DE69832954T2

DE69832954T2 - Temperaturmessschaltung

Info

Publication number: DE69832954T2
Application number: DE69832954T
Authority: DE
Inventors: John Richard BARKER
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1997-08-08
Filing date: 1998-07-06
Publication date: 2006-09-07
Anticipated expiration: 2018-07-07
Also published as: KR20000068726A; US6084462A; WO1999008082A1; GB9716838D0; KR100481244B1; EP0931248B1; EP0931248A1; JP2001502435A; DE69832954D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Temperaturmessschaltungen mit Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate (im Folgenden als „IGFETs" bezeichnet), welche zur Integration in eine Leistungshalbleiteranordnung besonders, jedoch nicht ausschließlich, geeignet sind, wie z.B, ein Leistungs-IGFET (im Folgenden als „MOSFET" bezeichnet), ein Bipolarleistungstransistor mit isoliertem Gaten (im Folgenden als „IGBT" bezeichnet) oder ein Bipolarleistungstransistor.
US-A-S 336 943 offenbart eine Temperaturmessschaltung dieser Art, welche einen ersten und einen zweiten IGFET aufweist, welche beide vom gleichen Typ Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate sind. Diese IGFETs sind in voneinander getrennten Strombahnen geschaltet, um jeweilige Gate-Source-Spannungssignale zwischen deren Source- und Gateelektrode vorzusehen. Jeder IGFET ist ein als Diode geschalteter Transistor, dessen Drainelektrode mit dessen Gateelektrode verbunden ist. Der erste IGFET wird tief in seinem unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich betrieben, wo die Spannung an dem Bauelement mit der Temperatur variiert. Der zweite IGFET wird in einem Bereich seines Square-Law-Gebiets betrieben, wo die Spannung an dem zweiten IGFET von der Temperatur im Wesentlichen unabhängig ist. Eine Vergleichsschaltung vergleicht die Spannungen an dem ersten und zweiten IGFET, um ein Ausgangssignal abzugeben, welches die von dem ersten IGFET gemessene Temperatur darstellt. Im Allgemeinen sind zwei in Reihe geschaltete, erste IGFETs oder mehr erforderlich, um einen adequaten Signalpegel für die Vergleichsschaltung vorzusehen. Der zweite IGFET sieht die Vergleichsschaltung mit einem Bezugspegel entsprechend einem Temperaturschwellwert vor. Ebenso wird in US-A-S 336 943 auf weitere Temperaturmessschaltungen mit IGFETs zur Temperaturmessung verwiesen.
Eine alternative Art einer Temperaturmessschaltung mit einer pn-Diode zur Temperaturmessung ist in der bekannt gemachten Internationalen Patentanmeldung WO97/02592 (US-Patent US-A-S 726 481) gemäß dem PCT sowie den darin zitierten Entgegenhaltungen, zum Beispiel EP-A-O 414 499, offenbart. Diese alternative Schaltungsart weist eine Strombahn durch pn-Diodenmittel zur Temperaturmessung auf, um einen Span nungsabfall mit einem negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen. Es sind verschiedene Schaltungen möglich, bei welchen die pn-Diodenmittel entweder in Durchlassrichtung oder in Sperrrichtung vorgespannt sind. Im Allgemeinen wird die Temperaturabhängigkeit der Durchlasskennlinie der pn-Diode zur Temperaturmessung eingesetzt, wenn auch bekannt ist, dass die Sperrkennlinie eine stärkere Temperaturabhängigkeit aufweist. Somit steigt der Leckstrom einer in Sperrrichtung vorgespannten pn-Diode mit der Temperatur exponentiell an. Im Falle einer in Sperrrichtung vorgespannten pn-Diode wird der Spannungsabfall mit einem negativen Temperaturkoeffizienten durch diesen Strom an einem Widerstand erzeugt. Im Falle einer in Durchlassrichtung vorgespannten pn-Diode wird der Spannungsabfall mit einem negativen Temperaturkoeffizienten an der pn-Diode selbst erzeugt. Die Temperaturmessschaltung weist ebenfalls einen Verstärker mit einem IGFET auf, dessen Gateelektrode mit den pn-Diodenmitteln verbunden ist, um an seiner Drainelektrode ein Ausgangssignal abzugeben, welches die gemessene Temperatur darstellt.
EP-A-O 360 333 und US-A-4 037 140 offenbaren ebenfalls bekannte Temperaturmessschaltungen.
Temperaturmessschaltungen dieser Art erwiesen sich zur Regelung des Betriebs einer Leistungshalbleiteranordnung als vorteilhaft, um diese gegen Überhitzung zu schützen. Solche Schaltungen sind besonders auf dem Gebiet so genannter „intelligenter" Anordnungen von Vorteil, um das Leistungsbauelementsegment gegen Überhitzung zu schützen und einen ordnungsgemäßen Betrieb seiner Logikschaltung aufrechtzuerhalten. In diesem Fall werden Steuerfunktionen, welche durch eine Niederspannungs-Logikschaltung vorgesehen sind, bei geringen Kosten in ein Hochspannungs-Leistungsbauelement integriert, um dessen Betrieb zu steuern, und es kann aus einem übermäßigen Temperaturanstieg eine nicht ordnungsgemäße Logikfunktion resultieren. Obgleich diese bekannten Temperaturmessschaltungen gut arbeiten, stellt der Anmelder der vorliegenden Anmeldung fest, dass bei der gleichen Schaltung, welche zu verschiedenen Zeiten hergestellt wird, d.h. bei verschiedenen Fertigungsreihen der gleichen Schaltung, eine signifikante Abweichung bei der Schwellentemperatur auftreten kann. Es scheint von besonderer Wichtigkeit zu sein, Variationen bei Prozessparametern, welche der IGFET-Schwellenspannung zugeordnet werden, zu steuern, um diese Abweichung zu reduzieren.
Der Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, eine alternative Art der Temperaturmessschaltung, bei welcher die Schwellentemperatur weniger anfällig für Schwankungen der Prozessparameter ist, welche einer IGFET-Schwellenspannung zugeordnet werden, und ebenfalls eine Möglichkeit vorzusehen, eine einfache integrierte Schaltungsanordnung einzusetzen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Temperaturmessschaltung vor gesehen, welche eine Strombahn durch pn-Diodenmittel zur Temperaturmessung, um einen Spannungsabfall mit einem negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, sowie einen ersten und einen zweiten Transistor aufweist, welche beide durch den gleichen Feldeffekttransistortyp mit isoliertem Gate dargestellt und in voneinander getrennten Strombahnen geschaltet sind, um jeweilige Gate-Source-Spannungssignale zwischen deren Source- und Gateelektrode vorzusehen, wobei die Gate-Source-Spannung des ersten Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten einer größeren Größenordnung als ein Temperaturkoeffizient der Gate-Source-Spannung des zweiten Transistors aufweist, wobei entweder die Source- oder Gateelektrode des ersten Transistors mit den pn-Diodenmitteln verbunden ist und der erste und zweite Transistor in einer Vergleichsschaltung zusammengeschaltet sind, welche den Spannungsabfall von den pn-Diodenmitteln mit einer Differenz zwischen den Gate-Source-Spannungssignalen des ersten und zweiten Transistors vergleicht, um ein Ausgangssignal vorzusehen, welches eine gemessene Temperatur in Relation zu einem Temperaturschwellwert darstellt, wobei der zweite Transistor einen Gate-Schwellwert aufweist, welcher diesen des ersten Transistors ausgleicht, um die Vergleichsschaltung mit einem Bezugspegel entsprechend dem Temperaturschwellwert zu versehen.
Um die nachfolgende Erörterung zu erleichtern, werden der erste und der zweite Feldeffektor mit isoliertem Gate hier als erster und zweiter IGFET, die getrennten Gate-Source-Spannungssignale des ersten IGFETs und des zweiten IGFETs hier jeweils als Vgs1 und Vgs2 und der Spannungsabfall von den pn-Diodenmitteln als Vf bezeichnet. Die Temperaturmessschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung sieht eine Schaltung von pn-Diodenmitteln und IGFET-Mitteln zur Temperaturmessung vor. Die komparatorschaltung vergleicht Vf mit einer Differenz zwischen Vgs1 und Vgs2, um das Ausgangssignal, welches die gemessene Temperatur darstellt, zu liefern. Der zweite IGFET sieht die Vergleichsschaltung mit einem in First-Order-Form abgeglichenen Bezugspegel entsprechend dem Temperaturschwellwert vor. Der Gate-Schwellwert eines IGFETs würde in der Regel nicht als Präzisionsreferenz angesehen werden. In diesem Fall wird jedoch eine, den Gate-Schwellwert des zweiten IGFETs beeinträchtigende Schwankung der Prozessparameter durch den, durch den gleichen IGFET-Typ dargestellten, ersten IGFET ausgeglichen, was somit in einer Eliminierung der Gate-Schwellwertvariationen erster Ordnung, wie unten beschrieben, resultiert. Die Verwendung von pn-Diodenmitteln in dem Temperaturmessteil kann eine mögliche Unsymmetrie in den Schaltkreis einbringen. Jedoch können insbesondere bei einer in Durchlassrichtung vorgespannten pn-Diode Schwankungen der Prozessparameter, welche den Vf an den pn-Diodenmitteln beeinträchtigen, mit einer weit höheren Präzision als diese, welche einen Gate-Schwellwert eines IGFETs (entweder einen IGFET vom Verarmungstyp oder einen IGFET vom Anreicherungstyp) beeinträchtigen, gesteuert werden.
Eine besonders kompakte und zuverlässige Schaltungsanordnung ergibt sich, wenn die Vergleichsschaltung den ersten und zweiten IGFET in Zusammenschaltung aufweist, um den Vf von den pn-Diodenmitteln mit einer Differenz zwischen ihrer Vgs1 und Vgs2 zu vergleichen. In diesem Fall kann das, die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal der Vergleichsschaltung von einer Drainelektrode des ersten oder zweiten Transistors abgeleitet werden.
Bei einer kompakten Form der Temperaturmessschaltung können die pn-Diodenmittel in einer Reihenschaltung mit der Hauptstrombahn des ersten IGFETs geschaltet sein, um einen Temperaturmessteil vorzusehen, und die Gateelektrode des zweiten IGFETs kann ein Eingangssignal von der Reihenschaltung empfangen. In Abhängigkeit der speziellen Schaltungsanordnung kann der erste IGFET ein als Diode geschalteter Transistor sein oder in einer Verstärkerkonfiguration eingesetzt werden.
Die Sourceelektroden des ersten und des zweiten IGFETs können mit einer gemeinsamen Spannungsversorgungsleitung verbunden sein. Die kopplung der Sourceelektrode des zweiten IGFETs mit der gemeinsamen Spannungsversorgungsleitung kann einen zusätzlichen Reihenwiderstand aufweisen, welcher bei dieser des ersten IGFETs fehlt, um die Schaltschwellenspannung (die effektive Gateschwellenspannung) des zweiten IGFETs gegenüber dieser des ersten IGFETs zu erhöhen. Der erste und zweite IGFET können zusätzlich zu ihrer isolierten Gateelektrode jeweils eine Backgate-Elektrode aufweisen, wobei die Backgate-Elektroden mit der gleichen gemeinsamen Spannungsversorgungsleitung wie die Sourceelektroden verbunden sein können.
Bei einer weiteren kompakten Form der Temperaturmessschaltung sind der erste und zweite IGFET als Differenzpaar zusammengeschaltet, um die Vergleichsschaltung zu bilden, und die pn-Diodenmittel sind mit der Gateelektrode des ersten IGFETs verbunden. Somit können die pn-Diodenmittel zwischen den Gateelektroden des ersten und zweiten Transistors geschaltet sein.
Die Drainelektrode des zweiten IGFETs kann, möglicherweise über eine oder mehrere in Kaskade angeordnete Verstärkerstufen, das die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal liefern. Eine größere Verstärkung kann jedoch durch den ersten IGFET bei Betrieb in dessen Bereich unterhalb des Schwellwerts vorgesehen werden, wodurch es vorteilhafter sein kann, dass die Drainelektrode des ersten IGFETs das die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal liefert.
Der negative Temperaturkoeffizient des Vf von den pn-Diodenmitteln kann eine größere Größenordnung als der negative Temperaturkoeffiziert der Vgs1 des ersten IGFETs aufweisen. Es können entweder in Durchlassrichtung vorgespannte oder in Sperrrichtung vorgespannte pn-Dioden verwendet werden, um den Spannungsabfall mit einem negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen. Der Vf an einer in Durchlassrichtung vorgespannten pn-Diode ist im Allgemeinen geringer als der Source-Drain-Spannungsabfall an einem leitenden IGFET. Auf diese Weise besteht die Möglichkeit, zwei oder mehrere temperaturempfindliche, in Durchlassrichtung vorgespannte pn-Dioden in Reihe zu schalten, um die Temperaturempfindlichkeit des negativen Temperaturkoeffizienten des Schaltkreises zu erhöhen. Somit können die pn-Diodenmittel eine Serienschaltung von pn-Dioden aufweisen.
Ist die Temperaturmessschaltung in eine kompakte Schaltungsanordnung integriert, kann sowohl der erste als auch der zweite IGFET in einem Bereich angeordnet sein, welcher (zumindest in einem bestimmten Umfang) der zu messenden Temperatur ausgesetzt ist, obgleich der zweite IGFET in einem Abstand in einem etwas kühleren Bereich positioniert sein kann. Eine maximale Empfindlichkeit kann erreicht werden, indem die Temperaturkoeffizienten des ersten und zweiten IGFETs so ungleich wie möglich vorgesehen werden. Somit kann der erste IGFET in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts betrieben werden, um einen stark negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, während der zweite IGFET in einem Bereich seines Square-Law-Gebiets betrieben werden kann. In dem Square-Law-Bereich kann die Spannung an dem zweiten IGFET von der Temperatur im Wesentlichen unabhängig oder schwach positiv sein. In Bezug auf eine detaillierte Lehre, wie Konstruktionsparameter (wie z.B. IGFET-Geometrie sowie Vorspannungszustände) auszuwählen sind, um Schaltkreise vorzusehen, bei welchen IGFETs bei unterschiedlichen Stromdichten arbeiten, so dass ein IGFET in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeitet, um einen stark negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, während ein anderer IGFET vom gleichen IGFET-Typ in seinem Square-Law-Bereich arbeitet, kann auf US- A-5 336 943 verwiesen werden. Bei Anwenden solcher Grundgedanken in einer Temperaturmessschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung sind ebenfalls pn-Diodenmittel zur Temperaturmessung vorgesehen, und der zweite IGFET legt den Bezugspegel (gegenüber dem Gate-Schwellwert des ersten IGFETs abgeglichen) entsprechend dem Temperaturschwellwert fest, indem dieser in seinem Square-Law-Bereich bei einer anderen Stromdichte als der erste IGFET arbeitet.
Bei Temperaturmessschaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Komparator eine Verstärkerstufe mit einem oder mehreren in Kaskade angeordneten Transistoren aufweisen. Vorzugsweise sind diese in Kaskade angeordneten Transistoren vom gleichen IGFET-Typ wie der erste und der zweite IGFET, um Prozessparameterschwankungen auszugleichen, welche eine unerwünschte Abweichung bei der Gate-Schwellenspannungen bei verschiedenen Fertigungsreihen der Schaltungen hervorrufen können.
Temperaturmessschaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung können in eine Leistungshalbleiteranordnung integriert werden und die Betriebstemperatur derselben messen. Somit kann der integrierte Schaltkreis so angeordnet sein, dass die pn-Diodenmittel und zumindest der erste IGFET in der Nähe eines Wärmeerzeugungsbereichs der Leistungshalbleiteranordnung platziert sind. Es kann eine maximale Empfindlichkeit erreicht werden, wenn nicht nur die pn-Diodenmittel, sondern auch der erste IGFET in der Nähe der Wärmeerzeugungsmittel vorgesehen ist. Jedoch kann der zweite IGFET (sowie weitere Schaltungselemente, welche nicht zum Messen der Temperatur verwendet werden) bevorzugt in einem von dem Wärmeerzeugungsbereich entfernten Bereich platziert sein.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 bis 6 – elektrische Schaltbilder von fünf verschiedenen Ausführungsbeispielen von Temperaturmessschaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung; sowie
7 – einen schematischen Querriss durch einen Teil eines Halbleiterkörpers, welcher zeigt, wie die Schaltkreise der 1 bis 6 in eine Leistungshalbleiteranordnung integriert werden können.
Die Temperaturmessschaltungen der 1 bis 6 weisen jeweils pn-Diodenmittel D1, D2 usw. zur Temperaturmessung auf, welche als integrierter Schaltkreis in einen ersten und einen zweiten Transistor M1 und M2 integriert sind. Der erste und zweite Transistor M1 und M2 sind vom gleichen Typ Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate, d.h. in den in der Zeichnung dargestellten, spezifischen Beispielen vom n-Kanal-Anreicherungstyp. Jeder Schaltkreis weist eine Strombahn durch die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. zur Temperaturmessung auf, um einen Spannungsabfall Vf mit einem negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen. Die IGFETs M1 und M2 sind in voneinander getrennten Strombahnen geschaltet, um getrennte Gate-Source-Spannungssignale Vgs1 und Vgs2 zwischen ihrer Source- und Gateelektrode s und g vorzusehen. Die Gate-Source-Spannung Vgs1 von M1 weist einen negativen Temperaturkoeffizienten einer größeren Größenordnung als der Temperaturkoeffizient (sofern vorhanden) der Gate-Source-Spannung Vgs2 von M2 auf. Entweder die Sourceelektrode s oder Gateelektrode g von M1 ist mit den pn-Diodenmitteln D1, D2 usw. verbunden. Die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. und der erste und zweite IGFET M1 und M2 sind in einer Vergleichsschaltung (mit einem Komparator COMP) zusammengeschaltet, welche den Vf von den pn-Diodenmitteln D1, D2 usw. mit einer Differenz zwischen der Vgs1 und Vgs2 von M1 und M2 vergleicht, um ein Ausgangssignal zu liefern, welches für eine gemessene Temperatur in Relation zu einem Temperaturschwellwert charakteristisch ist. Der zweite IGFET M2 weist einen Gate-Schwellwert V_T auf, welcher diesen des ersten IGFETs M1 ausgleicht, um die Vergleichsschaltung COMP mit einem Bezugspegel entsprechend dem Temperaturschwellwert zu versehen.
Bei den Schaltkreisen der 1 bis 5 sind die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. zur Temperaturmessung in Durchlassrichtung vorgespannt, und der negative Temperaturkoeffizient Vf stellt den Durchlassspannungsabfall an den pn-Dioden dar. Bei dem Schaltkreis von 6 ist das pn-Diodenmittel D1' zur Temperaturmessung in Sperrrichtung vorgespannt, und der negative Temperaturkoeffizient Vf stellt den Spannungsabfall an einem Widerstand R11 in Reihe mit D1' dar. Bei dem aus 5 ersichtlichen Schaltkreis ist der Komparator COMP zusätzlich zu den IGFETs M1 und M2 vorgesehen, wohingegen die Schaltkreise der 1 bis 4 sowie 6 kompakter sind, wenn der Komparator COMP aus der Kopplung von M2 bis M1 gebildet wird. In den spezifischen Beispielen der 1 bis 6 sind sämtliche IGFETs M1, M2, M3, M4 usw. vom n-Kanal-Anreicherungstyp und in einer p-leitenden Trägerzone, welche eine Backgate-Verbindung b vorsieht, ausgebildet.
Bei den kompakten Schaltkreisen der 1 bis 4 sowie 6 weist die Vergleichsschaltung COMP M1 und M2 auf, welche zusammengeschaltet sind, um den Spannungsabfall Vf von den pn-Diodenmitteln D1, D2 usw. mit einer Differenz zwischen ihrer Vgs1 und Vgs2 zu vergleichen. Bei diesen kompakten Schaltkreisen wird das die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal der Vergleichsschaltung COMP von einer Drainelektrode d von entweder M1 oder M2 abgeleitet. Das Ausgangssignal wird durch in Kaskade angeordnete Stufen weiterer IGFETs M3, M4 usw., die vom gleichen IGFET-Typ wie M1 und M2 sind und einen Teil des gleichen integrierten Schaltkreises wie M1 und M2 bilden, verstärkt.
Jeder dieser Schaltkreise der 1 bis 6 weist eine erste und eine zweite Energieversorgungsleitung 1 und 2 auf. Die erste Leitung 1 kann mit einer positiven Versorgungsspannung V verbunden werden, während die zweite Leitung 2 mit einem Masseanschluss oder einem internen Spannungsrücklaufpegel (einer internen Erdung) in einem komplexeren, integrierten Schaltkreis verbunden sein kann. Bei den Schaltkreisen der 1 bis 6 werden verschiedene Konfigurationen von D1, D2, M1, M2, M3 usw. in parallelen Strombahnen zwischen den Versorgungsleitungen 1 und 2 angewandt, um verschiedene Schaltungsabschnitte MOD1 bis MOD8 darzustellen, welche nichtsdestoweniger in ihrem jeweiligen Schaltkreis zusammenarbeiten, um die gleiche, in Gleichung (1) unten zusammengefasste Komparator-Grundfunktion durchzuführen. Jeder Schaltkreis wird nun der Reihe nach berücksichtigt.
Der Schaltkreis von 1 weist einen ersten und zweiten Abschnitt MOD1 und MOD2 auf. Der Schaltkreisabschnitt MOD1 weist eine Reihenschaltung von einem als Diode geschaltetem IGFET M1 und in Durchlassrichtung vorgespannten pn-Dioden D1 und D2 auf. Ein Ende der Reihenschaltung ist mit der Erdungsleitung 2 verbunden. Das andere Ende der Reihenschaltung ist über einen Widerstand R2 mit der Leitung 1 verbunden, so dass ein im Wesentlichen konstanter Strom durch die Reihenschaltung M1, D1, D2, wie durch die Größenordnung von R2 definiert, fließt. Die Vorspannungszustände sind so, dass der IGFET M1 in seinem unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich betrieben wird. Die Spannung an der Reihenschaltung M1,D1,D2 ist stark temperaturabhängig, wobei jedes der Bauelemente M1 sowie D1 und D2 zu einer Schwankung von etwa 2mV pro Grad Celsius beiträgt. Die mit Erde verbundene Reihenschaltung von M1,D1,D2, welche von dem Konstantstrombegrenzungselement (Widerstand R2) gespeist wird, erzeugt eine Knotenspannung an den Knoten 11 und 12 mit einem stark negativen Temperaturkoeffizienten.
Der Schaltkreisabschnitt MOD2 weist eine Hintereinanderschaltung von IGFET-Wechselrichtern M2, M3, M4 auf, welche so ausgelegt und vorgespannt ist, dass die Eingangsschaltschwelle von Abschnitt MOD2 im Wesentlichen temperaturunabhängig ist oder einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist. In jedem Fall ist die Schaltschwelle von MOD2 signifikant größer als die Schwellenspannung V_T eines einzelnen IGFETs, welcher bei seiner unterhalb der Schwelle liegenden Spannung betrieben wird, da diese eine Sqaure-Law-Komponente aufweist. Somit kann jeder der IGFETs M2, M3, M4 bei einem besonders einfachen Schaltungsaufbau in einem Bereich seines Square-Law-Gebiets, wo die Spannung an dem IGFET im Wesentlichen temperaturunabhängig ist, betrieben werden. Die Betriebszustände jedes IGFETs M2, M3, M4 werden durch dessen Kanalgeometrie sowie dessen jeweiligen Lastwiderstand R3, R4, R5, der die Drainelektrode d des IGFETs mit der Versorgungsleitung 1 verbindet, bestimmt. Die Sourceelektrode s jedes IGFETs M2, M3, M4 ist mit der Erdungsleitung 2 verbunden. Jeder IGFET M2, M3, M4 wirkt als Verstärkungs-Inverterstufe, welche an ihrer Gateelektrode g ein Eingangssignal aufnimmt und an dem seriellen Knoten 13, 14 oder 15 ihrer Drainelektrode d mit ihrem Lastwiderstand R3, R4 oder R5 ein Ausgangssignal abgibt. Das Ausgangssignal von M2 an Knoten 13 ist ein Logiksignal, d.h. „0" vor Überschreiten der Temperaturschwelle und „1" nach Erreichen der Temperaturschwelle. Dieser IGFET M2 bestimmt den Bezugspegel entsprechend dem Temperaturschwellwert (gegenüber dem Gate-Schwellwert von M1 abgeglichen), indem er in seinem Square-Law-Bereich bei einer anderen Stromdichte als M1 arbeitet. Der verstärkte Logiksignalausgang von MOD2 wird als Tabs bezeichnet.
Die Verbindung von MOD1 und MOD2 erfolgt durch die Gateelektrode g von M2, welche mit dem oberen Ende der Reihenschaltung M1,D1,D2 verbunden ist. Bei der zum Beispiel in 1 dargestellten, spezifischen Form ist der als Diode geschaltete IGFET M1 an dem oberen Ende dieser Reihenschaltung vorgesehen. Das Ausgangssignal von MOD1 wird von einem Schaltungsknoten 12 an der Verbindung zwischen der Gate- und Drainelektrode g und d von M1 aufgenommen. MOD1 bildet einen Temperaturmessteil, dessen Ausgang mit der Gateelektrode g von M2 verbunden ist. MOD2 wirkt als geerdeter Komparatorteil, dessen Schaltschwelle, wie oben erörtert, eine definierte Spannungsverschiebung (an der Gateelektrode g von M2) gegenüber Erde ist. Im Falle die Temperatur des Schaltkreises von 1 so verändert wird, dass die Spannung an der Reihenschaltung M1,D1,D2 durch die Schaltschwelle von MOD2 (wie durch Vgs2 von M2 definiert) hindurch geht, wird M2 eingeschaltet. Somit führt MOD2 bei dem Signal von M1 und D1, D2 eine Komparatorfunktion aus, um einen Temperaturschwellwert genau zu erkennen und diesen zu signalisieren, indem Tabs von „0" in „1" geändert wird.
Somit kann das bei dieser Temperaturmesschaltung angewandte Kompara torprinzip durch die folgende Funktion dargestellt werden: (Vgs1 – Vgs2) = |Vf| (1)wobei (Vgs1 – Vgs2) die Differenz zwischen den Gate-Source-Spannungen der IGFETs M1 und M2 darstellt, wobei Vgs1 einen stärkeren Temperaturkoeffizienten als Vgs2 aufweist,
und |Vf| die Größenordnung des Durchlassspannungsabfalls an den pn-Diodenmitteln D1, D2 darstellt, welcher ebenfalls einen stark negativen Temperaturkoeffizienten aufweist.
Die Betriebszustände von M2 (dem ersten Wechselrichter in der Kaskadenschaltung M2, M3, M4) definieren die Hauptkomponente des Eingangsschwellwerts von MOD2. Während M1 vorgespannt ist, um in seinem unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich zu arbeiten, ist M2 vorgespannt, um in seinem Square-Law-Bereich zu arbeiten, wo dessen Drainstrom (sowie dessen Vgs2) entweder temperaturunabhängig ist oder einen schwach positiven Temperaturkoeffizienten aufweist. Somit bestimmt die Gate-Source-Spannung Vgs2 von M2 den Eingangsschwellwert von MOD2 und sieht (im Vergleich zu dem mit der Temperatur variierenden Vf von D1, D2 und der mit der Temperatur variierenden Vgs1 von M1) einen Präzisionsreferenzpegel vor, um den Temperaturschwellwert festzulegen, welcher die Vergleichsschaltung schaltet. Somit M2 übernimmt M2 für seine eigene Komparatorfunktion sowohl eine Komparatorrolle als auch eine Präzisionsreferenzrolle gegenüber der Erdungsleitung 2.
Ein IGFET würde in der Regel nicht als zur Festlegung eines Präzisionsrefe renzpegels für eine Vergleichsschaltung in der Lage angesehen werden; M2 kann dieses jedoch in diesem Schaltkreis, welcher gegenüber MOS-Gate-Schwellenspannungswerten V_T abgeglichen ist, realisieren. Somit sieht eine V_T + Square-Law-Komponente von M2 die Eingangsstufe von MOD2 vor, während der Ausgang des Temperaturmessteils MOD1 ebenfalls nur eine, von M1 abgegebene V_T aufweist. Da M1 und M2 IGFETs vom gleichen Fertigungstyp sind, gleicht die V_T von M1 in MOD1 eine Unsicherheit in der V_T von M2 auf Grund unbeabsichtigter oder unvermeidbarer Variationen in dem zur Fertigung einer bestimmten Fertigungsreihe des in 1 dargestellten, integrierten Schaltkreises angewandten Herstellungsverfahren aus. Dieser Ausgleich hat den Effekt, dass Variationen erster Ordnung in V_T aufgehoben werden. Die Aufhebung ist lediglich eine solche erster Ordnung, da die IGFETs M1 und M2 bei wesentlich unterschiedlichen Stromdichten arbeiten, was darin resultiert, dass die Vgs2 von M2 zum Beispiel mindestens 0,5 bis 0,7 Volt höher als die entsprechende Vgs1 des in einem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeitenden IGFETs M1 ist. Somit können die folgenden Spannungspegel an dem Punkt, an dem die von (M1 + D1 + D2) gemessene Temperatur ausreicht, um M2 von „0" auf „1" zu schalten, in einem spezifischen Beispiel des Schaltkreises von 1 anliegen: Vf von 0,4 Volt an D1 und 0,4 Volt an D2, 0,5 Volt bei Vgs von M1 sowie 1,3 Volt bei Vgs von M2.
Der Schaltkreis von 1 ist gegenüber den Durchlassspannungen Vf der pn-Dioden D1, D2 unabgeglichen, da sich an dem Eingang von MOD2 keine solche Dioden befinden. Eine pn-Diode Vf kann jedoch mit einer weitaus größeren Genauigkeit als ein entsprechender MOS-Gate-Schwellenwert (ganz gleich, ob es sich um einen IGFET vom Verarmungstyp oder einen IGFET vom Anreicherungstyp handelt) gesteuert werden. Eine pn-Diode D1, D2 kann die gleiche Temperaturempfindlichkeitsstufe (etwa -2mV pro Grad Celsius) wie die Vgs eines IGFETs in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts aufweisen. Des Weiteren macht der niedrigere Wert einer Diode Vf im Vergleich zu der Source-Drain-Spannung eines leitenden IGFETs eine Hintereinanderschaltung mehrerer pn-Dioden D1, D2 usw. möglich, um die Temperaturempfindlichkeit der Schaltung zu erhöhen. Die Anzahl in Reihe geschalteter Dioden, welche bei der Serienschaltung M1,D1,D2 verwendet werden, ist eine der Konstruktionsvariablen zur Festlegung des Temperaturschwellwerts der Schaltung.
Der Schaltkreis von 1 weist als temperaturempfindliche Komponenten in MOD1 zwei pn-Dioden D1 und D2 sowie einen, unterhalb des Schwellwerts arbeitenden IGFET M1 auf. Die Gesamttemperaturempfindlichkeit dieser Komponenten beträgt etwa -6mV pro Grad Celsius, wobei jede pn-Diode -2mV und der, unterhalb des Schwellwerts arbeitende M1 weitere -2mV pro Grad Celsius beiträgt. Da die Inverter-IGFETs M2, M3, M4 von MOD2 vorgespannt sind, um den Eingangsschwellwert von MOD2 mit einem unbedeutenden bzw. geringen positiven Temperaturkoeffzienten zu behalten, entspricht die äquivalente Gesamttemperaturempfindlichkeit (gemessen an Knoten 12) des in 1 dargestellten Schaltkreises 6mV pro Grad Celsius oder ist höher als diese. Sollte die Wahl getroffen werden, MOD2 mit einem geringen positiven Temperaturkoeffizienten zu betreiben, würden die in Kaskade angeordneten Inverter-IGFETs M2, M3, M4 bei einer höheren Drainstromdichte arbeiten, was zu einer geringfügigen Zunahme der Temperaturempfindlichkeit des Schaltkreises von 1 führen würde.
Der in 1 dargestellte Schaltkreis kann mit zusätzlichen Schaltungselementen (wie z.B. D3 und R10), welche durch entsprechende Ausführung der Verbindungsleiterstruktur des integrierten Schaltkreises in die Schaltung integriert (bzw. aus dieser weggelassen) werden können, gefertigt werden. Somit kann zum Beispiel die Vf der pn-Diodenmittel durch Integrieren einer parallelen pn-Diode D3 modifiziert werden, um die Wirkfläche einer äquivalenten Einfachdiode entsprechend D1, D2 und D3 zu verändern. Die IGFETs M1, M2, M3, M4 von MOD1 und MOD2 weisen zusätzlich zu ihrer elektrisch isolierten Gateelektrode g jeweils eine Backgate-Elektrode b auf. Die Backgate-Elektroden b und die Sourceelektroden s dieser Transistoren M1, M2, M3, M4 sind mit der gemeinsamen Leitung 2 verbunden. Jedoch kann die Kopplung der Sourceelektrode s von M2 an Erdungsleitung 2, wie in 1 dargestellt, einen zusätzlichen Reihenwiderstand R10 aufweisen, welcher bei dieser von M1 nicht vorhanden ist, wodurch die Gateschwellenspannung V_T von M2 gegenüber dieser von M1 modifiziert wird. Der Source-Gegenkopplungswiderstand R10 des ersten IGFETs M2 der in Kaskade angeordneten Wechselrichter M2, M3, M4 modifiziert den Eingangsschwellwert von MOD2 und folglich den Temperaturschwellwert (Auslösepunkt) der Vergleichsschaltung. Da die Leistung sowohl von MOD1 als auch MOD2 mit der Stärke der Versorgungsspannung V auf Leitung 1 variiert, ist der Wert dieses Widerstands R10 nicht so hoch, dass er in einer signifikanten Abhängigkeit des Auslösepunkts des Komparators COMP von der Stärke der Versorgungsspannung V resultiert.
Der in 1 dargestellte Schaltkreis weist im Vergleich zu den zuvor erwähnten Temperaturmessschaltungen nach dem Stand der Technik beträchtliche Vorteile auf. So sind zum Beispiel der Temperaturschwellwert und andere Parameter der Messschaltung weniger anfällig für, in dem Herstellungsverfahren von integrierten Schaltkreisen auftretenden Variationen. Es können daher wesentlich weniger Herstellungsschwankungen erreicht werden. Durch das wahlweise Integrieren von zusätzlichen Komponenten, wie z.B. R10 und D3, ist ein genaues Abgleichen der Schaltungscharakteristiken möglich. Durch Verbinden von M1 und M2, um die Komparatorfunktion vorzusehen, besteht keine Notwendigkeit, zusätzliche Komponenten und eine zusätzliche Layoutfläche für den Komparator wie in US-A-S 335 943 vorzusehen. Ähnliche Vorteile können ebenfalls mit alternativen Schaltungsanordnungen von M1 und M2 zusammen mit D1, D2 usw. gemäß der vorliegenden Erfindung erreicht werden.
So zeigt 2 beispielsweise die Umordnung von M1 und M2 als Differenzverstärkerkonfiguration. Das Differenzpaar aus IGFETs M1 und M2 wird bewusst bei unterschiedlichen Stromdichten betrieben (durch deren unterschiedlichen Kanalgeometrien in Relation zu den Werten von R2 und R3 in einer dieser von 1 ähnlichen Weise), so dass M1 in seinem unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich und M2 in seinem Square-Law-Bereich zusammen eine kombinierte Referenz-/Komparatorfunktion mit einem Logikausgangssignal an Schaltungsknoten 13 vorsehen. Bei dem Schaltkreis von 2 ist M1 nicht mehr als Diode geschaltet. Die pn-Diodenschaltung D1, D2 usw. ist durch jeweilige Widerstände R1 und R6 mit den Versorgungsleitungen 1 und 2 verbunden. Die Gateelektrode g von M1 ist mit dem seriellen Knoten 17 von Widerstand R1 und den pn-Diodenmitteln D1, D2 usw. verbunden. Die Gateelektrode g von M2 ist mit D1, D2 usw. mit dem seriellen Knoten 16 von R6 verbunden, um COMP ein Signal mit einem stark negativen Temperaturkoeffizienten zuzuführen. Somit sind bei dem Schaltkreis von 2 die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. zwischen den Gateelektroden g des Differenzpaares aus M1 und M2 geschaltet. Die Sourceelektroden s von M1 und M2 sind durch einen Stromerzeuger I1, welcher auf bekannte Weise als Stromspiegelanordnung realisiert werden kann, mit der Erdungsleitung 2 verbunden. Somit besteht ein geringfügiger Nachteil des Schaltkreises von 2 darin, dass er im Vergleich zu dem in 1 dargestellten Schaltkreis die Anordnung zusätzlicher Schaltungselemente erforderlich macht (um den Stromerzeuger I1 vorzusehen).
Die Differenzverstärkerschaltungsanordnung von 2 arbeitet zur Ermittlung des Temperaturschwellwerts nach dem gleichen, allgemeinen Prinzip wie der Schaltkreis von 1. Somit subtrahiert die Differenzverstärkerkonfiguration aus M1 und M2 die Gate-Source-Spannungen von M1 und M2, um die Differenz zwischen Vgs1 und Vgs2 entsprechend der obigen Funktion (1) mit der Größe des Durchlassspannungsabfalls Vf an den pn-Diodenmitteln D1, D2 zu vergleichen. Im Vergleich zu 1 weist der Schaltkreis von 2 sowohl M2 als auch M1, D1, D2 zusammen in einem ersten Schaltungsteil MOD3 auf, welcher die Temperaturmess- und Komparatorfunktion miteinander verbindet. In einem spezifischen Beispiel des Schaltkreises von 2 können die folgenden Spannungspegel an dem Punkt, an dem die von (M1 + D1 + D2) gemessene Temperatur ausreicht, um Schalter M2 zu schalten, erneut an den Komparatoreingängen anliegen: Vf von 0,4 Volt an D1, 0,4 Volt an D2, 0,5 Volt bei Vgs von M1 sowie 1,3 Volt bei Vgs von M2. Das Ausgangssignal von MOD3 ist ein Logiksignal, welches die gemessene Temperatur in Relation zu dem Temperaturschwellwert darstellt. Ein zweiter Schaltkreisteil MOD4 verstärkt dieses Logiksignal und weist M3 und M4 als in Kaskade angeordnete Wechselrichter in ähnlicher Weise wie dieser von 1 auf.
In dem Schaltkreis von 2 wird das Eingangssignal für die nächste Verstärkungs-Inverterstufe von M3 dem Schaltungsknoten 13 an der Drainelektrode d von M2 entnommen. 3 zeigt eine Modifikation des Schaltkreises von 2, bei welcher das Eingangssignal für M3 dem Schaltungsknoten 12' an der Drainelektrode d von M1 entnommen wird. Ein IGFET kann bei Betrieb in dessen Bereich unterhalb des Schwellwerts (wie z.B. M1) eine starke Verstärkung vorsehen. Da jedoch M1 mit M2 ein Differenzpaar bildet, ist die Verstärkung von dem ersten Schaltkreisteil MOD3' bei der Anordnung von 3 nicht größer als diese von MOD3 bei der Anordnung von 2. Um die gewünschte Phase bei dem Ausgangssignal Tabs beizubehalten, muss der zweite Schaltkreisteil MODS von 3 nun eine ungerade Zahl Inverterstufen aufweisen. Somit zeigt 3 zum Beispiel lediglich eine Verstärkungs-Inverterstufe M3, welche auf das Differenzpaar M1, M2 folgt und den zweiten Schaltkreisteil MODS bildet.
Bei dem Schaltkreis von 1 liefert die Drainelektrode d von M1 ein, die gemessene Temperatur darstellendes, analoges Ausgangssignal, während die Drainelektrode von M1 in 3 ein logisches Ausgangssignal des Komparators COMP liefert. Wie in 4 dargestellt, ist eine Modifikation des Schaltkreises von 1 möglich, bei welcher die Drainelektrode d von M1 (welcher in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeitet) das logische Ausgangssignal mit guter Verstärkung an Schaltungsknoten 12' dem Eingang von M3 zuführt. Somit besteht ein Vorteil der Konfiguration von 4 darin, dass M1, welcher in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeitet, eine größere Verstärkung des, die gemessene Temperatur darstellenden Ausgangssignals in den ersten Schaltkreisteil MOD6 vorsehen kann, so dass die Anzahl Verstärkungs-Inverterstufen M3, M4 usw. von 1 verringert werden kann. In diesem Schaltkreis von 4 weist der erste Schaltkreisteil MOD6 nun sowohl M2 (welcher in seinem Square-Law-Bereich arbeitet) als auch M1, D1, D2 auf. Der zweite Schaltkreisteil MOD4 verstärkt das die gemessene Temperatur darstellende Signal über einen in Kaskade angeordneten Wechselrichter IGFET M3. Bei sämtlichen Schaltkreisen der 2 bis 4 verbindet ein Source-Gegenkopplungswiderstand R7 die Sourceelektrode s des ersten Wechselrichters IGFET M3 mit der Versorgungsleitung 2.
Die 1 bis 4 zeigen kompakte Schaltungsanordnungen gemäß der vorliegenden Erfindung, bei welchen ein oder beide IGFETs M1 und M2 die Komparatorfunktion von COMP vorsehen. Jedoch können die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ebenfalls bei weniger kompakten Schaltungen, bei welchen der Komparator COMP zusätzlich zu den IGFETs M1 und M2 vorgesehen ist und sein Eingangssignal von M1 und M2 empfängt, angewandt werden. Ein Beispiel eines solchen Schaltkreises ist in 5 dargestellt, welcher eine gewisse Ähnlichkeit mit den in US-A-S 336 943 offenbarten Temperaturmessschaltungen hat. Der Komparator COMP kann in M2, R3, R2, M1, D1, D2 usw. des in 5 dargestellten Schaltkreises integriert werden oder kann ein externes Bauelement darstellen. Wie bei den Schaltkreisen der 1 bis 4 wird auch bei dem Schaltkreis von 5 M1 in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts betrieben, um einen negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, wohingegen M2 in seinem Square-Law-Bereich betrieben wird, wo die Spannung an M2 im Wesentlichen temperaturunabhängig ist. Im Gegensatz zu den in US-A-S 336 943 offenbarten Schaltkreisen kann M2 von 5, ungeachtet irgendwelcher Serienschwankungen bei den Prozessparametern, welche den Schwellenspannungen V_T von M1 und M2 zugeordnet werden, einen Präzisionsreferenzpegel für den Komparator COMP vorsehen. Somit sieht M1 mit einer V_T den negativen Eingang von Komparator COMP vor, während der positive Eingang von Komparator COMP ebenfalls nur eine, von M2 vorgesehene V_T (+ Square-Law-Komponente) vor. M1 und M2 sind als Diode geschaltete IGFETs, deren Gateelektrode g mit deren Drainelektrode d verbunden ist. Der stark negative Temperaturkoeffizient in dem Schaltkreis von 5 wird durch die Reihenschaltung von M1,D1,D2 auf ähnliche Weise wie dieser von 1 vorgesehen. Der von dem Komparator COMP von 5 vorgenommene Vergleich entspricht der oben angegebenen Funktion (1).
Bei den Schaltkreisen der 1 bis 5 sind die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. zur Temperaturmessung in Durchlassrichtung vorgespannt. 6 zeigt eine Modifikation (zum Beispiel eine Modifikation der Schaltkreisteile MOD3 oder MOD3' der 2 und 3), bei welcher das pn-Diodenmittel D1' in Sperrrichtung vorgespannt ist, um einen Leckstrom mit einem stark negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen. Dieser Strom wird durch einen Widerstand R11 in Reihe mit D1' geleitet, um den Spannungsabfall (Vf von Gleichung (1)) an R11 mit einem negativen Temperaturkoeffizienten zu erzeugen. Der serielle Knoten 21 von D1' und R11 ist mit der Gateelektrode g von M1, welcher in seinem Bereich unterhalb des Schwellwerts arbeitet, verbunden. Das entgegengesetzte Ende von R11 ist mit der Gateelektrode g von M2, welcher in seinem Square-Law-Bereich arbeitet und mit M1 ein Differenzpaar bildet, verbunden. Der sich ergebende Schaltkreisteil MOD8 führt sowohl eine Temperaturmessfunktion als auch eine kombinierte Referenz/Komparatorfunktion (wie oben beschrieben) aus. Das Logikausgangssignal von MOD8 kann entweder dem Schaltungsknoten 12' (mit guter Verstärkung) oder dem Schaltungsknoten 13 entnommen werden. Dieses Ausgangssignal kann einem Verstärkungs-Inverteil, zum Beispiel wie MOD4 oder MODS, zugeführt werden.
7 zeigt einen Querriss durch vier Teile eines Halbleiterkörpers 120, in welchem dargestellt ist, wie die Temperaturmessschaltungen der 1 bis 6 in eine Leistungshalbleiteranordnung MOSFET oder IGBT integriert werden können. Abschnitte (b), (c) und (d) entsprechen den Teilen eines IGFETs, eines Widerstands und einer Leistungshalbleiteranordnung, welche in 2 von US-A-S 335 943 dargestellt sind. In 7 werden gleiche Bezugsziffern wie diese von US-A-S 336 943, jedoch um 100 erhöht, verwendet.
Somit kann der Halbleiterkörper 20 ein relativ stark dotiertes, monokristallines Siliciumsubstrat 121 aufweisen, auf welchem eine relativ schwach dotierte, n-leitende Epitaxialschicht 122 aufgebracht ist. In diesem Beispiel ist das Leistungshalbleiterbauelement MOSFET oder IGBT durch eine vertikale Konfiguration dargestellt und weist eine große Anzahl (hundertausende) parallel geschalteter Sourcezellen auf, die sich einen, durch die Epitaxialschicht 121 vorgesehenen, gemeinsamen Draindriftbereich teilen. Abschnitt (d) von 7 zeigt lediglich eine von solchen Sourcezellen. Bei einem MOSFET ist das Substrat 121 vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der Draindriftbereich und wird von einer Drainelektrode 123 kontaktiert. Bei einem IGBT ist das Substrat 121 vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp und wird von einer Anodenelektrode 123 kontaktiert. Jede Sourcezelle weist eine p-leitende Transistorträgerzone 124 auf, in welcher ein n-leitender Sourcebereich 124 ausgebildet ist. Die Transistorträgerzone 124 kann einen stärker dotierten, zentralen Bereich 124a aufweisen. Die Bereiche 125 und 124a werden von einer Elektrode 128 kontaktiert, welche eine Sourceelektrode des MOSFETs oder eine Kathodenelektrode des IGBTs ist. Das Leistungshalbleiterbauelement MOSFET oder IGBT ist vom n-Kanal Anreicherungstyp, wobei ein n-leitender Leitungskanal 127 in der Transistorträgerzone 124 durch eine elektrisch isolierte Gateelektrode 126 induziert wird. Obgleich 7(d) für den Kanal 127 und das Gate 126 eine planare, zellulare Geometrie zeigt, können verschiedene bekannte Formen einer sogenannten „Graben-Gate"-Geometrie für MOSFETs und IGBTs verwendet werden, bei welcher die isolierte Gateelektrode 126 in einem Graben der Hauptoberfläche des Halbleiterkörpers 120 zwischen benachbarten Zellen vorgesehen ist. In diesem Fall erstreckt sich der Kanal 127 vertikal entlang den Seitenwänden des Grabens. Es versteht sich von selbst, dass die Temperaturmessschaltungen der 1 bis 6, wie in 7(d) dargestellt, in eine Leistungshalbleiteranordnung planarer Geometrie integriert werden oder zum Beispiel eine Graben-Gate-Geometrie aufweisen können.
Die Abschnitte (a), (b) und (c) zeigen Bereiche des Halbleiterkörpers 120, welche auf eine oder mehrere Seiten des Leistungshalbleiterbauelements MOSFET oder IGBT örtlich festgelegt sind und in welche die Schaltungselemente einer Temperaturmessschaltung einer der 1 bis 6 integriert sind. Zumindest sind die pn-Diodenmittel D1, D2 usw. und der erste IGFET M1 in der Nähe der aktiven Fläche des Leistungshalbleiterbauelements MOSFET oder IGBT angeordnet, welche die Sourcezellen aufweist und bei Betrieb der Leistungshalbleiteranordnung Wärme erzeugt. Die Abschnitte (a), (b) und (c) von 7 zeigen die Herstellung dieser Bauelemente D1, M1, R1 usw. in und auf pleitenden Isolationswannen 131 in Angrenzung an die Hauptoberfläche des Halbleiterkörpers 120. Eine oder mehrere dieser Isolationswannen 131 können außerhalb des Randbezirks der aktiven Fläche des Leistungsbauelements MOSFET oder IGBT vorgesehen oder von Sourcezellen des Leistungsbauelements MOSFET oder IGBT umgeben sein. Die Wannen 131 können in der Maskierungs- und Dotierungsstufe, welche eingesetzt werden, um die Transistorträgerzone 124 vorzusehen, ausgebildet werden.
In einer solchen p-Isolationswanne 131 können n-Kanal Anreicherungs-IGFETs, wie z.B. M1, durch n-leitende Source- und Drainbereiche 132 und 133, welche durch eine isolierte Gateelektrode getrennt sind, ausgebildet werden. Die Bereiche 132 und 133 können in der Maskierungs- und Dotierungsstufe, welche eingesetzt werden, um die Sourcebereiche 125 vorzusehen, ausgebildet werden. Es kann eine Backgate-Verbindung für den IGFET durch eine Elektrode 135 vorgesehen werden, welche die Isolationswanne 131 kontaktiert.
Es können in Isolationswannen 131 Widerstände, wie z.B. R1 usw., Widerstandbereiche 136 vom n-Leitfähigkeitstyp ausgebildet werden. Diese Widerstandsbereiche 136 können ebenfalls in der Maskierungs- und Dotierungsstufe, welche angewandt wird, um die Sourcebereiche des Leistungsbauelements vorzusehen, ausgebildet werden. Der Widerstandsbereich der Widerstände R1 usw. kann jedoch p-leitend ausgebildet werden, wobei die Maskierungs- und Dotierungsstufe eingesetzt werden, um die Transistorträgerzo ne 124 vorzusehen. Die Widerstände R1 usw. können alternativ als Dünnschichtelemente aus z.B. dotiertem, polykristallinem Silicium auf einer Isolationsschicht auf der Oberseite des Halbleiterkörpers 120 vorgesehen sein. Die Elektroden 137 und 138 kontaktieren den Widerstandsbereich 136, um die Widerstandsverbindungen vorzusehen.
Pn-Dioden, wie z.B. D1 usw., können durch, in dem Siliciumkörper 120 vorgesehene, p-leitende und n-leitende Bereiche ausgebildet werden. Es können jedoch besser isolierte pn-Dioden als Dünnschichtelemente auf einer Isolationsschicht auf der Oberseite des Halbleiterkörpers 120 ausgebildet werden. Eine solche Dünnschichtkonfiguration ist in Abschnitt (a) von 7 dargestellt. Somit weist die in 7 dargestellte Diode D1 einen Bereich 142 vom p-Leitfähigkeitstyp und einen Bereich 143 vom n-Leitfähigkeitstyp auf, welche nebeneinander in einer polykristallinen Siliciumschicht ausgebildet sind, um dazwischen einen pn-Übergang zu definieren. Bereich 142 wird von einer Elektrode 144 und Bereich 143 von einer Elektrode 145 kontaktiert.
Die verschiedenen Elektroden s, d, g, 135, 137, 138, 144, 145 dieser Schaltungselemente M1, R1, D1 können durch die Beschichtungs- und Ätzstufe, welche angewandt werden, um das leitende Material (im Allgemeinen polykristallines Silicium) des Gates 126 des Leistungsbauelements auszubilden, oder durch das leitende Material (im Allgemeinen Metall, wie z.B. Aluminium) der Elektrode 128 ausgebildet werden. Die Schaltverbindungen dieser Bauelemente M1, R1, D1 usw. wie in den 1 bis 6 werden durch Verbindungsstrukturen auf jeweiligen Flächen dieser leitenden Materialien hergestellt. Somit können die Temperaturmessschaltungen der 1 bis 6 in Leistungshalbleiteranordnungen auf bekannte Weise integriert werden.
Obgleich die 1 bis 7 IGFETs vom n-Kanal-Anreicherungstyp zeigen, versteht es sich von selbst, dass Temperaturmessschaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung durch IGFETs vom p-Kanal-Anreicherungstyp oder sogar durch IGFETs vom Verarmungstyp vorgesehen werden können. Um eine V_T-Gleichheit des Bezugspegels bei der Vergleichsschaltung COMP zu erreichen, sind der IGFET M1 und M2 durch den gleichen Typ Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate dargestellt.

Claims

Temperaturmessschaltung, welche eine Strombahn durch pn-Diodenmittel (D1, D2) zur Temperaturmessung, um einen Spannungsabfall (Vf) mit einem negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, sowie einen ersten und einen zweiten Transistor (M1, M2) aufweist, welche beide durch den gleichen Feldeffekttransistortyp mit isoliertem Gate dargestellt und in voneinander getrennten Strombahnen geschaltet sind, um jeweilige Gate-Source-Spannungssignale zwischen deren Source- und Gateelektrode vorzusehen, wobei die Gate-Source-Spannung des ersten Transistors (M1) einen negativen Temperaturkoeffizienten einer größeren Größenordnung als ein Temperaturkoeffizient der Gate-Source-Spannung des zweiten Transistors (M2) aufweist, wobei entweder die Source- oder Gateelektrode des ersten Transistors (M1) mit den pn-Diodenmitteln (D1, D2) verbunden ist und der erste und zweite Transistor (M1, M2) in einer Vergleichsschaltung zusammengeschaltet sind, welche den Spannungsabfall von den pn-Diodenmitteln (D1, D2) mit einer Differenz zwischen den Gate-Source-Spannungssignalen des ersten und zweiten Transistors (M1, M2) vergleicht, um ein Ausgangssignal vorzusehen, welches eine gemessene Temperatur in Relation zu einem Temperaturschwellwert darstellt, wobei der zweite Transistor (M2) einen Gate-Schwellwert aufweist, welcher diesen des ersten Transistors (M1) ausgleicht, um die Vergleichsschaltung mit einem Bezugspegel entsprechend dem Temperaturschwellwert zu versehen.
Temperaturmessschaltung nach Anspruch 1, wobei die Vergleichsschaltung den ersten und zweiten Transistor (M1, M2) aufweist, welche zusammengeschaltet sind, um den Spannungsabfall von den pn-Diodenmitteln mit einer Differenz zwischen deren Gate-Source-Spannungssignalen zu vergleichen, und wobei das, die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal der Vergleichsschaltung von einer Drainelektrode des ersten oder zweiten Transistors (M1, M2) abgeleitet wird.
Temperaturmessschaltung nach Anspruch 2, wobei die pn-Diodenmittel (D1, D2) in einer Reihenschaltung mit der Hauptstrombahn des ersten Transistors (M1) geschal tet sind, um einen Temperaturmessabschnitt vorzusehen, und wobei die Gateelektrode des zweiten Transistors (M2) ein Eingangssignal von der Reihenschaltung empfängt.
Temperaturmessschaltung nach Anspruch 3, wobei die Sourceelektroden des ersten und des zweiten Transistors (M1, M2) mit einer gemeinsamen Spannungsversorgungsleitung verbunden sind und die Kopplung der Sourceelektrode des zweiten Transistors (M2) mit der gemeinsamen Spannungsversorgungsleitung einen zusätzlichen Reihenwiderstand aufweist, welcher bei dieser des ersten Transistors (M1) fehlt, um die Schaltschwellenspannung des zweiten Transistors (M2) gegenüber dieser des ersten Transistors (M1) zu erhöhen.
Temperaturmessschaltung nach Anspruch 2, wobei der erste und zweite Transistor (M1, M2) als Differenzpaar zusammengeschaltet sind, um die Vergleichsschaltung zu bilden, und die pn-Diodenmittel (D1, D2) zwischen den Gateelektroden des ersten und zweiten Transistors (M1, M2) geschaltet sind.
Temperaturmessschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Drainelektrode des ersten Transistors (M1) das, die gemessene Temperatur darstellende Ausgangssignal liefert.
Temperaturmessschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der negative Temperaturkoeffizient des Spannungsabfalls von den pn-Diodenmitteln (D1, D2) eine größere Größenordnung als der negative Temperaturkoeffizient der Gate-Source-Spannung des ersten Transistors (M1) aufweist.
Temperaturmessschaltung nach Anspruch 7, wobei die pn-Diodenmittel eine Reihenschaltung von in Durchlassrichtung vorgespannten pn-Dioden (D1, D2) aufweisen.
Temperaturmessschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der erste Transistor (M1) in seinem unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich betrieben wird, um seinen negativen Temperaturkoeffizienten vorzusehen, und der zweite Transistor (M2) in einem Bereich seines Square-Law-Gebiets betrieben wird.
Temperaturmessschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, welche in eine Leistungshalbleiteranordnung integriert ist und die Betriebstemperatur der Leistungshalbleiteranordnung misst, wobei die pn-Diodenmittel (D1, D2) und zumindest der erste Transistor (M1) in der Nähe eines Wärmeerzeugungsbereichs der Leistungshalbleiteranordnung vorgesehen sind.