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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer temperaturunabhängigen Referenzspannung
und einer temperaturabhängigen Spannung.
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Referenzspannungen
sind stabile Spannungen, die man als Bezugsgrößen verwendet. Aus ihnen lassen
sich Spannungen ableiten, die beispielsweise in Stromversorgungen,
Digital-Analog- und Analog-Digital-Wandlern
und anderen elektronischen Schaltungen benötigt werden. Neben Zenerdioden, bei
denen der Strom in einer in Sperrrichtung betriebenen Diode oberhalb
der Durchbruchspannung stark ansteigt, haben sich insbesondere Bandabstandsreferenzen,
die auf dem Bandabstands- oder Band-Gap-Prinzip beruhen, als Referenzspannungsquellen
durchgesetzt. Bandabstandsreferenzen besitzen den Vorteil, dass
sie kleinere Spannungswerte liefern können, günstigere Rauscheigenschaften
aufweisen und keine zusätzlichen
Prozessschritte bei einer integrierten Herstellung erforderlich
sind. Von herausragender Bedeutung ist jedoch, dass die von ihnen
gelieferte Spannung annähernd
temperaturunabhängig
ist. Dazu wird auf die Basis-Emitter-Schwellspannung Vbe eines Transistors
oder die Durchlassspannung einer Diode, die beide einen negativen
Temperaturkoeffizienten von –2
mV/°C besitzen,
eine zweite Spannung mit positiven, gleich großen Temperaturkoeffizienten
aufaddiert. Die resultierende Spannung ist nicht nur konstant sondern
auch temperaturstabil.
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Anstelle
Spannung mit entgegengesetzten, gleich großen Temperaturkoeffizienten
zu addieren, was im Allgemeinen durch eine Serienschaltung geschieht,
lässt sich
die gleiche Wirkung auch erreichen, indem man Ströme mit entgegengesetzten, gleich
großen
Temperaturkoeffizienten durch eine Parallelschaltung addiert. Diese
Art von Schaltung besitzt dann zusätzlich den Vorteil, dass sie
mit Versorgungsspannungen von unter 1 V betrieben werden kann. Eine
derartige Bandabstands-Referenzschaltung
ist in "A CMOS Bandgap
Reference Circuit With Sub-1V Operation, IEEE Journal of Solid State Circuits,
Vol. 34, No. 5, May 1999" von
Hironori Banba angegeben und wird im Folgenden anhand von 1 näher beschrieben. Gezeigt ist
ein Transkonduktanzverstärker
A1, dessen Ausgang mit den Gates der PMOS-Transistoren P0, P1 und
P2 verbunden ist und die so angesteuert werden, dass sich die Spannungen
Va am positiven Eingang und Vb am negativen Eingang des Verstärkers A1
auf den gleichen Spannungswert einstellen. Da die Gate-Anschlüsse von
P0, P1 und P2 gemeinsam verbunden sind, stellen die Transistoren
P0, P1 und P2 einen Stromspiegel dar, sodass für die Ströme durch die Transistoren gilt:
I1 = I1 = I3. Der positive Eingang des Verstärkers A1 ist mit einem Widerstand
R1 und einer zum Widerstand R1 parallel geschalteten Diode D1 verbunden.
Der negative Verstärkereingang
ist mit einem Widerstand R1 und dazu parallel einer Serienschaltung,
bestehend aus dem Widerstand R0 und der Diode D2, verbunden. Der
PN-Übergang
der Diode D2 hat dabei eine N-mal größere Fläche als der der Diode D1, sodass
bei gleicher angelegter Spannung durch die Diode D2 ein N-mal größerer Strom
fließt
als durch die Diode D1. Die Dioden D1 und D2 sind durch als Diode
geschaltete Bipolartransistoren realisiert.
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Für die Durchlassspannung
einer Diode gilt in erster Näherung:
V = Vt·ln(I/Is)·Vt ist
dabei die Temperaturspannung, I der Strom, der durch die Diode fließt, und
Is der Sättigungs-Sperrstrom
des Halbleiters. Die Temperaturspannung Vt berechnet sich aus: Vt
= kT/q, wobei k die Bolzmann-Konstante,
q die Elementarladung des Elektrons und T die absolute Temperatur
in Kelvin ist. Sie ist also proportional zur absoluten Temperatur
und besitzt eine positive Temperaturabhängigkeit mit einem Temperaturkoeffizienten
von +0,086 mV/°C.
Die Durchlassspannung Vd der Diode weist dagegen insgesamt einen
negativen Temperaturkoeffizienten von –2 mV/°C auf.
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In
der in 1 gezeigten Schaltung
gilt, da I1 = I2 und Va = Vb, dass I1b = I2b und damit auch I1a =
I2a. Die Spannung dV am Widerstand R0 ergibt sich aus der Differenz
der Spannungen Vd2 an der Diode D2 und Vd1 an der Diode D1: dV =
Vd2 – Vd1 =
Vt·ln(N·I2a/Is) – Vt·ln(I1a/Is)
= Vt·ln(N).
Um die gesuchte Referenzspannung Vref = R2·I3 zu berechnen, wird, da
gilt: I3 = I2, zunächst
der Strom I2 = I2a + I2b berechnet. Der Strom I2a = dV/R0 ist proportional
zu Vt, der Strom Ib2 = Vd1/R1 und proportional zu Vd1. Damit setzt
sich I2 aus einem Anteil mit positivem und einem Anteil mit negativem
Temperaturkoeffizienten zusammen. Vref ergibt sich zu Vref = R2·I3 = R2·(Vd1/R1
+ dV/R0). Durch geschickte Wahl der Widerstandsverhältnisse
von R2, R1 und R0 sowie des Flächenfaktors
N lässt
sich eine temperaturunabhängige
Spannung Vref am Ausgang der Schaltung erreichen. Voraussetzung
dafür ist
zusätzlich,
dass die Widerstände
R0, R1 und R2 gleiche Temperaturabhängigkeiten aufweisen.
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Bandabstands-Referenzschaltungen
werden z. B. in Chipkarten zur Spannungsversorgung eingebaut. Da
Chipkarten unter anderem zur Authentifizierung für finanzielle Transaktionen
eingesetzt werden, sind die Anforderungen an die Sicherheit von
derartigen Karten sehr hoch. Um Manipulationen vorzubeugen, wird
die Referenzspannung in der Chipkarte überwacht. Auf je dem Chipkarten-Mikrocontroller
ist dazu eine Spannungsüberwachung
vorhanden. Diese sorgt für
ein definiertes Abschalten des Bausteins, wenn die oberen oder unteren
Grenzen der Betriebsspannung über-
bzw. unterschritten werden. Damit wird sichergestellt, dass ein
Betrieb in den Grenzbereichen, in denen der Chip nicht mehr voll
funktionsfähig
ist, unmöglich
ist. Wäre
keine Spannungsüberwachung
vorhanden, kann es in diesen Grenzbereichen vorkommen, dass z. B.
der Programmzähler
des Prozessors nicht mehr stabil läuft, was beispielsweise zu
unkontrollierten Sprüngen
innerhalb des Programms führt
oder zu Rechenfehlern im Prozessor.
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In
Chipkarten sind weiter Sensoren vorgesehen, die Angriffe auf die
Karte erkennen können.
Auf diese Weise kann z. B. verhindert werden, dass die Chipkarte
einem Temperaturbereich ausgesetzt wird, bei dem Fehler auftreten
können.
Um einen solchen Angriff zu verhindern, sind Chipkarten in der Regel mit
Sensoren für
die Temperaturüberwachung
ausgerüstet.
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Bisher
wurden die Bandabstands-Referenzschaltung und der Temperatursensor
als zwei separate Module aufgebaut. Sowohl für die Bandabstands-Referenz
als auch den Temperatursensor werden PNP-Transistoren, die als Dioden
geschaltet sind, eingesetzt, die relativ viel Strom benötigen. Neben
dem hohen Stromverbrauch ist auch von Nachteil, dass durch den getrennten
Aufbau relativ viel Chipfläche
benötigt
wird.
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Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Referenzspannung
mit integriertem Temperatursensor zur Verfügung zu stellen, wobei in einfacher
Weise gleichzeitig die Temperatur und die Referenzspannung überwacht
werden.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch
gelöst,
dass eine Überwachungsanordnung mit
einer ersten und einer zweiten Spannungserzeugungsschaltung vorgesehen
ist, wobei die Spannung der ersten Spannungserzeugungsschaltung
temperaturunabhängig
und die Spannung der zweiten Spannungserzeugungsschaltung temperaturabhängig ist,
und eine Vergleichseinrichtung vorgesehen ist, deren Eingänge mit
der temperaturunabhängigen Spannung
und der temperaturabhängigen
Spannung verbunden sind.
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Dadurch,
dass die temperaturabhängige Spannung
mit der temperaturunabhängigen
Spannung in der Vergleichseinrichtung verglichen wird, ist es möglich, bei
konstanter Referenzspannung die Temperatur zu überwachen oder bei konstanter
Temperatur die Referenzspannung zu überwachen.
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Vorteilhafterweise
ist die erste Spannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen der temperaturunabhängigen Spannung
eine Bandabstands-Referenz. Diese liefern kleinere Spannungswerte
als Zenerdioden, weisen günstigere
Rauscheigenschaften auf und erfordern zudem keine zusätzlichen
Prozessschritte bei der Herstellung.
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Vorteilhafterweise
ist die temperaturunabhängige
Spannung der Bandabstandsreferenz proportional zur Summe von zwei
Strömen,
die gleiche, aber entgegengesetzte Temperaturabhängigkeiten aufweisen. Der Vorteil
dieser Anordnung ist, dass sehr geringe Betriebsspannungen von unter
1 V zur Erzeugung der Referenzspannung benutzt werden können, was
insbesondere bei batteriebetriebenen Anwendungen wichtig ist.
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Vorteilhafterweise
ist die zweite Spannungserzeugungsschaltung ein in Durchlassrichtung
gepolter PN-Übergang.
Mit Hilfe derartiger Übergänge ist es
auf einfache Weise möglich,
eine temperaturabhängige
Spannung zu erzeugen.
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Vorteilhafterweise
ist die temperaturunabhängige
Spannung mit einem ersten Spannungsteiler verbunden, der ein erstes
Teilungsverhältnis
aufweist und die temperaturunabhängige
Spannung in eine erste Referenzspannung teilt, welche dann mit dem Eingang
der Vergleichseinrichtung verbunden ist. Durch den Spannungsteiler
lässt sich
die Referenzspannung, mit der die temperaturabhängige Spannung verglichen wird,
einstellen, sodass eine Temperaturgrenze frei vorgegeben werden
kann.
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Vorteilhafterweise
beinhaltet die Vergleichseinrichtung einen Komparator, dessen positiver
Eingang mit der temperaturabhängigen
Spannung verbunden ist und dessen negativer Eingang mit der ersten
Referenzspannung verbunden ist. Auf diese Weise ist es möglich, einen
Alarm auszugeben, falls eine Temperaturgrenze überschritten wird. Wird die
Referenzspannung überwacht,
so wird ebenfalls ein Alarm ausgegeben, wenn die Spannung einen
bestimmten Wert überschreitet.
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Vorteilhafterweise
beinhaltet die Vergleichseinrichtung einen Komparator, dessen negativer
Eingang mit der temperaturabhängigen
Spannung verbunden ist und dessen positiver Eingang mit der ersten
Referenzspannung verbunden ist. Mit einer solchen Einrichtung kann
ein Alarm ausgegeben werden, falls die Temperatur eine vorgegebene
Temperatur unterschreitet oder falls die Referenzspannung einen
vorgegebenen Wert unterschreitet.
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Vorteilhafterweise
ist die temperaturunabhängige
Spannung mit einem ersten Spannungsteiler verbunden, der ein erstes
Teilungsverhältnis
aufweist und die temperaturunabhängige
Spannung auf eine erste Referenzspannung teilt und, weiter, die temperaturunabhängige Spannung
mit einem zweiten Spannungsteiler verbunden, der ein zweites Teilungsverhältnis aufweist
und die temperaturunabhängige
Spannung auf eine zweite Referenzspannung teilt, wobei die zweite
Referenzspannung größer als die
erste Referenzspannung ist und die erste und zweite Referenzspannung
mit Eingängen
der Vergleichseinrichtung verbunden sind. Da zwei Referenzspannungen
zur Verfügung
stehen, lassen sich auch zwei Grenzen für die Temperatur oder den Spannungsbereich überwachen.
Auf diese Weise ist es möglich,
Angriffe zu detektieren, wenn die Temperatur oder die Versorgungsspannung
einen Bereich, der zwischen den Grenzen liegt, verlässt.
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Vorteilhafterweise
beinhaltet die Vergleichseinrichtung einen Fensterkomparator, dessen
Eingänge
so mit der ersten und der zweiten Referenzspannung und der temperaturabhängigen Spannung verbunden
sind, dass die erste Referenzspannung einen unteren Grenzwert vorgibt,
die zweite Referenzspannung einen oberen Grenzwert vorgibt und die
temperaturabhängige
Spannung mit den Grenzwerten verglichen wird. Auf diese Weise lässt sich
ein Alarm ausgeben, sollte die zu überwachende Temperatur oder
die Referenzspannung einen bestimmten Bereich verlassen.
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Vorteilhafterweise
ist zumindest die erste Spannungserzeugungsschaltung, die zweite
Spannungserzeugungsschaltung und die Vergleichseinrichtung auf einem
gemeinsamen Substrat integriert ausgebildet. Der Temperatursensor
und die Referenzspannungserzeugung werden in einem Modul kombiniert.
Der für
den Temperatursensor, die Referenzspannung und die Überwachungsanordnung
erforderliche Platzbedarf auf einen Chip wird minimiert, was zu
günstigeren
Herstellungskosten führt.
Da gemeinsame Bauelemente sowohl für den Temperatursensor als auch
die Versorgungsreferenzspannung eingesetzt werden, reduziert sich
auch der Stromverbrauch, was insbesondere bei batteriebetriebenen Geräten von
Vorteil ist.
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Die
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein
Verfahren zur Spannungsüberwachung
gelöst, bei
dem eine temperaturabhängige
Spannung auf Basis eines in Durchlassrichtung gepolten PN-Übergangs erzeugt wird und eine
auf dem Bandabstandsprinzip basierende temperaturunabhängige Spannung
erzeugt wird und die temperaturunabhängige Spannung und die temperaturabhängige Spannung einer
Vergleichseinrichtung zugeführt
und in dieser miteinander verglichen werden. Auf diese Weise kann
sowohl die Temperatur als auch die temperaturunabhängige Referenzspannung
einfach überwacht werden.
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Vorteilhafterweise
wird die temperaturunabhängige
Spannung in zumindest eine erste und in zumindest eine zweite Referenzspannung
geteilt, wobei die zweite Referenzspannung größer als die erste Referenzspannung
ist die erste, die zweite Referenzspannung und die temperaturabhängige Spannung werden
verglichen und ein Alarm ausgegeben, falls die temperaturabhängige Spannung
kleiner als die erste Referenzspannung oder größer als die zweite Referenzspannung
ist. Auf diese Weise kann überwacht
werden, ob die Temperatur sich in einem durch erste und die zweite
Referenzspannung vorgegebenen Bereich bewegt. Des Weiteren kann
die Referenzspannung überwacht
werden, sodass, falls von außen
ein Kurzschluss oder eine überhöhte Spannung
mit der temperaturunabhängigen
Referenzspannung verbunden wird, diese Manipulation erkennbar ist.
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Die
Erfindung wird nachfolgend an Ausführungsbeispielen und anhand
von Zeichnungen näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1:
eine Bandabstands-Referenz aus dem Stand der Technik,
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2:
ein Blockschaltbild der Erfindung,
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3:
ein Ausführungsbeispiel
einer Vergleichseinrichtung mit einem Komparator und einem Spannungsteiler,
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4:
ein Stromlaufplan eines Ausführungsbeispiels
mit einem Fensterkomparator, und
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5:
die Überwachung
der Temperatur und der Referenzspannung.
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In 2 ist
ein Blockschaltbild der Erfindung gezeigt. In einem Modul M ist
eine erste Spannungserzeugungsschaltung G1 und eine zweite Spannungserzeugungsschaltung
G2 angeordnet, wobei die erste Spannungserzeugungsschaltung G1 eine temperaturunabhängige Spannung
Vref und die zweite Spannungserzeugungsschaltung G2 eine temperaturabhängige Spannung
Vtemp erzeugt. Die beiden Spannungen Vref und Vtemp werden einer Vergleichseinrichtung
C zugeführt,
die ein Ausgangssignal A bereitstellt. Die Vergleichseinrichtung
C ermöglicht
es, sowohl die temperaturunabhängige
Referenzspannung Vref, als auch die temperaturabhängige Vtemp
zu überwachen.
Dadurch können
Angriffe, die durch eine Erhöhung
oder Erniedrigung der Temperatur genauso erkannt werden wie Angriffe, bei
denen die Referenzspannung Vref manipuliert wird.
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Von
Vorteil gegenüber
dem Stand der Technik ist es, dass die erste und zweite Spannungserzeugungsschaltung
G1, G2 und die Vergleichseinrichtung C auf einem gemeinsamen Substrat
integriert ausgeführt
sind und als Modul zur Verfügung stehen.
Auf einfache Weise werden dadurch nicht nur die Bauelemente eines
Temperatursensors mit denen einer Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung
kombiniert, sodass die resultierende Schaltung weniger Strom und
weniger Chipfläche
erfordert als zwei getrennte Module, sondern durch die Vergleichseinrichtung
auch noch eine Überwachung der
Referenzspannung und der temperaturabhängigen Spannung ermöglicht.
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3 zeigt
eine mögliche
Ausführungsform der
Vergleichseinrichtung C. Die temperaturunabhängige Referenzspannung Vref
wird einem Spannungsteiler zugeführt,
der aus einer Serienschaltung der Widerstände R3 und R4 besteht. Zwischen
den Widerständen
R3 und R4 wird eine Referenzspannung Vref1 abgegriffen, die den
Wert Vref1 = k1·Vref besitzt,
wobei k1 = R4/(R3 + R4) ist. Diese Referenzspannung wird an den
negativen Eingang eines Komparators A2 geführt, dessen positiver Eingang
mit der temperaturabhängigen
Spannung Vtemp verbunden ist. Mit sich ändernder Temperatur ändert sich
auch Vtemp. Ist Vtemp größer als
k1·Vref,
erhält
man am Komparatorausgang A eine positive Spannung oder einen High-Pegel
und falls Vtemp kleiner als k1·Vref ist,
eine negative Spannung bzw. einen Low-Pegel. Über den Spannungsteiler lässt sich
die Temperatur einstellen, bei der der Komparator der Vergleichseinrichtung
ansprechen soll.
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Die
Eingänge
des Komparators A2 können auch
vertauscht werden, sodass die temperaturunabhängige Spannung Vref über den
Spannungsteiler an dem positiven Eingang anliegt und die temperaturabhängige Spannung
Vtemp an dem negativen Eingang. Ist die temperaturabhängige Spannung
Vtemp in diesem Fall kleiner als die durch die Referenzspannung
Vref und den Spannungstei ler aus den Widerständen R3 und R4 vorgegebene
Referenzspannung Vref1, so erhält
man ein Ausgangssignal A, das einen positiven Spannungswert oder
einen High-Pegel darstellt. Steigt die temperaturabhängige Spannung Vtemp
und wird größer als
k1·Vref,
so ändert
sich der Pegel des Komparators A2, das Ausgangssignal A wird negativ
bzw. nimmt einen Low-Pegel ein.
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Die
in 3 gezeigte Anordnung lässt sich bei konstanter Temperatur
zum Überwachen
der Referenzspannung Vref einsetzen. In diesem Fall wird der Wert,
den die Referenzspannung Vref nicht überschreiten bzw. unterschreiten
darf, durch den Wert Vref = Vtemp/k1 gegeben.
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In 4 ist
ein Ausführungsbeispiel
gezeigt, bei dem die erste und zweite Spannungserzeugungsschaltung
G1, G2 sowie die Vergleichseinrichtung C im Detail dargestellt sind.
Die temperaturunabhängige
Spannung Vref und die temperaturabhängige Spannung Vtemp werden
wie in der Beschreibung zu 1 angegeben
erzeugt. Die Vergleichseinrichtung C besteht in 4 aus
einem Fensterkomparator. Die Referenzspannung Vref kann über zwei
Abgriffe an dem Widerstand R2 den Komparatoren A2 und A3 zugeführt werden.
Die Abgriffe an dem Widerstand R2 realisieren die Funktion eines
Spannungsteilers, wie in 3 angegeben. Der erste Abgriff
liefert eine erste Referenzspannung Vref1 = k1·Vref, welche an den negativen
Eingang des Komparators A2 angeschlossen wird. Der zweite Abgriff
liefert eine zweite Referenzspannung Vref2 = k2·Vref, welche an den positiven
Eingang des Komparators A3 angeschlossen wird. Es gilt dabei k1 < k2. Die temperaturabhängige Spannung
Vtemp wird an den positiven Eingang des Komparators A2 geführt und
an den negativen Eingang des Komparators A3. Die Ausgänge der Komparatoren
A2 und A3 werden einem UND-Gatter L zugeführt, an dessen Ausgang der
Pegel A zur Verfügung
gestellt wird.
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Über die
Abgriffe am Widerstand R2 werden die Triggerpunkte der Komparatoren
A2 und A3 eingestellt.
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Um
die Temperatur zu überwachen,
wird die temperaturabhängige
Spannung Vtemp mit der temperaturunabhängigen Spannung Vref verglichen. Steigt
die Temperatur, so sinkt aufgrund des negativen Temperaturkoeffizienten
der Diode D1 die Spannung Va und damit Vtemp. Der Fensterkomparator gibt
an, ob die temperaturabhängige
Spannung Vtemp zwischen der ersten und der zweiten Referenzspannung
Vref1, Vref2 liegt. Der Komparator A2 liefert an seinem Ausgang
einen hohen Pegel, solange die temperaturabhängige Spannung Vtemp größer als
Vref1 = k1·Vref
ist. Der Komparator A3 liefert einen hohen Pegel, solange die temperaturabhängige Spannung
Vtemp kleiner als Vref2 = k2·Vref
ist. Sobald sich die Temperaturspanne außerhalb der Grenzen k1·Vref und
k2·Vref
bewegt, ändert
sich das Ausgangssignal A des UND-Gatters L und ein Alarm wird ausgegeben.
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Die
Schaltungsanordnung in 4 kann auch zur Überwachung
der temperaturunabhängigen Spannung
Vref eingesetzt werden. Dabei dient die temperaturabhängige Spannung
Vtemp als Referenz und es wird vorausgesetzt, dass sich die Temperatur nicht ändert. In ähnlicher
Weise wie oben angegeben, kann hergeleitet werden, dass, solange
für die temperaturunabhängige Spannung
Vref gilt Vtemp/k2 < Vref < Vtemp/k1, ein hoher
Pegel am Ausgang A des UND-Gatters ausgegeben wird. Wird versucht,
von außen
die Referenzspannung Vref auf einen niedrigeren Pegel als Vtemp/k2
oder einen höheren
Pegel als Vtemp/k1 zu ziehen, ändert
sich der Pegel am Ausgang A des UND-Gatters L und ein Alarm wird
ausgelöst.
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Anstelle
eines Fensterkomparators kann auch ein entsprechend dimensionierter
Schmidt-Trigger eingesetzt werden.
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Die
PMOS Feldeffekt-Transistoren P0, P1 und P2 sind identisch dimensioniert,
das Flächenverhältnis N
der PN-Übergänge der
Dioden D1 und D2 beträgt
1:10, das Widerstandsverhältnis
von R1 zu R0 ist 1:10. Selbstverständlich sind auch andere Dimensionierungen
möglich,
so lange sich eine insgesamt temperaturunabhängige Referenzspannung Vref
ergibt. Die Dioden D1 und D2 sind als Transistor geschaltete Dioden
realisiert. Die Temperaturabhängigkeit
der Widerstände
R0, R1 und R2 sind näherungsweise
gleich.
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In 5 ist
das Prinzip der in 4 gezeigten Schaltung zusammengefasst.
Gezeigt ist der Verlauf der temperaturabhängigen Spannung Vtemp über der
Temperatur T aufgetragen. Da die Temperaturabhängigkeit einen negativen Koeffizienten
aufweist, fällt
die Spannung Vtemp mit zunehmender Temperatur ab. An den Spannungsgrenzwerten k2·Vref und
k1·Vref
sind die entsprechenden Temperaturpunkte L und H eingezeichnet.
Liegt die Temperatur T zwischen den Punkten L und H, wird ein logischer
1-Pegel am UND-Gatter L ausgegeben. Erhöht man die Temperatur T über den
Punkt H hinaus oder erniedrigt sie unter den Punkt L, so verlässt die
temperaturabhängige
Spannung Vtemp die Grenzen k2·Vref
nach oben bzw. k2·Vref
nach unten hin. Der Ausgangspegel der Vergleichseinrichtung C ändert sich
und ein Alarm kann registriert werden. Geht man nun von einer festen
Temperatur T aus, die als Punkt F eingezeichnet ist, so kann eine Änderung
der Referenzspannung Vref detektiert werden. Wird die Referenzspannung
Vref nämlich
manipuliert, so verschieben sich die Grenzen k1·Vref und k2·Vref nach
oben bzw. nach unten, sodass der Punkt F den Bereich verlässt, in
dem kein Alarm ausgegeben wird. Eine Überwachung von Temperatur und
Referenzspannung ist somit möglich.
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- A
- Ausgangssignal
der Vergleichseinrichtung
- A1
- Transkonduktanzverstärker
- A2,
A3
- Komparatoren
- C
- Vergleichseinrichtung
- D1,
D2
- Dioden
- G1,
G2
- erste
und zweite Spannungserzeugungsschaltung
- k1,
k2
- Teilungsfaktoren
- L
- UND-Gatter
- M
- Modul
- P0,
P1, P2
- PMOS-Feldeffekttransistoren
- R0,
R1, R2
- Widerstände
- R3,
R4
- Widerstände
- Vref
- temperaturunabhängige Referenzspannung
- Vref1,
Vref2
- temperaturunabhängige Referenzspannungen
- Vtemp
- temperaturabhängige Spannung