrichtung beschreiben, die eine Abschirmung aufweist. Elektrische Spannungen werden ferner an Abtastbereichen einer Hallvorrichtung abgegriffen werden und einem Mittelungsverfahren unterzogen. Die gemittelte elektrische Spannung wird daraufhin an die Abschirmung angelegt.

Bekannterweise werden ferner Kompensationen von Hallssondensystemen bezüglich der Wirkung mechanischer Verspannungen auf den Versatz der Hallspannung durchgeführt. Unter einem Versatz der Hallspannung ist diejenige elektrische Spannung zu verstehen, die trotz eines ausgeschalteten Magnetfelds an den Abgriffen der Hallspannungen gemessen werden kann. Der Versatz der Hallspannung ist folglich ein additiver Anteil, der zu dem Meßsignal hinzuaddiert wird, wobei der Großteil des Versatzes von integrierten Hallsonden durch den piezoresistiven Effekt erklärt werden kann.

Die US-5,614,754 beschreibt beispielsweise eine Reduktion von Piezo-Einflüssen auf den Versatz der Hallspannung einer auf einem Substrat angeordneten Hallsonde, indem ein aktiver Bereich der Hallsonde in bestimmten Richtungen des Substrats angeordnet wird.

Ferner offenbart die US-4,037,150 ein Konzept zum Eliminieren der Wirkung einer Nicht-Äquipotential-Spannung auf die Hallspannung, bei dem ein Hall-Generator zwei Paare entgegengesetzter Elektroden aufweist, die abwechselnd mit Energie versorgt werden. Der Wert der elektrischen Spannung des Hall- Generators wird dabei aus dem Signal des ersten und dem Signal des zweiten Elektrodenpaars gewonnen, indem ein arithmetisches Mittel gebildet wird.

Ferner beschreibt die US-3,886,446 eine Verwendung einer digitalen Vorrichtung zum Elliminieren eines Einflusses der Nicht-Äquipotential-Spannung auf die Ergebnisse einer Messung der elektromotorischen Kraft einer Hallvorrichtung.

Die US-5,260,614 beschreibt einen Hallsensor mit einer automatischen Kompensation. Dabei werden Veränderungen der Sensitivität des Hallelements, die durch eine Temperatur oder bei einer Herstellung eingebracht werden, durch eine definierte Steuerung des Versorgungsstroms und des Versatzstroms kompensiert.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Konzept zum empfindlichen Messen von Magnetfeldern mit Hallsondensystemen zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch ein Hallsondensystem nach Anspruch 1 und einem Verfahren nach Anspruch 27 oder 28 gelöst.

Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß eine strombezogene Empfindlichkeit eines Hallsondensystems in Abhängigkeit eines externen Einflußparameters des leitfähigen Hallbereichs gesteuert werden kann, indem an einen Elektrodenbereich, der von dem Hallbereich elektrisch isoliert ist und in der Nähe des Hallbereichs angeordnet ist, eine Steuerspannung angelegt wird, die von dem Einflußparameter des leitfähigen Hallbereichs abhängt. Durch das Anlegen der Steuerspannung an den Elektrodenbereich wird die strombezogene Empfindlichkeit und daher die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch die angelegte Steuerspannung gesteuert.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß durch das erfindungsgemäße Konzept bei einem ratiometrischen Hallsondensystem unter Beibehaltung der Ratiometrie eine Kompensation bzw. Reduktion von externen Einflüssen auf die Hallsonde durchgeführt werden kann.

Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird als Elektrodenbereich zum Anlegen der Steuerspannung eine leitfähige Abdeckung bzw. ein leitfähiger Deckel verwendet, die durch eine Isolationsschicht, die zwischen dem Hallbereich und der leitfähigen Deckschicht angeordnet ist, von dem Hallbereich elektrisch isoliert ist.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ist der Elektrodenbereich durch einen dotierten Bereich, der beispielsweise eine Deckschicht, eine dotierte Wanne oder das Substrat selbst sein kann, gebildet, wobei der dotierte Bereich an den Hallbereich anstößt und einen Dotiertyp aufweist, der entgegengesetzt zu dem Dotiertyp des Hallbereichs ist. Dadurch bildet sich bei entsprechenden angelegten Spannungen an einem zwischen dem Hallbereich und dem dotierten Bereich gebildeten pn-Übergang eine elektrisch isolierende Raumladungszone zwischen dem Hallbereich und dem dotierten Bereich aus, wobei bei diesem Ausführungsbeispiel die Steuerung der Hallspannung durch eine Veränderung der Breite der Raumladungszone in dem Hallbereich des Hallsondensystems erfolgt.

Das erfindungsgemäße Konzept wird bei einem Ausführungsbeispiel verwendet, um ein Reduzieren bzw. Kompensieren eines Einflusses einer mechanischen Verspannung des Substrats auf den Hallbereich zu erreichen. Bei weiteren Ausführungsbeispielen wird eine Reduktion von temperaturbedingten Effekten und eine Reduktion von nicht-linearen Magnetfeldabhängigkeiten der Hallspannung bei hohen Magnetfeldern durchgeführt.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1a ein Schaubild einer Abhängigkeit der strombezogenen Empfindlichkeit S_I als Funktion einer Spannung zwischen einer leitfähigen Deckschicht und einem Common-Mode-Potential eines Hallbereichs;
Fig. 1b ein Blockdiagramm einer Meßschaltung zum Ermitteln des Kurvenverlaufs von Fig. 1a;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, bei dem eine Beeinflußung der Hallsonde durch ein Einstellen eines Potentials einer leitfähigen Abdeckung und durch ein Einstellen des Common-Mode-Potentials erfolgt;
Fig. 3a ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels zum Linearisieren eines Temperaturgangs einer Empfindlichkeit eines ratiometrischen Hallsondensystems;
Fig. 3b ein Schaubild zur Erklärung der Wirkung des Schaltungsaufbaus nach Fig. 3b auf den Temperaturverlauf der Empfindlichkeit;
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Schaltungsaufbaus zur Linearisierung der Empfindlichkeit eines ratiometrischen Hallsondensystems;
Fig. 5a ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung zum Reduzieren von Einflüssen mechanischer Verspannungen;
Fig. 5b ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung zum Reduzieren von Einflüssen mechanischer Verspannungen;
Fig. 6a ein erstes Ausführungsbeispiel einer Verspannungssensoreinrichtung zum Erfassen einer mechanischen Verspannung;
Fig. 6b ein zweites Ausführungsbeispiel einer Verspannungssensoreinrichtung zum Erfassen einer mechanischen Verspannung;
Fig. 7a ein Schaltungsdiagramm einer Stromsteuerung einer Hallsonde;
Fig. 7b ein Schaltungsdiagramm einer Spannungssteuerung einer Hallsonde;
Fig. 8 ein bekanntes Ausführungsbeispiel einer Spannungsquelle zum Erzeugen einer Spannung mit vorbestimmtem Temperaturgang; und
Fig. 9 ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei dem mehrere Verspannungssensoren zum Erfassen mechanischer Verspannungen verwendet werden, und das zwei Möglichkeiten aufzeigt, wie die Empfindlichkeit der Hallsonde durch ein elektrisches Signal (A1, A2) beeinflusst werden kann.
Fig. 1a zeigt einen Kurvenverlauf einer strombezogenen Empfindlichkeit S_I als Funktion einer elektrischen Spannung, die zwischen einer von dem Hallbereich isolierten Abdeckung und dem Common-Mode-Punkt des Hallbereichs anliegt.
Unter Common-Mode-Punkt bzw. Gleichtaktpunkt wird dabei derjenige Punkt in dem Hallbereich verstanden, bei dem das elektrische Potential dem arithmetischen Mittelwert der elektrischen Potentiale an den sekundärseitigen Hallanschlüssen entspricht.
Fig. 1b zeigt ein Blockdiagramm zur Ermittlung des in Fig. 1a gezeigten Kurvenverlaufs. Gemäß Fig. 1b weist ein Hallbereich 10 primärseitig einen ersten Anschluß 12 und einen zweiten Anschluß 14 auf. Der erste Anschluß 12 ist mit einem Ausgang eines Differenzverstärkers 15 verbunden. Der Hallbereich 10 weist ferner einen ersten und zweiten Hallanschluß 18 und 20 auf, die jeweils mit einem Eingang einer Additionsvorrichtung 21 verbunden sind. Ein Ausgang der Additionsvorrichtung 21 ist mit dem negativen Eingang des Differenzverstärkers 15 verbunden. Der positive Eingang des Differenzverstärkers 15 ist mit einer Spannungsquelle 23 verbunden. Über dem Hallbereich 10 ist ein isolierter Deckel 22 angeordnet, der mit einem ersten Pol einer Spannungsquelle 25 verbunden ist. Der zweite Pol der Spannungsquelle 25 ist mit Masse verbunden.
Durch den ersten Anschluß 12 wird der Hallbereich an ein geregeltes Primärpotential U_SUP gelegt, wodurch sich zwischen dem ersten Anschluß 12 und dem zweiten Anschluß 14 ein konstanter Primärstrom I_H ergibt. Sekundärseitig ergibt sich die Hallspannung U_h als eine Differenzspannung der Spannungen U₂ und U₃. Die Hallspannung U_h gibt die senkrechte Magnetfeldkomponente eines Magnetfelds 27 an. Die an den ersten Anschluß 12 anliegende Spannung U_SUP wird von einer Regelschaltung, die durch den Differenzverstärker 15, und die Additionsvorrichtung 21 in Verbindung mit dem ersten Anschluß 12 und den Hallanschlüssen 18 und 20 gebildet ist, so geregelt, daß das Potential des Common-Mode-Punkts eine konstante Spannung gegenüber Masse aufweist. Der Wert des Common-Mode- Potentials ist dabei gemäß der Formel U_CM = 0,5.(U₂ + U₃) definiert, wobei das Common-Mode-Potential von dem Magnetfeld unbeeinflußt ist. Die Abdeckung über der Sonde wird nun auf ein gegen U_CM bezogenes Potential U_D-CM = U_D - U_CM gelegt.
Um den alleinigen Einfluß des Deckelpotentials auf die strombezogene Empfindlichkeit zu ermitteln, muß das Potential des Substrats gegenüber dem Common-Mode-Potential konstant sein. Dazu wird die Regelschaltung aus den beiden Eingangsgrößen U₂, U₃, der Additionsvorrichtung 21, dem Differenzverstärker 15 und der Referenzspannung 2 U_CM, die an den positiven Eingang des Differenzverstärkers 15 anliegt, verwendet. Diese Schaltung regelt U_SUP so nach, daß U_CM stets der arithmetische Mittelwert der beiden Potentiale U₂ und U₃ ist.
Würde die Regelschaltung zum Konstanthalten des Common-Mode- Potentials nicht verwendet, indem man die elektrische Spannung U_SUP an dem ersten Anschlag 12 auf einen konstanten Wert einstellt, so wird durch eine Änderung der Spannung U_D der primärseitige Widerstand der Hallsonde geändert, so daß sich die primärseitige Spannung an der Hallsonde ändert, wodurch sich das Common-Mode-Potential auf der Sekundärseite um etwa die Hälfte der Spannungsänderung ändert. Dadurch würde sich die Sperrspannung zwischen dem Hallbereich 10 und einem Substrat um diesen Betrag ändern, so daß man anstatt einen reinen Einfluß des Deckelpotentials zu messen auch noch einen kleinen Einfluß des Substratpotentials mißt, der allerdings um einen Faktor 10 stärker ist.
Die Deckschicht bzw. der Deckel ist typischerweise bei bekannten Hallsondensystemen vorhanden und von dem Hallbereich durch eine Isolierschicht, wie beispielsweise eine dielektrische Schicht, elektrisch isoliert.
Bekannterweise wird dabei an die Deckschicht eine konstante elektrische Spannung angelegt, um die Beeinflussung der strombezogenen Empfindlichkeit, wie es in Fig. 1a gezeigt ist, durch ein sich änderndes elektrisches Potential der Deckschicht in Bezug auf das Common-Mode-Potential des Hallbereichs klein zu halten. Folglich ist die in Fig. 1a gezeigte Abhängigkeit der strombezogenen Empfindlichkeit bei bekannten Hallsondensystemen unerwünscht und wird durch das Anlegen der konstanten Spannung unterdrückt.
Erfindungsgemäß kann jedoch die in Fig. 1a gezeigte Abhängigkeit verwendet werden, um durch Anlegen einer Steuerspannung die magnetische Empfindlichkeit gezielt zu beeinflussen und zu steuern.
Der in Fig. 1a gezeigte Kurvenverlauf bezieht sich auf einen n-dotierten Hallbereich, bei dem die Majoritätsladungsträger in dem Hallbereich Elektronen sind, wodurch sich das Abfallen der strombezogenen Empfindlichkeit S_I mit steigender Spannung zwischen der Deckschicht und dem Common-Mode-Potential U_D-CM ergibt.
Die physikalische Ursache dafür ergibt sich aus der Tatsache, daß durch die angelegte Spannung Ladungsträger je nach Vorzeichen der Spannung und nach Art der Ladungsträger zwischen der Deckschicht und der aktiven Schicht angezogen oder abgestoßen werden, so daß sich eine effektive Schichtdicke t des Hallbereichs verändert. Die Änderung der effektiven Schichtdicke t bewirkt die Änderung der strombezogenen Empfindlichkeit S_I des Hallsondensystems.
Folglich ist es verständlich, daß sich bei einem p-dotierten Hallbereich eine Steigung der Kurve mit entgegengesetzten Vorzeichen ergibt, wobei jedoch das Vorsehen eines p- dotierten Hallbereichs bei bekannten Anwendungen eher unüblich ist.
Die dabei erreichten Empfindlichkeitsänderungen liegen in einem Bereich von etwa -1,5%/V, wenn der Elektrodenbereich durch eine Deckschicht gebildet ist, die durch eine Isolierschicht aus einem Feldoxid von dem Hallbereich isoliert ist.
Folglich ist es möglich, einen Feinabgleich der Empfindlichkeit in einem Ausmaß von etwa 2% durchzuführen, indem an die Abdeckung geeignete Spannungen in einem Bereich von unter 3 V angelegt werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann anstatt der leitfähigen Abdeckung der Sonde der Elektrodenbereich zum Anlegen der Steuerspannung aus einem dotierten Bereich bestehen, der eine Dotierung mit einem Dotiertyp aufweist, der sich von dem Dotiertyp des Hallbereichs unterscheidet. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen umfaßt der dotierte Bereich eine Wanne, in der der Hallbereich angeordnet ist, eine dotierte Abdeckschicht oder das Substrat selbst.
Da der dotierte Bereich direkt an dem Hallbereich anliegt und einen zu dem Hallbereich entgegengesetzten Dotiertyp aufweist, wird zwischen dem dotierten Bereich und dem Hallbereich ein pn-Übergang mit einer elektrisch isolierten Raumladungszone gebildet. Im Unterschied zu der durch eine Isolationsschicht isolierte Deckschicht muß bei diesem Ausführungsbeispiel während des Betriebs der Sonde gewährleistet sein, daß der zwischen dem Deckbereich und dem Hallbereich gebildete pn-Übergang stets in Sperrichtung geschaltet ist. Folglich muß bei einem Hallsondensystem, bei dem der Hallbereich n- dotiert ist, der p-dotierte Deckbereich stets auf einer negativeren Spannung liegen als der Hallbereich.
Bei den Ausführungsbeispielen mit einem gebildeten pn- Übergang findet die Beeinflussung der strombezogenen Empfindlichkeit durch die Veränderung der Breite der Raumladungszone in dem Hallbereich und folglich durch die Veränderung der effektiven Schichtdicke t des Hallbereichs statt.
Bei dem obigen Fall eines n-dotierten Hallbereichs und eines p-dotierten Deckbereichs zeigt sich eine gleiche funktionelle Abhängigkeit, d. h., das mit zunehmendem U_D-CM, und folglich einer abnehmenden Sperrspannung die strombezogene Empfindlichkeit abnimmt.
Im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel mit einem gebildeten pn-Übergang kann bei dem Ausführungsbeispiel mit einer isolierten leitfähigen Abdeckung der gesamte Betriebsspannungsbereich als ein Aussteuerbereich des Deckelpotentials verwendet werden. Darüber hinaus ist bei diesem Ausführungsbeispiel durch die elektrische Isolationsschicht verhindert, daß bei hohen Temperaturen Leckströme von der leitfähigen Abdeckung in den Hallbereich des Hallsondensystems oder umgekehrt auftreten.
Wie es weiter unten näher erklärt wird, kann die erfindungsgemäße Steuerung der strombezogenen Empfindlichkeit verwendet werden, um beispielsweise einen Temperaturgang der magnetischen Empfindlichkeit der Sonde in geringem Maße zu ändern, die Abhängigkeit der magnetischen Empfindlichkeit des Hallsondensystems von einer mechanischen Verspannung des Substrats zu reduzieren bzw. zu kompensieren oder die Empfindlichkeit derart zu steuern, daß nicht-lineare Magnetfeldabhängigkeiten reduziert werden.
Die Ausführung der isolierten Abdeckung umfaßt eine große Vielzahl von Möglichkeiten. Hinsichtlich des Materials kann die isolierte Abdeckung beispielsweise aus einem Metall, wie beispielsweise einer Aluminium-Metallisierung, oder einer leitfähigen Halbleiterschicht, wie beispielsweise einer Schicht aus Polysilizium, gebildet sein. Typischerweise bedeckt die isolierte Abdeckung weite Teile der Sonde, wobei eine Vielzahl von Ausbildungen zur Verfügung steht. Beispielsweise kann die isolierte Abdeckung durch ein Vollmaterial gebildet sein, um den Durchgriff mechanischer Kräfte von einem Gehäuse, das auf das Hallsondensystem aufgebracht wird, auf das Substrat abzuleiten. Ferner kann der isolierte Deckel als ein geschlitzter Deckel gebildet sein, um mechanische Spannungen, die von dem Deckelmaterial auf die Sonde ausgeübt werden, über nicht allzu große Flächen aufzubauen.
Ferner kann bei einem weiteren Ausführungsbeispiel die isolierte leitfähige Abdeckung als ein Gitter gebildet sein, um Wirbelstromeffekte zu reduzieren. Vorzugsweise können dabei die senkrechten und waagerechten Gitterstäbe in unterschiedlichen Ebenen angeordnet sein, wodurch die Strompfade von induzierten Wirbelströmen, in Analogie zu einem laminierten Trafoblech, unterbrochen sind.
Als eine weitere mögliche Ausbildung kann die isolierte Abdeckung durch eine Mehrzahl von senkrechten oder waagerechten parallelen Leitungen gebildet sein.
Ferner kann die Abdeckung aus mehreren Teilen gebildet werden, wobei dieselben mittels externer Leitungen miteinander verschaltet werden können, was vorzugsweise sternförmig erfolgt, um Schleifen zu verhindern und dadurch die Wirbelstrom-bedingten Effekte zu reduzieren. Ebenso können dabei auch einzelne Teile der Abdeckung auf ein festes konstantes Potential gelegt werden. Beispielsweise kann die Abdeckung in vier Teile unterteilt sein, wobei zwei Teile auf Masse gelegt sind, während die beiden verbleibenden Teile zum Anlegen der elektrischen Steuerspannung, die die Empfindlichkeit der Hallsonde auf die obig beschriebene Art und Weise beeinflußt, verwendet werden. Alternativ können dabei auch zwei Teile auf das Common-Mode-Potential des Hallbereichs gelegt werden, während die beiden verbleibenden Teile zum Anlegen der Steuerspannung verwendet werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel stellt der Elektrodenbereich zum Anlegen einer Steuerspannung das Substrat selbst dar, wobei bei diesem Beispiel das Substrat eine Dotierung mit einem Dotiertyp aufweist, der entgegengesetzt zu dem Dotiertyp des Hallbereichs ist. Entsprechend zu dem Ausführungsbeispiel, bei dem ein dotierter Deckbereich mit entgegengesetztem Dotiertyp verwendet wurde, bildet sich auch bei diesem Ausführungsbeispiel eine Raumladungszone aus, die in diesem Fall zwischen dem Hallbereich und dem dotierten Substrat ausgebildet wird. Dabei muß wiederum beachtet werden, daß die Steuerspannung lediglich in einem solchen Bereich angelegt wird, daß der zwischen Substrat und Hallbereich gebildete pn-Übergang stets in Sperrichtung geschaltet ist, so daß die gebildete Raumladungszone als elektrische Isolation wirkt.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Steuerung der strombezogenen Empfindlichkeit durch die Abdeckung 22 als auch durch ein Verändern der Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt des Hallbereichs 10 und einem dotierten Bereich, der eine Dotierung mit einem zu dem Hallbereich entgegengesetzten Dotiertyp aufweist. Wie bereits erwähnt wurde, kann der dotierte Bereich beispielsweise eine dotierte Wanne oder das Substrat selbst umfassen.
Der Schaltungsaufbau von Fig. 2 entspricht im wesentlichen dem in Fig. 1b gezeigten Schaltungsaufbau, der in Fig. 1b zum Messen des Kurvenverlaufs von Fig. 1a verwendet wurde. Im Unterschied zu dem Schaltungsaufbau gemäß Fig. 1b weist der Schaltungsaufbau anstatt der Spannungsquelle 23 eine erste Steuereinrichtung 27 zum Anlegen einer ersten Steuerspannung und anstatt der Spannungsquelle 25 eine zweite Steuereinrichtung 29 zum Anlegen einer zweiten Steuerspannung auf. Die erste Steuereinrichtung 27 erzeugt in Abhängigkeit von einem oder mehreren Einflußparametern, die einen Einfluß auf den Hallbereich beschreiben und beispielsweise eine Temperatur, einen mechanischen Verspannungszustand des Substrats oder ein angelegtes Magnetfeld sein können, eine erste Steuerspannung U_St1, die an den positiven Eingang des Differenzverstärkers 15angelegt wird. Durch die erste Steuerspannung U_St1 wird von dem Differenzverstärker 15 ein solches Potential U_SUP an den ersten Anschluß 12 des Hallbereichs 10 angelegt, daß der Common-Mode-Punkt des Hallbereichs 10 auf ein elektrisches Potential gelegt wird, das der Hälfte der ersten Steuerspannung U_St1 entspricht. Folglich gilt:

U_St1 = 2.U_CM.
Wie es obig bereits erwähnt wurde, verändert sich dadurch die an dem Grenzbereich des Hallbereichs 10 und des Substrats ausgebildete Ausdehnung der Raumladungszone, so daß sich die strombezogene Empfindlichkeit ändert. Dabei ergibt sich eine Empfindlichkeit der Änderung der strombezogenen Empfindlichkeit von +10%/V bezogen auf das Potential zwischen dem Common-Mode-Punkt und dem Substrat. Die Steuereinrichtung legt dabei in Abhängigkeit von einem oder mehreren Einflußparametern eine solche Steuerspannung an, daß die durch Einflußparametern beschriebenen externen Einflüsse auf den Hallbereich reduziert oder kompensiert werden.
Die zweite Einflußnahme auf die strombezogene Empfindlichkeit stellt bei diesem Ausführungsbeispiel das Anlegen einer elektrischen Steuerspannung an die Abdeckung 22 durch die zweite Steuereinrichtung 29 dar. Die zweite Steuereinrichtung 29 erzeugt dabei in Abhängigkeit von einem oder mehreren Einflußparametern, die beispielsweise eine Temperatur des Hallbereichs, ein mechanischer Verspannungszustand des Substrats oder ein den Hallbereich 10 durchsetzendes Magnetfeld sein kann, eine zweite Steuerspannung U_St2, die an die Abdeckung 22 angelegt wird, um externe Einflüsse auf den Hallbereich zu reduzieren bzw. zu kompensieren. Im Gegensatz zu der Einflußnahme durch die Veränderung des Common-Mode-Potentials gegenüber dem Substratpotential bzw. Wannenpotential, wird durch die Veränderung des Potentials der Abdeckung 22 eine geringere Änderung der strombezogenen Empfindlichkeit pro zwischen der Abdeckung 22 und dem Common-Mode-Potential anliegender Spannung erreicht, wobei die Änderung etwa -1,5%/V beträgt.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann eine Beeinflussung des Hallbereichs 10 entweder durch beide Steuereinrichtungen 27, 29 oder lediglich durch eine der Steuereinrichtungen, d. h. die Steuereinrichtung 27 oder die Steuereinrichtung 29, erfolgen. In dem letzteren Fall legt die Steuereinrichtung, die nicht zum Steuern verwendet wird, ein konstantes Potential an den Elektrodenbereich, der mit derselben verbunden ist, d. h. entweder an die Abdeckung 22 oder das dotierte Substrat bzw. die dotierte Wanne. Beispielsweise kann durch ein Erzeugen einer konstanten Steuerspannung U_St2 durch die zweite Steuereinrichtung 29 das Potential der Abdeckung 22 auf einen konstanten Wert eingestellt werden, während die erste Steuereinrichtung 27 zur Steuerung der strombezogenen Empfindlichkeit des Hallbereichs 10 die erste Steuerspannung U_St1 in Abhängigkeit eines oder mehrerer Einflußparameter des Hallbereichs 10 erzeugt. Dabei kann das elektrische Potential der Abdeckung 22 durch die zweite Steuereinrichtung 29 auch konstant auf das Common-Mode-Potential eingestellt werden.
Wie es bereits unter Bezugnahme auf Fig. 1b erklärt wurde, bewirkt die durch die Additionsvorrichtung 21, den Differenzverstärker 15 und die erste Steuerspannung U_St1 gebildete Regelschaltung, daß der Common-Mode-Punkt unabhängig von einer an die Abdeckung 22 angelegten Spannung auf einem durch die erste Steuerspannung vorbestimmten Wert gehalten wird. Entfällt diese Regelschaltung, indem man U_SUP konstant hält, so ändert sich durch die an die Abdeckung angelegte zweite Steuerspannung U_St2 der primärseitige Widerstand der Hallsonde, so daß sich ferner die primärseitige Spannung an dem Hallbereich 10 ändert und sich das Common-Mode-Potential, das das arithmetische Mittel der an dem ersten Hallanschluß 18 und dem zweiten Hallanschluß 20 abgegriffenen Spannungen darstellt, auf der Sekundärseite um etwa die Hälfte dieser Spannungsänderung ändert.
Folglich ändert sich auch die Sperrspannung zwischen dem Hallbereich 10 und dem Substrat an dem Common-Mode-Punkt um diesen Betrag, so daß durch diese Änderung ein kleiner Einfluß des Substratpotentials bzw. Wannenpotentials zu dem Einfluß des Abdeckungspotentials hinzuaddiert wird, wobei jedoch eine Beeinflußung, die durch das Substratpotential bewirkt wird, um etwa einen Faktor 10 stärker ist.
Dabei kann durch das Anlegen der zweiten Steuerspannung U_St2 an die Abdeckung 22 als alleinige Steuerspannung die strombezogene Empfindlichkeit des Hallbereichs 10 mit einer größeren Empfindlichkeit gegenüber einem festgelegten Common-Mode- Potential beeinflußt werden, so daß allein durch die Steuerung mittels einer an die Abdeckung 22 angelegten Steuerspannung eine Beeinflussung um einige Prozent erreicht werden kann.
Die Einflußnahme auf die strombezogene Empfindlichkeit des Hallbereichs 10 ist dabei unabhängig von einer Steuerung der Empfindlichkeit durch ein Verändern des Hallstroms I_H. Bei einem Ausführungsbeispiel kann dies beispielsweise derart ausgenützt werden, daß zunächst der Hallstrom I_H eine Grobsteuerung, beispielsweise zum Erreichen einer Kompensation von Temperatur-bedingten Einflüssen auf die Empfindlichkeit, durchgeführt wird, wohingegen durch die obig beschriebene erfindungsgemäße Beeinflussung über die erste Steuerspannung U_St1 und/oder die zweite Steuerspannung U_St2 eine Feinsteuerung durchgeführt wird. Ferner besteht auch die Möglichkeit, einen Einfluß eines Parameters auf den Hallbereich, der einen linearen und nicht-linearen Anteil aufweist, wie beispielsweise einen Temperaturkoeffizienten, der Temperatur-bedingte Effekte auf den Hallbereich 10 beschreibt, derart durchzuführen, daß der lineare Anteil über die Einstellung des Hallstroms I_H durchgeführt wird, während die Kompensation eines nicht-linearen Einflusses über das erfindungsgemäße Anlegen der ersten und/oder zweiten Steuerspannung an die Abdeckung 22 bzw. an das Common-Mode-Potential durchgeführt wird.
Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Konzepts besteht darin, daß die Empfindlichkeit durch die Steuerspannungen, die an der Abdeckung 22 und/oder an dem dotierten Bereich anliegen, eine multiplikative Natur aufweisen, d. h. daß die Ratiometrie des Ausgangssignals durch die Änderung der strombezogenen Empfindlichkeit nicht wesentlich beeinträchtigt wird, wenn der Primärstrom der Sonde ratiometrisch ist. Folglich ist es mit dem erfindungsgemäßen Konzept möglich, auf eine einfache Art und Weise ein ratiometrisches Hallsondensystem zu schaffen, bei dem eine Steuerung der Hallsonde zum Reduzieren von externen Einflüssen ebenfalls ratiometrisch durchgeführt wird und folglich die Ratiometrie des Hallsondensystems nicht beeinträchtigt.
Bei einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel, bei dem das Hallsondensystem ein ratiometrisches Hallsondensystem ist, kann dies erreicht werden, indem das Potential der Abdeckung 22 bzw. das Potential des Common-Mode-Punkts unabhängig von der Betriebsspannung sind, wobei jedoch die Regelschaltung zum Festlegen des Common-Mode-Punkts aktiv sein muß. Dadurch wird eine weitgehendst perfekte Ratiometrie des Sensorsignals der Hallsonde erreicht.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3a soll nun ein Schaltungsaufbau zur Linearisierung eines Temperaturgangs der Empfindlichkeit einer Hallsonde erklärt werden, bei dem die Hallsonde als eine ratiometrische Hallsonde ausgebildet ist.
Der Schaltungsaufbau nach Fig. 3a entspricht im wesentlichen dem Schaltungsaufbau nach Fig. 2, wobei in Fig. 3a zusätzlich ein bekannter Schaltungsaufbau gezeigt ist, um einen ratiometrischen Hallstrom I_H zu erreichen. Dazu ist der zweite Anschluß 14 mit einem Drainanschluß eines N-MOS-Transistors 31 verbunden. Der Sourceanschluß des N-MOS-Transistors 31 ist über einen Widerstand 33 mit Masse verbunden. Ferner ist der Source-Anschluß des N-MOS-Transistors 31 mit einem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 33 verbunden. Der positive Eingang des Differenzverstärkers 33 ist mit einem Spannungsteiler verbunden, der aus einem ersten Widerstand 35a und einem zweiten Widerstand 35b besteht. Der Ausgang des Differenzverstärkers 33 ist mit einem Gate-Anschluß des N-MOS- Transistors 31 verbunden.
An dem Spannungsteiler wird eine Betriebsspannung V_DD angelegt, wobei zwischen den Widerständen 35a und 35b ein Bruchteil k der Betriebsspannung V_DD anliegt. Die durch den Spannungsteiler auf einen Wert von k.V_DD heruntergeteilte Spannung wird in den positiven Eingang des Differenzverstärkers 33 eingegeben und legt die heruntergeteilte Spannung durch die Regelschleife, die aus dem Differenzverstärker 33 und dem N-MOS-Transistor 31 gebildet ist, an einen Widerstand 37 an. Der durch den Widerstand 37, der einen Widerstandswert R_S aufweist, zu der Masse fließende Strom I_H = k.V_DD/Rs ist folglich proportional zu der Betriebsspannung V_DD und daher ratiometrisch.
Um nun eine Hallspannung U_h zu erhalten, die linear proportional zu der Betriebsspannung V_DD ist, wird das Common-Mode- Potential der Hallsonde, das durch das arithmetische Mittel der Potentiale U₂ und U₃ definiert ist, mittels der Regelschleife, die durch die Additionsvorrichtung 21 und den Differenzverstärker 15 gebildet wird, und die bei diesem Ausführungsbeispiel konstante Steuerspannung, die auf einen Wert U_const eingestellt ist, konstant bezüglich der Betriebsspannung gehalten werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel ist die Steuereinrichtung 25 ausgebildet, um an die Abdeckung 22 eine Steuerspannung U_st2 anzulegen, wobei die Steuerspannung verwendet wird, um einen Temperaturgang der Empfindlichkeit einer Hallsonde zu linearisieren. Wie es in Fig. 3a schematisch dargestellt ist, wird dazu eine Steuerspannung mit einer nach unten geöffneten Parabelform verwendet, was im folgenden erklärt wird.
Da der Widerstand 37, der den Hallstrom I_H definiert, seinen Widerstandswert R_S in Abhängigkeit von der Temperatur nicht linear ändert, verläuft auch der Strom bezüglich der Temperatur nicht linear. Mit anderen Worten gesagt, ändert sich die an den Hallanschlüssen 18 und 20 abgegriffene Hallspannung U_h nicht linear gegenüber der Temperatur, selbst wenn die strombezogene Empfindlichkeit des Hallsondensystems in erster Näherung konstant bezüglich der Temperatur ist.
Das Anlegen der geeigneten Steuerspannung erfolgt durch ein Erfassen der Temperatur des Hallbereichs und/oder des Substrats durch eine Temperaturerfassungseinrichtung (nicht gezeigt) und ein Auswählen der zugeordneten Spannung. Die zugeordnete Spannung wird aus dem parabelförmigen Kurvenverlauf gewonnen, die die jeweils zur Linearisierung des Temperaturverlaufs erforderliche Steuerspannung gegen die Temperatur festlegt. Durch das Anlegen der Spannung U_St2, die aus dem parabelförmigen Kurvenverlauf gewonnen wurde, an die Abdeckung 22 kann die strombezogene Empfindlichkeit des Hallsondensystems derart gesteuert werden, daß dieselbe bei tiefen und hohen Temperaturen um einige Prozent angehoben wird, so daß die Hallspannung U_h eine wesentlich größere Linearität aufweist, d. h., daß nicht-lineare Terme bezüglich der Temperatur stark vermindert sind. Dabei ist es wichtig, daß die Steuerspannung U_St2 im wesentlichen unabhängig von der Betriebsspannung V_DD ist, was beispielsweise dadurch erreicht werden kann, daß ein bekannter Parabelgenerator zum Erzeugen der Steuerspannung U_St2 verwendet wird, der von einer On-Chip- Konstantspannungsquelle mit einer Spannung U_b versorgt wird, die bezüglich der Betriebsspannung V_DD der Hallsonde konstant ist.
Fig. 3b zeigt ein Schaubild, bei dem die Wirkung der obig beschriebenen Linearisierung des Temperaturgangs der strombezogenen Empfindlichkeit dargestellt ist.
Gemäß Fig. 3b ist die Empfindlichkeit S = U_h/B des Hallsondensystems bezogen auf die Betriebsspannung V_DD als Funktion der Temperatur aufgetragen. Eine gestrichelte Kurvenlinie stellt dabei den Verlauf der Empfindlichkeit dar, der sich bei Anlegen eines konstanten Potentials an die Abdeckung 22 ergibt. Im Vergleich dazu ist als eine durchgezogene Linie ein Kurvenverlauf der Empfindlichkeit dargestellt, der sich durch eine Steuerung des Potentials der Abdeckung 22 durch einen Parabelgenerator ergibt. Wie es zu erkennen ist, zeigt die mittels Steuerung erhaltene durchgezogene Kurve einen Verlauf, der bei niedrigen und hohen Temperaturen eine wesentlich größere Linearität im Vergleich zu dem nicht- gesteuerten Kurvenverlauf aufweist, der durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist. Folglich eignet sich das in Fig. 3a beschriebene Hallsondensystem zur Linearisierung der Empfindlichkeit, wobei die Ratiometrie des Hallspannungs- Ausgangssignals U_h erhalten bleibt, da die Beinflußung zum Reduzieren der nicht-linearen Temperaturbeiträge durch das Modulieren der strombezogenen Empfindlichkeit S_I erfolgt, wie es obig erklärt wurde.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird nun ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erklärt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein nicht-linearer Einfluß des magnetischen Felds auf die Hallsonde reduziert.
Der Schaltungsaufbau nach Fig. 4 entspricht dem in Fig. 3a gezeigten Schaltungsaufbau mit der Ausnahme, daß bei diesem Ausführungsbeispiel die Steuereinrichtung 29 ausgebildet ist, um die Steuerspannung U_St2 in Abhängigkeit des Magnetfelds, das den Hallbereich 10 durchsetzt, zu erzeugen.
Gemäß Fig. 4 ist eine Magnetfelderfassungseinrichtung 39 mit dem ersten Hallanschluß 18 und dem zweiten Hallanschluß 20 verbunden. Der Ausgang der Magnetfelderfassungseinrichtung 39 ist über einen Widerstand mit einem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 41 verbunden. Eine Spannungsquelle 43 ist mit einem ersten Pol auf Masse gelegt, während ein zweiter Pol der Spannungsquelle 43 mit dem positiven Eingang des Differenzverstärkers 41 verbunden ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers 41 ist rückkopplungsmäßig über einen Widerstand 45 mit dem negativen Eingang des Differenzverstärkers 41 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Differenzverstärkers 41 mit der Abdeckung 22 verbunden.
Bei dem Schaltungsaufbau nach Fig. 4 wird durch die Magnetfelderfassungseinrichtung 39 ein Signal an die Steuereinrichtung 25, d. h. genauer gesagt an den negativen Eingang des Differenzverstärkers 41, angelegt. Die Erfassung des Magnetfelds durch die Magnetfelderfassungseinrichtung 39 erfolgt durch ein Abgreifen der Spannung an dem ersten Hallanschluß 18 und ein Abgreifen der Spannung an dem zweiten Hallanschluß 20, wobei das Ausgangssignal der Magnetfelderfassungseinrichtung 39 durch Subtraktion U3-U2 mit einer anschließenden Betragsbildung und Invertierung in einem invertierenden Verstärker erzeugt wird. Das Ausgangssignal, das folglich proportional zu dem Betrag der senkrechten Komponente der magnetischen Induktion ist, wird über den Widerstand an den negativen Eingang des Differenzverstärkers 41 angelegt. Der Differenzverstärker 41 subtrahiert die an dem negativen Eingang angelegte Spannung von einer Referenzspannung U_ref, die von der Spannungsquelle 43 erzeugt wird, so daß an dem Ausgang des Differenzverstärkers 41 die Steuerspannung U_St2 erzeugt wird, die von dem Betrag der senkrechten Komponente der magnetischen Induktion abhängt. Bei einem starken Magnetfeld wird dabei eine niedrige Spannung an die Abdeckung 22 angelegt, wodurch sich die Empfindlichkeit der Hallsonde erhöht, um den nicht-linearen Einfluß des Magnetfelds auf den Hallbereich zu reduzieren bzw. zu kompensieren.
Ferner wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 über die Regelschleife, die aus dem Differenzverstärker 15, der Addiervorrichtung 21, dem Anschluß 12 und den Hallanschlüssen 18, 20 gebildet ist, eine elektrische Spannung U_SUP an den zweiten Anschluß des Hallbereichs 10 angelegt, die bewirkt, daß das Common-Mode-Potential auf die durch die Steuereinrichtung 27 erzeugte Steuerspannung U_St1 eingestellt wird, wie es unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3a erklärt wurde. Die Steuerspannung U_St1 kann entweder von einem externen Parameter abhängen oder vorzugsweise auf einen konstanten Wert eingestellt sein, so daß die Steuerung der Empfindlichkeit der Hallsonde lediglich durch die Steuereinrichtung 29, d. h. über die an die leitfähige Abdeckung 22 angelegte Steuerspannung U_St2, die von dem Wert des Magnetfelds abhängt, erfolgt.
Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3a ist auch bei diesem Ausführungsbeispiel die Hallsonde ratiometrisch, da der Hallstrom I_H als ein ratiometrischer Hallstrom erzeugt wird und das Common-Mode-Potential über die durch die Additionsvorrichtung 21 und den Differenzverstärker 15 gebildete Regelschaltung sowie durch die konstante Spannung, die an dem positiven Eingang des Differenzverstärkers 15 anliegt, auf einem festgelegten Potential gehalten wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 ist zu beachten, daß die durch den Differenzverstärker 41 und den Widerstand 45 gebildete Regelschleife eine Schwingneigung entstehen kann, die durch geeignete Stabilisierungsmaßnahmen, wie sie im Stand der Technik in der Theorie über Rückkopplungen hinreichend bekannt sind, vermieden werden kann.
Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Konzepts besteht darin, daß bei einer Kompensation von Temperatureinwirkungen auf die strombezogene Empfindlichkeit die Krümmung des Verlaufs im Bereich von -40°C bis 150°C zumeist in der Größenordnung von 2% ist, so daß die durch das Anlegen der Steuerspannung an die Abdeckung 22 erreichten Änderungen an diese Problemstellung sehr gut angepaßt ist. Die durch das Anlegen der Steuerspannung erreichten Änderungen sind dabei ausreichend groß, um den genannten Bereich hinreichend abzudecken, wobei dieselben andererseits jedoch nicht zu groß sind, um ein Einstellen der Steuerspannung mit einer aufwendigen und nicht-erwünschten Exaktheit durchzuführen. Dabei läßt sich die Abhängigkeit der strombezogenen Empfindlichkeit S_I in gewissen Grenzen dadurch verstärken, daß in dem Fall einer isolierten Abdeckung die Isolationsschicht möglichst dünn gemacht wird. Dies kann beispielsweise dadurch erfolgen, daß anstelle eines Feldoxids ein Gate-Oxid verwendet wird. Bei den Ausführungsbeispielen, bei denen die Steuerung durch eine an einem pn-Übergang ausgebildete Raumladungszone erfolgt, kann die Empfindlichkeit der Steuerung dadurch erhöht werden, daß die Dotierung des Elektrodenbereichs, d. h. die Dotierung einer Deckschicht oder die Dotierung des Substrats, bzw. einer Wanne des Substrats, größer als die Dotierkonzentration des Hallbereichs 10 gewählt wird. Dies bewirkt, daß sich die Raumladungszone vorwiegend in dem Hallbereich mit niedrigerer Dotierung ausbreitet, so daß sich bei einer Erhöhung der Sperrspannung an dem gebildeten pn-Übergang die effektive Tiefe des Hallbereichs mit einem größeren Hub moduliert wird, wodurch sich die magnetische Empfindlichkeit stärker ändert.
Die erfindungsgemäße Steuerung der Potentiale der Elektrodenbereiche kann ferner verwendet werden, um Einflüsse, die durch mechanische Verspannungen des Substrats hervorgerufen werden, zu reduzieren bzw. zu kompensieren.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 5 bis 9 werden nun weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erklärt, bei denen das erfindungsgemäße Steuerungskonzept verwendet wird, um einen Einfluß einer mechanischen Verspannung auf den Hallbereich zu reduzieren bzw. zu kompensieren.
Bevor auf die einzelnen Ausführungsbeispiele eingegangen wird, soll an dieser Stelle eine kurze Erklärung der Grundlagen von mechanischen Verspannungen und deren Auswirkungen auf den Hallbereich erfolgen.
Indirekte Halbleiter zeigen, im Gegensatz zu direkten Halbleitern, starke Piezo-Effekte, was die Verwendung von Hallsonden beispielsweise auf Siliziumsubstraten erschwert. Da integrierte Hallsonden heutzutage vorwiegend in Siliziumsubstraten hergestellt werden, ist es wünschenswert, derartige Einflüsse zu reduzieren.
Unter Piezo-Effekt wird eine Änderung elektrischer Parameter des Halbleitermaterials unter dem Einfluß einer mechanischen Spannung verstanden. Genauer kann ein piezoresistiver Effekt und ein Piezo-Hall-Effekt unterschieden werden.
Beide Effekte beruhen auf einer Veränderung der Bandstruktur unter der mechanischen Verspannung und einer darausfolgenden Umbesetzung der Energieminimas des Leitungsbandes bzw. der Energiemaximas des Valenzbandes durch die Ladungsträger.
Genauer gesagt, führt die Anwendung von Druck zu einer Aufhebung der Entartung der Energieminima des Leitungsbandes und der Energiemaximas des Valenzbandes und einer darausfolgenden Aufspaltung derselben.
Der piezoresistive Effekt gibt an, wie sich der spezifische Ohmsche Widerstand unter dem Einfluß eines mechanischen Spannungssensors verändert. Dabei gilt:

ρ = ρ₀(1 + Σπ_i,jσ_i,j) [1]
In Gl. 1 ist σ_i,j ein mechanischer Spannungssensor und π_i,j ein piezoresistiver Koeffizient, wobei sich die Summation über i = 1 . . . 3, j = 1 . . . 3 erstreckt.
Hinsichtlich des piezoresistiven Effekts und der piezoresistiven Koeffizienten, sowie der Richtungsabhängigkeiten des piezoresistiven Effekts in n- und p-dotiertem Silizium, sind umfangreiche Untersuchungen bekannt, siehe beispielsweise Yozo Kanda: "A graphical representation of the piezoresistive coefficients in silicon", by Y. Kanda, IEEE Trans. Electron Devices, vol. ED-29, pp. 64-70, Jan. 1982.
Ferner beschreibt der Piezo-Hall-Effekt die Änderung der Hallkonstante abhängig von dem mechanischen Spannungszustand. Dabei gilt:

R_h = R_h0(1 + ΣP_i,jσ_i,j) [2]
In Gl. 2 sind σ_i,j ein mechanischer Spannungssensor und P_i,j Piezo-Hall-Koeffizienten, wobei sich die Summation wiederum über i = 1 . . . 3, j = 1 . . . 3 erstreckt.
Untersuchungen des Piezo-Hall-Effekts und der Piezo-Hall- Koeffizienten sind beispielsweise in der wissenschaftlichen Druckschrift B. Hälg, "Piezo-Hall coefficients of n-type silicon", J. Appl. Phys., 64(1), pp. 276-282, 1. Juli 1988 beschrieben, wobei es aus derselben bekannt ist, daß sich ein Temperaturkoeffizient des Piezo-Hall-Effekts deutlich von einem Temperaturkoeffizienten des piezoresistiven Effekts unterscheidet.
Wie obig bereits erwähnt wurde, wird insbesondere aufgrund der sehr gut bekannten CMOS- oder BiCMOS-Siliziumtechnologie, dennoch die Nachteile der auftretenden Piezo-Effekte in Kauf genommen, um eine zuverlässige und kostengünstige Herstellung von integrierten Hallsonden in großen Stückzahlen zu erreichen.
Daher werden heutzutage überwiegend integrierte Hallsonden aus Silizium verwendet, wobei die Verwendung derselben insbesondere durch das Prinzip der Spinning-Current Hallsonde ermöglicht wurde, bei der durch eine zeitdiskrete Signalverarbeitung erreicht werden kann, daß ein störender Versatz bzw. Offset der Hallspannungen einer integrierten Hallsonde von einem Nutzsignal getrennt wird.
Im folgenden wird die Auswirkung des piezoresistiven Effekts und des Piezo-Hall-Effekt auf den Betrieb einer integrierten Hallsonde und einer Auswerteelektronik näher erläutert.
Der Piezo-Hall-Effekt bewirkt eine Veränderung der strombezogenen Empfindlichkeit S_I der Hallsonde, je nach dem wie sich die Verspannungen eines Substrats der Hallsonde, beispielsweise durch Änderungen der mechanischen Eigenschaften eines Sensor-Gehäuses, ändern. Die strombezogene Empfindlichkeit S_I ist folgendermaßen definiert:
In Gl. 3 ist U_h die Hallspannung der Hallsonde, I_H der Strom durch die Hallsonde, B die magnetische Flußdichte, t die effektive Dicke der aktiven Schicht der Hallsonde und G ein Geometriefaktor, der den Einfluß der Kontaktelektroden auf die Hallspannung beschreibt. R_H ist die Hallkonstante, die umgekehrt proportional zu einer Ladungsträgerdichte in der Hallsonde ist.
Zusätzlich zu dem Piezo-Hall-Effekt wirkt auf die Hallsonde der piezoresistive Effekt, der bewirkt, daß sich ein Strom durch die Hallsonde ändert, wenn dieser, wie es bei integrierten Schaltungen üblich ist, über einen Widerstand definiert wird, an dem man, eventuell unter Verwendung einer Regelschleife, eine elektrische Spannung abfallen läßt. Da sich die Empfindlichkeit S aus dem Produkt der strombezogenen Empfindlichkeit S_I mal dem Hallstrom I_H ergibt, wirkt sich die Änderung des Stroms durch den piezoresistiven Effekt multiplikativ auf die Änderung der Empfindlichkeit S der Hallsonde auf. Es gilt:

S = S_iI_H = U_h/B [4]
Durch die Tatsache, daß die Halbleiterchips typischerweise mit einem Gehäuse versehen werden, das aus einer Vergußmasse besteht, die einen anderen thermischen Ausdehnungskoeffizient als der Silizium-Chip aufweist, entstehen auf dem Silizium- Chip durch die Verspannung der beiden Komponenten ähnlich einem Bimetallstreifen bei verschiedenen Temperaturen sehr hohe mechanische Verspannungen. Die auftretenden Druck- und Schubspannungskomponenten können ohne weiteres in einer Größenordnung von 100 MPa liegen und sogar zu einer mechanischen Beschädigung des Chips führen, was sich beispielsweise durch Risse in der Oberfläche des Chips oder einen Bruch des Chips zeigt.
Eine wohldefinierte Aufbringung dieser mechanischen Verspannungen über die gesamte Lebensdauer und den gesamten Temperaturbereich eines integrierten Hallsondensystems ist bislang noch nicht für kommerzielle Anwendungen gelungen. Daher ist es erforderlich, eine Kompensation der mechanischen Spannungen durchzuführen, bei der die Kompensation geänderten Bedingungen angepaßt wird.
Zusätzlich wirkt sich erschwerend aus, daß Magnetfeldsensoren typischerweise in besonders dünne Gehäusetypen vergossen werden, damit dieselben bei einer Anwendung in schmale Luftspalte eingebaut werden können. Das Vorsehen in einem schmalen Luftspalt wird durchgeführt, um ein hohes Magnetfeld zu erhalten, wobei die Größe des Magnetfelds von der Ausmessung des Spalts abhängt. Die Anforderung eines sehr dünnen Gehäuses schließt dabei aufgrund des vorliegenden Platzmangels ein Aufbringen eines Gels auf den Chip der integrierten Schaltung aus, wie es bei anderen Anordnungen verwendet wird, um integrierte Schaltungen verspannungsarm zu vergießen.
Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf die Fig. 5-9 bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erläutert, bei denen eine Kompensation bzw. Reduktion von Einflüßen, die durch mechanische Verspannungen des Substrats bewirkt werden, durchgeführt wird.
Fig. 5a zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, bei dem auf einem Substrat (nicht gezeigt), das vorzugsweise ein (100)-Siliziumsubstrat ist, ein aktiver Bereich bzw. leitfähiger Hallbereich 10 gebildet ist. Vorzugsweise ist der leitfähige Hallbereich 10 als eine Wanne in dem Substrat integriert, wobei die Wanne durch ein Dotieren mit Dotierstoffatomen gemäß bekannter Techniken für integrierte Schaltungen gebildet ist.
Vorzugsweise ist das Substrat mit einem ersten Ladungsträgertyp, beispielsweise einem p-Typ, leicht dotiert, während der leitfähige Hallbereich 10 mit dem entgegengesetzten Ladungsträgertyp dotiert ist, so daß sich durch eine Raumladungszone, die in einem Grenzbereich des Hallbereichs mit dem Substrat auftritt, eine elektrische Isolation des Hallbereichs gegenüber dem Substrat ergibt.
Der leitfähige Hallbereich 10 weist einen ersten Anschluß 12 und einen zweiten Anschluß 14 auf, um einen vorbestimmten Hallstrom I_H durch den Hallbereich 10 zu leiten. Der Hallstrom I_H kann entweder durch eine Stromsteuerung oder eine Spannungssteuerung erzeugt werden, wie es weiter unten erklärt wird.
Durch die an dem ersten Anschluß 12 und dem zweiten Anschluß 14 anliegenden elektrischen Potentiale wird in dem Hallbereich 10 ein Common-Mode-Punkt bzw. Gleichtakt-Punkt derart definiert, daß für jedes Magnetfeld das elektrische Potential des Common-Mode-Punkts gleich dem arithmetischen Mittel aus dem an dem ersten Anschluß 18 anliegenden elektrischen Potential und dem an dem zweiten Anschluß 20 anliegenden elektrischen Potential ist.
Folglich gilt für das Common-Mode-Potential U_CM, wenn U3 das Potential des ersten Anschlusses 18 und U2 das Potential des zweiten Anschlusses 20 ist:

U_CM = 0,5 × (U2 + U3) [5].
Der Hallbereich 10 weist ferner senkrecht zu dem Stromverlauf des Hallstroms I_H angeordnete Hallanschlüsse 18 und 20 auf, um eine Hallspannung U_h an denselben abzugreifen.
Die Hallspannung U_h entsteht, wenn ein magnetisches Feld den leitfähigen Hallbereich 10 durchsetzt, so daß die durch den Hallstrom I_H injizierten Ladungsträger durch die Lorentzkraft senkrecht zu der Hallstromrichtung abgelenkt werden. Der erste und zweite Hallanschluß 18 und 20 sind vorzugsweise in Richtung des Hallstroms I_H in der Mitte zwischen dem ersten Anschluß 12 und dem zweiten Anschluß 14 angeordnet, um die Hallspannung auf eine definierte Weise abzugreifen. Typischerweise, d. h. bei einem Hallbereich 10 mit homogenem spezifischen Widerstand, befindet sich der Common-Mode-Punkt ebenfalls etwa in der Mitte zwischen dem ersten Anschluß 12 und dem zweiten Anschluß 14, so daß sich für den Magnetfeldfreien Fall der erste Hallanschluß 18 und der zweite Hallanschluß 20 näherungsweise auf dem Potential des Common-Mode- Punkts befinden.
Auf dem leitfähigen Hallbereich 10 ist ferner eine leitfähige Abdeckung 22 vorgesehen. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Abdeckung 22 durch eine isolierende Schicht aus Siliziumoxid von dem leitfähigen Hallbereich 10 elektrisch isoliert. Die leitfähige Abdeckung 22 dient als elektrischer Schutz für den Hallbereich 10, um elektrische Störungen auf denselben zu reduzieren, und wird mit bekannten Verfahren aufgebracht.
Bei alternativen Ausführungsbeispielen ist die Abdeckung 22 als eine dotierte Schicht direkt an dem Hallbereich angeordnet, wobei eine elektrische Isolation dadurch erreicht wird, daß die Dotierung der Abdeckung 22 entgegengesetzt zu der Dotierung des Hallbereichs 10 gewählt ist, so daß sich in einem Grenzbereich Raumladungszone ausbildet, die isolierend wirkt.
Auf dem Substrat ist ferner eine Verspannungssensoreinrichtung 24 zum Erfassen von mechanischen Verspannungen des Substrats vorgesehen. Die Ausbildung und Anordnung der Verspannungssensoreinrichtung 24 wird weiter unten detaillierter erläutert. Ein Ausgang der Verspannungssensoreinrichtung 24 ist mit einem Eingang einer Kompensationseinrichtung 26 verbunden. Die Kompensationseinrichtung 26 weist ferner zwei Ausgänge 26a, 26b, und zwei Eingänge 26c, 26d auf, wobei der Ausgang 26a mit dem Versorgungsanschluß 12, der zweite Ausgang 26b mit der Abdeckung 22, der erste Eingang 26c mit dem Hallanschluß 18 und der zweite Eingang 26d mit dem Hallanschluß 20 verbunden ist.
Im folgenden wird das Durchführen einer Kompensation der Hallspannung bei dem Ausführungsbeispiel hinsichtlich mechanischer Verspannungen des Substrats erläutert.
Die Verspannungssensoreinrichtung 24 erfaßt die mechanische Verspannung und erzeugt ein Verspannungssensorsignal A, das von einer Kompensationseinrichtung 26 empfangen wird. Das Verspannungssensorsignal A, das von der mechanischen Verspannung des Substrats abhängt, wird an den Eingang der Kompensationseinrichtung 26 angelegt und von derselben verwendet, um an einem Ausgang desselben ein Kompensationssignal zur Kompensation bzw. Reduktion von Einflüssen der mechanischen Verspannung des Substrats auf die Empfindlichkeit S der Hallsonde zu erzeugen.
Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist das Kompensationssignal eine elektrische Spannung, die von der Kompensationseinrichtung 26 zwischen dem Common-Mode-Punkt und der Abdeckung 22 erzeugt wird.
Im folgenden wird das Durchführen der Kompensation unter Verwendung des Verspannungssensorsignals A näher erläutert. Wie bereits vorhergehend erwähnt wurde, kann eine Beeinflussung der Ladungsträger in dem Hallbereich und folglich eine Beeinflussung der Hallspannung durch ein Anlegen einer elektrischen Spannung zwischen einer Abdeckung und dem Common-Mode- Punkt des Hallbereichs erfolgen.
Die zwischen dem Common-Mode-Punkt und der Abdeckung 22 angelegte elektrische Spannung bewirkt, daß sich in einem Oberflächenbereich des Hallbereichs 10, der der Abdeckung 22 gegenüberliegt, je nach Polarität der angelegten elektrischen Spannung Ladungsträger anreichern oder abgezogen werden. Dadurch läßt sich die Empfindlichkeit S einer Hallsonde in gewissen Grenzen beeinflussen, wie es nachfolgend erklärt wird.
Die Empfindlichkeit einer Hallsonde kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
Gleichung 6 kann aus den in der Beschreibungseinleitung angeführten Gleichungen 1-4 hergeleitet werden, bei denen die Definition für den Piezo-Hall-Effekt und den piezoresistiven Effekt und die Definition der Empfindlichkeit der Hallsonde gegeben wird.
In Gleichung 6 stellt S₀ einen Faktor dar, der jene Terme umfaßt, die nicht von einer mechanischen Verspannung beeinflußt werden. Gleichung 6 beschreibt den Einfluß auf die Empfindlichkeit, der sich aus dem Piezo-Hall-Effekt auf die Hallsonde und dem piezoresistiven Effekt auf einen Widerstand zusammensetzt, der den Hallstrom definiert. Ortsabhängige Größen sind dabei mit einem hochgestellten Index gekennzeichnet. Der hochgestellte Index H bezieht sich auf den Hallbereich, wohingegen R sich auf den Widerstand bezieht, der den Hallstrom erzeugt.
In die Empfindlichkeit geht auch der Strom der Sonde ein, wobei der Strom durch eine Stromsteuerung der Hallsonde, bei der eine weitere Schaltung verwendet wird, die durch einen Widerstand einen Strom erzeugt, oder durch eine Spannungsschaltung erzeugt werden. Im Fall der Stromsteuerung ist der Widerstand räumlich von dem Hallbereich getrennt, während im Fall einer Spannungssteuerung der Hallsonde der Innenwiderstand der Hallsonde den Strom bestimmt, so daß in diesem Fall der hochgestellte Index R durch den hochgestellten Index H ersetzt werden muß.
Gleichung 6 suggeriert, daß der Piezo-Hall-Effekt bezüglich einer Wirkung auf die Empfindlichkeit einer Hallsonde dem piezoresistiven Effekt entgegengesetzt ist. Tatsächlich hängt es jedoch von dem Vorzeichen der Koeffizienten P_i,j und π_i,j ab, ob eine reduzierende Wirkung der beiden Effekte oder, bei entgegengesetzten Vorzeichen derselben, eine verstärkende Wirkung vorliegt.
Folglich könnte unter dem günstigen Fall einer reduzierenden Wirkung unter Umständen eine Kompensation dadurch durchgeführt werden, daß sich bei einer geeigneten Wahl der Piezo- Hall-Effekt und der piezoresistive Effekt in der Gleichung 6 gegenseitig aufheben.
Dieses Verfahren ist jedoch nachteilig, da die Kompensation lediglich bei einer Temperatur erreicht werden kann, da sich die Piezo-Hall-Koeffizienten P_i,j und die piezoresistiven Koeffizienten Π_i,j mit der Temperatur verändern, wobei dieselben erheblich unterschiedliche Temperaturkoeffizienten aufweisen.
Mit der erfindungsgemäßen Durchführung der Kompensation durch eine Beeinflussung der Ladungsträger in dem Hallbereich und damit der Empfindlichkeit der Hallsonde werden die obig genannten Nachteile vermieden.
Anstelle der Beeinflussung der Ladungsträger durch eine über dem Hallbereich angeordnete Abdeckung, wie es obig beschrieben wurde, kann bei einem alternativen Ausführungsbeispiel, das nachfolgend beschrieben wird, eine Beeinflussung von Ladungsträger durch die Veränderung einer Ausdehnung von Raumladungszonen an Grenzbereichen des Hallbereichs 10 durchgeführt werden.
Dies kann bei einem Ausführungsbeispiel, bei dem die Abdeckung 22 ein auf dem Substrat implantierter leitfähiger Bereich mit einer entgegengesetzten Dotierung zu dem Hallbereich 10 ist, durch ein Regeln der elektrischen Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt und der Abdeckung 22 erfolgen. Folglich kann die sich in dem Grenzbereich Hallbereich/Abdeckung ausbildende Raumladungszone und dadurch die Empfindlichkeit der Hallsonde in gewissen Grenzen gesteuert werden.
Ferner kann die Beeinflussung einer Raumladungszone bei einem Ausführungsbeispiel durch ein Regeln einer elektrischen Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt des Hallbereichs und dem Substrat durchgeführt werden, wenn das Substrat und der Hallbereich Dotierungen entgegengesetzter Ladungsträger aufweist.
Alternativ ist der Hallbereich bei dem Ausführungsbeispiel, das unter Bezugnahme auf Fig. 5b erklärt wird, selbst in einer Wanne des Substrats gebildet, wobei in diesem Fall die Beeinflussung der Raumladungszone in dem Hallbereich durch ein Regeln einer elektrischen Spannung zwischen der Wanne, in dem der Hallbereich bzw. die integrierte Hallsonde angeordnet ist, und dem Common-Mode-Punkt durchgeführt wird.
Fig. 5b zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem der Hallbereich 10 in einer Wanne 58 angeordnet ist. Die Wanne 58 ist dabei mit einem Dotierstoff dotiert, der entgegengesetzt zu der Dotierung des Hallbereichs 10 ist. Dadurch bildet sich an Grenzbereichen des Hallbereichs 10 zu der Wanne 58 ein Raumladungsbereich aus, dessen Ausdehnung in dem Hallbereich 10 von der Potentialdifferenz zwischen der Wanne 58 und dem Hallbereich 10 abhängt. Da der erste 12 und zweite 14 Anschluß auf unterschiedlichen Potentialen liegen, ist die Ausdehnung der Raumladungszone in dem Hallbereich 10 nicht konstant, sondern ändert sich in Richtung des Verlaufs des Hallstroms. Ist beispielsweise die Wanne 58 p-dotiert und liegt auf Masse, und wird der erste Anschluß 12 der n-dotierten Hallsonde 10 auf positives Potential, der zweite Anschluß 14 auf Masse gelegt, so weist die Potentialdifferenz zwischen dem Hallbereich 10 und der Wanne 58 in dem Bereich des zweiten Anschlusses 14 den geringsten Wert auf und im Bereich des ersten Anschlusses 12 die größte Spannungsdifferenz auf. Folglich ist die Dicke der Raumladungszone im Bereich des ersten Anschlusses 12 maximal, im Bereich des zweiten Anschlusses 14 minimal.
Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5a ist bei diesem Ausführungsbeispiel die Kompensationseinrichtung 26 mit der Wanne 58 anstelle der Abdeckung 22 verbunden. Bei diesem Ausführungsbeispiel führt die Kompensationseinrichtung 26 eine Kompensation derart durch, daß unter Verwendung des Verspannungssensorsignals A eine elektrische Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt und der Wanne 58 erzeugt wird, die die Raumladungszone an dem Grenzbereich zwischen der Hallsonde 10 und der Wanne 58 beeinflußt, wodurch wiederum die Sensitivität der Hallsonde und folglich die an dem ersten Hallanschluß 18 und dem zweiten Hallanschluß 20 abgegriffene Hallspannung U_h beeinflußt wird.
Eine Einstellung der elektrischen Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt und der Wanne 58 wird bevorzugt dadurch erreicht, daß der Wert des Common-Mode-Potentials durch ein Erfassen der Potentiale an dem ersten Hallanschluß 18 und dem zweiten Hallanschluß 20 und ein Durchführen einer arithmetischen Mittelung dieser Potentiale erfaßt wird. Dabei wird das erfaßte Common-Mode-Potential in einer Nachfolgerschaltung mit dem durch das Kompensationssignal vorgegebenen Wert einer elektrischen Spannung zwischen Common-Mode-Punkt und Substrat bzw. Abdeckung verglichen und daraufhin das Potential an dem Anschluß 12 so eingestellt, daß die zur Kompensation erforderliche elektrische Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt und Substrat bzw. Abdeckung 22 anliegt. Wie es weiter unten bei einem Ausführungsbeispiel erklärt wird, kann dazu eine bekannte Regelschleife verwendet werden, die aus einem Mittelwertbilder und einem Differenzverstärker aufgebaut ist.
Mathematisch kann die durch die Beeinflussung der Ladungsträger in dem Hallbereich 10 bewirkte Veränderung der Empfindlichkeit der Hallsonde folgendermaßen dargestellt werden. Für die Beeinflussung durch Anlegen einer elektrischen Spannung zwischen dem Deckel und dem Common-Mode-Punkt gilt:

S₀ ∼ S₀₀(1 + c_DBU_D-CM) [7]

wobei c_DB ein Deckel-Bias-Koeffizient ist und U_D-CM die elektrische Spannung zwischen der Abdeckung und dem Common-Mode- Potential der Hallsonde. Der Deckel-Bias-Koeffizient beschreibt die Wirkung der elektrischen Spannung U_D-CM zwischen der Abdeckung und dem Common-Mode-Potential der Hallsonde auf die Ladungsträger und folglich auf die strombezogene Empfindlichkeit S₀.
Für den Fall, daß eine Kompensation durch Anlegen einer elektrischen Spannung zwischen Substrat und Common-Mode-Punkt durchgeführt wird, gilt folgende Beziehung:

S₀ ∼ S₀₀(1 + C_BBU_CM-B) [8]
Dabei ist c_BB ein Back-Bias-Koeffizient und U_CM-B die Spannungsdifferenz zwischen dem Common-Mode-Potential und dem Substratpotential. Entsprechend zu dem Deckel-Bias-Koeffizient beschreibt der Back-Bias-Koeffizient die Empfindlichkeit der Beeinflußung der strombezogenen Empfindlichkeit S₀ durch die elektrische Spannung U_D-CM zwischen dem Substrat und dem Common-Mode-Potential Typischerweise liegt das Substrat auf Masse, so daß das Potential des Substrats 0 V beträgt.
Unter Berücksichtigung der Formeln in Gl. 6, Gl. 7 und Gl. 8 ergibt sich für die Empfindlichkeit der Hallsonde folgende Beziehung:
Die von der Kompensationseinrichtung 26 angelegte elektrische Spannung U_D-CM bzw. U_CM-B wird unter Verwendung des Verspannungssensorsignals A so bestimmt, daß die von der Verspannung abhängigen Terme eliminiert werden, wodurch die Empfindlichkeit S der Hallsonde bzw. die abgegriffene Hallspannung U_h weitestgehend unabhängig von mechanischen Verspannungen des Substrats wird.
Die geeignete Wahl der elektrischen Spannungen U_D-CM bzw. U_CM-B wird von der Kompensationseinrichtung 26 unter Verwendung des Verspannungssensorsignals A durchgeführt. Dabei können in dem Verspannungssensorsignal bestimmte Komponenten des Spannungstensors betont werden, wie es im folgenden unter Bezugnahme auf die Fig. 6a und 2b erklärt wird.
Fig. 6a zeigt ein Ausführungsbeispiel der Verspannungssensoreinrichtung 26. Ein erster 28 und zweiter 30 piezoresistiver Widerstand eines ersten Typs und ein erster 32 und zweiter 34 piezoresistiver Widerstand eines zweiten Typs sind in einer H-Schaltung angeordnet.
Wie es nachfolgend noch genauer erklärt wird, unterscheidet sich der piezoresistive Widerstand eines ersten Typs von einem piezoresistiven Widerstand eines zweiten Typs dadurch, daß dieselben auf dem Substrat in unterschiedliche Richtungen angeordnet sind, wodurch bestimmte Komponenten des Spannungstensors betont werden.
In der H-Schaltung sind der erste piezoresistive Widerstand eines ersten Typs 28 und der zweite piezoresistive Widerstand eines zweiten Typs 34 in einem ersten Zweig in Reihe geschaltet, während in einem zweiten Zweig der erste piezoresistive Widerstand eines zweiten Typs 32 mit dem zweiten piezoresistiven Widerstand eines ersten Typs in Reihe geschaltet sind. Der erste Zweig und der zweite Zweig sind ferner parallel verschaltet. Ausgehend von einem ersten Knotenpunkt an dem sich der erste und zweite Zweig verzweigen, ist in dem ersten Zweig der erste piezoresistive Widerstand eines ersten Typs 28 mit dem ersten Knotenpunkt 36 verbunden, während in dem zweiten Zweig der erste piezoresistive Widerstand eines zweiten Typs 32 mit dem ersten Knotenpunkt 36 verbunden ist.
Folglich ist in einem zweiten Knotenpunkt 38 der H-Schaltung in dem ersten Zweig der zweite piezoresistive Widerstand eines zweiten Typs 34 und der zweite piezoresistive Widerstand eines ersten Typs 30 mit dem zweiten Knotenpunkt 38 verbunden. Der erste Knotenpunkt 36 und der zweite Knotenpunkt 38 sind ferner mit einer Spannungsquelle 40 verbunden.
Indem zwischen dem ersten Knotenpunkt 36 und dem zweiten Knotenpunkt 38 durch die Spannungsquelle 40 eine elektrische Spannung angelegt ist, kann an einem ersten Abgriff 42, der zwischen dem ersten piezoresistiven Widerstand eines ersten Typs 28 und dem zweiten piezoresistiven Widerstand 34 eines zweiten Typs in dem ersten Zweig angeordnet ist und einem zweiten Abgriff 44, der zwischen dem ersten piezoresistiven Widerstand eines zweiten Typs 32 und dem zweiten piezoresistiven Widerstand eines ersten Typs 30 angeordnet ist, eine Differenzspannung U_Δ abgegriffen werden.
Wie es weiter unten erklärt wird, ist die abgegriffene Differenzspannung U_Δ dabei proportional zu bestimmten Komponenten des mechanischen Spannungstensors, der auf die piezoresistiven Widerstände 28-34 wirkt.
Ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Schaltungsaufbaus der Verspannungssensoreinrichtung, bei dem eine Stromspiegeleinrichtung verwendet wird, ist in Fig. 6b gezeigt.
Gemäß Fig. 6b ist ein piezoresistiver Widerstand eines ersten Typs 46 über einen ersten Anschluß mit einem ersten Pol einer Spannungsquelle 50, der auf Masse liegt, verbunden. Ein zweiter Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs 46 ist mit einem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 52 verbunden. Ein positiver Eingang des Differenzverstärkers 52 ist mit einem zweiten Pol der Spannungsquelle 50 verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers 52 ist mit einem Gate-Anschluß eines nMOS-Transistors 54 verbunden. Ein Source-Anschluß des nMOS-Transistors 54 ist wiederum mit dem zweiten Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs verbunden. Ein Drain-Anschluß des nMOS-Transistors 54 ist mit einem Eingang einer Stromspiegeleinrichtung 56 verbunden. Der Ausgang der Stromspiegelschaltung 56 ist wiederum mit einem zweiten Anschluß eines piezoresistiven Widerstands eines zweiten Typs 48 verbunden. Ein erster Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines zweiten Typs 48 ist wiederum mit dem ersten Pol der Spannungsquelle 50, der auf Masse liegt, verbunden.
Die Verschaltung des Differenzverstärkers 52 und des Transistors 54 gemäß Fig. 6b mit dem zweiten Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs 64 stellt eine Nachfolgeschaltung dar, die die das an dem zweiten Pol der Spannungsquelle 50 anliegende Potential, das durch eine Referenzspannung U₀ der Spannungsquelle 50 definiert ist, an den zweiten Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs 64 anlegt. Gemäß dem Ohmschen Gesetz ergibt sich daraus ein Stromfluß

I_φ = U₀/R_φ
Der Strom I_φ wird über die Drain-Source-Verbindung des Feldeffekt-Transistors 54 in die Stromspiegeleinrichtung 56 übertragen, die einen Strom mit dem Wert des Stroms I_φ auf den piezoresistiven Widerstand eines zweiten Typs 48 überträgt. Folglich fließt über den piezoresistiven Widerstand eines ersten Typs 46 und den piezoresistiven Widerstand eines zweiten Typs 48 der gleiche Strom.
Um die Schaltung gemäß Fig. 6b zum Erfassen einer mechanischen Verspannung des Substrats zu benützen, wird an dem zweiten Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs 46 und dem zweiten Anschluß des piezoresistiven Widerstands eines zweiten Typs 48 jeweils das Potential erfaßt und die Spannungsdifferenz U_Δ der Potentiale als Verspannungssensorsignal A ausgegeben.
Die in den Fig. 6a und 2b gezeigten Ausführungsbeispiele der Verspannungssensoreinrichtung 24 verwenden beide das gleiche Prinzip, nämlich daß ein gleicher Strom durch einen Widerstand eines ersten Typs und einen Widerstand eines zweiten Typs fließt.
Da der piezoresistive Widerstand eines zweiten Typs um einen Winkel α gegenüber dem piezoresistiven Widerstand eines ersten Typs gedreht ist, unterscheiden sich die beiden Widerstände bezüglich des piezoresistiven Effekts, wenn auf beide Widerstände gleiche mechanische Verspannungen einwirken. Folglich fallen in den Widerständen eines ersten Typs und den Widerständen eines zweiten Typs unterschiedliche elektrische Spannungen ab, wenn ein gleicher Strom durch dieselben fließt. Die abgegriffene Differenz U_Δ der elektrischen Spannungen ist folglich proportional zu einer Linearkombination bestimmter Komponenten des Spannungssensors und zu der elektrischen Spannung U₀, die den elektrischen Strom durch die Widerstände erzeugt. Es gilt:

U_Δ = U₀Σπ_i,jσ_i,j
Welche Terme des Spannungstensors betont werden, hängt dabei von der Wahl der Richtungen der Referenzwiderstände und der Dotierung, d. h. ob ein n- oder ein p-Typ vorliegt, ab, wie es nachfolgend für ein (100)-Siliziumsubstrat ausführlich erklärt wird. Dabei werden andere Terme des Spannungstensors praktisch vernachlässigbar klein gestaltet. Die Differenz der elektrischen Spannungen an den piezoresistiven Widerständen eines ersten und zweiten Typs stellen somit ein direktes Maß für bestimmte Terme des Spannungssensors dar.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 6a weist den Vorteil auf, daß es einfach zu realisieren ist, da zur Realisierung keine aktiven Bauelemente, wie beispielsweise Transistoren oder Differenzverstärker, benötigt werden.
Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6a weist jedoch den Nachteil auf, daß sich die beiden Widerstandstypen nicht auf dem dem gleichen elektrischen Potential befinden, da sie in Serie geschaltet sind. Dies kann sich bei einer Ausbildung der piezoresistiven Widerstände als Diffusionswiderstände in dem Substrat störend auswirken, da dieselben zum Teil ausgeprägte Nicht-Linearitäten aufweisen. Dies bedeutet, daß der Widerstandswert von dem Common-Mode-Potential des Widerstands gegenüber dem Substrat bzw. gegenüber jener Wanne, in der der Widerstand angeordnet ist, abhängig ist.
Streng genommen ist es nicht möglich, exakt gleiche Spannungstensoren auf zwei unterschiedliche Widerstände einwirken zu lassen. Für die Funktionsfähigkeit des obig beschriebenen Prinzips, das in den Schaltungen gemäß Fig. 6a und 2b realisiert ist, lediglich erforderlich ist, daß beide Spannungstensoren, die auf die zwei piezoresistiven, unterschiedlichen Widerstände wirken, einander in einem determinierten Sinn zuordenbar sind. Genauer gesagt, muß die Differenz der maßgeblichen Komponenten des Spannungstensors auf die piezoresistiven Widerstände determiniert sein, da die Differenz der elektrischen Spannungen an den piezoresistiven Widerständen, und folglich das Verspannungssensorsignal A, durch folgenden Ausdruck beschrieben ist:
Dabei bezeichnet σ (1)|i,j einen Spannungstensor an dem Ort des piezoresistiven Widerstands eines ersten Typs und σ (2)|i,j einen Spannungstensor an dem Ort des piezoresistiven Widerstands eines zweiten Typs.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel, das eine Erweiterung des obig erwähnten Prinzips darstellt, sind für die piezoresistiven Widerstände auch unterschiedliche technologische Realisierungen möglich. Dadurch ergeben sich für die piezoresistiven Koeffizienten unterschiedliche Werte, so daß die Differenzausgangsspannung U_Δ folgende Form annimmt:
Dabei bezeichnet π (1)|i,j den piezoresistiven Koeffizienten des Widerstands eines ersten Typs und π (2)|i,j den piezoresistiven Koeffizienten des Widerstands eines zweiten Typs.
Die Widerstände können unterschiedlich technologisch realisiert werden, wodurch eine größere Flexibilität bzw. eine größere Auswahl von Widerständen erzielt wird.
Nachteilig dabei ist jedoch, daß die paarweise Toleranz (Matching) der beiden Widerstände wesentlich schlechter ist, insbesondere wenn die beiden Widerstände technologisch mit unterschiedlichen Herstellungsverfahren hergestellt wurden. Beispielsweise kann ein Herstellungsverfahren unterschiedliche Masken und/oder Implantationsschritte umfassen.
Die unterschiedlichen piezoresistiven Koeffizienten erfordern daher, daß die prozeßbedingten Toleranzen durch einen nachträglichen Abgleich getrimmt werden. Bei der Verspannungssensoreinrichtung gemäß Fig. 6b kann dies im einfachsten Fall dadurch erreicht werden, daß die Stromspiegeleinrichtung ausgebildet ist, um einen Abgleich durch das Einstellen unterschiedlicher Ströme zu ermöglichen. Ein solcher Abgleich wird vorzugsweise bei einem Testen des Wafers durchgeführt, da in diesem Zustand die integrierte Schaltung einen Zustand mit den geringsten mechanischen Verspannungen aufweist, und bei nachfolgenden Verarbeitungsschritten, die ein Sägen des Wafers und ein Anbringen eines Gehäuses umfassen, große mechanische Verspannung auf den Wafer bzw. das Substrat ausgeübt werden.
Ferner kann es erforderlich sein, einen Abgleich selbst dann durchzuführen, wenn die piezoresistiven Widerstände technologisch gleich hergestellt wurden. Ein solcher Abgleich ist beispielsweise erforderlich, wenn sich durch die unterschiedlichen Stromrichtungen der piezoresistiven Widerstände Lithographie-bedingte Unterschiede ergeben, die zu großen Differenzen der Ausgangsspannungen führen.
Eine Bestimmung absoluter Größen einzelner Komponenten des Spannungstensors wird dadurch erreicht, daß die Differenzausgangsspannung U_Δ gemessen wird. Dies erfordert, daß die exakte Größe der piezoresistiven Koeffizienten bekannt ist. Da für Dotierungen unter 10¹⁸ cm^-3 die piezoresistiven Koeffizienten weitgehend unabhängig von einer exakten Dotierstoffkonzentration sind, eignen sich vorzugsweise niedrig dotierte piezoresistive Widerstände zur Realisierung als Verspannungssensorelemente zur Erfassung mechanischer Verspannungen. Durch diese schwache Dotierungen wird der piezoresistive Koeffizient durch Schwankungen der Dotier-Konzentration, die im Rahmen der Herstellungsprozesse liegen, kaum beeinflußt.
Nachdem nun der Schaltungsaufbau der Verspannungssensoreinrichtung erklärt wurde, wird nun die Ausbildung und Anordnung der piezoresistiven Widerstände auf dem Substrat und die damit verbundene Hervorhebung bestimmter Komponenten des mechanischen Spannungstensors bei der Erfassung näher erläutert.
Dabei wird im folgenden von einem (100)-Siliziumsubstrat ausgegangen, das typischerweise für CMOS und BiCMOS-Prozesse und teilweise auch für reine Bipolar-Prozesse verwendet.
Die piezoresistiven Widerstände können entweder p- oder n- dotiert werden. Bei einem (100)-Siliziumsubstrat bietet sich als Diffusions- bzw. Implantations-Widerstand ein p-Typ an, d. h., daß die Majoritätsladungsträgerdichte durch Löcher bestimmt ist.
Im folgenden wird nun für den p-Typ eine bevorzugte Anordnung der piezoresistiven Widerstände erklärt. Die Anordnung der piezoresistiven Widerstände wird dabei als ein Winkel φ in Bezug auf die [110]-Richtung in Kristall angegeben. φ ist der Winkel zwischen der Stromflußrichtung durch den piezoresistiven Widerstand und der [110]-Richtung des Wafers, wobei der Winkel bei einer Draufsicht auf die Waferoberseite entgegen dem Uhrzeigersinn positiv gezählt wird. Die [110]-Richtung ist normal zu einem Primary Flat des Wafers, wodurch die Richtung eindeutig definiert ist.
Bevorzugt sind die piezoresistiven Widerstände als längliche integrierte Widerstände in dem Substrat ausgebildet, so daß die Stromflußrichtung der Widerstände parallel zu der längeren Seite der Widerstände ist.
Die Abhängigkeit eines Diffusions- bzw. Implantations- Widerstands vom mechanischen Spannungszustand kann nun durch die folgende Gleichung angegeben werden:
Dabei wird durch σ'₁₁ eine Normalspannungskomponente der mechanischen Verspannung definiert, die in der Waferebene liegt und in die [110]-Richtung zeigt. Diese Richtung entspricht einem Winkel von φ = 0°.
Ferner zeigt σ'₂₂ eine Normalspannungskomponente an, die in der Waferebene liegt und in die [1,1,0] zeigt, wobei dies einem Winkel von φ = 90° entspricht. Ferner entspricht σ'₃₃ einer Normalspannungskomponente, die normal auf die Waferebene in die [001]-Richtung zeigt. σ'₁₂ zeigt ferner eine in der Waferebene liegende Schubspannung an.
Eine Änderung des Widerstands durch mechanische Verspannungen des Substrats wird gemäß Gleichung 11 durch die drei piezoresistiven Koeffizienten π₁₁, π₁₂, π₁₄ vollständig beschrieben.
Üblicherweise sind die einzelnen Chips auf dem Wafer derart angeordnet, daß die Richtungen φ = 0° und φ = 90° der Vertikal- bzw. Horizontalrichtung der integrierten Schaltung entsprechen. Diese Richtungen können vertauscht sein, je nach dem, ob die integrierte Schaltung hochkant oder liegend vorliegt.
Der Vorteil der Anordnung der Widerstände in die Richtungen φ = 0° und φ = 90° bei p-dotierten Widerständen und die Auswirkungen auf das Verspannungssensorsignal werden nun erklärt.
Dazu werden zunächst die bekannten piezoresistiven Konstanten für p-dotierte Widerstände betrachtet. In leicht dotiertem p- Silizium gelten für die piezoresistiven Konstanten folgende Zahlenwerte:
Dabei bedeutet TPa Tera-Pascal, d. h. 10¹² N/m².
Vergleicht man die Werte der piezoresistiven Koeffizienten, so fällt auf, daß π p|44 einen um etwa 20-fach höheren Wert als der nächstgrößere Koeffizient aufweist. Es ist folglich vorteilhaft, diesen Koeffizienten für eine sensitive Messung der mechanischen Verspannung des Substrats zu verwenden. Um in der Gleichung 11 eine Trennung der Terme mit π p|44 von allen anderen Termen zu erreichen werden im folgenden zwei identische Widerstände betrachtet, die sich lediglich in einer Ausrichtung bezüglich der Stromflußrichtung unterscheiden. Folglich gilt für einen ersten Widerstand, der eine Ausrichtung mit φ = 0° aufweist, d. h. dessen Stromrichtung in die [110]- Richtung zeigt, die folgende Gleichung:
Ferner gilt für einen Widerstand, der bezüglich der [110]- Richtung um α = 90° gedreht ist, d. h. der eine Stromflußrichtung in die [1,1,0]-Richtung zeigt, folgende Gleichung für den Widerstand:
Betrachtet man die Gleichungen 12 und 13, so erkennt man, daß in beiden eine π p|44-Abhängigkeit auftritt, wobei sich die jeweiligen Terme bezüglich des Vorzeichens unterscheiden. Ferner ist zu erkennen, daß sämtliche anderen Terme in beiden Gleichungen 12 und 13 mit dem gleichen Vorzeichen auftreten. Folglich kann durch eine Subtraktion der Gleichung 12 von der Gleichung 13 der π p|44-Term isoliert werden, wobei gilt:
Die Realisierung eines Schaltungsaufbaus, der eine solche Subtraktion durchführt, wird durch den Schaltungsaufbau gemäß Fig. 6a oder den Schaltungsaufbau gemäß Fig. 6b erreicht.
Nachdem nun erklärt wurde, daß die Differenzausgangsspannung von der Differenz der Normalspannungskomponenten in horizontaler und vertikaler Richtung der integrierten Schaltung direkt proportional abhängig ist, wobei die Proportionalitätskonstante das Produkt aus π p|44 und der Referenzspannung U₀ ist, ist es zum Erfassen der mechanischen Verspannung notwendig, daß die Differenz der Normalspannungskomponente nicht verschwindet. Mit anderen Worten gilt:

σ^' ₁₁ - σ^' ₂₂ ≠ 0
Wird die Differenz der Normalspannungskomponenten null oder liegt dieselbe in der Nähe von null, so verschwindet die Differenzausgangsspannung bzw. nimmt einen kleinen Wert an, obwohl die einzelnen Normalspannungskomponenten groß sein können. Dies stellt den Fall dar, bei dem die Schaltungsanordnung der Widerstände eine Messung der Verspannung des Substrats nicht mehr ermöglicht bzw. ungenau ist.
Um die Auslöschung der Differenz der Normalspannungskomponenten zu verhindern, ist es notwendig, gewisse ungünstige Symmetrien zu erkennen, bei denen sich die Normalspannungskomponenten aufheben. Eine solche Symmetrie stellt der Fall dar, daß auf einem quadratischen Substrat ein quadratisches Gehäuse mit einem quadratischen Führungsrahmen zentrisch angebracht ist. Eine solche Symmetrie kann verhindert werden, indem das Substrat bzw. der Chip, auf dem die Hallsonde angebracht ist, mit einem großen Längenverhältnis (Aspect Ratio) verwendet wird, bei dem eine Breite deutlich größer als eine Höhe oder eine Höhe wesentlich größer als eine Breite ist.
Weiters besteht eine Möglichkeit, ein Verschwinden der Differenz der Normalspannungskomponenten zu verhindern, darin, daß die Widerstände nicht in der Mitte des Chips sondern in der Nähe des Randes angeordnet werden. Im Gegensatz zu der Mitte des Chips unterscheiden sich die Hauptachsenkomponenten am Rand des Chips selbst dann, wenn die obig beschriebene quadratische Symmetrie vorliegt. Vorzugsweise werden die piezoresistiven Widerstände nicht direkt an dem Rand sondern mit einem Abstand zu dem Rand angeordnet, der einer Dicke des Chips entspricht, da die mechanischen Verspannungen in der Nähe des Rands extrem unterschiedlich zu den Verspannungen in der Mitte sind, was als Prinzip de Saint Venant bekannt ist, und sich ferner die mechanischen Verspannungen an dem Rand nach dem Durchlaufen von thermischen Zyklen während einer Lebensdauer stark ändern können, wodurch ein deterministischer Zusammenhang nicht mehr vorhanden ist.
Nachdem nun für p-dotierte integrierte Widerstände eine vorteilhafte Ausrichtung zum empfindlichen Erfassen einer mechanischen Verspannung des Substrats hergeleitet wurde, werden nun Ausrichtungen für n-dotierte integrierte Widerstände betrachtet.
Die piezoresistiven Koeffizienten für n-dotiertes Silizium sind in der folgenden Tabelle zusammengefaßt:
Aus der obigen Tabelle ist zu erkennen, daß der größte Term π n|11 - π n|12 ist, wodurch zur Erzielung einer großen Empfindlichkeit die Anordnung der n-dotierten piezoresistiven Widerstände mit einem Winkel von φ = ±45° bezüglich der [110]- Richtung des (100)-Siliziumwafers vorzusehen ist. Dabei ergibt sich für den Widerstand mit φ = -45° der folgende Zusammenhang:
Ebenso ergibt sich für die Anordnung des Widerstands mit φ = +45° folgender Zusammenhang:
Die obigen Gleichungen zeigen nun, daß durch eine Subtraktion von R_φ - R_φ ₊ _α der Term mit π n|11 - π n|12 isoliert werden kann, so daß gilt:
Indem man für den Widerstand R und den Widerstand R_φ ₊ _α einen gleichen Strom vorsieht, beispielsweise durch die H-Brückenschaltung gemäß Fig. 6a oder die Stromspiegel-Schaltung gemäß Fig. 6b, kann ein Signal U_Δ als eine Differenzspannung abgegriffen werden, die proportional zu der Schubspannungskomponente σ'₁₂ ist. Folglich gilt:
Aus der obigen Gleichung läßt sich erkennen, daß n-dotierte Widerstände vorzugsweise zur Erfassung der Schubspannungskomponente σ'₁₂ eingesetzt werden, wobei wiederum gewährleistet sein muß, daß diese Komponente an dem Ort des Chips, an dem der Widerstand zum Erfassen der mechanischen Verspannung angebracht ist, nicht verschwindet. Wie bei der Anordnung der p-dotierten Widerstände ist auch für die Anordnung der n- dotierten Widerstände zu fordern, daß der n-dotierte Widerstand nicht in der Mitte eines Chips angeordnet wird, wenn der Chip selbst eine quadratische Form aufweist und insbesondere ein auf dem Chip angebrachtes Gehäuse mit einer quadratischen Form zentrisch auf dem Chip angebracht ist.
Vorteilhafterweise bieten sich wieder die Möglichkeiten, einen Chip mit einem großen Längenverhältnis zu wählen oder die Widerstände in der Nähe des Randes mit entsprechendem Abstand zu dem Rand hin anzuordnen.
Nachdem nun die vorteilhaften Ausrichtungen von p-dotierten Widerständen und n-dotierten Widerständen zur Erfassung mechanischer Verspannungen erklärt wurde, soll nun auf die Frage eingegangen werden, welche Widerstandsanordnung, d. h. p- dotierte Widerstände mit φ = 0° und 90° oder n-dotierte Widerstände mit einer Ausrichtung von φ von +45° und -45° am vorteilhaftesten verwendet wird.
Die Auswahl hängt davon ab, welche der Spannungstensoren, σ'₁₁ und σ'₂₂ oder σ'₁₂ für die jeweilige Anwendung relevanter ist, d. h. den größten Einfluß auf die Hallspannung aufweist. Da sich dies für die unterschiedlichen Anwendungen und Ausführungsformen des Chips stark ändern kann, lassen sich dafür keine allgemein gültigen Regeln angeben. Vorzugsweise erfolgt eine Bestimmung durch Finite-Elemente-Simulationen und/oder experimentelle Messungen, um für den jeweiligen Chip und das jeweilige Gehäuse den Spannungstensor auf dem Chip zu analysieren.
Aus fertigungstechnischer Sicht empfiehlt sich eine gleiche Dotierung der Widerstände zum Erfassen der mechanischen Verspannung und des Hallbereichs. Bei einer Stromsteuerung empfiehlt sich ferner auch die Dotierung des Widerstands, der den Hallstrom definiert, gleich zu wählen. Das heißt, daß bei n-dotierte Widerstände bevorzugt sind, wenn der Hallbereich und/oder der Widerstand n-dotiert sind. Ebenso ist es aus fertigungstechnischer Sicht vorteilhaft, für eine Kompensation eines p-dotierten Hallstromwiderstands und/oder eines p- dotierten Hallbereichs p-dotierte Widerstände als Verspannungssensorelemente zum Erfassung der mechanischen Verspannung zu verwenden.
Der Vorteil dieser Vorgangsweise besteht darin, daß sich fertigungsbedingte Streuungen des piezoresistiven Effekts sowohl auf die als Verspannungssensorelement zum Erfassen mechanischer Verspannungen dienenden Widerstände als auch auf den Hallstromwiderstand und den Hallbereich auswirken und sich weitgehend ausgleichen. Beispielsweise kann aufgrund einer überhöhten Implantationsdosis ein piezoresistiver Koeffizient vorliegen, der kleiner als der nominale, gewünschte ist, wodurch das Ausgangssignal A des Verspannungssensorelements kleiner als das gewünschte wird. Entgegengesetzt dazu wird jedoch aufgrund der überhöhten Implantationsdosis der Hallstromwiderstand und/oder der Hallbereich weniger stark als erwartet auf den Piezo-Effekt reagieren, wodurch zur Kompensation auch ein kleineres Verspannungssensorsignal benötigt wird.
Nachdem nun die Erzeugung des Verspannungssensorsignals durch eine Anordnung von piezoresistiven Widerständen erklärt wurde, soll nun unter Bezugnahme auf die Fig. 7a und 7b auf die Erzeugung des Hallstroms eingegangen werden. Dabei kann entweder eine Stromsteuerung oder eine Spannungssteuerung verwendet werden.
Fig. 7a zeigt eine Stromsteuerung, bei der der Hallstrom unabhängig von dem Widerstand der Hallsonde ist. Ein erster Pol einer Spannungsquelle 60, der auf Masse liegt, ist mit einem ersten Anschluß eines Referenzwiderstands 62 verbunden. Ein zweiter Anschluß des Referenzwiderstands 62 ist mit einem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 64 verbunden. Der positive Eingang des Differenzverstärkers ist mit einem zweiten Pol der Spannungsquelle 60 verbunden. Der zweite Anschluß des Referenzwiderstands 62 ist ferner mit einem Drain- Anschluß eines Feldeffekt-Transistors 66 verbunden. Das Gate des Transistors 66 ist mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 64 verbunden, während das Drain des Transistors mit einem Eingang einer Stromspiegeleinrichtung 68 verbunden ist. Ein Ausgang der Stromspiegeleinrichtung 68 ist mit dem ersten Anschluß des Hallbereichs 10 verbunden, wohingegen der zweite Anschluß des Hallbereichs 10 mit dem ersten Pol der Spannungsquelle 60 verbunden ist. Der Hallbereich 10 weist ferner den ersten Hallanschluß 18 und den zweiten Hallanschluß 20 zum Abgreifen der Hallspannung auf.
Wie es zu erkennen ist, entspricht der Schaltungsaufbau dem Schaltungsaufbau eines Ausführungsbeispiels der Verspannungssensoreinrichtung 24, bei dem eine Stromspiegel-Einrichtung verwendet wird, um einen identischen Strom zu erzeugen. Im Gegensatz dazu sind bei diesem Schaltungsaufbau die piezoresistiven Widerstände durch den Referenzwiderstand 62 und den Widerstand des Hallbereichs 10 ersetzt.
Durch den Regelkreis, der aus der Spannungsquelle 60, dem Differenzverstärker 64, dem Transistor 66 und dem Referenzwiderstand 62 besteht, wird eine durch die Spannungsquelle 60 definierte Spannung an dem zweiten Anschluß des Referenzwiderstands 62 erzeugt, der gemäß dem Ohmschen Gesetz einen Strom durch den Referenzwiderstand 62 erzeugt. Dieser Strom wird durch die Stromspiegeleinrichtung 68 auf den Hallbereich 10 kopiert, so daß durch den Hallbereich 10 ein Strom mit dem gleichen Wert, wie der Strom durch den Referenzwiderstand 62, erzeugt wird. Der Schaltungsaufbau stellt eine Stromsteuerung dar, da der Ausgangswiderstand der Stromspiegeleinrichtung wesentlich höherohmiger als der Widerstand des Hallbereichs 10 ist, so daß der Strom durch den Hallbereich 10 unabhängig von dem Widerstand desselben ist.
Wie es für einen Fachmann bekannt ist, können auch andere Schaltungen verwendet werden, um einen konstanten Strom zu erzeugen, der unabhängig von dem Widerstand des Hallbereichs ist. Allgemein gilt jedoch, daß die auf dem Substrat untergebrachte Stromquelle Widerstände und/oder MOS-Transistoren aufweist, die einer piezoresistiven Beeinflussung unterliegen. In Fig. 7a ist dies durch den Spannungstensor σ R|i,j, der auf den Referenzwiderstand 62 wirkt, und den Spannungstensor σ H|i,j, der auf den Hallbereich 10 wirkt, dargestellt.
Wie es bereits vorhergehend erklärt wurde, wirkt ferner auf den Hallbereich der Piezo-Hall-Effekt, so daß sich die Gesamtbeeinflussung der Empfindlichkeit als Summe des piezoresistiven Effekts an dem Ort des stromdefinierenden Widerstands 62 und aus dem Piezo-Hall-Effekt auf den Hallbereich 10 ergibt. Folglich gilt:
Da der mechanische Spannungstensor im allgemeinen nicht homogen über die Chipoberfläche verteilt ist, unterscheiden sich die Spannungstensoren an dem Ort des Referenzwiderstands 62 und dem Hallbereich 10.
Unter Bezugnahme auf Fig. 7b wird nun ein Ausführungsbeispiel für eine Spannungssteuerung einer integrierten Hallsonde erläutert. Eine Spannungsquelle 70 ist über einen ersten Pol, der auf Masse liegt, mit dem zweiten Anschluß des Hallbereichs 10 verbunden. Ferner ist der zweite Pol der Spannungsquelle 70 mit dem positiven Eingang eines Differenzverstärkers 72 verbunden. Der negative Eingang des Differenzverstärkers 72 ist rückkopplungsmäßig mit einem Ausgang des Differenzverstärkers 72 verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers 72 ist ferner mit dem ersten Anschluß 12 des Hallbereichs 10 verbunden. Der Hallbereich 10 weist ferner den ersten Hallanschluß 18 und den zweiten Hallanschluß 20 zum Abgreifen der Hallspannung auf. Durch die rückkopplungsmäßige Verschaltung des Differenzverstärkers 72 wirkt die Spannungsquelle in Verbindung mit dem Differenzverstärkers 72 als Spannungsfolger, so daß an dem ersten Anschluß 14 des Hallbereichs 10 die durch die Spannungsquelle 70 definierte elektrische Spannung U_H anliegt. Gemäß dem Ohmschen Gesetz ergibt sich durch den Hallbereich 10 ein Hallstrom I_H, der durch einen piezoresistiven Einfluß auf den Hallbereich 10 beeinflußt wird. Zusätzlich unterliegt der Hallbereich 10 dem Einfluß des Piezo-Hall-Effekts, so daß sich die Gesamtempfindlichkeit folgendermaßen ergibt:
Im Unterschied zu der Stromsteuerung ist folglich bei der Spannungssteuerung die Empfindlichkeit lediglich von einem mechanischen Spannungstensor an dem Ort des Hallbereichs 10 abhängig, wobei die Empfindlichkeit durch den Piezo-Hall- Effekt und den piezoresistiven Effekt des Hallbereichs 10 beeinflußt wird.
Im folgenden soll anhand der Ausführungsbeispiele gemäß Fig. 5 (Deckel-Common-Mode-Potential) und gemäß Fig. 5b (Wanne- Common-Mode-Potential) die Erzeugung des Signals zur Kompensation durch die Kompensationseinerichtung 26 näher erklärt werden.
Bei beiden Ausführungsbeispielen führt die Kompensationseinrichtung 26 eine Verstärkung des Verspannungssensorsignals A mit einem Verstärkungsfaktor V_A durch. Folglich ergibt sich für das erste Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 eine Abhängigkeit der Empfindlichkeit gemäß den folgenden Formeln:
Dabei beschreibt die erste Gleichung den Fall, daß zur Erfassung der mechanischen Verspannung p-dotierte piezoresistive Widerstände in einer Anordnung mit 0° bzw. 90° verwendet werden. Die untere Gleichung beschreibt den Fall, das n-dotierte piezoresistive Widerstände als Verspannungssensorelemente verwendet werden, die in einer Anordnung mit +45° und -45° angeordnet sind.
Ferner ergibt sich für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5b für die Hallempfindlichkeit:
Die erste Gleichung beschreibt dabei den Fall von p-dotierten piezoresistiven Widerständen in einer Anordnung von 0° bzw. 90°, während die untere Gleichung den Fall beschreibt, daß als Verspannungssensorelemente n-dotierte piezoresistive Widerstände mit einer Anordnung von +45° bzw. -45° verwendet werden.
Wie bereits erwähnt wurde beschreibt der hochgestellte Index einen Ort auf dem Substrat. Durch die obigen Gleichungen werden folglich die Komponenten an den drei verschiedenen Orten, d. h. dem Ort des Hallbereichs, dem Ort des stromdefinierenden Widerstands und dem Ort des zur Erfassung der mechanischen Verspannung dienenden piezoresistiven Widerstands verknüpft. Da diese im allgemeinen nicht identisch sind, ergeben sich komplizierte funktionelle Abhängigkeiten.
Um eine Kompensation durchzuführen, ist die Verstärkung V_A so bestimmt, daß die Empfindlichkeit S unabhängig von einer mechanischen Verspannung auf dem Substrat wird. In diesem Fall gilt S = S₀₀ wobei sich für die Größe V_A U₀ die folgenden Abhängigkeiten ergeben:
Die erste Gleichung der obigen Gleichungen beschreibt dabei den Fall von p-dotierten piezoresistiven Verspannungssensorwiderständen mit einer Beeinflussung des Deckel/Common-Mode- Potentials durch die Kompensationseinrichtung 26, die zweite Gleichung beschreibt den Fall von n-dotierten piezoresistiven Verspannungssensorwiderständen mit einer Beeinflussung des Deckel/Common-Mode-Potentials, die dritte Gleichung beschreibt den Fall von p-dotierten piezoresistiven Verspannungssensorwiderständen mit einer Beeinflussung des Wannen/Common-Mode-Potentials und die vierte Gleichung beschreibt den Fall von n-dotierten piezoresistiven Verspannungssensorwiderständen mit einer Beeinflussung des Wanne/Common-Mode-Potentials durch die Kompensationseinrichtung 26.
Die zur Kompensation benötigte geeignete Verstärkung V_A muß aus numerischen Berechnungen zur Verspannung des Gehäuses, die sehr umfangreich sein können, und/oder aus experimentell ermittelten Daten bestimmt werden.
Die obigen Herleitungen wurden unter der Annahme durchgeführt, daß auf dem Substrat eine konstante Temperatur vorliegt. Es ist jedoch bekannt, daß sich die piezoresistiven Koeffizienten, die Hall-Piezo-Koeffizienten sowie Verspannungen des Substrats abhängig von der Substrattemperatur ändern. Folglich ist es vorteilhaft, die Kompensation abhängig von der Substrattemperatur durchzuführen, wie es bei einem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel erklärt wird.
Um eine temperaturabhängige Kompensation mechanischer Spannungszustände zu erreichen, muß die von der Kompensationseinrichtung 26 ausgegebene elektrische Spannung einen Temperaturgang aufweisen, der diese Temperatur-bedingten Einflüsse kompensiert, derart, daß die Hallspannung zumindest in einem bestimmten Temperaturbereich unabhängig von Verspannungseinflüssen des Substrats und unabhängig von der Temperatur des Substrats ist.
Die Temperaturabhängigkeit der Verspannung des Substrats ergibt sich dabei aus der Tatsache, daß die beteiligten Materialien, die typischerweise das Silizium-Halbleitermaterial, die Vergußmasse, den Führungsrahmen und ein Haftmittel umfassen, unterschiedliche thermische Ausdehnungskoeffizienten aufweisen. Dabei kann es auch zu einer Aufhebung der Verspannung an dem Substrat kommen, wenn die Vergußmasse eine hohe Temperatur aufweisen, die über ihrer Glassivierungstemperatur liegt.
Bezüglich der Temperaturabhängigkeiten der piezoresistiven Koeffizienten π_i,j und der Piezo-Hall-Koeffizienten P_i,j ist zu bemerken, daß dieselben zwar ausgeprägte Temperaturkoeffizienten aufweisen, wobei für niedrig dotierte Widerstände und Hallbereiche diese Temperaturkoeffizienten jedoch robust gegenüber prozeßbedingten Schwankungen der Dotierstoffkonzentrationen, die im üblichen Maß liegen, sind. Ferner unterscheiden sich die Temperaturkoeffizienten der piezoresistiven Koeffizienten π_i,j und der Piezo-Hall-Koeffizienten P_i,j wesentlich.
Dadurch hebt sich der Term

lediglich für eine bestimmte Temperatur auf, wohingegen derselbe für andere Temperaturen die Empfindlichkeit der Hallsonde bei einem Vorliegen von mechanischen Verspannungen beeinflußt.
Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird der durch die Temperatur bestimmte Einfluß dadurch ausgeglichen, daß an das Verspannungssensorelement eine elektrische Spannung U₀ angelegt wird, die einen Temperaturgang U₀(T) aufweist, so daß die Gleichungen 14 für alle Temperaturen gelten. Unter Bezugnahme auf Fig. 6a und Fig. 6b kann dies dadurch erfolgen, daß die Spannungsquelle 40 bzw. Spannungsquelle 50 mit einer Temperatursteuereinrichtung verbunden ist, die die Spannungsquelle 40 bzw. Spannungsquelle 50 steuert, so daß diese einen voreingestellten Temperaturgang aufweist. Die Temperatursteuereinrichtung weist dabei einen Temperatursensor auf, der eine Temperatur des Substrats erfaßt.
Unter Verwendung des erfaßten Temperaturwerts des Substrats liefert die Steuereinrichtung daraufhin ein Signal, das die Spannungsquelle 40 bzw. 50 steuert, so daß die von der Spannungsquelle 40 bzw. 50 angelegte elektrische Spannung temperaturabhängig ist und einen Temperaturgang aufweist, so daß das von dem Verspannungssensorelement ausgegebene Verspannungssensorsignal A ebenfalls einen Temperaturgang aufweist. Da das Verspannungssensorsignal A von der Kompensationseinrichtung 26 empfangen wird und die Kompensationseinrichtung 26 eine Kompensation unter Verwendung des Verspannungssensorsignals A durchführt, wird die durchgeführte Kompensation ebenfalls temperaturabhängig, wobei durch den geeignet gewählten Temperaturgang der Spannungsquelle der Temperatureinfluß auf die Piezo-Empfindlichkeit des Hallsondensystems ausgeglichen wird.
Die geeignete Wahl des Temperaturgangs muß dabei aus den bekannten Temperaturkoeffizienten der piezoresistiven Koeffizienten und der Piezo-Hall-Koeffizienten ermittelt werden.
Die Einstellung eines definierten Temperaturgangs kann ferner durch bekannte Schaltungen erfolgen, die die Temperaturabhängigkeit der Bandlücke von Halbleitern ausnützen.
Fig. 8 zeigt eine solche bekannte Schaltung, die eine temperaturabhängige elektrische Spannung U(T) aufgrund eines sogenannten Bandlücken-Prinzips erzeugt. Ein erster Transistor 74 mit einer Emitterfläche F1 und ein zweiter Transistor 76 mit einer Emitterfläche F2 sind jeweils durch Verbinden eines Kollektors und Basis zu einer Diode verschaltet, wobei der Kollektor bzw. Basis jeweils auf Masse gelegt ist. Dadurch ist der Transistor 74 und der Transistor 76 zu einer Diode verschaltet und masseseitig miteinander verbunden. Ein erster Anschluß eines Widerstands 78 ist mit dem Emitter des Transistors 76 verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstands 78 ist mit einem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 80 verbunden. Der positive Eingang des Differenzverstärkers 80 ist ferner mit dem Emitter des Transistors 74 verbunden. Ferner ist der Emitter des Transistors 74 mit einem ersten Eingang einer regelbaren Stromquelle 82 verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers 80 ist mit einem Steuereingang der regelbaren Stromquelle 82 verbunden. Ferner ist der zweite Anschluß des Widerstands 78 mit einem ersten Anschluß eines Widerstands 84 verbunden, wobei der zweite Anschluß des Widerstands 84 mit einem zweiten Eingang der regelbaren Stromquelle 82 verbunden ist. Die Wirkungsweise des Schaltungsaufbaus beruht auf der Tatsache, daß bei einem gleichem Strom zwischen Emitter und Kollektor in dem Transistor 76 eine geringere elektrische Spannung abfällt, da der Transistor 76 eine Emitterfläche F2 aufweist, die größer als die Emitterfläche F1 des Transistors 74 ist. Der Differenzverstärker 80 führt einen Vergleich des Potentials des Emitters des Transistors 74 und des zweiten Anschlusses des Widerstands 78 durch, wobei die regelbare Stromquelle 82 einen Strom, der von dem zweiten Eingang der regelbaren Stromquelle 82 über den Emitter des Transistors 74 zu der Masse fließt gleich einem Strom einstellt, der von dem zweiten Eingang der regelbaren Stromquelle 82 über den Transistor 84, den Transistor 78 und den Transistor 76 zu der Masse fließt. Durch die Regelschleife wird der Stromwert I, der durch den Widerstand 74 bzw. durch die Widerstände 84, 78 und den Transistor 76 fließt, derart eingestellt, daß der Spannungsabfall an dem Transistor 76 und an dem Widerstand 78 gleich dem Spannungsabfall an dem Transistor 74 ist. Indem nun die Diffusionsspannungen der Transistor 74 und der Transistor 76 aufgrund der Temperaturabhängigkeit der Halbleiter-Bandlücken einen Temperaturgang aufweisen, kann durch ein Einstellen des Verhältnisses der Emitterflächen F1 und F2 sowie durch eine geeignete Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 78 und 84 der Temperaturgang des Stroms I auf einen gewünschten Temperaturgang eingestellt werden.
Durch ein Abgreifen einer elektrischen Spannung zwischen Masse und dem zweiten Anschluß des Widerstands 84 kann über den Temperaturgang des Stroms I ein Temperaturgang einer elektrischen Spannung U(T) eingestellt werden. Diese elektrische Spannung U(T) wird nun durch einen Spannungsfolger gebuffert und als temperaturabhängige elektrische Spannung anstatt der elektrischen Spannung U₀ an die Verspannungssensorelemente angelegt, wie es in den Fig. 6a und 2b dargestellt ist.
Die Erzeugung der elektrischen Verspannungssensorelement- Spannungen durch die bekannten Bandlücke-Prinzipien, wie beispielsweise durch die Schaltung gemäß Fig. 8, weist ferner den Vorteil auf, daß eine solche Schaltung in integrierter Schaltungstechnik leicht zu erzeugen ist, wobei dennoch eine Unempfindlichkeit gegenüber mechanischen Verspannungen des Substrats weitgehend erreicht ist. Folglich kann sowohl der Absolutwert der Verspannungssensorspannung U₀ als auch der Temperaturgang von U₀ mit einer hinreichend guten Genauigkeit reproduziert werden.
Die Temperaturabhängigkeit von U₀ stellt dahingehend einen Vorteil dar, daß es erst durch diese Temperaturabhängigkeit möglich wird, auf dem Chip ein temperaturkompensiertes Signal zu erzeugen, das proportional zu der Verspannung des Chips ist. Im Gegensatz zu bekannten Verspannungssensoren, bei denen Widerstandsrosetten verwendet werden, die jedoch einzeln vermessen werden und folglich mit Anschlüssen versehen werden müssen, um sie mit weiter verarbeitenden Vorrichtungen zu verbinden, stellt die beschriebene Lösung, bei der aus einer Versorgungsspannung des Chips eine Verspannungssensorspannung erzeugt wird und in der weiteren Folge ein Verspannungssensorsignal U_Δ, das als ein Eingangssignal an die Kompensationseinrichtung 26 angelegt wird, ein vollständig autarkes Prinzip dar.
Das erfindungsgemäße Konzept bietet eine große Flexibilität, da sowohl für die Wahl der Verspannungssensoreinrichtung (n- Typ, p-Typ, Anordnung und Ort auf dem Substrat) als auch für die Durchführung der Kompensation (Abdeckung/Common-Mode- Spannung, Wanne/Common-Mode-Spannung) mehrere Möglichkeiten existieren. Dabei können die einzelnen Möglichkeiten auch kombiniert werden, wodurch sich eine große Menge an Realisierungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung bietet.
Ein Ausführungsbeispiel, bei dem Verspannungssensorelemente verschiedener Art und unterschiedliche Kompensationsmöglichkeiten verwendet werden, wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 9 näher erläutert.
Gemäß Fig. 9 weist die Verspannungssensoreinrichtung mehrere auf einem Substrat angeordnete Verspannungssensorelemente 85 auf. Die Verspannungssensorelemente können sich dabei bezüglich der Dotierung (n-Dotierung, p-Dotierung) und bezüglich einer Ausrichtung unterscheiden. Ein Verspannungssensorelement weist ein Paar von Widerständen auf, die in vorbestimmten Richtungen auf dem Substrat angeordnet sind, wie es vorhergehend beschrieben wurde. Ferner können sich die Verspannungssensorelemente durch den Ort unterscheiden, an dem dieselben angeordnet sind.
Jedes der Verspannungssensorelemente weist eine Spannungsquelle auf, die eine Verspannungssensorspannung U₀ für jedes Verspannungssensorelement liefert. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel weist jede der Spannungsquellen für die Verspannungssensorelemente einen eigenen Temperaturgang auf, was eine verbesserte Temperaturkompensation ermöglicht.
Jedes der Verspannungssensorelemente erzeugt ein Verspannungssensorsignal A⁽¹⁾, A⁽ⁿ⁾, das proportional zu der Verspannungssensorspannung U (1)|0, U (n)|0 ist. Das Verspannungssensorsignal ist proportional zu der mechanischen Verspannung am Ort des Verspannungssensorelements, so daß für das n-te Verspannungssensorelement gilt:
Jedes der von den Verspannungssensorelementen erzeugten Verspannungssensorsignale A⁽¹⁾, A⁽ⁿ⁾ wird über einen Ausgang der jeweiligen Verspannungssensorelemente an einen ersten (E⁽¹⁾) bis n-ten (E⁽ⁿ⁾) Eingang einer Kombinationseinrichtung angelegt. Die Kombinationseinrichtung führt eine Linearkombination der Verspannungssensorsignale A⁽¹⁾, A⁽ⁿ⁾ durch und erzeugt ein erstes Ausgangssignal A1 und ein zweites Ausgangssignal A2. Das erste Ausgangssignal A1 wird über einen ersten Ausgang 88 an den positiven Eingang eines Differenzverstärkers 92 angelegt. Der Ausgang des Differenzverstärkers 92 wird an den ersten Anschluß 12 eines Hallbereichs 10 angelegt. Ein erster Hallanschluß 18 und ein zweiter Hallanschluß 20, an denen die Hallspannung U_h als Differenzspannung abgegriffen wird, sind jeweils mit einem ersten und zweiten Eingang einer Mittelwert-Einrichtung 94 verbunden. Ein Ausgang der Mittelwert-Einrichtung 94 ist ferner mit dem negativen Eingang des Differenzverstärkers 92 verbunden. Der zweite Ausgang 90 der Kombinationseinrichtung 86 ist ferner mit einer Abdeckung 22 des Hallbereichs 10 verbunden, wobei der Hallbereich 10 in einer Wanne des Substrats angeordnet ist. Der Hallbereich 10 ist ferner mit einer Stromerzeugungseinrichtung verbunden, so daß das Hallsondensystem in Stormsteuerung betrieben wird, wie es in Fig. 7a gezeigt wurde.
Die Kombinationseinrichtung erzeugt aus den Verspannungssensorsignalen A⁽¹⁾, A⁽ⁿ⁾ unter Verwendung geeigneter Gewichtungen für die Verspannungssensorsignale das erste Ausgangssignal A1, gemäß der Vorschrift

A1 = a⁽⁰⁾ + a⁽¹⁾.E⁽¹⁾ + . . . +⁾ + a⁽ⁿ⁾.E⁽ⁿ⁾
Entsprechend wird mit einer zweiten Gewichtung das Ausgangssignal A2 gemäß der folgenden Vorschrift erzeugt:

A2 = b⁽⁰⁾ + b⁽¹⁾.E⁽¹⁾ + . . . +⁾ + b⁽ⁿ⁾.E⁽ⁿ⁾.
Die Erzeugung der Ausgangssignale A1 und A2 als gewichtete Linearkombinationen aus den Verspannungssensorsignalen weist nun den Vorteil auf, daß bestimmte Verspannungskomponenten, die einen starken Einfluß auf die Veränderung der Hallspannung an dem Ort des Hallbereichs 10 ausüben, betont werden können, so daß über die Ausgangssignale A1 und A2 eine Kompensation mit großer Genauigkeit durchgeführt werden kann.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist die Kombinationseinrichtung derart ausgebildet, daß lediglich eine Addition der Verspannungssensorsignale A⁽¹⁾, A⁽ⁿ⁾ durchgeführt wird, wobei die Gewichtung durch die jeweils an den Verspannungssensorelementen anliegenden elektrischen Spannungen U₀ durchgeführt wird. Dies weist den Vorteil auf, daß die Kombinationseinrichtung 86 einfach ausgebildet ist, wobei dennoch über die Verspannungssensorspannung U₀ ein Hervorheben einzelner Spannungskomponenten des mechanischen Spannungstensors und eine Einstellung der Gewichtungsfaktoren über die Einstellung des elektrischen Spannungswerts ermöglicht ist.
Ferner wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel für jedes Verspannungssensorelement ein eigener Temperaturgang eingestellt, um die unterschiedliche Temperaturabhängigkeit der Komponenten des mechanischen Verspannungstensors zu berücksichtigen und eine Kompensation mit hoher Genauigkeit durchzuführen.
Die Auswahl der Verspannungssensorelemente hinsichtlich Dotierung, Ausrichtung und Ort auf dem Substrat wird dabei durch das Kriterium festgelegt, daß die wesentlichen Komponenten des mechanischen Verspannungstensors auf dem Substrat erfaßt werden sollen. Die Orte der Verspannungssensorelemente sollen ferner derart gewählt sein, daß ein deterministischer Rückschluß mit einem möglichst einfachen Zusammenhang zwischen den an den Orten der Verspannungssensorelemente vorliegenden Verspannungen und den Verspannungen an dem Ort des Hallbereichs und dem Ort des stromdefinierenden Widerstands vorliegt, an denen die Beeinflussung der Hallspannung U_h stattfindet. Zur Festlegung dieser Auswahlkriterien ist es erforderlich, Berechnungen, beispielsweise durch eine Finite- Elemente-Methode, der Verspannungen an dem Substrat und/oder experimentelle Messungen durchzuführen. Unter Zuhilfenahme dieser berechneten oder experimentell gewonnenen Ergebnisse kann daraufhin eine Auswahl der Verspannungssensorelemente zusammen mit dem Festlegen der geeigneten Gewichtungen der Linearkombinationen und der Verspannungssensorspannung oder der Verspannungssensorspannung mit einem Temperaturverlauf erfolgen.
Das von der Kombinationseinrichtung 86 erzeugte erste Signal A1 wird über den ersten Ausgang 88 an den positiven Eingang des Differenzverstärkers 92 angelegt. Das Ausgangssignal A1 stellt eine elektrische Spannung dar, die zwischen dem Common-Mode-Punkt des Hallbereichs 10 und einem Wannenbereich, in dem der Hallbereich 10 angeordnet ist, angelegt werden soll, um die auf dem Substrat vorliegenden Verspannungen zu kompensieren. Wie es bereits erklärt wurde, kann durch eine Mittelwertbildung der Potentiale an dem ersten Hallanschluß 18 und dem zweiten Hallanschluß 20 das Common-Mode-Potential erfaßt werden. Indem nun das Potential des ersten Hallanschluß 18 an dem ersten Eingang der Mittelwertbildungseinrichtung 94 und das Potential des zweiten Hallanschluß 20 an dem zweiten Eingang der Mittelwertbildungseinrichtung 94 anliegt, liegt an dem Ausgang der Mittelwertbildungseinrichtung 94 ein Potential an, das dem Potential des Common-Mode-Punkts des Hallbereichs 10 entspricht.
Da das Common-Mode-Potential an den negativen Eingang des Differenzverstärkers 92 angelegt wird, wirkt der Differenzverstärker 92 als aktiver Teil einer Regelschaltung, und stellt das Potential an dem ersten Anschluß 12 des Hallbereichs 10 so ein, daß das Common-Mode-Potential gegenüber Masse einen Wert aufweist, der dem Ausgangssignal A1 entspricht. Da bei diesem Ausführungsbeispiel der Hallbereich 10 in einer Wanne angeordnet ist, die auf Masse gelegt ist, weist der Common-Mode-Punkt nach dem Durchführen der obig beschriebenen Kompensation eine elektrische Spannung gegenüber dem Wannenbereich auf, der dem gewünschten Ausgangssignal A1 entspricht.
Wie es bereits beschrieben wurde, wird dadurch die Raumladungszone in dem Hallbereich 10 beeinflußt, wodurch wiederum die Empfindlichkeit so beeinflußt wird, daß Einflüsse aufgrund mechanischer Verspannungen reduziert bzw. kompensiert ist.
Wie es durch die Pfeile in Fig. 9 angedeutet ist, wird die Empfindlichkeit S durch die piezoresistive Beeinflussung und Piezo-Hall-Beeinflussung in dem Hallbereich 10 und die piezoresistive Beeinflussung eines Widerstands, der in der Stromerzeugungseinrichtung 96 den Hallstrom definiert, beeinflußt.
Es soll an dieser Stelle bemerkt werden, daß der Wert des Hallstrom durch die Änderung des Common-Mode-Potentials nicht verändert wird, da der Hallstrom bei diesem Ausführungsbeispiel von der Stromerzeugungseinrichtung 96 in einer Stromsteuerung erzeugt wird.
Ferner wird das zweite Ausgangssignal A2 über den zweiten Ausgang 86 der Kombinationseinrichtung an die Abdeckung 22 angelegt. Da für die Beeinflussung das Potential zwischen der Abdeckung 22 und dem Common-Mode-Potential des Hallbereichs 10 entscheidend ist, das Common-Mode-Potential jedoch bereits durch den Differenzverstärker 92 auf einen Wert festgelegt ist, wird das Ausgangssignals A2 an die Abdeckung 22 angelegt, um dieselbe auf ein definiertes Potential einzustellen. Dazu muß das Ausgangssignal A2 in der Kompensationseinrichtung 26 unter Berücksichtigung des festgelegten Common-Mode- Potentials geeignet bestimmt werden.
Durch die geeignete Abstimmung der Koeffizienten bei der Linearkombination, der Verspannungssensorspannungen sowie der Anordnung der Spannungssensoren auf dem Siliziumchip kompensiert diese Schaltung die störenden Piezo-Effekte auf die Hallsonde und auf die zugehörige Stromerzeugungseinrichtung mit großer Genauigkeit. Zusätzlich kann, wie es obig beschrieben wurde, durch das Vorsehen eines definierten Temperaturgangs der Verspannungssensorspannung für jedes Verspannungssensorelement die Kompensation der mechanischen Verspannung in einem weiten Temperaturbereich durchgeführt werden, so daß die magnetische Empfindlichkeit und folglich die Hallspannung weitestgehend unabhängig von mechanischen Verspannungen des Chips ist. Bezugszeichenliste 10 Hallbereich
12 erster Anschluß
14 zweiter Anschluß
15 Differenzverstärker
18 erster Hallanschluß
20 zweiter Hallanschluß
21 Additionsvorrichtung
22 Abdeckung
23 Spannungsquelle
24 Sensoreinrichtung
25 Spannungsquelle
26 Kompensationseinrichtung
26a Ausgang
26b Ausgang
26c Eingang
26d Eingang
27 Steuereinrichtung
28 erster piezoresistiver Widerstand eines ersten Typs
29 Steuereinrichtung
30 zweiter piezoresistiver Widerstand eines ersten Typs
31 N-MOS-Transistor
32 erster piezoresistiver Widerstand eines zweiten Typs
33 Differenzverstärker
34 zweiter piezoresistiver Widerstand eines zweiten Typs
35a Widerstand
35b Widerstand
36 erster Knotenpunkt
37 Widerstand
38 zweiter Knotenpunkt
39 Magnetfelderfassungseinrichtung
40 Spannungsquelle
41 Differenzverstärker
42 erster Abgriff
43 Spannungsquelle
44 zweiter Abgriff
45 Widerstand
46 piezoresistiver Widerstand eines ersten Typs
48 piezoresistiver Widerstand eines zweiten Typs
50 Spannungsquelle
52 Differenzverstärker
54 Transistor
56 Stromspiegeleinrichtung
58 Wanne
60 Spannungsquelle
62 Referenzwiderstand
64 Differenzverstärker
66 MOS-Transistor
68 Stromspiegeleinrichtung
70 Spannungsquelle
72 Differenzverstärker
74 erster Transistor
76 zweiter Transistor
78 Widerstand
80 Differenzverstärker
82 regelbare Stromquelle
84 Widerstand
86 Kombinationseinrichtung
88 erster Ausgang
90 zweiter Ausgang
92 Differenzverstärker
94 Mittelwertbildungs-Einrichtung
96 Stromerzeugungseinrichtung

Claims

1. Hallsondensystem mit folgenden Merkmalen:
einem leitfähigen Hallbereich (10), durch den ein Hallstrom fließen kann und an dem eine Hallspannung abgreifbar ist;
einer Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit eines Einflußparameters, der einen Einfluß einer externen Größe auf den leitfähigen Hallbereich (10) darstellt; und
einem Elektrodenbereich (22; 58) der von dem Hallbereich (10) elektrisch isoliert ist;
wobei bei einer zwischen dem Elektrodenbereich (22; 58) und dem leitfähigen Hallbereich (10) angelegten Steuerspannung die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch die angelegte Steuerspannung gesteuert wird.

2. Hallsondensystem nach Anspruch 1, bei dem das Hallsondensystem ein Substrat aufweist, wobei der Hallbereich (10), die Steuereinrichtung und der Elektrodenbereich (22; 58) in dem Substrat angeordnet sind.

3. Hallsondensystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Elektrodenbereich (22) durch eine Isolationsschicht, die zwischen dem Hallbereich (10) und der leitfähigen Abdeckung angeordnet ist, von dem Hallbereich (10) elektrisch isoliert ist, wobei die Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch ein Verarmen oder Anreichern von Ladungsträgern in dem Hallbereich (10) erfolgt.

4. Hallsondensystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Elektrodenbereich (58) durch eine Raumladungszone eines gesperrten pn-Übergangs von dem Hallbereich (10) elektrisch isoliert ist, wobei eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch ein Verändern der Ausdehnung der Raumladungszone erfolgt.

5. Hallsondensystem nach Anspruch 4, bei dem der Elektrodenbereich ein dotierter Bereich (58) ist, der an dem leitfähigen Hallbereich (10) angrenzt, wobei der dotierte Bereich (58) einen Dotiertyp aufweist, der entgegengesetzt zu einem Dotiertyp des Hallbereichs (10) ist, wobei sich zwischen dem Hallbereich (10) und dem dotierten Bereich (58) die elektrisch isolierende Raumladungszone ausbildet.

6. Hallsondensystem nach Anspruch 5, bei dem der dotierte Bereich (58) eine Dotierkonzentration aufweist, die größer als eine Dotierkonzentration des Hallbereichs (10) ist.

7. Hallsondensystem nach Anspruch 6, bei dem der dotierter Bereich entweder eine dotierte Abdeckung, eine dotierte Wanne (58) des Substrats oder das Substrat ist.

8. Hallsondensystem nach Anspruch 3, bei dem der Elektrodenbereich eine leitfähige Abdeckung (22) ist, wobei die leitfähige Abdeckung eine durchgehende Schicht, eine Schicht mit Schlitzen, eine gitterförmige Struktur oder eine stabförmige Struktur aufweist.

9. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Elektrodenbereich (22; 58) zumindest einen ersten Abschnitt und zumindest einen zweiten Abschnitt, der von dem ersten elektrisch isoliert ist, aufweist, wobei die elektrischen Steuerspannung zum Steuern der Hallspannung an dem zumindest einen ersten Abschnitt anliegt, während an dem zumindest einen zweiten Bereich eine konstante elektrische Spannung anliegt.

10. Hallsondensystem nach Anspruch 3, 8 oder 9, bei dem der Elektrodenbereich eine leitfähige Abdeckung (22) ist, die mehrere voneinander isolierte Schichten aufweist.

11. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei dem die Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ferner eine Einrichtung (12, 15, 18, 20, 21; 92, 94) zum Regeln des elektrischen Potentials des Common-Mode-Punkts des Hallbereichs (10) auf ein vorbestimmtes Potential aufweist.

12. Hallsondensystem nach einem der Anspruch 11, bei dem die Einrichtung (12, 15, 18, 20, 21; 92, 94) zum Regeln des elektrischen Potentials des Common-Mode-Punkts des Hallbereichs (10) ausgebildet, um die elektrische Spannung zwischen dem Common-Mode-Punkt der Hallsonde und dem Elektrodenbereich (22; 58) auf die elektrische Steuerspannung einzustellen.

13. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei dem die Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ausgebildet ist, um eine zweite elektrische Steuerspannung in Abhängigkeit eines Einflußparameters des leitfähigen Hallbereichs (10) zu erzeugen, wobei das Hallsondensystem zusätzlich zu dem einen Elektrodenbereich (22; 58) einen zweiten Elektrodenbereich aufweist, der von dem Hallbereich (10) isoliert ist und ausgebildet ist, um die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch die angelegte zweite Steuerspannung zu steuern.

14. Hallsondensystem nach Anspruch 13, wobei der eine Elektrodenbereich eine leitfähige Abdeckung (22) ist, die von dem Hallbereich (10) durch eine Isolationsschicht elektrisch isoliert ist, während der zweite Elektrodenbereich ein dotierter Bereich (58) des Substrats ist, der an den leitfähigen Hallbereich (10) angrenzt.

15. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei das Hallsondensystem ferner eine Magnetfelderfassungsvorrichtung (39) aufweist, um die den leitfähigen Hallbereich (10) durchsetzende magnetische Induktion zu erfassen und wobei die Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ausgebildet ist, um die elektrische Steuerspannung in Abhängigkeit der erfaßten magnetischen Induktion derart zu erzeugen, daß durch das Anlegen der Steuerspannung ein nicht-linearer Magnetfeldeinfluß auf die Hallspannung reduziert wird.

16. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei das Hallsondensystem ferner eine Temperaturerfassungsvorrichtung aufweist, um die Temperatur des Hallbereichs (10) zu erfassen, und wobei die Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ausgebildet ist, um die elektrische Steuerspannung in Abhängigkeit von der Temperatur derart zu erzeugen, daß durch das Anlegen der Steuerspannung Temperatureinflüsse auf die Hallspannung reduziert werden.

17. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 2 bis 14, wobei das Hallsondensystem ferner eine Verspannungssensoreinrichtung (24) zum Erfassen einer mechanischen Verspannung des Substrats und zum Erzeugen eines Verspannungssensorsignals, das von einer mechanischen Verspannung des Substrats abhängt, aufweist, und wobei die Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ausgebildet ist, um das Verspannungssensorsignal zu empfangen und die elektrische Steuerspannung unter Verwendung des Verspannungssensorsignals zu erzeugen.

18. Hallsondensystem nach Anspruch 17, bei dem die Verspannungssensoreinrichtung (24) ein Verspannungssensorelement aufweist, das auf dem Substrat angeordnet ist, wobei das Verspannungssensorelement eine Spannungsquelle (40; 50) zum Erzeugen eines Stroms in dem Verspannungssensorelement aufweist, wobei das Verspannungssensorsignal (A) als eine elektrische Spannung an dem Verspannungssensorelement abgreifbar ist.

19. Hallsondensystem nach Anspruch 18, bei dem das Verspannungssensorelement eine H-Brückenschaltung ist, die einen ersten und zweiten Zweig aufweist, wobei in dem ersten Zweig ein erster Widerstand eines ersten Typs (28) und ein zweiter Widerstand eines zweiten Typs (34) in Reihe verschaltet sind und zwischen denselben ein erster Abgriffpunkt (42) definiert ist und wobei ein erster Widerstand des zweiten Typs (32) und ein zweiter Widerstand des ersten Typs (32) in dem zweiten Zweig in Reihe geschaltet sind und zwischen denselben ein zweiter Abgriffpunkt (44) definiert ist, wobei die Spannungsquelle (40) ausgebildet ist, um eine Spannung an den ersten und zweiten Zweig, die parallel verschaltet sind, anzulegen, und wobei das Verspannungssensorsignal an dem ersten (42) und zweiten (44) Abgriffpunkt abgreifbar ist.

20. Hallsondensystem nach Anspruch 18, bei dem das Verspannungssensorelement eine Schaltungsanordnung aus einem Widerstand eines ersten Typs (46), einem Widerstand eines zweiten Typs (48) und einer Stromspiegeleinrichtung ist, wobei die Stromspiegeleinrichtung (56) ausgebildet ist, um einen Strom der durch das Anlegen einer elektrischen Spannung durch die Spannungsquelle (50) an den Widerstand eines ersten Typs (46) erzeugt wird, in dem Widerstand eines zweiten Typs (48) zu erzeugen, wobei das Verspannungssensorsignal als die Spannungsdifferenz der elektrischen Spannung, die an dem Widerstand des ersten Typs (46) abfällt, und der elektrischen Spannung abgreifbar ist, die an dem Widerstand des zweiten Typs (48) abfällt.

21. Hallsondensystem nach Anspruch 19 oder 20, bei dem der Widerstand des ersten Typs (28, 30; 46) ein integrierter Widerstand ist, der eine Stromrichtung in einer ersten Richtung des Substrats aufweist, und der Widerstand des zweiten Typs (32, 34; 48) ein integrierter Widerstand ist, der eine Stromrichtung in einer zweiten Richtung des Substrats aufweist.

22. Hallsondensystem nach Anspruch 21, bei dem das Substrat ein (100)-Substrat aus Silizium ist und der Widerstand des ersten Typs (28, 30; 46) ein p-dotierter integrierter Widerstand mit einer Stromrichtung in einer [100]-Richtung ist, und der Widerstand des zweiten Typs (32, 34; 48) ein p- dotierter integrierter Widerstand ist, der eine Stromrichtung in einer Richtung aufweist, die in einer Ebene des Substrats um einen Winkel von 90° bezüglich der [100]-Richtung gedreht ist.

23. Hallsondensystem nach Anspruch 21, bei dem das Substrat ein (100)-Substrat aus Silizium ist und der Widerstand eines ersten Typs (28, 30; 46) ein n-dotierter integrierter Widerstand ist, der eine Stromrichtung in einer Richtung aufweist, die in der Ebene des Substrats gegenüber der [100]-Richtung um +45° gedreht ist, und der Widerstand eines zweiten Typs ein n-dotierter integrierter Widerstand ist, der eine Stromrichtung in einer Richtung des Substrats aufweist, die in der Ebene des Substrats um einen Winkel von 45° gegenüber der [100]-Richtung gedreht ist.

24. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 17 bis 23, bei dem die Verspannungssensoreinrichtung (24) mehrere Verspannungssensorelemente aufweist, wobei jedes der Verspannungssensorelemente eine Spannungsquelle aufweist, um eine elektrische Spannung an jedes der Verspannungssensorelemente anzulegen, so daß an jedem Verspannungssensorelement ein Verspannungssensorsignal abgreifbar ist, das von der mechanischen Verspannung und der durch die Spannungsquelle angelegten Sensorspannung abhängt, und wobei die Einrichtung (26) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung ausgebildet ist, um unter Verwendung der Verspannungssensorsignale eine elektrische Steuerspannung zum Reduzieren eines Einflusses einer mechanischen Verspannung auf die Hallspannung zu erzeugen.

25. Hallsondensystem nach einem der Ansprüche 17 bis 24, bei dem das Verspannungssensorelement ferner eine Temperaturerfassungseinrichtung zum Erfassen einer Temperatur des Substrats und Ausgeben eines Temperatursignals, das von einer Temperatur abhängt, und eine Temperatursteuereinrichtung aufweist, die ausgebildet ist, um unter Verwendung des Temperatursignals die Spannungsquelle (40; 50) derart zu steuern, daß die von der Einrichtung (26) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung erzeugte elektrische Steuerspannung einen Einfluß einer mechanischen Verspannung auf die Hallspannung für unterschiedliche Temperaturen reduziert.

26. Hallsondensystem nach Anspruch 24 oder 25, bei dem die Einrichtung (26) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung eine Kombinationseinrichtung (86) aufweist, die ausgebildet ist, um durch eine erste Kombination der Verspannungssensorsignale ein erstes Kompensationssignal (A1) zu erzeugen und durch eine zweite Kombination der Verspannungssensorsignale ein zweites Kompensationssignal (A2) zu erzeugen, und wobei die Einrichtung (26) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung eine erste Vorrichtung (92, 94) zum Kompensieren aufweist, die das erste Kompensationssignal empfängt, um unter Verwendung desselben einen Einfluß einer mechanischen Verspannung des Substrats auf die Hallspannung zu reduzieren und eine zweite Vorrichtung zum Kompensieren aufweist, die das zweite Kompensationssignal empfängt, um unter Verwendung desselben einen Einfluß einer mechanischen Verspannung des Substrats auf die Hallspannung zu reduzieren.

27. Verfahren zum Herstellen eines Hallsondensystems mit folgenden Schritten:
Erzeugen eines leitfähigen Hallbereichs (10), durch den ein Hallstrom fließen kann und an dem eine Hallspannung abgreifbar ist;
Erzeugen einer Einrichtung (26; 27; 29) zum Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit eines Einflußparameters, der einen Einfluß einer externen Größe auf den leitfähigen Hallbereich (10) darstellt; und
Erzeugen eines Elektrodenbereichs (22; 58) der von dem Hallbereich (10) elektrisch isoliert ist und ausgebildet ist, um bei einer zwischen dem Elektrodenbereich (22; 58) und dem leitfähigen Hallbereich angelegte Steuerspannung die Hallspannung durch eine Beeinflussung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger durch die angelegte Steuerspannung zu steuern.

28. Verfahren zum Steuern einer Hallspannung, die an einem Hallbereich (10) abgreifbar ist, mit folgenden Schritten:

a) Erfassen eines Einflußparameters des Hallbereichs (10), der einen Einfluß einer externen Größe auf den leitfähigen Hallbereich (10) darstellt;

b) Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit des erfaßten Einflußparameters des Hallbereichs (10);

c) Anlegen der elektrischen Steuerspannung zwischen dem Elektrodenbereich (22; 58) und dem leitfähigen Bereich, um die Hallspannung durch eine Beeinflußung der für den Hallstrom zur Verfügung stehenden Ladungsträger zu steuern.

29. Verfahren nach Anspruch 28, bei dem Schritt (a) ein Erfassen der mechanischen Verspannung eines Substrats, auf dem der leitfähige Hallbereich (10) angeordnet ist, Schritt (b) ein Erzeugen einer elektrischen Steuerspannung in Abhängigkeit von der mechanischen Verspannung des Substrats und Schritt (c) ein Anlegen der elektrischen Steuerspannung zwischen dem Elektrodenbereich (22; 58) und dem leitfähigen Bereich, um einen Einfluß der mechanischen Verspannung des Substrats auf die Hallspannung zu reduzieren, umfaßt.