DE102004015611A1 - Konzept zur Offset-Kompensation - Google Patents

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Abstract

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals (S¶1¶) eines Halbleiterschaltungselements (106) in einem Halbleitersubstrat (104), wobei der Offset-Anteil (S¶1-offset¶) auf einer mechanischen Spannungskomponente (sigma) in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats (104) basiert, wobei die mechanische Spannungskomponente eine erste und eine zweite Normalspannungskomponente aufweist, umfasst eine Einrichtung (102) zum Erfassen eines Maßes für eine Abweichung zwischen der ersten und der zweiten mechanischen Normalspannungskomponente (sigmaxx, sigmayy) in der Chip-Ebene des Halbleitersubstrats (104), eine Einrichtung (102) zum Bereitstellen eines Kompensationssignals abhängig von dem Maß für die Abweichung zwischen der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente (sigmaxx, sigmayy) und eine Einrichtung (108) zum Linear-Kombinieren des Kompensationssignals (S¶1¶) mit dem Ausgangssignal (S¶2¶) oder einem Eingangssignal des Halbleiterschaltungselements (106), um ein Offset-kompensiertes Ausgangssignal des Halbleiterschaltungselements (106) mit einem reduzierten Offset-Anteil zu erhalten.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf integrierte Schaltungsanordnungen in einem Halbleitersubstrat, und insbesondere auf ein Konzept zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat.
  • Praktisch alle analogen Halbleiterschaltungssysteme sind von einer Offset-Problematik betroffen. Bei einem verschwindenden Eingangssignal eines Schaltungselements sollte idealerweise das Ausgangssignal des Schaltungselements gleich Null sein, wobei es in der Realität aber einen Nullpunktfehler gibt, d. h. das Ausgangssignal ist ungleich Null, wobei dieser Nullpunktfehler als Offset-Signal (Offset-Spannung oder Offset-Strom) bzw. einfach als Offset bezeichnet wird.
  • Im folgenden werden nun beispielhaft einige Halbleiterschaltungselemente bezüglich des Auftretens eines Offset-Signals erläutert.
  • Ein Hall-Element weist beispielsweise einen aktiven n-Typ-Halbleiterbereich auf, der in ein p-Typ-Halbleitersubstrat implantiert ist. Das Hall-Element weist nun zumindest vier Anschlüsse auf, wobei zwei Anschlüsse als Primäranschlüsse zur Versorgung des Hall-Elements mit elektrischer Energie vorgesehen sind, d. h. man prägt einen Versorgungsstrom ein oder man legt die Versorgungsspannung an diesen Versorgungsanschlüssen an. Das Hall-Element umfasst ferner zwei Sekundäranschlüsse, an denen idealerweise eine Ausgangsspannung, d. h. die Hall-Spannung, abgreifbar ist, die direkt proportional zu einer Komponente des einwirkenden Magnetfeldes und zum Strom durch die Primäranschlüsse des Hall-Elements ist. In der Praxis tritt jedoch auch bei einem verschwindenden Magnetfeld eine Ausgangsspannung an den Sekundäranschlüssen auf, die als Offset-Spannung des Hall-Elements bezeichnet wird.
  • Bei einem MAG-FET (MAG-FET = magnetic MOSFET; MOS = Metal-Oxide-Semiconductor; FET = Feldeffekttransistor) sind wie bei einem Standard-MOS-FET die Anschlüsse für den Source-Bereich und den Gate-Bereich vorgesehen, wobei jedoch zwei symmetrisch angeordnete Drain-Bereiche mit den entsprechenden Anschlüssen vorgesehen sind. Im Idealfall fließt nun bei einem verschwindendem Magnetfeld durch beide Drain-Bereiche derselbe Strom. Wirkt nun ein Magnetfeld auf den MOS-Kanal des Feldeffekttransistors ein, so lenkt die senkrechte Komponente dieses Magnetfelds die Ströme durch die beiden Drain-Bereiche überwiegend in Richtung eines der Drain-Bereiche, so dass der Strom durch diesen Drain-Bereich größer ist als der Strom durch den anderen Drain-Bereich. Die Differenz der beiden Drain-Ströme ist somit proportional zur einwirkenden Magnetfeldkomponente. In der Praxis sind nun auch bei einem verschwindenden Magnetfeld die beiden Ausgangsströme aus den beiden Drain-Bereichen des MAG-FET nicht absolut identisch, sondern unterscheiden sich um einen kleinen Betrag, d. h. um den sogenannten Offset.
  • Im folgenden wird nun beispielhaft auf das Offset-Verhalten von Analogverstärkern eingegangen. Bei den meisten Analogverstärkern werden differentielle Eingangspaare verwendet. In der Bipolar-Technologie sind das zumindest zwei identische Bipolartransistoren, deren Emitter-Anschlüsse zusammengeschlossen sind und zwischen deren Basis-Anschlüsse ein Eingangssignal angelegt wird. Prägt man nun in den Emitter-Anschluss einen Strom ein, so teilt das differentielle Eingangspaar im Idealfall diesen Strom bei einem verschwindenden Eingangssignal, d. h. also wenn beide Basis-Anschlüsse auf einem identischen Potential liegen, in exakt zwei gleich große Teile, die an den Kollektor-Anschlüssen der Transistoren zur Verfügung stehen. In der Praxis ist jedoch zu beobachten, dass diese Aufteilung nicht in exakt zwei gleich großen Tei len auftritt. Der Unterschied zwischen den Kollektor-Strömen bei einem identischen Basis-Potential ist also wieder ein sogenannter Nullpunktfehler, d. h. ein Offset.
  • Die obigen Ausführungen für Analogverstärker in Bipolar-Technologie sind entsprechend auf Analogverstärker in MOS-Technologie anwendbar, wobei man dazu in MOS-Technologie die Bipolar-Transistoren durch MOS-Transistoren ersetzt, d. h. Emitter-Anschluss durch Source-Anschluss, Basis-Anschluss durch Gate-Anschluss, und Kollektor-Anschluss durch Drain-Anschluss. Die bezüglich Analogverstärker in Bipolar-Technologie dargestellten Ausführungen sind dann im wesentlichen direkt auf Analogverstärker in MOS-Technologie übertragbar, jedoch mit dem einzigen Unterschied, dass das Offset-Signal bei Analogverstärkern in MOS-Technologie zumeist größer ist als in Bipolar-Technologie.
  • Bei den meisten Analogverstärkern werden darüber hinaus sogenannte Stromspiegelschaltungen verwendet. In der Bipolar-Technologie sind das zumindest zwei identische Bipolar-Transistoren, deren Emitter-Anschlüsse zusammengeschlossen sind und deren Basis-Anschlüsse zusammengeschlossen sind. Darüber hinaus werden die Basis-Anschlüsse mit dem Kollektor-Anschluss des Eingangstransistors zusammengeschlossen. Prägt man nun in den Kollektor-Basis-Knoten des Eingangstransistors einen Strom ein, so steht dieser an dem Kollektor-Anschluss des Ausgangstransistors zur Verfügung, d. h., er wurde dupliziert bzw. gespiegelt. Im Idealfall sollten beide Ströme, d. h. der Eingangsstrom und der duplizierte bzw. gespiegelte Strom, identisch sein. In der Realität unterscheiden sich beide Ströme jedoch ein wenig. Einerseits gibt es eine leichte Asymmetrie durch den Basisstrom, die jedoch durch dem Fachmann bekannte Techniken, z. B. des unterstützten Stromspiegels, hinlänglich reduziert werden können, wobei dieser Fall im weiteren nicht weiter berücksichtigt wird.
  • In dem Zusammenhang von Stromspiegelschaltungen interessiert dagegen der zusätzliche statistische Unterschied, der über den Einfluss des Basisstroms hinausgeht. Dieser Unterschied wird im folgenden als Offset-Signal bezeichnet.
  • In der MOS-Technik ersetzt man nun die Bipolartransistoren durch MOS-Transistoren, d. h. Emitter-Bereich durch Source-Bereich, Basis-Bereich durch Gate-Bereich und Kollektor-Bereich durch Drain-Bereich. Die oben getroffenen Ausführungen für Analogverstärker mit Stromspiegelschaltungen in Bipolar-Technologie ist dann im wesentlichen auf MOS-Technologie übertragbar, wobei folgende zwei Unterschiede zu beachten sind. (1) Es gibt keinen Basis- bzw. Gate-Strom und, (2) das Offset-Signal ist in MOS-Technologie zumeist größer als in Bipolar-Technologie.
  • Komplexere Schaltungsblöcke, wie z. B. Operationsverstärker, Sample-&-Hold-Verstärker (Abtasten-Und-Halten-Verstärker), Integratoren usw. verwenden mehrere differentielle Eingangspaare und Stromspiegelschaltungen. Bei diesen Schaltungsblöcken addieren sich die einzelnen Offset-Signale statistisch und treten als Gesamt-Offset-Signal in Erscheinung. Das Gesamt-Offset-Signal eines Operationsverstärkers ist dann eine kleine Fehlspannung, die man sich in Serie zur Eingangsspannung des Operationsverstärkers denken muss, um bei Verwendung der idealen Formeln in der Operationsverstärkerschaltung die real gemessene Ausgangsspannung mit dem Offset-Anteil zu erhalten. In diesem Zusammenhang spricht man oftmals von einem sogenannten Mismatch (Paarungstoleranz), d. h. bei differentiellen Eingangspaaren oder Stromspiegelschaltungen sind die beiden im Idealfall identischen Transistoren eben nicht perfekt identisch, sondern sie zeigen eine kleine Paarungstoleranz.
  • Bei einer näheren Betrachtung der Offset-Signale bzw. der Mismatch-Eigenschaften in den im vorhergehenden genannten Schaltungsanordnungen zeigt sich, dass die Offset-Signale auf zwei unterschiedliche Ursachengruppen zurückzuführen sind, nämlich auf sogenannte „unveränderliche Offset-Anteile" und auf sogenannte „veränderliche Offset-Anteile".
  • Die unveränderlichen Offset-Anteile, die man beispielsweise durch einen Abgleich beim Wafertest eliminieren kann, beruhen beispielsweise auf leichten, geometrisch bedingten Unterschieden durch Maskentoleranzen bei der Herstellung sowie auf leichten Unterschieden in der Dotierstoffkonzentration durch sogenannte Abschattungseffekte oder durch eine Kristallanisotropie bei der Herstellung, wobei auch einfach nur statistisch in Erscheinung tretende Kristalldefekte für unveränderliche Offset-Anteile ursächlich sein können.
  • Darüber hinaus gibt es die sogenannten veränderlichen Offset-Anteile, d. h. das Offset-Signal ändert sich über der Lebensdauer, aufgrund von Temperatureinflüssen, Feuchtegehalteinflüssen, usw. des IC-Gehäuses oder anderer Umgebungsvariablen. Diese veränderlichen Offset-Anteile sind besonders störend, da sie nicht durch einen einmaligen Abgleich, beispielsweise auf Wafer-Ebene, eliminiert werden können. Man kann diese veränderlichen Offset-Anteile zwar durch einen Abgleich während des Betriebs eventuell für den Benutzer unsichtbar „im Hintergrund" eliminieren, was jedoch im allgemeinen technisch sehr aufwendig ist und oftmals einen beträchtlichen Eingriff in das Gesamtsystem mit sich bringt. So ist es beispielsweise erforderlich, dass vom Benutzer zusätzliche Abgleichmittel zur Verfügung gestellt werden müssen, oder das Gesamtsystem wird für die Zeit des Abgleichs dahingehend beeinträchtigt, dass das Gesamtsystem nicht oder nur eingeschränkt auf eine Veränderung eines Eingangssignals reagieren kann.
  • Eine Möglichkeit eines solchen Abgleichs stellen nun beispielsweise sogenannte Chopper-Techniken und sogenannte Autozero-Techniken dar. Bei der Chopper-Technik wird das Nutzsignal zerhackt und somit auf eine hohe Frequenz transformiert, bei der sich das Nutzsignal vom zeitlich unveränderlichen bzw. langsam veränderlichen Offset-Signal unterscheidet und somit von demselben getrennt werden kann.
  • Bei den Autozero-Techniken wird während einer Abgleichphase das Eingangssignal abgeschaltet und durch Kurzschließen der Eingänge das Offset-Signal gemessen, zwischengespeichert und in der nachfolgenden signalverarbeitenden Phase vom Nutzsignal subtrahiert.
  • Es sollte beachtet werden, dass die sogenannte Spinning-Current-Technik bei Hall-Sonden unter die Gruppe der Chopper-Technik fällt. Als gemeinsamer Nachteil bei all den oben genannten Techniken ist deren zeitdiskretes Wesen zu beachten, d. h., dass das zu verarbeitende Eingangssignal nicht während der gesamten Zeit verarbeitet werden kann. Bei einem Umschalten des Chopper-Verstärkers bzw. bei einem Autozero-Abgleich ist das Gesamtsystem sozusagen „blind" gegenüber schnellen Änderungen des Eingangssignals. Somit ist die Bandbreite der oben genannten Systeme und Techniken zur Kompensation der veränderlichen Offset-Anteile begrenzt.
  • Bei sogenannten Echtzeitsystemen kann es darüber hinaus passieren, dass ein solches System nicht sofort auf eine Änderung des Eingangssignals reagiert, da das System gerade mit seinem Abgleich beschäftigt ist.
  • Eine wesentliche Ursache für die Drift des Offset-Signals, d. h. für die Veränderlichkeit der Offset-Anteile, ist die veränderliche, schwer zu kontrollierende mechanische Verspannung in dem Halbleitermaterial, in dem sich die Schaltungsanordnungen befinden, wobei die mechanischen Verspannungen vornehmlich durch das IC-Gehäuse (IC = integrated circuit = integrierte Schaltung) auf den integrierten Schaltungschip ausgeübt werden. Diese Auswirkungen des Unterbringens eines integrierten Schaltungschips in einem Gehäuse sind beispielsweise im Fall von Hall-Sonden bekannt, wobei in diesem Zusam menhang auf die wissenschaftliche Veröffentlichung [1] „Effect of Mechanical Stress on the Offset Voltages of Hall Devices in Si IC" von Y. Kanda und M. Migitaka, phys. stat. sol. (a) 35, K115 (1976) verwiesen wird. Dort wird ferner gezeigt, dass eine Hallsonde im Ersatzschaltbild als eine H-Widerstandsbrückenschaltung dargestellt werden kann, wobei die Widerstandselemente der H-Widerstandsbrückenschaltung im Ersatzschaltbild um ± 45° bzw. ± 135° zur Richtung des Stromflusses des Betriebsstroms in der Hallsonde gedreht sind.
  • Darüber hinaus sind Halbleiterstrukturen im Stand der Technik bekannt, die bestimmte Komponenten der mechanischen Verspannung in einem Halbleitermaterial messen können, so dass diese Strukturen ein Ausgangssignal liefern, das von diesen Verspannungskomponenten abhängt. In diesem Zusammenhang wird auf die wissenschaftliche Veröffentlichung [2] „A new Sensor structure using the piezojunction effect in PNP lateral transistors", von F. Fruett und G.C.M. Meijer, in Sensors and Actuators A 92 (2001) 197–202 verwiesen, die eine Stromspiegelschaltung bestehend aus lateralen p-Typ-Transistoren zeigt, wobei das Verhältnis aus Ausgangs- zu Eingangsstrom dieser Stromspiegelschaltung vom Zug/Druck in der (100)-IC-Ebene gemäß folgender Beziehung abhängt: Iout/Iin = 1 + fIpnp(σ); mit fIpnp(σ) = 0
  • In der wissenschaftlichen Veröffentlichung [3] „CMOS Stress Sensors on (100) Silicon", R. Jaeger et al., IEEE JSSC, Bd. 35, Nr. 1, Jan. 2000 werden differentielle MOS-Eingangspaare gezeigt, deren Verhältnis der Eingangsströme, d. h. der Drain-Ströme, durch dieselbe Beziehung, wie sie in der Literaturstelle [2] angegeben ist, beschrieben werden können, wobei sich allerdings der Faktor fnmos(σ) unterscheidet. Einerseits ist der Faktor fnmos(σ) wesentlich besser linear bezüglich der Verspannungskomponente σ als der Faktor fIpnp(σ) bei der pnp-Typ-Stromspiegelschaltung, wobei andererseits der Faktor fnmos(σ) eine unterschiedliche Temperaturabhängigkeit aufweist.
    •
  • Ausgehend von dem oben dargestellten Stand der Technik besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein verbessertes Konzept zur Offsetkompensation eines auf einer mechanischen Spannungskomponente in einem Halbleitermaterial basierenden Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements zu schaffen, um insbesondere den veränderlichen Offset-Anteil des Ausgangssignals des Halbleiterschaltungselements über der Lebensdauer desselben kompensieren bzw. zumindest verringern zu können.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren zur Kompensation eines Offset-Anteils gemäß Anspruch 29 gelöst.
  • Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat, wobei der Offsetanteil auf einer mechanischen Spannungskomponente in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats basiert, und wobei die mechanische Spannungskomponente eine erste und eine zweite Normalspannungskomponente aufweist, umfasst eine Einrichtung zum Erfassen eines Maßes für eine Abweichung zwischen der ersten und der zweiten mechanischen Normalspannungskomponente in der Chip-Ebene des Halbleitersubstrats, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Kompensationssignals abhängig von dem Maß für die Abweichung zwischen der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente, und eine Einrichtung zum Linear-Kombinieren des Kompensationssignals mit dem Ausgangssignal oder einem Eingangssignal des Halbleiterschaltungselements, um ein Offset-kompensiertes Ausgangssignal des Halbleiterschaltungselements mit einem reduzierten Offset-Anteil zu erhalten.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat, wobei der Offset-Anteil auf einer mechanischen Spannungskomponente in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats basiert, und wobei die mechanische Spannungskomponente eine erste und eine zweite Normalspannungskomponente aufweist, umfasst den Schritt des Erfassens eines Maßes für eine Abweichung zwischen der ersten und der zweiten mechanischen Spannungskomponente in der Chipebene des Halbleitersubstrats, den Schritt des Bereitstellens eines Kompensationssignals abhängig von dem Maß für die Abweichung zwischen der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente, und den Schritt des Linear-Kombinierens des Kompensationssignals mit dem Ausgangssignal oder einem Eingangssignal des Halbleiterschaltungselements, um ein Offset-kompensiertes Ausgangssignal des Halbleiterschaltungselements mit einem reduzierten Offset-Anteil zu erhalten.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass jener Teil des Offset-Anteils, der durch eine mechanische Zug- oder Druckspannungskomponente in der IC-Ebene eines Halbleiterschaltungschips entsteht, kompensiert bzw. verringert werden kann, indem diese mechanische Zug- und/oder Druckspannungskomponente mit einem geeigneten Stresssensor oder Drucksensor erfasst und ein von der erfassten Stresskomponente abhängiges Offset-Kompensationssignal bereitgestellt wird, und indem dann dieses Offset-Kompensationssignal oder ein daraus gewonnenes bzw. aufbereitetes Korrektursignal mit dem Ausgangssignal (oder auch Eingangssignal) des Halbleiterschaltungselements kombiniert und vorzugsweise vorzeichenrichtig addiert wird, dessen Offset reduziert werden soll, d. h. dessen Offset-Anteil in dem Ausgangssignal kompensiert oder zumindest reduziert werden soll.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Kompensation eines Offset-Anteils ist das Halbleiterschaltungselement als ein Hall-Element ausgebildet, wobei die Einrichtung zum Erfassen der mechanischen Normalspannungskomponenten und zum Ausgeben eines Kompensationssignals, d. h. der Stresssensor, als eine H-Widerstandsbrücke (Wheatstone-Brücke) aus vier Widerstandselementen ausgebildet ist. Dabei sind die Widerstandselemente bzw. resistiven Elemente der H-Widerstandsbrücke so angeordnet, dass die Stromflussrichtung durch dieselben um ± 45° bzw. ± 135° gegen die Flussrichtung des Betriebsstroms in dem Hallelement gedreht ist. Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Widerstände der H-Widerstandsbrücke am Umfang des Hall-Elements angeordnet sind, so dass die resistiven Elemente demselben mechanischen Stress bzw. Stressgradienten wie das Hall-Element ausgesetzt sind. Bei Einwirken einer mechanischen Spannungskomponente entsteht am Ausgang des Hall-Elements eine Offset-Spannung mit gleichen Vorzeichen wie in der H-Widerstandbrücke. Wenn nun die Ausgangsanschlüsse des Hall-Elements und der H-Widerstandsbrücke symmetrisch vertauscht miteinander verbunden werden, d. h. das Ausgangssignal der H-Widerstandsbrücke von dem Ausgangssignal (der Hallspannung) des Hall-Elements subtrahiert wird, verringert sich der Offset-Anteil an dem Ausgangssignal des Hall-Elements um die Ausgangsspannung der H-Widerstandsbrückenschaltung.
  • Ist nun der Innenwiderstand der H-Widerstandsbrücke identisch mit dem Innenwiderstand der Hallsonde gewählt, so kann der Offset-Anteil im Ausgangssignal des Hall-Elements im wesentlichen vollständig (innerhalb eines Toleranzbereichs) mit der Ausgangsspannung der H-Widerstandsbrückenschaltung aufgehoben werden.
  • Um eine möglichst gute Offset-Kompensation zu erreichen, sind die resistiven Elemente vorzugsweise als einkristalline Widerstandselemente in dem Halbleitersubstrat des Halbleiterschaltungselements, d. h. des Hall-Elements, angeordnet. Besonders vorteilhaft ist es, die Widerstandselemente aus demselben Material herzustellen, wie das Halbleiterschaltungs element, d. h. das Hall-Element, wobei es ebenfalls vorteilhaft ist, die Widerstandselemente und das Hall-Element im gleichen Diffusions- bzw. Implantationsherstellungsschritt herzustellen. Wird diese Vorgabe berücksichtigt, gibt es einen Gleichlauf der Innenwiderstände von Hall-Element und H-Widerstandsbrücke gegenüber Temperatur- und Prozessschwankungen. Ebenso gibt es einen Gleichlauf der Piezokonstanten des Hall-Elements und der H-Widerstandsbrücke gegenüber Temperatur- und Prozessschwankungen. Dadurch wird eine Offset-Kompensation im wesentlichen bei beliebigen Temperaturen ermöglicht.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung ist es ferner vorteilhaft, dass beispielsweise mit der Betriebsspannung des Stresssensors, d. h. der Brückenspeisespannung, ein beliebiger Temperaturgang für das Kompensationssignal eingestellt werden kann.
  • Alternativ zur Einstellung des Temperaturgangs über die Versorgungsspannung des Stresssensors bzw. der Brückenspeisespannung der H-Widerstandsbrückenschaltung kann man bei der vorliegenden Erfindung vorteilhaft sogenannte Bandgap-Schaltungen zur Erzeugung von Referenzströmen mit einer positiven bzw. negativen Temperaturcharakteristik verwenden. Durch eine geeignete Mischung der Signale mit einer positiven Temperaturcharakteristik und mit einer negativen Temperaturcharakteristik können beliebige Temperaturgänge der Bandgap-Ausgangssignale erhalten werden. Werden nun zwei Bandgap-Schaltungen eingesetzt, wobei die erste Bandgap-Schaltung ein erstes Widerstandselement verwendet, und die zweite Bandgap-Schaltung ein zweites Widerstandselement verwendet, die in der Chipebene um 90° zueinander versetzt sind, so kann man durch eine Subtraktion beider aus diesen Widerstandselementen erhaltenen Ströme einen Bandgap-Ausgangsstrom mit einem beliebigen Temperaturgang erhalten, der ferner ein Maß für die Differenz der Normalspannungskomponenten in der Chip-Ebene des Halbleiterschaltungselements ist. Dieser Ausgangsstrom verschwindet dabei insbesondere auch bei einer verschwindenden mechanischen Stresskomponente in dem Halbleitermaterial.
  • Wird nun dieser Ausgangsstrom vorzeichenrichtig in einen Hallsondenausgang eingeprägt, so kann man damit den stressbedingten Offset-Anteil des Ausgangssignals (der Hallspannung) des Hall-Elements kompensieren. Auch hier ist es vorteilhaft, wenn die in den Bandgap-Schaltungen verwendeten Widerstandselemente technologisch möglichst identisch zum Hall-Element hergestellt sind, jedoch eine Stromflussrichtung durch dieselben aufweisen, die um ± 45° bzw. ± 135° zur Richtung des Stromflusses in dem Hall-Element in der Chipebene gedreht ist. Ferner sollten auch diese resistiven Elemente bzw. Widerstandselemente möglichst nahe an dem Hall-Element angeordnet sein, um, wie bereits angesprochen, möglichst der gleichen mechanischen Stresskomponente ausgesetzt zu sein.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1a–b Prinzipdarstellungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils;
  • 2a–c bevorzugte Ausführungen von Halbleiterschaltungselementen und Stresssensoren für das erfindungsgemäße Konzept zur Kompensation eines Offset-Anteils;
  • 3a–b eine Prinzipdarstellung einer möglichen Realisierung einer Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils mit dem entsprechenden elektrischen Ersatzschaltbild gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 4 eine Prinzipdarstellung einer weiteren möglichen Realisierung einer Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 5 eine Prinzipdarstellung einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Kompensationssignals in Form einer Kompensationsspannung;
  • 6 eine Prinzipdarstellung einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Kompensationssignals in Form eines Kompensationsstroms;
  • 7 eine Prinzipdarstellung einer Bandgap-Schaltung zur Erzeugung eines Temperaturgangs für das Kompensationssignal;
  • 8 eine schematische Darstellung bezüglich der Vorgehensweise zur Erzeugung eines Kompensationssignals mit einer einstellbaren Temperaturcharakteristik; und
  • 9a–c allgemeine Definitionen und Darstellungen der kristallographischen Richtungen in der Ebene (Waferebene) eines Halbleitermaterials und der entsprechenden mechanischen Spannungskomponenten.
    •
  • Um das Verständnis der folgenden detaillierten Beschreibung des erfindungsgemäßen Konzepts zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat zu vereinfachen, wobei der Offset-Anteil auf einer mechanischen Spannungskomponente in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats basiert, werden nun zuerst anhand der 9a–c kurz die im folgenden verwendeten Definitionen hinsichtlich des verwendeten Halbleitermaterials und der vorgegebenen Richtungen auf dem Halbleitersubstrat bezüglich der Kristallausrichtung des Halbleitermaterials dargestellt.
  • Für die Herstellung integrierter Schaltungen werden die Halbleiterwafer, z. B. Siliziumwafer bzw. Siliziumscheiben, derart von einem Einkristallstab abgesägt, dass die Waferoberfläche einer kristallographischen Ebene zugeordnet ist. Um die jeweilige Ebene in einem kubischen Kristall festzulegen, werden dabei die sogenannten „Miller'schen Indizes" verwendet, die im folgenden in runden Klammern angegeben sind. 9a zeigt beispielsweise eine Draufsicht auf einen Halbleiterwafer, der in der (100)-Ebene geschnitten ist.
  • Ferner sind in den 9a–c die kristallographischen Ausrichtungen in der Waferebene angegeben, wobei die Hersteller dieser Siliziumwafer ein sogenanntes „Primary Flat" an der Siliziumscheibe vorsehen. Üblicherweise verlaufen die Kanten der rechteckförmigen Geometrien der Schaltkreisstrukturen auf dem Halbleiterchip parallel bzw. senkrecht zu dem Primary Flat. In 9a sind insbesondere die kristallographischen Richtungen bzw. Achsen in der Ebene des Halbleiterwafers dargestellt, wobei diese im folgenden in eckigen Klammern dargestellt sind. Das Koordinatensystem wird üblicherweise derart verwendet, dass die [110]-Richtung senkrecht zu dem Primary Flat verläuft, während die [110]-Richtung parallel zu dem Primary Flat verläuft. Die Richtungen [010] und [100] verlaufen dabei in einem Winkel von +/–45° zu der [110]-Richtung.
  • Ferner wird ein Winkel ϕ bezüglich der [110]-Richtung definiert, wobei der Winkel ϕ bei Draufsicht auf die Waferoberfläche entgegen dem Uhrzeigersinn ausgehend von der [110]-Richtung gezählt wird. Üblicherweise werden die einzelnen Chips am Wafer so positioniert, dass die Richtungen ϕ = 0° und ϕ = 90° der Vertikal- bzw. Horizontal-Richtung des integrierten Halbleiterschaltungschips entsprechen, wobei diese Richtungen vertauscht sein können, je nach dem, ob der integ rierte Halbleiterschaltungschip hochkant oder liegend vorliegt. Im folgenden werden ferner die Richtung ϕ = 90° als x-Achse ([110]-Richtung) sowie die Richtung ϕ = 0° als negative y-Achse ([110]-Richtung) bezeichnet.
  • Da in der Mehrzahl von Anwendungsfällen für integrierte Halbleiterschaltungsanordnungen ein {100}-Siliziummaterial verwendet wird, sind die folgenden Ausführungen zur Vereinfachung der Erläuterungen und aufgrund der besonderen praktischen Bedeutung vor allem auf die Zahlenwerte von {100}-Siliziummaterial, die für dieses Material relevant sind, bezogen. Es sollte jedoch offensichtlich sein, dass entsprechend auch andere Halbleitermaterialien bzw. auch andere Siliziummaterialien verwendet werden können.
  • Im Rahmen der vorliegenden Erfindung werden unter mechanischen Spannungen bzw. unter einem mechanischen Stress in einem Halbleitermaterial rein mechanische Verspannungen verstanden, wie sie durch einen mechanischen Spannungstensor beschrieben werden. Der Verspannungszustand in einem Halbleitermaterial ist im allgemeinen sehr komplex darzustellen, da es für den mechanischen Spannungstensor allein neun Komponenten, nämlich drei Normalspannungskomponenten σ1, σ2, σ3 und sechs Schubspannungskomponenten gibt, wie dies anhand von 9b schematisch im xyz-Koordinatensystem dargestellt ist. Dabei sind jeweils zwei Schubspannungskomponenten gleich, so dass nur drei unterschiedliche Schubspannungskomponenten τ1, τ2, τ3 auftreten.
  • Weil ein integrierter Schaltungschip im gehäusten Zustand im allgemeinen schichtweise aufgebaut ist, kann man sich auf den ebenen Spannungszustand beschränken, nämlich auf zwei Normalspannungskomponenten σxx, σyy und eine Schubspannungskomponente σxy, wie dies anhand von 9c beispielhaft dargestellt ist. Dabei sind die x- und y-Achsen definitionsgemäß parallel zu den Kanten des Halbleiterschaltungschips angeordnet. Die restlichen Spannungskomponenten sind im wesentlichen vernach lässigbar klein und haben nur einen geringfügigen Einfluss auf die elektronischen Schaltungskomponenten. In ausreichend großer Entfernung zum Rand des Halbleiterschaltungschips und insbesondere in der Mitte eines Halbleiterschaltungschips ist zumeist auch die Schubspannungskomponente σxy vernachlässigbar klein. Somit bleiben im wesentlichen nur noch die beiden Normalspannungskomponenten σxx und σyy übrig. In dem zumeist verwendeten {100}-Silizium-Halbleitermaterial ist gemäß vorhergehender Definition die x-Achse parallel zur [110]-Richtung und die y-Achse parallel zur [110]-Richtung.
  • Die elektronischen Funktionsparameter verschiedener integrierter Bauelemente bzw. Halbleiterbauelemente zeigen in {100}-Silizium vor allem bezüglich der oben dargestellten Normalspannungskomponenten σxx und σyy vorgegebene Abhängigkeiten.
  • Im folgenden wird nun anhand von 1a–b eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat erörtert.
  • Wie in 1a dargestellt ist, umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung 100 zur Offsetkompensation eine Einrichtung 102 zum Erfassen einer ersten und zweiten mechanischen Normalspannungskomponente σxx, σyy in der Chip-Ebene und parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats 104. Die Einrichtung 102 weist einen Ausgangsanschluss 102a auf, um dort ein Ausgangssignal S1 als Kompensationssignal bereitzustellen. In 1a ist ferner ein Halbleiterschaltungselement 106 mit einem Ausgangsanschluss 106a dargestellt. An dem Ausgangsanschluss 106a stellt das Halbleiterschaltungselement 106 dessen Ausgangssignal S2 bereitstellt. Eine Kombinationseinrichtung 108 umfasst einen ersten Eingangsanschluss 108a, einen zweiten Eingangsanschluss 108b und einen Ausgangsanschluss 108c zum Bereitstellen eines Offset-kompensierten Ausgangssignals S3, das gegenüber dem Ausgangssignal S2 einen redu zierten Offset-Anteil enthält. Wie in 1a dargestellt ist, ist an den ersten Eingangsanschluss 108a das Kompensationssignal S1 anlegbar, wobei an den zweiten Eingangsanschluss 108b das Ausgangssignal S2 des Halbleiterschaltungselements 106 anlegbar ist.
  • Die Stresssensoreinrichtung 102 und das Halbleiterschaltungselement 106 sind nun so auf dem Halbleiterschaltungschip 104 angeordnet, um im wesentlichen, d. h. innerhalb eines Toleranzbereichs, der gleichen Stresskomponente bzw. dem gleichen Stressgradienten ausgesetzt zu sein.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass die Stresssensoreinrichtung 102 und das Halbleiterschaltungselement 106 im allgemeinen nicht an der exakt gleichen Position auf dem Halleitersubstrat angeordnet sind bzw. sein können. Da der Verspannungszustand auf der Oberfläche des Halbleitersubstrats 104 vom Aufpunkt abhängig ist, d. h. er variiert mit der Position auf dem Halbleitermaterial, ist es in der Praxis unvermeidbar, dass die Stresssensoreinrichtung 102 und das Halbleiterschaltungselement 106 (wenn auch nur geringfügig) unterschiedlichen mechanischen Spannungskomponenten σxx, σyy ausgesetzt sind, wobei es deutlich werden sollte, dass durch um so geringere Abweichungen die Qualität der erfindungsgemäßen Offset-Kompensation verbessert wird.
  • Deshalb wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung davon gesprochen, dass die Stresssensoreinrichtung 102 und das Halbleiterschaltungselement 106 innerhalb eines sogenannten Toleranzbereichs den gleichen mechanischen Spannungskomponenten σxx, σyy ausgesetzt sind.
  • Durch geeignete Layout-Maßnahmen auf dem Halbleiterschaltungschip, wie dies im Rahmen der Beschreibung der vorliegenden Erfindung noch ausführlich beschrieben wird, wird nun versucht, dass die Stresssensoreinrichtung 102 und das Halbleiterschaltungselement 106 im wesentlichen dem gleichen Ver spannungszustand und auch der gleichen Temperatur in dem Halbleitermaterial des Halbleiterschaltungschips ausgesetzt sind.
  • Zu dem Toleranzbereich ist also anzumerken, dass es in der Technik bei allen physikalischen Zusammenhängen Abweichungen von theoretischen Idealfall gibt, wobei diese Abweichungen zur Funktionsfähigkeit des erfindungsgemäßen Kompensationskonzeptes nur ausreichend niedrig sein müssen. Wenn beispielsweise die Abweichungen 10% betragen, d. h. innerhalb eines Toleranzbereiches von 10% liegen, so wird bei einer ansonsten idealen Offset-Kompensation etwa 90% des Gesamteffekts, d. h. des Einflusses mechanischer Verspannungen in dem Halbleitermaterial auf den Offset-Anteil eines Ausgangssignals bzw. das resultierende Ausgangssignal eliminiert werden können. Um eine effektive Stresskompensation vornehmen zu können, sollte der Toleranzbereich kleiner 50%, vorzugsweise kleiner 10% und im bevorzugten Fall kleiner 1% sein.
  • Im folgenden wird nun die Funktionsweise der in 1a dargestellten erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils des Ausgangssignals S2 des Halbleiterschaltungselements 106 in dem Halbleitersubstrat 104 detailliert erläutert.
  • Wie in 1a dargestellt ist, stellt das Halbleiterschaltungselement 106 an seinem Ausgangsanschluss 106a das Ausgangssignal S2 bereit. Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass das Ausgangssignal S2 in Form einer Ausgangsspannung oder auch eines Ausgangsstroms vorliegen kann. Das Ausgangssignal S2 setzt sich damit aus einem Nutzsignalanteil S2-Nutz und einem Offsetanteil S2-Offset zusammen, wie dies durch die folgende Beziehung dargestellt ist: S2 = S2-Nutz ± S2-Offset
  • Der Offsetanteil S2-Offset des Ausgangssignals S2 stellt nun den Offset-Anteil des Ausgangssignals S2 dar, der durch eine mechanische Spannungskomponente, wie sie durch die Größe σ(T) in 1a prinzipiell dargestellt ist, hervorgerufen wird, die in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleiterschaltungssubstrats 104 auf das Halbleiterschaltungselement 106 einwirkt.
  • Die Stresssensoreinrichtung 102 ist nun so ausgebildet, um abhängig von der mechanischen Stresskomponente σ(T), die auf das Halbleitersubstrat 104 einwirkt, und die für die Stresssensoreinrichtung 102 im wesentlichen, d. h. innerhalb des oben definierten Toleranzbereichs, mit der auf das Halbleiterschaltungselement 106 einwirkenden Stresskomponente übereinstimmt, das Ausgangssignal S1 als Funktion von der einwirkenden mechanischen Stresskomponente σ(T) auszugeben, wobei bereits aus der Bezeichnung für die mechanische Stresskomponente σ(T) deutlich werden sollte, dass die einwirkende mechanische Stresskomponente eine Temperaturabhängigkeit aufweisen kann, so dass gilt: S1 = f(σ, T)
  • Die Stresssensoreinrichtung 102 ist nun so ausgebildet, dass das Ausgangssignal S1 ein Maß für eine Abweichung zwischen der ersten und zweiten mechanischen Normalspannungskomponente σxx und σyy in der Chipebene des Halbleitersubstrats 104 ist. Insbesondere ist die Stresssensoreinrichtung 102 so ausgebildet, dass das Ausgangssignal S1 von der Differenz der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente σxx, σyy abhängt bzw. innerhalb eines Toleranzbereichs proportional oder ein Maß für die Differenz der ersten und zweiten Normalspannungskomponente σxx, σyy in dem Halbleitersubstrat 104 ist.
  • Damit wird gewährleistet, dass das Ausgangssignal S1 der Stresssensoreinrichtung 102 bei einer verschwindenden, einwirkenden, mechanischen Spannungskomponente σ(T) auf das Halbleitersubstrat 104 ebenfalls verschwindet, d. h. im wesentlichen Null wird.
  • Die Hallsonde kann laut [1] „Effect of Mechanical Stress on the Offset Voltages of Hall Devices in Si IC" von Y. Kanda und M. Migitaka, phys. stat. sol. (a) 35, K115 (1976) als H-Brücke gesehen werden, bei der die einander diagonal gegenüberliegenden Widerstände jeweils gleiche Richtung, benachbarte Widerstände jedoch zueinander unterschiedliche Richtung aufweisen. Rechnet man das Brückenausgangssignal laut piezoresistiver Theorie durch, so ist es für die übliche Stromflußrichtung [100] proportional zur Differenz der Normalspannungen. Für MAG-FETs gilt Gleiches.
  • Für Stromspiegel und diff. Eingangspaare gilt dies nicht. Jedoch wird es bevorzugt, aufgrund der leichteren Messbarkeit, die Differenz der Normalspannungen gut messen. Die Summe der Normalspannungen ist schwerer messbar. Üblicherweise gibt es eine Korrelation zwischen Summe und Differenz, so daß die Differenz bereits ausreicht. Das Matching als Ursache des Offsets ist im strengen Sinne auch nicht proportional zur Summe der Normalspannungen, sondern zum Gradienten (bzw. den höheren Ableitungen des Gradienten) der Normalspannungen. Auch hier wird davon ausgegangen, dass es eine hinreichende Korrelation zwischen diesem Gradienten und der Differenz der Normalspannungen gibt.
  • Wie nun in 1a dargestellt ist, wird das Kompensationssignal S1 und das Ausgangssignal S2 des Halbleiterschaltungselements 106 der Kombinationseinrichtung 108 an deren ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss 108a und 108b zugeführt. In der Kombinationseinrichtung 108 wird nun eine Linearkombination, d. h. eine Addition oder Subtraktion (eine vorzeichenrichtige Addition), des Kompensationssignals S1 und des Ausgangssignals S2 durchgeführt, um das Offset-kompensierte Ausgangssignal S3 des Halbleiterschaltungselements 106 zu erhalten, wobei das Offset-kompensierte Ausgangssignal S3 einen reduzierten Offset-Anteil S2-Offset und im Idealfall keinen Offset-Anteil S2-Offset des ursprünglichen Ausgangssignal S2 mehr aufweist.
  • Die Kombinationseinrichtung 108 ist nun so ausgebildet, um im einfachsten Fall das Ausgangssignale S2 des Halbleiterschaltungselements 106 mit dem Offset-Anteil S2-Offset und dem Ausgang des Stresssensors 102 mit dem Kompensationssignal S1 zusammenzuschalten, wenn das Ausgangssignal S1 dem Offset-Anteil S2-Offset des Ausgangssignals S2 des Halbleiterschaltungselements 106 gegenläufig ist. Dann kann eine einfache Addition der beiden Signale S1 und S2 zur Kompensation des Offset-Anteils S2-Offset vorgenommen werden.
  • Sind die Stressabhängigkeiten des Kompensationssignals S1 und des Offset-Anteils S2-Offset des Ausgangssignals S2 gleichläufig, wird durch die Kombinationseinrichtung 108 eine Subtraktion durchgeführt. Dies kann beispielsweise erreicht werden, indem das Kompensationssignal S1 mit dem Faktor (–1) multipliziert wird und das resultierende Kompensationssignal wieder mit dem Ausgangssignal S2 addiert wird. Ferner sollte beachtet werden, dass die Kombinationseinrichtung 108 auch eine beliebige Gewichtung des Kompensationssignals S1 oder auch des Ausgangssignals S2 vornehmen kann, wenn das Kompensationssignal S1 und das Ausgangssignal S2 zwar bezüglich der einwirkenden mechanischen Stresskomponente entsprechende Abhängigkeiten aufweisen, diese aber beispielsweise unterschiedliche Größenordnungen besitzen, die durch entsprechende Gewichtungen des Kompensationssignals S1 und/oder des Ausgangssignals S2 ausgeglichen werden können.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte ferner beachtet werden (vgl. 1b), dass es erfindungsgemäß auch möglich ist, das Kompensationssignal S1 der Stresserfassungseinrichtung 102 eingangseitig in einen Eingangsanschluss 106b des Halbleiterschaltungselements 106 einzuspeisen, um ein Offsetkompensiertes Ausgangssignal S3 mit einem Reduzierten- Offsetanteil zu erhalten, wie dies beispielhaft in der Prinzipdarstellung von 1b dargestellt ist. Wie der Anordnung von 1b ferner zu entnehmen ist, kann der Stresssensoreinrichtung 102 ferner eine Aufbereitungseinrichtung zugeordnet sein, die beispielsweise die geeignete Gewichtung oder Invertierung (Multiplikation mit –1) des Ausgangssignals der Stresssensoreinrichtung 102 übernehmen kann, wie dies im vorhergehenden beispielhaft anhand der Kombinationseinrichtung 108 von 1a erläutert wurde.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung sollte ferner beachtet werden, dass die Stresssensoreinrichtung 102 vorzugsweise so ausgebildet ist, dass das Kompensationssignal S1 ein Maß für eine Differenz zwischen einem ersten Teilkompensationssignal S1-1 und einem zweiten Teilkompensationssignal S1-2 ist, wobei das erste Teilkompensationssignal S1-1 vorzugsweise mittels eines ersten resistiven Elements Rϕ und das zweite Teilkompensationssignal S1-2 mittels eines zweiten resistiven Elements Rϕ+α erhalten wird, wobei das erste und zweite resistive Element in der Chip-Ebene parallel zu der Halbleiteroberfläche des Halbleitersubstrats 104 angeordnet und so ausgerichtet sind, dass die jeweiligen Stromrichtungen durch das erste und zweite resistive Element um einen Winkel α von vorzugsweise ±90° zueinander verlaufen. Erfindungsgemäß kann nun angenommen werden, dass innerhalb eines Toleranzbereichs eine Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Teilkompensationssignal S1-1, S1-2 ein Maß für die Differenz zwischen der ersten und zweiten Normalspannungskomponente σxx, σyy in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats 104 ist.
  • Im folgenden werden nun anhand der 2a–c erfindungsgemäße, weitere Ausführungsformen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Kompensationsvorrichtung 100 zur Kompensation eines Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat dargestellt.
  • In 2a ist nun eine sogenannte H-Widerstandsbrückenschaltung mit vier resistiven Elementen R1, R2, R3 und R4 dargestellt. Die vier Widerstandselemente R1–R4 bilden paarweise einen ersten und zweiten Spannungsteiler R1, R3 und R2, R4 und liegen an einer Brückenspeisespannung U0(T). Als Ausgangssignal der H-Widerstandsbrückenschaltung von 2a ist das Diagonalsignal bzw. die Diagonalspannung UΔ(T) dargestellt, die beispielsweise dem Kompensationssignal S1 von 1a entspricht. Das Kompensationssignal bzw. die Ausgangsspannung UΔ(T) ist damit die zwischen den Punkten A und B liegende Diagonalspannung, wobei sich aus bekannten Umformung folgende Beziehung für das Ausgangssignal UΔ(T) in Abhängigkeit der Brückenspeisespannung U0(T) ergibt:
    Figure 00230001
  • Wählt man nun die Widerstandselemente R1–R4 derart, dass die Widerstandselemente R1 und R4 eine erste Charakteristik ΔR und die Widerstandselemente R2 und R3 eine entgegengesetzte Charakteristik ΔR bezüglich einer Widerstandsänderung beispielsweise aufgrund von Stresseinflüssen σ aufweisen, so vereinfacht sich die obige Beziehung für das Ausgangssignal in Form der Diagonalspannung UΔ(T) dahingehend:
    Figure 00230002
    wobei ΔR die positive bzw. negative Widerstandsänderung der einzelnen Widerstandselemente, und R0 den Grundwiderstandswert der einzelnen Widerstandselemente R1–R9 darstellt.
  • Man kann nun vorzugsweise mit einfachen, integrierten Diffusions- oder Implantationswiderständen in einem (100)-Siliziummaterial als Halbleitersubstrat eine H-Widerstandsbrückenschaltung (Wheatstone-Brücke) aufbauen, deren Ausgangssignal UΔ(T), vom mechanischen Stress abhängt. Die Indizes ϕ, ϕ ± α der in 2a dargestellten Widerstands elemente bzw. resistiven Elemente geben die Richtung dieser Widerstandselemente bzw. die Stromflussrichtung durch diese Widerstandselemente an, die sie bezüglich des Layouts besitzen. Dabei stellt der Winkel φ denjenigen Winkel zwischen der [110]-Richtung und dem Stromfluss in dem Widerstandselement Rϕ, d. h. R1 oder R4, dar. Wie in 2a ferner dargestellt ist, weisen die Widerstandselemente R1 und R4 bzw. der Stromfluss durch diese Widerstandselemente den Winkel ϕ bezüglich der [110]-Richtung bezüglich der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats 104 auf. Die Widerstandselemente R2 und R3 (Rϕ+α) (bzw. deren Stromflussrichtung) weisen nun einen Winkel von ϕ ± α bezüglich der [110]-Richtung in der Chip-Ebene auf. Somit wird deutlich, dass die Widerstandselemente R1 und R4 und die Widerstandselemente R2 und R3 bezüglich deren Stromflussrichtungen um den Winkel α zueinander versetzt sind.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung ist insbesondere nun jener Fall vorteilhaft, bei dem der Winkel α = 90° beträgt, denn dann ist das Ausgangssignal UΔ(T) ein Maß für die Differenz der Normalstresskomponenten σxx, σyy in der Chip-Ebene des Halbleitersubstrats 104 und vorzugsweise proportional zur Differenz der Normalspannungskomponenten σxx, σyy. Wirkt nun (innerhalb eines Toleranzbereichs) die gleiche mechanische Spannungskomponente auf die Widerstandselemente R1–R4 dieser H-Widerstandsbrückenschaltung, gibt es nun einen Gleichlauf der Ausgangsspannung UΔ(T) der H-Widerstandsbrückenschaltung mit dem verspannungsbedingten Anteil des Offsets an der Hall-spannung UH eines Hall-Elements, falls die Richtung des Stromflusses des Betriebsstroms durch die Hallsonde um ± 45° bzw. ± 135° zur Richtung des Stromflusses in den Widerstandselementen R1–R4 der H-Widerstandsbrückenschaltung von 2a gedreht sind.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass das Ausgangssignale UΔ(T) der H-Widerstandsbrückenschaltung, wie sie in 2a dargestellt ist, eine Spannung ist, deren Temperaturgang mit dem Temperaturgang der Versorgungsspannung der H-Widerstandsbrückenschaltung beliebig geändert bzw. eingestellt werden kann. Dadurch lässt sich nun die Temperaturabhängigkeit der Piezo-Koeffizienten der Widerstandselemente bzw. resistiven Elemente R1–R4 kompensieren, so dass das Ausgangssignal UΔ(T) bei einem konstanten mechanischen Stress in dem Halbleitersubstrat 104 von der Umgebungstemperatur weitestgehend unabhängig wird.
  • Die 2b und 2c zeigen nun eine Prinzipdarstellung einer Hallsonde und eines Ersatzschaltbildes der Hallsonde in Form einer H-Widerstandsbrückenschaltung im Layout, wobei durch die in 2b und 2c dargestellten Pfeile jeweils die Ausgangsspannung bzw. die Stromflussrichtungen durch die Hall-sonde bzw. die resistiven Elemente R1–R4 des H-Brücken-Ersatzschaltbildes dargestellt sind.
  • Erfindungsgemäß wird nun eine Stresssensoreinrichtung 102 in Form einer H-Widerstandsbrücke aufgebaut, wobei die Stresssensoreinrichtung bezüglich der Einwirkung mechanischer Spannungskomponenten identisch zu einer Hallsonde 106 bzw. einem Hallelement wirkt, sollte die Orientierung der Widerstandselemente in der Stresssensoreinrichtung im wesentlichen der Orientierung der Widerstandselemente in dem Ersatzschaltbild in Form einer H-Widerstandsbrückenschaltung für das Hallelement ausgebildet sein.
  • In 3a ist nun eine praktische Realisierung der erfindungsgemäßen Offset-Kompensationsvorrichtung 100 dargestellt, wobei das Halbleiterschaltungselement 106, dessen Offset-Anteil im Ausgangssignal verringert bzw. kompensiert werden soll als Hall-Element ausgebildet ist, und die Stresssensoreinrichtung 102 als Widerstandsbrückenschaltung ausgebildet ist.
  • Wie bereits im vorhergehenden dargestellt wurde, wird gemäß der vorliegenden Erfindung jener Teil des Offset-Anteils des Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements, der durch Zug-/Druckstress in der IC-Ebene hervorgerufen wird, kompensiert bzw. verringert, indem man diesen Zug-/Druckstress mit einem geeigneten Drucksensorelement erfasst und ein entsprechendes Korrektur- bzw. Kompensationssignal erzeugt, wobei dieses Kompensationssignal vorzeichenrichtig zu dem Ausgangssignal hinzuaddiert wird, dessen Offset-Anteil reduziert werden soll.
  • Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun in unmittelbarer Nähe zu einer Hallsonde 106 (d.h. des Halbleiterschaltungselements, dessen Ausgangssignal Offset-kompensiert werden sollt eine H-Widerstandsbrückenschaltung als Stresssensoreinrichtung 102 im Layout auf dem Halbleiterschaltungschip 104 angeordnet. Dabei sind nun erfindungsgemäß die Widerstandselenente R1–R4 der H-Widerstandsbrücke 102 und damit die Stromflussrichtungen der Ströme IR1–IR4 durch dieselben um ± 45° bzw. ± 135° gegenüber der Stromflussrichtung des Betriebsstroms I in der Hallsonde gedreht. Besonders vorteilhaft ist es nun, wenn die Widerstandselemente der H-Widerstandsbrückenschaltung 102 am Umfang der Hallsonde 106 angeordnet sind, so dass die Widerstandselemente und die Hallsonde im wesentlichen demselben mechanischen Stress ausgesetzt sind.
  • Bei einem Einwirken einer mechanischen Spannungskomponente entsteht am Ausgang der Hallsonde eine Offsetspannung UH-Offset mit dem gleichen Vorzeichen wie die Ausgangsspannung (Diagonalspannung UΔ) der H-Widerstandsbrückenschaltung.
  • Erfindungsgemäß werden nun die Ausgangsanschlüsse der Hallsonde 106 und der H-Widerstandsbrückenschaltung 102 symmetrisch vertauscht miteinander verbunden, so dass sich die H-Brückenausgangsspannung UΔ von dem Ausgangssignal UH der Hallsonde subtrahiert, und damit den Offset-Anteil UH-Offset durch die H-Widerstandsbrückenausgangsspannung verringert. Ist nun vorzugsweise der Innenwiderstand Ri-H der Hallsonde 106 identisch mit dem Innenwiderstand Ri-B der H-Widerstandsbrückenschaltung, so hebt sich (innerhalb eines Toleranzbereichs) der Offset-Anteil des Ausgangssignals der Hallsonde mit der H-Widerstandsbrückenausgangsspannung im wesentlichen vollständig auf, so dass das Ausgangssignal U (= S3) im wesentlichen Offset-frei ist.
  • Bezüglich der in 3a dargestellten Kompensationsanordnung sollte aber beachtet werden, dass sich durch die Belastung des Hallsondenausgangs mit dem Innenwiderstand Ri-B der H-Widerstandsbrückenschaltung die Hall-Ausgangsspannung UH auf im wesentlichen die Hälfte reduziert. Auf diese Problematik wird im folgenden noch detailliert eingegangen.
  • In dem in 3a dargestellten prinzipiellen Layout ist die Hallsonde 106 als eine quadratische Fläche gezeichnet, wobei der positive Versorgungsanschluss der Hallsonde mit V+ und der negative Versorgungsanschluss der Hallsonde mit V-, (z. B. Bezugspotential) bezeichnet ist. Insbesondere fließt also der Betriebsstrom I durch die Hallsonde von dem positiven Versorgungsanschluss in Richtung des negativen Versorgungsanschlusses, d. h. in der Darstellung von 3a von links oben nach rechts unten. Am Umfang der Hallsonde 106 sind nun die vier Widerstandselemente R1–R4 jeweils unter ± 45° bzw. ± 135° (bezogen auf die Stromrichtung durch diese Widerstandselemente) gegen die Stromflussrichtung in der Hallsonde 106 gedreht angeordnet. Die vier Widerstandselemente bilden dabei die im vorhergehenden ausführlich beschriebene H-Widerstandsbrückenschaltung 102, deren Versorgungsspannungsanschlüsse identisch mit denen der Hallsonde sind. Die Ausgangsanschlüsse der H-Widerstandsbrückenschaltung sind mit den Ausgängen der Hallsonde „gekreuzt" (symmetrisch vertauscht verbunden), so dass sich der durch eine mechanische Stresskomponente bedingte Offset-Anteil UH-Offset in dem Ausgangssignal UH der Hallsonde, d. h. in der Hallspannung, und das Ausgangssignal der H-Widerstandsbrückenschaltung innerhalb eines Toleranzbereichs im wesentlichen gegeneinander kompensieren bzw. der Offset-Anteil der Hallspannung zumindest verringert ist.
  • Bezüglich der Herstellungsprozesse wird ferner darauf hingewiesen werden, dass die Widerstandselemente vorzugsweise einkristallin in dem Halbleitermaterial des Halbleitersubstrats 104 ausgeführt sind, um eine Richtungsabhängigkeit bezüglich der einwirkenden mechanischen Stresskomponente zu erfahren. Aus diesen Grund sind Poly-Silizium-Widerstände, die aus einem polykristallinem Silizium-Material bestehen, für die erfindungsgemäße Kompensationsschaltung im wesentlichen nicht geeignet.
  • Besonders vorteilhaft ist es nun, wenn die Widerstandselemente R1–R4 aus demselben Material hergestellt werden, wie die Hallsonde. Wobei es ferner vorteilhaft ist, wenn sowohl die Widerstandselemente als auch die Hallsonde während des gleichen Diffusions- bzw. Implantationsherstellungsschritts gefertigt werden. Damit kann ein Gleichlauf der Innenwiderstände von Hallsonde und H-Widerstandsbrückenschaltung gegenüber Temperatur- und Prozessschwankungen erreicht werden. Ebenso kann ein entsprechender Gleichlauf der Piezo-Konstanten der Hallsonde und der H-Widerstandsbrückenschaltung gegenüber möglichen Temperatur- und Prozessschwankungen erreicht werden. Dadurch kann das erfindungsgemäße Konzept zur Offset-Kompensation bei im wesentlichen beliebigen Temperaturen ausgeführt werden.
  • In 3b ist nun das elektrische Ersatzschaltbild der im vorhergehenden erörterten Hallsonde 106 und H-Widerstandsbrückenschaltung 102 dargestellt, wobei anhand dieses elektrischen Ersatzschaltbildes im folgenden erläutert wird, wie die Hallsonde 106 und die H-Widerstandsbrückenschaltung 102 elektrisch miteinander Wechselwirken. Die Hallsonde 106 liefert ein Ausgangssignal UH mit einem Nutzanteil UH-Nutz (= S·B), der proportional zum Magnetfeld ist, sowie den unerwünschten Offset-Anteil U0. Bei dem Faktor (S·B) gibt S die Empfindlichkeit der Hallsonde und B das einwirkende Magnetfeld an.
  • Die H-Widerstandsbrückenschaltung liefert das Ausgangssignal (–UΔ) als Antwort auf eine mechanische Stresskomponente in dem Halbleitermaterial des Halbleitersubstrats. Das Minuszeichen vor der Ausgangsspannung der H-Widerstandsbrückenschaltung steht wegen des „Auskreuzens" der Ausgangsanschlüsse der Hallsonde und der H-Widerstandsbrückenschaltung. Damit gilt, wenn der Offset-Anteil UH-Offset des Hallsondenausgangssignals UH durch eine mechanische Stresskomponente positiv ist, so ist das Ausgangssignal –Ub der H-Widerstandsbrückenschaltung negativ. Die Innenwiderstände der Hallsonde und der H-Widerstandsbrückenschaltung sind in 3b mit Ri-H für die Hallsonde 106 und Ri-B für die H-Widerstandsbrückenschaltung 102 bezeichnet.
  • Die Gesamtausgangsspannung U berechnet sich durch folgende Beziehung:
    Figure 00290001
  • Sind die Hallsonde 106 und die Widerstandselemente R1–R4 der H-Widerstandsbrückenschaltung 102 technologisch identisch, so ist der Offset-Anteil in dem Ausgangssignal der Hallsonde gleich dem Ausgangssignal bzw. der Ausgangsspannung UΔ der H-Widerstandsbrückenschaltung, d. h. U0 = UΔ. Sind nun der Innenwiderstand der Hallsonde Ri-H und der Innenwiderstand Ri-B der H-Widerstandsbrückenschaltung identisch (Ri-H = Ri-B) heben sich somit der Offset-Anteil UH-Offset des Ausgangssignals (der Hallspannung) der Hallsonde und das Ausgangssignal UΔ (Kompensationssignal) der H-Widerstandsbrückenschaltung für im wesentlichen beliebige Temperaturen auf, bzw. der Offset-Anteil des Ausgangssignals (der Hallspannung) der Hall sonde wird durch das Ausgangssignal (Kompensationssignal) der H-Widerstandsbrückenschaltung verringert.
  • Es sollte beachtet werden, dass der Innenwiderstand Ri-H der Hallsonde auch ungleich von dem Innenwiderstand Ri-B der H-Widerstandsbrückenschaltung sein darf, wobei dann im allgemeinen eine entsprechende Gewichtung bzw. Aufbereitung des Kompensationssignals und/oder Ausgangssignals des Halbleiterelements vorgenommen wird.
  • Bezüglich der in den 3a–b dargestellten erfindungsgemäßen Offset-Kompensationsanordnung sollte beachtet werden, dass sich aufgrund der Parallelschaltung der Hallsonde 106, dessen Ausgangssignal UH Offset-kompensiert werden soll, mit einer H-Widerstandsbrückenschaltung 102 die Empfindlichkeit der Hallsonde verringert, und im wesentlichen auf die Hälfte reduziert, wenn beide Innenwiderstände ungefähr gleich groß sind, so dass für die Ausgangsspannung der Hallsonde gilt: U = ½ UH-Nutz
  • Darüber hinaus sollte beachtet werden, dass der Innenwiderstand Ri-H der Hallsonde 106 üblicherweise relativ gering ist, da die Hallsonde aufgrund ihrer Geometrie nur wenige Squares (Flächenelemente) aufweist, wobei sich der Widerstandswert der Hallsonde ergibt aus Schichtwiderstand pro Square mal Anzahl der Squares. Demzufolge dürfen auch die Widerstandselemente der H-Widerstandsbrückenschaltung 102 nur wenige Squares haben, so dass auch deren Widerstandswert relativ niedrig ist. Dadurch wird durch die H-Widerstandsbrückenschaltung 102 relativ viel Strom verbraucht, d. h. die H-Widerstandsbrückenschaltung benötigt den gleichen Betriebsstrom wie die Hallsonde, liefert aber keinen Nutzsignalanteil, sondern dient „nur" zur Eliminierung des Offset-Anteils UH-Offset im Ausgangssignal UH der Hallsonde.
  • Im folgenden wird nun Bezug nehmend auf 4 eine weitere mögliche Ausführungsform bzw. Realisierung der erfindungsgemäßen Offset-Kompensationsanordnung erläutert.
  • Eine weitere Verbesserung des erfindungsgemäßen Konzepts für eine Offset-Kompensation kann nun dadurch erfindungsgemäß erreicht werden, wenn das Ausgangssignal UH der Hallsonde von dem Ausgangssignal UΔ der H-Widerstandsbrückenschaltung beispielsweise durch Spannungsfolgereinrichtungen entkoppelt wird und die Ausgangssignale der Spannungsfolgereinrichtungen wieder „vorzeichenrichtig" addiert bzw. kombiniert werden.
  • Eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Entkopplung der Hallsonde 106 von der H-Widerstandsbrückenschaltung 102 kann folgendermaßen realisiert werden. Wie in 4 dargestellt ist, weist die Hallsonde 106 zwei Anschlüsse 106a, 106b zum Einprägen des Betriebsstroms I und zwei Anschlüsse 106c, 106d zum Auskoppeln des Ausgangssignals UH, d. h. der Hallspannung, auf. Die Stromerfassungseinrichtung 102 in Form der H-Widerstandsbrückenschaltung mit den Widerstandselementen R1–R4 weist zwei Anschlüsse 102a, 102b zum Einspeisen der Versorgungsspannung V+ und zwei Anschlüsse 102c, 102d zum Abgreifen der Diagonalspannung UΔ auf. Ferner weist die in 4 dargestellte Anordnung einen ersten npn-Transistor 120 mit einem Eingangsanschluss 120a, einem Ausgangsanschluss 120b und einem Steueranschluss 120c, einen zweiten npn-Transistor 122 mit einem Eingangsanschluss 122a, einem Ausgangsanschluss 122b und einem Steueranschluss 122c, einen dritten npn-Transistor 124 mit einem Eingangsanschluss 124a, einem Ausgangsanschluss 124b und einem Steueranschluss 124c und einen vierten npn-Transistor 126 mit einem Eingangsanschluss 126a, einem Ausgangsanschluss 126b und einem Steueranschluss 126c auf. Die Schaltungselemente sind wie in 4 dargestellt verschaltet.
  • Aus 4 wird deutlich, dass die Steueranschlüsse (Basis-Anschlüsse) 120c, 122c des ersten und zweiten npn-Transistors 120 und 122 als ein erstes differentielles Eingangspaar bezüglich des Ausgangssignals UH an den Ausgangsanschlüssen 106c, 106d der Hallsonde 106 wirksam sind, wobei die Steueranschlüsse (Basis-Anschlüsse) 124c, 126c des dritten und vierten npn-Transistors 124, 126 als ein zweites differentielles Eingangspaar bezüglich der Diagonalspannung UΔ der H-Brückenschaltung 102 an den Anschlüssen 102c, 102d wirksam sind.
  • Das erste differentielle Eingangspaar 120, 122 wandelt nun das Ausgangssignal UH der Hallsonde 106, d. h. die Summe aus Hallspannungsnutzsignal UH-Nutz (B·S) und den Offsetanteil UH-Offset des Hallsondenausgangssignals in Kollektorströme I1 des ersten und zweiten npn-Transistors 120, 122 um, wobei das zweite differentielle Eingangspaar 124, 126 das Ausgangssignal UΔ der H-Widerstandsbrückenschaltung in Kollektorströme I2 des dritten und vierten npn-Transistors 124, 126 umwandelt. Die Kollektor-Anschlüsse des ersten und zweiten differentiellen Eingangspaars sind „symmetrisch vertauscht angeordnet" (ausgekreuzt), um eine Subtraktion des Ausgangssignals UΔ der H-Widerstandsbrückenschaltung von dem Offset-Anteil UH-Offset des Ausgangssignals der Hallsonde 106 zu erzielen. Damit wird in einem Schaltungsknoten der Gesamtstrom Iges (= S3) bereitgestellt.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ferner noch eine unterschiedliche Gewichtung mittels einer Gewichtungseinrichtung (nicht gezeigt in 4) der einzelnen Ausgangssignale I1, I2 des ersten und zweiten differentiellen Eingangspaars 102, 122 und 124, 126 vorgenommen werden, um einen Feinabgleich der erfindungsgemäßen Offset-Kompensation vorzunehmen.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte ferner beachtet werden, dass ein solcher Feinabgleich an vielen Stellen in einem System eines Hallsonden-ICs durchgeführt werden kann. So sollte rein beispielhaft beachtet werden, dass man bei einem Hall-Schalter, der bei Überschreiten eines Magnetfeldes darauf ansprechend an seinem digitalen Ausgang von einem ersten logischen Zustand auf einen zweiten logischen Zustand umschalten soll, zur Referenzspannung, mit der das verstärkte Hallsondensignal verglichen wird, das Ausgangssignal der H-Widerstandsbrückenschaltung linear-kombiniert bzw. vorzeichenrichtig hinzuaddiert wird.
  • Im folgenden wird nun auf die 5 Bezug genommen, wobei im folgenden anhand von 5 eine weitere mögliche technische Realisierung der in 1a prinzipiell dargestellten Stresssensoreinrichtung 102 zum Bereitstellen des Kompensationssignals S1 erläutert wird.
  • Wie in 5 dargestellt ist, umfasst die Stresserfassungseinrichtung 102 eine Versorgungsspannungsquelle 150 mit einem ersten Anschluss 150a und einem zweiten Anschluss 150b zum Bereitstellen der Versorgungsspannung U0(T), eine Verstärkereinrichtung 152 (Operationsverstärker) mit einem ersten Eingangsanschluss (positiver Eingangsanschluss) 152a, einem zweiten Eingangsanschluss (negativer Eingangsanschluss) 152b und einem Ausgangsanschluss 152c, einen Feldeffekttransistor 154 mit einem ersten und zweiten Anschluss 154a, 154b und einem Steueranschluss 154c, eine Stromspiegelschaltung 156 mit einem ersten Anschluss (Eingangsanschluss) 156a und einem zweiten Anschluss (Ausgangsanschluss) 156b, ein erstes resistives Element 158 mit einem ersten und zweiten Anschluss 158a, 158b und ein zweites resistives Element 160 mit einem ersten und einem zweiten Anschluss 160a, 160b. Der Ausgang der Stresserfassungseinrichtung 102 von 5 ist zwischen den ersten Anschluss 158a des ersten resistiven Elements 158 und den ersten Anschluss 160a des zweiten resistiven Elements 160 geschaltet, um das Ausgangssignal S1 (vgl. 1a) in Form der Ausgangsspannung UΔ(T) bereitzustellen.
  • Die obigen Schaltungselemente sind wie in 5 dargestellt verschaltet. Die Stromspiegelschaltung 156 entspricht einer üblichen im Stand der Technik bekannten Stromspiegelschaltung mit einem einstellbaren Stromspiegelverhältnis. Zum bereits beschriebenen Feinabgleich kann beispielsweise das Eingangszu-Ausgangsverhältnis der Stromspiegelschaltung 156 eingestellt werden.
  • Im folgenden wird nun die Funktionsweise der in 5 dargestellten Stromsensoreinrichtung 102 detailliert erläutert.
  • Die Eingangsspannung U0(T), die beispielsweise einen festen oder auch beliebig einstellbaren Temperaturgang aufweist, wird mittels der Verstärkungseinrichtung 152, die vorzugsweise in Form eines Operationsverstärkers ausgebildet ist, und des Transistors 154 auf das resistive Element 158 (Rϕ) kopiert. Es sollte beachtet werden, dass in 5 ein nMOS-Feldeffekttransistor gezeigt ist, wobei jedoch erfindungsgemäß ebenso auch p-MOS-Feldeffekttransistoren, bipolare Transistoren oder auch JFETs entsprechend angewendet werden können.
  • Aufgrund der an dem resistiven Element 158 anliegenden Spannung U0(T) entsteht ein Stromfluss durch das resistive Element 158, der mittels eines Transistors ausgekoppelt und mit der in 5 dargestellten, herkömmlichen Stromspiegelschaltung dupliziert (gespiegelt) werden kann, um entsprechend in das zweite resistive Element 160 (Rϕ+α) eingeprägt zu werden. Es sollte beachtet werden, dass die Stromspiegelschaltung 156 ausgestaltet sein kann, um den ausgekoppelten ersten Strom durch das erste resistive Element 158 beispielsweise auch mit einem Faktor m (Stromspiegelverhältnis) zu beaufschlagen.
  • Das erste und zweite resistive Element 158, 160 sind wie bereits im vorhergehenden angegeben, beispielsweise als Diffusionswiderstände mit einer unterschiedlichen Richtung (versetzt um den Winkel α) im Layout angeordnet. Ist der Winkel α derart gewählt, dass das erste und zweite resistive Element 158, 160 in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats 104 um 90° versetzt zueinander ange ordnet sind, ist die Ausgangsspannung UΔ(T) der in 5 dargestellten Stresssensoreinrichtung 102 (entsprechend dem Ausgangssignal S1 von 1a) wieder ein Maß für die Differenz der Normalspannungskomponenten σxx, σyy in der Chip-Ebene und vorzugsweise proportional zu der Differenz der Normalspannungskomponenten σxx, σyy. Aus 5 wird ersichtlich, dass das Ausgangssignal S1 der Stresssensoreinrichtung 102 in Form der Ausgangsspannung UΔ(T) bereitgestellt wird.
  • Im folgenden wird nun anhand von 6 eine weitere mögliche technische Realisierung der in 1a prinzipiell dargestellten Stresssensoreinrichtung 102 erläutert, um ein Kompensationssignal S1 in Form eines Kompensationsstromes zu erhalten (im Gegensatz zu einer Kompensationsspannung von 5).
  • Bei der folgenden Beschreibung der in 6 dargestellten Schaltungsanordnung sollte beachtet werden, dass bezüglich der Schaltungsanordnung von 5 entsprechende bzw. gleiche Schaltungselemente wieder mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, wobei auf eine nochmalige Beschreibung dieser Schaltungselemente verzichtet wird.
  • Die Stresssensoreinrichtung 102 umfasst wieder eine Versorgungsspannungseinrichtung 150, eine Verstärkungseinrichtung 152, einen Feldeffekttransistor 154, eine Stromspiegelschaltung 156, ein erstes resistives Element 158, ein zweites resistives Element 160. Die Stresssensoreinrichtung 102 umfasst ferner eine zweite Verstärkungseinrichtung 162 in Form eines Operationsverstärkers mit einem ersten Eingangsanschluss 162a (positiver Eingangsanschluss), einem zweiten Eingangsanschluss 162b (negativer Eingangsanschluss) und einem Ausgangsanschluss 162c, einen weiteren Feldeffekttransistor 164 mit einem ersten und zweiten Anschluss 164a, 164b und einem Steueranschluss 164c, und eine Kombinationseinrichtung 166 mit einem ersten und zweiten Eingangsanschluss 166a, 166b und einem Ausgangsanschluss 166c.
  • Die oben dargestellten Schaltungselemente sind wie in 6 dargestellt verschaltet.
  • Im folgenden wird nun die Funktionsweise der in 6 dargestellten Realisierung einer Stresssensoreinrichtung 102 zum Bereitstellen eines Kompensationssignals in Form eines Kompensationsstroms IΔ(T) detailliert erläutert.
  • Gemäß der in 6 dargestellten Schaltungsanordnung für die Stresssensoreinrichtung 102 wird mittels der Verstärkungseinrichtung 152 die Eingangsspannung U0(T) an den Eingangsanschluss des resistiven Elements 158 angelegt und über den Feldeffekttransistor 154 ausgekoppelt. Entsprechend wird über die zweite Verstärkungseinrichtung 162 die Eingangsspannung U0(T) an den Eingangsanschluss des zweiten resistiven Elements 160 kopiert, wobei der aufgrund der angelegten Spannung erhaltene Strom durch das resistive Element 160 über den zweiten Feldeffekttransistor 164 ausgekoppelt wird und in die Kombinationseinrichtung 166, die beispielsweise als ein einfacher Schaltungsknoten ausgebildet ist, eingeprägt wird. Da in den Schaltungsknoten 166 ferner aufgrund der Stromspiegelschaltung 156 der in dem ersten resistiven Element 156 erzeugte Strom eingeprägt wird, ergibt sich an dem Ausgangsanschluss 166c des Schaltungsknotens 166 das Kompensationssignal, d. h. ein Strom IΔ(T), der die Differenz des durch das erste resistive Element 156 fließenden Stroms Iφ und des durch das zweite resistive Element 160 fließenden Stroms Iϕ+α, so dass gilt: IΔ(T) = Iϕ – Iϕ+α
  • Wird nun wieder der Winkel α mit 90° gewählt, stellt der Ausgangsstrom IΔ(T) ein Maß für die Differenz der Normalspannungskomponenten σxx, σyy in dem Halbleitermaterial des Halbleiterschaltungssubstrats dar.
  • Im folgenden wird nun anhand von 7 und 8 eine weitere, mögliche, technische Realisierung der in 1a dargestellten Stresssensoreinrichtung 102 prinzipiell erläutert, wobei im folgenden insbesondere auf die Einstellung eines Temperaturgangs des Kompensationssignals S1 mittels einer sog. Bandgap-Anordnung eingegangen wird.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung kann man nun sogenannte Bandgap-Schaltungen zur Erzeugung von Referenzströmen mit einer positiven und negativen Temperaturcharakteristik (auch PTAT- bzw. UBE-Temperaturcharakteristik; PTAT = voltage proportional to the absolute temperature = Spannungswert proportional zu der absoluten Temperatur; UBE = Basis-Emitter-Spannung) verwenden, wie sie durch die Ströme Iposϕ und Inegϕ angegeben sind. Durch eine Mischung bzw. Kombination der Signalanteile mit einer positiven bzw. negativen Temperaturcharakteristik kann man nun beliebige Temperaturgänge eines Gesamtausgangsstroms als Kombination der Ströme Iposϕ und Inegϕ erhalten.
  • Zur Erläuterung des oben dargestellten Bandgap-Prinzips mit zwei unterschiedlichen Bandgap-Schaltungen ist in 7 eine Bandgap-Anordnung 200 dargestellt. Die Bandgap-Anordnung 200 von 7 weist einen ersten, zweiten, dritten, vierten, fünften, sechsten p-Typ-Feldeffekttransistor 202, 204, 206, 208, 210, 212, einen n-Typ-Feldeffekttransistor 214 und einen ersten, zweiten, dritten und vierten npn-Bipolartransistor 216, 218, 220 und 222 auf. Ferner weist die Schaltungsanordnung 200 von 7 die zwei Widerstandselemente 224 und 226 (Rϕ) auf.
  • Die angegebenen Schaltungselemente sind verschaltet, wie es prinzipiell in 7 dargestellt ist.
  • Wie in 7 dargestellt ist, erzeugt die Bandgap-Anordnung 200 einen ersten Strom Iposϕ mit einer positiven Temperatur charakteristik (also mit einem positiven Temperaturkoeffizienten) sowie einen zweiten Strom Inegϕ mit einer negativen Temperaturcharakteristik (also mit einem negativen Temperaturkoeffizienten) aus den resistiven Elementen 222, 226 (Rϕ) erzeugt, die um den Winkel ϕ gegenüber der [110]-Richtung in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats gedreht sind. Der Bandgap-Kern ist dabei mit dem Bezugszeichen 230 gekennzeichnet.
  • Im folgenden wird nun die Funktionsweise der in 7 dargestellten Bandgap-Anordnung 200 detailliert erläutert.
  • Werden nun die beiden mittels der in 7 dargestellten Bandgap-Schaltung erhaltenen Ausgangsströme Iposϕ und Ineg,ϕ in einem gewissen Verhältnis zueinander gemischt (addiert oder subtrahiert), so ändert sich nur der Temperaturkoeffizient des entstehenden Gesamtstroms Iϕ = Ipos,ϕ ± Ineg,ϕ, nicht aber seine Abhängigkeit von der mechanischen Stresskomponente in dem Halbleitermaterial, wenn man aus Vereinfachungsgründen annimmt, dass die Basis-Emitter-Spannungen eines Bipolartransistors durch mechanische Stresskomponenten nur vernachlässigbar wenig verändert werden.
  • Wenn man nun zwei gemäße Bandgap-Schaltungen einsetzt, wobei die erste Bandgap-Schaltung als resistive Elemente den Widerstand Rϕ (7) aufweist, und die zweite Bandgap-Schaltung (nicht gezeigt) als resistive Elemente den Widerstand Rϕ+α verwendet, kann nun ein erster Strom Iϕ und in einer analogen Weise ein entsprechender zweiter Strom Iϕ+90° aus der zweiten entsprechenden Bandgap-Schaltung erzeugt werden, deren resistive Elemente (Widerstände) Rϕ+90° um den Winkel φ + 90° gegenüber der [110]-Richtung gedreht sind. So sind die Temperaturkoeffizienten beider Ströme Iϕ und Iϕ+90° identisch, jedoch erhöht sich einer der beiden Ströme bei Einwirken einer mechanischen Spannung in der Chipebene, während sich der andere vermindert.
  • Man kann nun durch eine Linearkombination (Addition oder Subtraktion) der beiden Ströme Iϕ und Iϕ+90° einen Gesamtstrom IΔ(T) mit einem beliebigen Temperaturgang erhalten, der ein Maß für die Differenz der Normalspannungskomponenten σxx, σyy in der Chip-Ebene des Halbleitermaterials des Halbleiterschaltungssubstrats ist, wobei dies bedeutet, dass dieser Gesamtstrom insbesondere bei einer verschwindenden mechanischen Stresskomponente in dem Halbleitermaterial ebenfalls verschwindet.
  • Prägt man nun die Differenz beider Ströme in einen Ausgang der Hallsonde ein, so lässt sich bei einer „geeigneten" Größe des Gesamtstroms IΔ(T) der Offset-Anteile des Ausgangssignals der Hallsonde kompensieren bzw. zumindest verringern.
  • Im Idealfall soll Ri·IΔ(T)= –Uoffset sein. In der Praxis wird man das z.B. durch Abgleich oder auf andere Weise einstellen, um eine geeignete Größe des Gesamtstroms zu erreichen.
  • Aus Symmetriegründen empfiehlt es sich, die mit (–1) multiplizierte Differenz der beiden Ströme in den zweiten Ausgang der Hallssonde einzuprägen.
  • Dieser Gesamtkompensationsstrom, der in zumindest einen Ausgangsspannungsanschluss der Hallsonde eingeprägt wird, wird vorzugsweise nun so skaliert, dass die Größe des Gesamtkompensationsstroms folgender Bedingung genügt: IΔ(T) = UH-Offset/Ri-H;wobei die Spannung UH-Offset der stressbedingte Anteil der Ausgangsspannung UH der Hallsonde ist, und Ri-H der Innenwiderstand der Hallsonde ist.
  • Auch bei diesem Ausführungsbeispiel ist es vorteilhaft, in den verschiedenen Bandgap-Schaltungen Widerstandselemente zu verwenden, die technologisch möglichst gleich zur Hallsonde sind, jedoch um ± 45° bzw. ± 135° gedrehte Stromflussrichtungen bzgl. der Richtung des Stromflusses in der Hallsonde aufweisen. Zudem sollten diese Widerstandselemente unmittelbar benachbart zu der Hallsonde angeordnet sein, um im wesentlichen denselben mechanischen Spannungskomponenten ausgesetzt zu sein.
  • Zusammenfassend kann also bezüglich der vorliegenden Erfindung, wie sie Bezug nehmend auf die 1–8 beispielhaft erläutert wurde, festgestellt werden, dass die erfindungsgemäße Kompensation des Offset-Anteils eines Ausgangssignals eines Halbleiterschaltungselements in einem Halbleitersubstrat erreicht wird, in dem zu dem Ausgangssignal des Halbleiterschaltungselements, z. B. einer Hallsonde, das Ausgangssignal S1 vorzeichenrichtig hinzuaddiert wird bzw. miteinander linear-kombiniert wird. Damit soll erreicht werden, dass der Offset-Anteil im Ausgangssignal des Halbleiterschaltungselements so weit wie möglich unabhängig von mechanischen Stresseinflüssen in dem Halbleitermaterial gemacht wird, wobei insbesondere der Offset-Anteil im idealen Fall vollständig eliminiert wird. Dazu wird bei der vorliegenden Erfindung eine Stresssensoreinrichtung eingesetzt, die ein Kompensationssignal erzeugt, das ein Maß für die Differenz der Normalspannungskomponenten in dem Halbleitermaterial ist.
  • Bezüglich der vorliegenden Erfindung sollte ferner beachtet werden, dass zur Eliminierung des Hallsondenoffsets in zeitdiskreten Systemen häufig das Prinzip der Spinnung-Current-Hallsonde verwendet wird. Bei diesem Spinning-Current-Verfahren wird jedoch der Offset-Anteil erst nach einer Verstärkung durch Filterung eliminiert oder es werden Rückkopplungsschleifen aufgebaut, wobei der Offset-Anteil durch eine negative Rückkopplung eliminiert wird. Das erfindungsgemäß vorgestellte Prinzip der Offset-Kompensation kann nun in ei nem Spinning-Current-Hall-Sensor auch vorteilhaft eingesetzt werden, indem mittels der erfindungsgemäßen Offset-Kompensation der Offset-Anteil zunächst einmal reduziert und das bekannte Spinning-Current-Prinzip nur noch die Feinarbeit leisten muss. Dadurch erhöht sich aufgrund der erfindungsgemäßen Offset-Kompensation der für das Nutzsignal zur Verfügung stehende Aussteuerbereich.
  • Ferner sollte beachtet werden, dass die erfindungsgemäße Vorgehensweise zur Offset-Kompensation auch eingesetzt werden kann, um den durch mechanische Spannungskomponenten bedingten Offset-Anteil eines differentiellen Eingangspaars, einer Stromspiegelschaltung oder eines Operationsverstärkers zu verringern bzw. zu kompensieren, wobei dazu mit einer der im vorhergehenden beschriebenen Stresssensoreinrichtungen ein Kompensationssignal in Form eines Ausgangsstroms oder einer Ausgangsspannung erzeugt wird, wobei das Kompensationssignal ein Maß für (bzw. proportional zur) Differenz der Normalspannungskomponenten in der Chipebene ist, und wobei dieses Kompensationssignal als Korrekturterm vorzeichenrichtig zum „Eingangssignal", d. h. beispielsweise zum Eingangsstrom des Stromspiegels oder zur Eingangsspannung des differentiellen Eingangspaars oder zur Eingangsspannung eines Operationsverstärkers, hinzuaddiert wird. Durch die oben beschriebene erfindungsgemäße Vorgehensweise lässt sich auch der Temperaturgang des Korrekturterms so einstellen, dass er die Temperaturgänge der in der Stresssensoreinrichtung implizit enthaltenen Piezo-Konstanten kompensiert und somit auch ein Temperaturkompensiertes Korrektursignal liefern kann.
  • Bezug nehmend auf die vorliegende Erfindung sollte ferner beachtet werden, dass bei einer Offset-Kompensation zwischen dem auf eine mechanischen Stresskomponente zurückzuführenden Offset-Anteil und dem unveränderlichen Offset-Anteil zu unterscheiden ist, da nur der auf eine mechanische Stresskomponente zurückzuführende Offset-Anteil durch das Ausgangssignal der Stresssensoreinrichtung kompensiert werden sollte, wohin gegen der unveränderliche Offset-Anteil durch einen Stressunabhängigen Abgleich eliminiert werden sollte. Für einen Stress-unabhängigen Abgleich kann man beispielsweise den Offset-Anteil für zwei unterschiedliche Stresseinwirkungen messen und daraus den Stressbedingten Offset-Anteil zurückrechnen. Insbesondere sollte beachtet werden, dass zwei markante unterschiedliche Stresszustände beim Wafertest und beim Endtest der integrierten Schaltungsanordnung (des ICs) vorhanden sind. So ist im allgemeinen beim Wafertest der mechanische Stress gering, so dass man hier in einer guten Näherung von einer Stressfreiheit ausgehen kann. Beim Endtest ist der integrierte Halbleiterschaltungschip (IC) bereits im Gehäuse montiert und erfährt dadurch erheblichen Stress.
    • 100
    Offsetkompensationsanordnung
    102
    Stresserfassungseinrichtung
    104
    Halbleitersubstrat
    106
    Halbleiterschaltungselement
    108
    Kombinationseinrichtung
    150
    Versorgungsspannungsquelle
    152
    Verstärkereinrichtung
    154
    Feldeffekttransistor
    156
    Stromspiegelschaltung
    158
    Widerstandselement
    160
    Widerstandselement
    162
    Verstärkeranordnung
    164
    Feldeffekttransistor
    166
    Kombinationseinrichtung
    200
    Bandgap-Schaltung
    202
    214
    Feldeffekttransistoren
    216
    222
    Bipolartransistoren
    224
    Widerstandselement
    226
    Widerstandselement

Claims (29)

  1. Vorrichtung zur Kompensation eines Offset-Anteils (S1-Offset) eines Ausgangssignals (S1) eines Halbleiterschaltungselements (106) in einem Halbleitersubstrat (104), wobei der Offset-Anteil (S1-Offset) auf einer mechanischen Spannungskomponente (σ(T)) in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats (104) basiert, wobei die mechanische Spannungskomponente (σ(T)) eine erste und eine zweite Normalspannungskomponente (σxx, σyy) aufweist, mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung (102) zum Erfassen eines Maßes für eine Abweichung zwischen der ersten und der zweiten mechanischen Normalspannungskomponente (σxx, σyy) in der Chip-Ebene des Halbleitersubstrats (104); einer Einrichtung (106) zum Bereitstellen eines Kompensationssignals (S2) abhängig von dem Maß für die Abweichung zwischen der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente (σxx, σyy); und einer Einrichtung (108) zum Linear-Kombinieren des Kompensationssignals (S1) mit dem Ausgangssignal (S2) oder einem Eingangssignal des Halbleiterschaltungselements (106), um ein Offset-kompensiertes Ausgangssignal (S3) des Halbleiterschaltungselements (106) mit einem reduzierten Offset-Anteil zu erhalten.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Maß für die Abweichung von einer Differenz der ersten und zweiten Normalspannungskomponente abhängt.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei das Kompensationssignal (S1) proportional zur Differenz zwischen der ersten und zweiten Normalspannungskomponente ist.
  4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Kompensationssignal (S1) mittels einer mechanischen Stresserfassungseinrichtung (102) ermittelt und bereitgestellt wird.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Stresserfassungseinrichtung (102) und das Halbleiterschaltungselement (106) unmittelbar benachbart in dem Halbleitersubstrat (104) angeordnet sind.
  6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Kompensationssignal (S1) ein Maß für die Differenz zwischen einem ersten Teilkompensationssignal und einem zweiten Teilkompensationssignal ist.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei das erste Teilkompensationssignal mittels eines ersten resistiven Elements (Rϕ) und das zweite Teilkompensationssignal mittels eines zweiten resistiven Elements (Rϕ±α) erhalten wird, so dass Stromrichtungen durch dieselben um einen Winkel α zueinander versetzt sind.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das erste und das zweite resistive Element in der Chip-Ebene parallel zu der Halbleiter-Oberfläche so angeordnet sind, dass die Stromrichtungen durch dieselben um ± 90° zueinander verlaufen.
  9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stresserfassungseinrichtung (102) eine Widerstandsbrückenschaltung mit vier resistiven Elementen (R1–R4) aufweist.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei das Kompensationssignal (S1) eine Diagonalspannung oder ein Diagonalstrom der Widerstandsbrückenschaltung (102) ist.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Widerstandselemente der Brückenschaltung so angeordnet sind, dass eine Stromflussrichtung durch dieselben um ± 45° bzw. ± 135° bezüglich der Flussrichtung des Betriebsstroms durch das Halbleiterschaltungselement (106) verläuft.
  12. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Halbleiterschaltungselement (106) ein Hall-Element aufweist.
  13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei das Ausgangssignal (S2) des Hall-Elements einen Hallspannungsnutzanteil (S2-Nutz) und einen Offset-Anteil (S2-Offset) aufweist.
  14. Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, wobei die Widerstandselemente (R1–R4) in gleicher Halbleiterherstellungstechnologie wie die Hallsonde (106) hergestellt sind.
  15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei der Innenwiderstand (Ri-H) der Hallsonde mit dem Innenwiderstand (Ri-B) der Widerstandsbrückenschaltung (102) übereinstimmt.
  16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei die Hall-Sonde (106) und Widerstandsbrückenschaltung (102) unmittelbar benachbart in dem Halbleitersubstrat (104) angeordnet sind.
  17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Widerstandsbrückenschaltung (102) am Umfang der Hallsonde (106) angeordnet ist.
  18. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, wobei die Widerstandsbrückenschaltung (102) und die Hallsonde (106) im Halbleitersubstrat (104) in einem Toleranzbereich im wesentlichen gleichen Stresskomponenten und/oder gleichen Stressgradienten ausgesetzt sind.
  19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 18, wobei die resistiven Elemente (R1–R4) einkristallin in dem Halbleitersubstrat (104) hergestellt sind, so dass deren Widerstandswert eine Richtungsabhängigkeit bezüglich der Stressrichtung aufweist.
  20. Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Kompensationssignal (S1) eine Temperaturabhängigkeit aufweist.
  21. Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei der Piezo-Koeffizient zumindest eines resistiven Elements (R1–R4) der Stresssensoreinrichtung (102) eine Temperaturabhängigkeit aufweist.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, wobei die Temperaturabhängigkeit des Kompensationssignals (S1) innerhalb eines Toleranzbereichs mit der Temperaturabhängigkeit des Offset-Anteils des Ausgangssignals des Halbleiterschaltungselements übereinstimmt.
  23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, wobei der Temperaturgang des Ausgangssignals (S1) mittels der Versorgungsspannung der Stresserfassungseinrichtung (102) einstellbar ist.
  24. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Temperaturabhängigkeit des Kompensationssignals (S1) mittels einer Bandgap-Schaltung (200) einstellbar ist.
  25. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Einrichtung (108) zum Linearkombinieren ausgebildet ist, um eine Addition oder Subtraktion zwischen dem Kompensationssignal (S1) und dem Offset-Anteil (UH-Offset) des Ausgangssignals des Halbleiterschaltungselements (106) vorzunehmen.
  26. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner mit einer Gewichtungseinrichtung (108), die ausgebildet ist, um das Kompensationssignal (S1) und/oder das Ausgangssignal (S2) des Halbleiterschaltungselements (106) zu gewichten.
  27. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stresssensoreinrichtung (102) und das Halbleiterschaltungselement (106) ausgangsseitig entkoppelt sind.
  28. Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Stresssensoreinrichtung (102) und das Halbleiterschaltungselement (106) ausgangsseitig mittels Spannungsfolgereinrichtungen (122, 124, 126, 128) entkoppelt sind.
  29. Verfahren zur Kompensation eines Offset-Anteils (S2-Offset) eines Ausgangssignals (S2) eines Halbleiterschaltungselements (106) in einem Halbleitersubstrat (104), wobei der Offset-Anteil (S2-Offset) auf einer mechanischen Spannungskomponente (σ) in der Chip-Ebene parallel zu der Oberfläche des Halbleitersubstrats (104) basiert, wobei die mechanische Spannungskomponente (σ) eine erste und eine zweite Normalspannungskomponente (σxx, σyy) aufweist, mit folgenden Schritten: Erfassen eines Maßes für eine Abweichung zwischen der ersten und der zweiten mechanischen Normalspannungskomponente (σxx, σyy) in der Chip-Ebene des Halbleitersubstrats (104); Bereitstellen eines Kompensationssignals (S1) abhängig von dem Maß für die Abweichung zwischen der ersten und der zweiten Normalspannungskomponente (σxx, σyy); und Linear-Kombinieren des Kompensationssignals (S1) mit dem Ausgangssignal (S2) oder einem Eingangssignal des Halbleiterschaltungselements (106), um ein Offset-kompensiertes Ausgangssignal (S3) des Halbleiterschaltungselements (106) mit einem reduzierten Offset-Anteil zu erhalten.
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