DE102004001062A1

DE102004001062A1 - Entkopplungskondensatorsystem mit vier Schaltungszuständen für einen aktiven Leistungsstabilisierer

Info

Publication number: DE102004001062A1
Application number: DE102004001062A
Authority: DE
Inventors: Christophe Kawasaki Giacomotto; Robert P. Kawasaki Masleid; Akihiko Kawasaki Harada
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-01-14
Filing date: 2004-01-02
Publication date: 2004-07-22
Also published as: US6744242B1; JP4413016B2; JP2004222496A

Abstract

Bei einer gepackten integrierten Schaltung beschränkt die Packungsinduktivität die Rate, mit welcher ein Strom von außerhalb des Chips in Abhängigkeit von einer Änderung beim Strombedarf der integrierten Schaltung auf dem Chip variiert werden kann. Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungsregulatorschaltung auf dem Chip zum Regulieren von Multizyklusspannungsfluktuationen einer integrierten Schaltung in Verbindung mit Änderungen beim Strombedarf der integrierten Schaltung. Der Spannungsregulator speist Strom ein, um einen Unterspannungszustand zu verhindern, und senkt Strom, um einen Überspannungszustand zu verhindern.

Description

Hintergrund der Erfindung 1. Querverweis auf verwandte Anwendung
Diese Anmeldung bezieht sich auf die US-Patentanmeldung mit dem Titel "Optimales Induktormanagement " mit den Erfindern Robert Paul Masleid, Christoper Giacomotto und Akihiko Harada und demselben Anmeldungsdatum wie diese Anmeldung.
2. Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft das Regulieren der Spannung einer integrierten Schaltung, die eine zugehörige Packungsinduktivität und einen variablen Strombedarf hat.
3. Beschreibung von Hintergrundtechnik
Hochgeschwindigkeitsmikroprozessoren werden zunehmend gestaltet, um auf einer niedrigen Betriebsspannung und mit engen Toleranzen bei einer akzeptablen Leistungsversorgungsspannung zu arbeiten. Insbesondere müssen einzelne Halblei tervorrichtungen und kritische Logikpfade in der Lage sein, ungünstigsten Spannungsvariationen zu überstehen.
Die Strombedürfnisse einer Hochgeschwindigkeitsmikroprozessorschaltung können sich schnell ändern, was es schwierig macht, die Spannung auf dem Chip aufgrund der signifikanten Packungsinduktivität einer gepackten Mikroprozessorschaltung zu steuern. Übliche Packungsinduktivitätswerte begrenzen die Fähigkeit des Packungsinduktors, auf Änderungen beim Strombedarf in Zeitmaßen von weniger als ungefähr 10 Nanosekunden anzusprechen. Ein herkömmlicher Ansatz zu diesem Problem ist, passive Entkopplungskondensatoren zu verwenden, um den Effekt von Stromänderungen auf die Mikroprozessorbetriebsspannung zu verringern. Jedoch benötigen Entkopplungskondensatoren einen signifikanten Chipbereich, insbesondere wenn sie so zu bemessen sind, um eine enge Spannungsregulierung für große plötzliche Variationen beim Strombedarf zu gestatten, wie Multizyklusänderungen beim Strombedarf in Verbindung mit Änderungen beim Strom, der von dem Mikroprozessor für Multitaktzyklen benötigt wird, wie Änderungen beim Logikstrom. Zusätzlich kann es für herkömmliche Entkopplungskondensatoren schwierig sein, auf plötzliche Multizyklusänderungen beim Strombedarf anzusprechen.
Daher wird ein verbessertes Verfahren zum Regeln der Spannung eines Mikroprozessors in Verbindung mit Änderungen beim Strombedarf des Mikroprozessors benötigt.
Überblick über die Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungsregulator zur Verwendung innerhalb einer integrierten Schaltung (IC), um die Multizyklusspannungsfluktuationen in der IC zu regulieren, die eine zugehörige Packungsinduktivität hat, die die Rate beschränkt, mit der sich ein Strom von einer regulierten Spannungsquelle in Abhängigkeit von einer Änderung beim Strombedarf der IC ändern kann. Der Spannungsregulator senkt den Strom, wenn die Betriebsspannung der IC über eine obere Triggergrenzwertspannung ansteigt, die für eine Multizyklus-Abnahme beim Strombedarf indikativ ist, was zu einem Überspannungszustand führen kann. Der Spannungsregulator speist Strom ein (engl.: "sources current"), wenn die Betriebsspannung der IC unter eine untere Triggergrenzwertspannung abnimmt, die für eine Multizyklus-Zunahme beim Strombedarf indikativ ist, was zu einem Unterspannungszustand führen kann. Bei einem Ausführungsbeispiel enthält der Spannungsregulator wenigstens zwei Kondensatoren, die parallel gekoppelt sind, um Strom zu senken, in Reihe geschaltet sind, um Strom einzuspeisen, und durch einen Spannungsteiler auf eine Spannung zurückgesetzt werden, die geringer ist als eine Zielbetriebsspannung, um die Fähigkeit des Regulators aufrecht zu erhalten, Strom zu senken oder einzuspeisen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1A ist ein Blockdiagramm, das die Funktion einer aktiven Leistungsstabilisiererschaltung darstellt.
1B ist ein Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel einer aktiven Leistungsstabilisiererschaltung darstellt, die geschaltete Kondensatoren verwendet, um Strom einzuspeisen und zu senken.
2A ist ein Äquivalenzschaltungsmodel eines Mikroprozessors, der wenigstens eine aktive Leistungsstabilisiererschaltung der vorliegenden Erfindung enthält.
2B zeigt ein vereinfachtes Stromquellenmodel des Mikroprozessors.
3A ist ein Diagramm, das Betriebsbereiche der aktiven Leistungsstabilisiererschaltung der vorliegenden Erfindung in einem Mikroprozessor darstellt.
3B ist ein Diagramm, das Änderungen beim Induktorstrom und beim aktiven Leistungsstabilisiereransprechen nach einer Änderung beim Strombedarf darstellt, die in einer Änderung bei der Mikroprozessorbetriebsspannung resultiert.
3C zeigt Graphiken von Simulationen der Multizyklusspannungsabhängigkeit für Schaltungen, die einen aktiven Leistungsstabilisierer der vorliegenden Erfindung verwenden, und für Schaltungen, die keinen aktiven Leistungsstabilisierer der vorliegenden Erfindung verwenden.
4 ist ein Blockdiagramm, das eine kompakte aktive Leistungsstabilisiererschaltung der vorliegenden Erfindung darstellt.
5 stellt eine Kondensatorbrückenschaltung zum Bilden einer bidirektionalen Stromquelle dar.
6 stellt ein Ausführungsbeispiel einer Aufrechterhaltungsschaltung zum Rebalancieren der Ladung auf Kondensa toren in der Brückenschaltung in einem Aufrechterhaltungszustand dar.
7 stellt eine exemplarische Wahrheitstabelle für den kompakten aktiven Leistungsstabilisierer dar.
8 ist ein Blockdiagramm, das einige Aspekte der Grenzwertsensoren und Steuerschaltung des kompakten aktiven Leistungsstabilisierers darstellt.
9A, 9B, 9C und 9C stellen Sensorschaltungen dar.
10 stellt Steuerschaltungen dar.
Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Die vorliegende Erfindung enthält allgemein eine aktive Leistungsstabilisiererschaltung zum Regulieren der Spannung einer Mikroprozessorschaltung. In einer Mikroprozessorschaltung ist die Chipleistung durch die Spannungstoleranz bei jeder Vorrichtung und jedem kritischen Pfad einer Logikschaltung beschränkt, für die es erforderlich ist, über einen vollständigen sicheren Betriebsspannungsbereich betreibbar zu sein.
Die 1A ist ein hochniveauiges Funktionsblockdiagramm, das einige Aspekte der Funktion eines aktiven Leistungsstabilisierers (APS) 180 der vorliegenden Erfindung darstellt. Der APS 180 ist eine Spannungsregulatorschaltung, die als eine oder mehrere Schaltungen implementiert ist, die auf einer integrierten Mikroprozessorschaltung angeordnet ist/sind, zum Regulieren der Spannung auf den Chip, insbe sondere in Abhängigkeit von Multizyklusänderungen beim Strombedarf. Beispiele von Multizyklusereignissen enthalten das Starten, da Logikpfade typischerweise eine Anzahl von Zyklen nach der ersten führenden Taktflanke einschalten. Andere Beispiele von Multizyklusereignissen enthalten Taktstoppereignisse oder plötzliche Änderungen bei dem Strombedarf von Logikschaltungen.
Der APS 180 enthält einen Spannungssensor 110, um eine Mikroprozessorschaltungsbetriebsspannung Vdd zu erfassen und sie mit einer regulierten Zielspannung Vdd₀ zu vergleichen. Eine Steuerschaltung 120 bestimmt, ob Vdd innerhalb eines normalen Betriebsbereichs ist. Wenn die Spannung einen Grenzwerthochspannungspegel Vddh = Vdd₀ + ΔV1 übersteigt, wobei ΔV1 eine vorgegebene Spannungsdifferenz ist, triggert die Steuerschaltung eine bidirektionale Stromquelle 130 zum Absenken von Strom, wodurch bewirkt wird, dass die Mikroprozessorschaltungsspannung gehindert wird, einen sicheren oberen Spannungspegel Vmax zu übersteigen. Wenn jedoch die Spannung unter einen Grenzwertniederspannungspegel Vdd1 = Vdd₀ – ΔV2 (wobei ΔV2 eine weitere vorgegebene Spannungsdifferenz ist, die gleich sein kann zu oder verschieden sein kann von ΔV1) abnimmt, triggert die Steuerspannung die bidirektionale Stromquelle 130, um Strom einzuspeisen, wodurch bewirkt wird, dass die Mikroprozessorspannung daran gehindert wird, unter einen sicheren unteren Spannungspegel Vmin abzusinken. Somit wird Strom nur eingespeist oder gesenkt, wenn die Betriebsspannung über definierte Schwellenwert(Trigger-)Spannungen hinaus abweicht. Als ein illustratives Beispiel kann es für eine Mikroprozessorschaltung, die eine nominale Betriebsspannung von 1,0 Volt hat, für die Spannung erforderlich sein, dass sie auf innerhalb plus oder minus 5 % reguliert wird. Ferner kann ein Quasidauerzustandsbetrieb eine Welligkeit von 1 % in Verbindung mit einem normalen Taktbetrieb enthalten. Bei einem Beispiel kann die Spannungsdifferenz ausgewählt sein, so dass sie zwischen jener, die mit einer normalen Taktwelligkeit verbunden ist, und dem maximalen sicheren Betriebsbereich ist, wie obere und untere Spannungspegel entsprechend Spannungsvariationen von plus oder minus 3 %.
Die 1B ist ein Funktionsblockdiagramm, das genauer ein Ausführungsbeispiel eines APS 180 für einen Hochgeschwindigkeitsmikroprozessor darstellt. Eine Bank von Kondensatoren ist mit einem Schaltnetzwerk gekoppelt, um als eine Stromquelle und Stromsenke zu dienen. Bei einem Ausführungsbeispiel erfasst eine analoge Schaltung, wie eine Abzweigschaltung 135, Störungen in einer Mikroprozessorspannung Vdd, wie durch Vergleichen der augenblicklichen Vdd mit der Vdd, die durch einen Tiefpassfilter 140 gefiltert wurde. Differenzialverstärker 145 werden bevorzugt zum Verstärken der Signale verwendet. Ein Logiktreiber 150 hat bevorzugt eine ausreichende Verstärkung, um schnell auf Spannungsverschiebungen zu reagieren, und kann zum Beispiel Verstärkungsketten enthalten. Wenn die Spannung Vdd einen ersten vorgegebenen Prozentsatz über dem Ziel Vdd₀ (z. B. + 3 %) übersteigt, schaltet der Logiktreiber 150 in einer Kondensatorbank 155 Schalter ein, um Kondensatoren parallel zu koppeln, um den Strom zu senken. Wenn jedoch die Spannung unter einen zweiten vorgegebenen Prozentsatz unter die Zielspannung Vdd₀ (z. B. – 3 %) abfällt, schaltet der Logiktreiber 150 Schalter in der Kondensatorbank 155 ein, um Kondensatoren in Reihe zu koppeln, um Strom einzuspeisen. Eine Aufrechterhaltungsschaltung 160 dient zum Zurücksetzen der Kon densatoren in der Kondensatorbank auf eine ausgewählte Startspannung, wenn es von ihnen nicht erforderlich ist, Strom einzuspeisen oder zu senken, z. B. eine Spannung vorzugsweise zwischen 0,5 Vdd₀ und Vdd₀, wie eine Spannung von ungefähr 0,75 Vdd₀. Bei dem Ausführungsbeispiel verwendet der APS 180 eine Spannungsteilerschaltung, um die Kondensatoren auf die ausgewählte Startspannung zurückzusetzen. Ein Leerlaufzustand kann enthalten sein, um den APS 180 zu zwingen, in einen Ruheleerlaufzustand mit niedriger Leistung einzutreten, z. B. durch Ausschalten der Schalter des Schaltnetzwerks der Kondensatorbank, um die Kondensatoren zu entkoppeln.
Die 2A stellt ein Äquivalenzschaltungsleistungsmodell 201 für ein Ausführungsbeispiel eines Mikroprozessors 210 dar, der einen aktiven Leistungsstabilisierer 180 gemäß der vorliegenden Erfindung enthält. Jede aktive Leistungsstabilisierer 180 ist an das interne Leistungsgitter der Mikroprozessorschaltung 230 auf dem Chip gekoppelt, um Strom an einem Knoten 285 auf dem Chip einzuspeisen oder zu senken. Bei einigen Ausführungsbeispielen sind APS-Schaltungen 180 über das gesamte Leistungsgitter auf dem Chip verteilt, obwohl für die Zwecke der Darstellung der Äquivalenzschaltung des gepackten Mikroprozessors ein einzelner APS 180 in der 2A dargestellt ist.
Die Mikroprozessorschaltung 230 erhält Leistung von einer externen Leistungsversorgung am Knoten 290. Eine regulierte Spannung außerhalb des Chips, die durch eine externe Leistungsversorgung außerhalb des Chips erzeugt wird, ist an den Mikroprozessor 230 gekoppelt durch und wird behindert durch die Packungsinduktivität 245, die mit einer Packung 240 zusammenhängt. Beispielsweise kann die Packung 240 verschiedene Leistungsebenen zur Verteilung zu der Mikroprozessorschaltung 230 darin enthalten. Zusätzlich kann die Pakkung 240 verschiedene Eingangs-/Ausgangspunkte oder -flecke haben, die eine externe Kommunikation mit der Mikroprozessorschaltung 230 gestatten. Sowohl die Leistungsebenen, als auch die Flecke erzeugen eine Packungsinduktivität 245.
Über ausreichend lange Zeitperioden wird die Spannung, die am Knoten 285 an die Mikroprozessorschaltung 230 gekoppelt ist, die Referenzspannung von der externen Leistungsversorgung von außerhalb des Chips sein. Jedoch beschränkt über ausreichend kurze Zeitperioden die Packungsinduktivität 245 die Fähigkeit der externen Leistungsversorgung, die Mikroprozessorschaltungsspannung in Abhängigkeit von Änderungen im Mikroprozessorlaststrom zu regeln. Folglich enthält die Mikroprozessorschaltung 230 wenigstens einen Entkopplungskondensator, wie einen parasitären Entkopplungskondensator 202 und expliziten Entkopplungskondensator 204. Jeder Entkopplungskondensator 202 und 204 hat auch einen damit verbundenen Reihenwiderstand, der seine Ansprechzeit beschränkt. Wie unten genauer beschrieben ist, haben die Entkopplungskondensatoren 202 und 204 eine beschränkte Fähigkeit, die Mikroprozessorspannung in Abhängigkeit von sich schnell ändernden Mikroprozessorströmen zu regeln.
Die Mikroprozessorschaltung 230 kann gestaltet werden, so dass sie einen zeitvariablen Strombedarf in Verbindung mit einem Taktführungsflankenstrom 250, Taktabfallflankenstrom 260 und einem Logikstrom 270 hat. Die Taktströme 250 und 270 sind typischerweise periodisch (zyklisch) während eines Normalbetriebs. Jedoch können sich der Taktstrom und der Logikstrom auch abrupt in einer nichtperiodischen Weise ändern, wie während eines Taktstoppereignisses oder eines Kaltstartes. Der Logikstrom kann auch während eines Startens oder anderer Zuständen variieren. Folglich kann die Mikroprozessorschaltung zusätzlich zu zyklischen Variationen beim Strombedarf auch abrupte Zunahmen oder Abnahmen beim Strombedarf haben, die über mehrere Taktzyklen fortdauern.
Die Impedanz vom Induktor 245 beschränkt die Rate, mit welcher die Leistungsversorgung von außerhalb des Chips auf abrupte Änderungen beim Strombedarf reagieren kann. Dies kann mathematisch ausgedrückt werden als: dI/dt = dV/L, wobei dI/dt die Zeitrate der Änderung des Induktorstroms ist, dV die Differenzspannung über dem Induktor 245 zwischen Knoten 285 und 290 ist, und L die Packungsinduktivität ist.
Die 2B ist ein Strommodell 295 der Äquivalenzschaltung von 2A. Die Entkopplungskondensatoren können als ein einziger Äquivalenzkondensator gestaltet sein, der an den Knoten 285 gekoppelt ist und einen Kondensatorstrom Ic erhält. Der Takt und die Logik ziehen einen Gesamtstrom I(Takt + Logik) und können als ein einzelnes Element gestaltet sein, das einen zeitlich variierenden Strom zieht. Die Rate, mit welcher der Induktorstrom I_L variieren kann, wird von der Spannungsdifferenz zwischen der regulierten Spannung und der Spannung am Knoten 285 abhängen. Der APS 180 wird getriggert, um nur dann als eine signifikante Stromsenke zu wirken, wenn die Spannung über eine obere Triggerspannung ansteigt, und wird getriggert, um nur dann als eine signifikante Stromquelle zu wirken, wenn die Spannung am Knoten 285 unter eine untere Triggerspannung abnimmt. Selbst für eine vergleichsweise niedrige Packungsinduktivität, wie 6 pH, wird der Induktor 245 eine zugehörige Ansprechzeit haben, die größer als ungefähr 10 Nanosekunden ist. Folglich kann sich für sehr kurze Zeitintervalle (z. B. 1 Nanosekunde) der Induktorstrom nicht spürbar ändern. Dies kann zu einer Änderung in der Mikroprozessorschaltungsspannung am Knoten 285 in Verbindung mit einem Laden oder Entladen der Äquivalenzentkopplungskondensatoren in Übereinstimmung mit bekannten Stromgesetzen führen, so dass der Gesamtstrom, der in den Knoten 285 von dem Induktor eintritt, durch die anderen Ströme ausgeglichen werden muss, die eintreten in den/abgehen von dem Knoten 285. Wenn zum Beispiel der Chipstrombedarf I(Takt + Logik) plötzlich abfällt, wird der Induktorstrom für kurze Zeitintervalle ungefähr konstant. Folglich. werden sich die Entkopplungskondensatoren aufladen, was die Mikroprozessorschaltungsspannung am Knoten 285 erhöht, bis der Induktor reagieren kann. Alternativ werden sich, wenn der Strombedarf plötzlich ansteigt, die Kondensatoren entladen, was die Mikroprozessorschaltungsspannung am Knoten 285 absenkt, bis der Induktor reagieren kann. Jedoch kann in Abhängigkeit von einer Multizyklusänderung beim Strombedarf von I(Takt + Logik) der Induktor nicht in der Lage sein, ausreichend schnell zu reagieren, um einen unsicheren Spannungszustand zu verhindern, wie einen unsicheren hohen Spannungs- oder unsicheren niedrigen Spannungszustand.
Bei der vorliegenden Erfindung wirkt der APS 180, um die Mikroprozessorspannung daran zu hindern, gewünschte sichere obere und untere Pegel zu überschreiten. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen ist der APS 180 konfiguriert, um als eine ergänzende Stromquelle zu wirken, die nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung am Knoten 285 unter einen unteren Triggerspannungspegel Vdd1 abnimmt, was für eine plötzliche Zunahme beim Strombedarf der Mikroprozessorschaltung Indikativ ist. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen ist der APS 180 auch konfiguriert, um als eine ergänzende Stromsenke zu wirken, die nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung über einen oberen Triggerspannungspegel Vddh ansteigt, der für eine plötzliche Abnahme beim Strombedarf der Mikroprozessorschaltung Indikativ ist.
Einige der Vorteile der vorliegenden Erfindung können unter Bezugnahme auf die 3A–3C verstanden werden. Wie in der 3A dargestellt ist, gibt es eine regulierte Zielspannung 354 Vdd₀ = V0. Es gibt eine sichere Maximalspannung 350 Vmax und eine sichere Minimalspannung 358 Vmin, für welche die integrierte Schaltung gestaltet ist, um zu arbeiten. Die obere Triggerspannung 352, die den APS 180 triggert, um Strom zu senken, entspricht Vdd > Vdd₀ + ΔV1, wobei Vdd₀ + ΔV1 < Vmax. Die untere Triggerspannung 356, die den APS 180 triggert, um Strom einzuspeisen, entspricht Vdd < Vdd₀ – ΔV2, wobei Vdd₀ – ΔV2 > Vmin. Dies führt dazu, dass der APS 180 Strom einspeist oder senkt, wie es erforderlich ist, um einen unsicheren Spannungszustand zu verhindern. Als ein illustratives Beispiel kann, wenn Vdd₀ = 1,0 Volt, Vmax 1,05 Volt sein und kann Vmin 0,95 Volt sein. Die Triggerspannungen sind vorzugsweise so ausgewählt, dass der APS Strom in Abhängigkeit von einer periodischen Taktwelligkeit nicht einspeist oder senkt, wie einer Taktwelligkeit von 0,01 Volt. Die oberen und unteren Triggerspannungen können ferner ausgewählt sein, um eine vergleichsweise hohe Induktorspannung zu erzielen (um die Rate zu optimieren, mit welcher der Induktor Ströme ändert). Da jedoch der APS eine endliche Ansprechzeit hat, um die Spannung zu detektieren und darauf zu reagieren, die über einen Triggerspannungspe gel hinausgeht, ist die obere Triggerspannung vorzugsweise ausreichend unter Vmax, um die Wahrscheinlichkeit eines Überspannungszustandes zu verringern, und ist die untere Triggerspannung vorzugsweise ausreichend über Vmin, um die Wahrscheinlichkeit eines Unterspannungszustandes zu verringern. Als ein Beispiel können ΔV1 und ΔV2 ausgewählt sein, um 0,03 Volt zu sein (entspricht einer oberen Triggerspannung von 1,03 Volt und einer unteren Triggerspannung von 0,97 Volt), so dass es eine Spanne von 0,2 Volt zum Begründen der endlichen Ansprechzeit der APS gibt, um die Betriebsspannung zu detektieren, darauf zu reagieren und sie zu modifizieren.
Unter Bezugnahme auf die 3B illustriert die Graphik 302 eine Stufenzunahme beim Strom gegenüber Zeit durch einen Mikroprozessor, wie es auftreten kann, wenn sich eine Logikschaltung einschaltet. Die Zunahme beim Strombedarf zu einer Anfangszeit t = 0, führt dazu, dass die Betriebsspannung 308 anfänglich abnimmt, wie sich Entkopplungskondensatoren entladen. Wenn die Betriebsspannung auf die untere Triggerspannung abnimmt, führt der APS einen Strom zu, wie durch den schraffierten Bereich 305 angegeben ist, um den Strom 310 zu ergänzen, der von dem Induktor bereitgestellt wird. Da es der Spannung gestattet ist, schnell auf die untere Triggerspannung abzunehmen, bevor der APS 180 zum Quellenstrom getriggert wird, nimmt der Induktorstrom mit nahezu einer maximalen sicheren Rate zu. Dies verbessert die Geschwindigkeit, mit welcher der Induktor reagiert. Zu Illustrationszwecken zeigt eine Vergleichsgraphik 320 (dargestellt als eine gestrichelte Linie), wie der Induktor reagieren würde, wenn ein aktiver Kondensator anstelle einer APS 180 verwenden werden würde. Ein aktiver Kondensator wür de linear auf Änderungen in der Spannung reagieren. Simulationen geben an, dass ein aktiver Kondensator ungefähr zweimal den Schaltungsbereich (zweimal den Kondensatorbereich) benötigen und es erfordern würde, ungefähr zweimal die Gesamtladung zuzuführen, wie ein APS 180 der vorliegenden Erfindung, um eine vergleichbare Spannungsregulierung in Abhängigkeit von einer Multizyklusänderung beim Strombedarf bereitzustellen.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es, dass die Triggerspannungspegel ausgewählt sind, um größer als normale Zyklus-zu-Zyklus-Variationen zu sein, die mit dem Dauertaktbetrieb verbunden sind. Bei der vorliegenden Erfindung wird ein Stromeinspeisen oder -absenken nur in Abhängigkeit von Spannungsänderungen getriggert, die ausreichend groß sind, um eine Multizyklusänderung beim Strombedarf anzugeben, wie eine Änderung im Logikstrom, der von einem Mikroprozessor benötigt wird. Außerdem werden bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Triggerspannungen ausgewählt, um es dem Induktor zu gestatten, eine ausreichende Spannung zu entwikkeln, um zu einer großen Änderungsrate des Induktorstromes zu führen, um den neuen Multizyklusstrompegel in einer optimalen Anzahl von Zyklen zu erreichen, ohne sichere Betriebsspannungen für die Mikroprozessorschaltung zu übersteigen.
Die 3C ist ein Graph, der eine Simulation darstellt, die die Effekte von Resonanz, zyklischen Takten und eine Änderung im Logikstrom enthält. Wie im Abschnitt 360 dargestellt ist, wird die Spannung auf dem Chip eine gewisse normale Spannungswelligkeit haben, die mit den Takten während des Normalbetriebs zusammenhängt. Zum Beispiel kann in einem Mikroprozessor mit einer nominalen Betriebsspannung von ungefähr 1,0 Volt die Welligkeit 10 mV Schwingungen bei jedem Taktzyklus entsprechen. Ein Störungsereignis 365, wie eine Änderung im Logikstrom kann auftreten. Die Grafik 380 stellt die Spannung auf den Chip ohne APS 180 dar. Für diesen Fall kann die Spannung über viele Taktzyklen oszillieren und sichere Betriebspegel überschreiten. Die Grafik 370 stellt die Spannung auf dem Chip mit aktiver APS 180 dar. Mit aktiver APS 180 wird ein Stromeinspeisen getriggert, wenn der Spannungspegel unter den unteren Triggerpegel abnimmt. Umgekehrt wird ein Stromsenken getriggert, wenn der Spannungspegel den oberen Triggerpegel übersteigt. Folglich bleibt die Spannung in Abhängigkeit von Änderungen beim Strombedarf innerhalb sicherer Betriebspegel.
Es ist wünschenswert, dass der APS 180 als eine kompakte Schaltung implementiert ist, die mit einem herkömmlichen Fabrikationsprozess integrierter Schaltungen kompatibel ist, so dass eine oder mehrere APSs 180 auf einem Mikroprozessor integriert sein können. Außerdem ist es wünschenswert, dass der APS 180 eine ausreichend schnelle Ansprechzeit hat, dass er verwendet werden kann, um die Spannung in Hochgeschwindigkeitsmikroprozessoren zu regeln.
Die 4–11 beschreiben ein kompaktes APS-Ausführungsbeispiel zur Verwendung in Hochgeschwindigkeitsmikroprozessoren. Die 4 stellt ein Funktionsblockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines aktiven Leistungsstabilisierers 480 dar. Der APS 480 enthält einen Schwellenwertsensor 410 zum Erfassen der Mikroprozessorschaltungsspannung Vdd und zum Erzeugen eines Schwellenwertsignals 415, eine Steuersignalschaltung 420, die das Schwellenwertsignal 415 empfängt und Steuersignale 427 erzeugt, die für einen Stromquellenzustand, wenn Strom eingespeist werden muss, oder einen Stromsenkenzustand Indikativ sind, wenn Strom abgesenkt werden muss; eine bidirektionale Stromquelle 450, die ein geschaltetes Kondensatornetzwerk enthält, das Kondensatoren und Schalter hat, die konfiguriert sind, um Kondensatoren in Abhängigkeit von einem Stromquellensteuersignal in Reihe zu schalten, um als eine Stromquelle zu wirken, und um Kondensatoren in Abgängigkeit von einem Stromsenkensteuersignal parallel zu schalten, um als eine Stromsenke zu wirken; und eine Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440, die an die Stromquelle 450 und Steuerschaltung 420 gekoppelt ist, konfiguriert zum Zurückstellen/Aufrechterhalten der Kondensatoren in der bidirektionalen Stromquelle 450 auf einer Dauerzustandsspannung, wenn die Stromquelle nicht Strom einspeist oder senkt. Die Aufrechterhaltungssteuerschaltung stellt die Kondensatoren vorzugsweise auf die Bereitschaftsspannung mit einer ausreichend langsamen Rate zurück, so dass die bidirektionale Stromquelle während des Aufrechterhaltungszustandes keine signifikante Stromquelle/-senke ist.
Bei einem der Ausführungsbeispiele hat die bidirektionale Stromquelle 450 eine Brückenschaltung 500, die Kondensatoren und Schalter enthält, die in einer Brückentopologie angeordnet sind, wie in der 5 dargestellt ist. Ein Hochspannungsknoten 508 und ein Erdungsknoten 506 können an das Leistungsgitter einer integrierten Schaltung gekoppelt sein, um Strom einzuspeisen oder zu senken. Ein erster Arm 590 der Brücke zwischen den Knoten 502 und 508 enthält einen ersten Kondensator 510. Ein zweiter Arm 592 zwischen den Knoten 508 und 504 enthält Schalter 540a und 540b. Ein dritter Arm 594 zwischen den Knoten 504 und 506 enthält einen zweiten Kondensator 520. Ein vierter Arm 596 zwischen den Knoten 506 und 502 enthält Schalter 530a und 530b. Ein Brükkenzentrumsabschnitt 598 zwischen den Knoten 502 und 504 enthält ein Paar von Schaltern 550a, 550b, 560a, 560b, die gleichmäßig arbeiten. Jede Anordnung von Schaltern 530, 540, 550 und 560 enthält vorzugsweise eine Mehrzahl von Schaltern, um es den Schaltern zu gestatten, entweder als ein Hochleitungsschalter oder als ein Hochwiderstandsschalter betrieben zu werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel können die Aufrechterhaltungsschalter 530b, 540b, 550b und 560b selektiv eingeschaltet werden, um als Widerstandselemente eines Spannungsteilers zu wirken, um die Spannung über den Kondensatoren auf einen gewünschten Pegel zurückzustellen. Zusätzlich kann der Widerstand ausgewählt werden, um die Spannung über einer Zeitskala zurückzustellen, die dermaßen ausreichend lang ist, dass, wenn die Spannung zurückgestellt wird, der APS keine signifikante Stromquelle oder -senke bezüglich der Mikroprozessorschaltung ist. Als ein Beispiel hat unter der Annahme, dass jeder kombinierte Schalter 530, 540, 550, 560, dieselbe Gesamtanzahl von "Fingern" hat, ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel 20 % der Finger von kombinierten Schaltern 530 und 540, die als Aufrechterhaltungsschalter 530b und 540b verwendet werden, während 60 % der Finger von kombinierten Schaltern 550 und 560 verwendet werden, um Aufrechterhaltungsschalter 550b und 560b zu bilden. Bei einem Ausführungsbeispiel wird, wobei alle Aufrechterhaltungsschalter 530b, 540b, 550b, 560b eingeschaltet sind, ein Spannungsteiler gebildet, der 80 % der Gesamtspannung von Vdd zur Erde über jedem Kondensator 510, 520 platziert.
Die Brücke 500 kann als eine Stromsenke konfiguriert sein, die Kondensatoren hat, die parallel gekoppelt sind, indem der Schalter in dem zweiten Arm und vierten Arm eingeschaltet ist, wobei der geschaltete Brückenabschnitt ausgeschaltet ist. Umgekehrt kann die Brücke als eine Stromquelle konfiguriert sein, die Kondensatoren hat, die in Reihe geschaltet sind, indem der Schalter in dem Brückenabschnitt eingeschaltet ist und der Schalter in dem zweiten Arm und dem vierten Arm ausgeschaltet ist. In einem Aufrechterhaltungszustand werden die Spannungspegel an den Knoten 502 und 504 auf einen Gleichgewichtsspannungswert zurückgebracht unter Verwendung eines Shuntspannungsteilers, der durch Einschalten von ausgewählten "m" Transistoren 530b, 540b, 550b, 560b gebildet ist. In einem freien oder Ruhezustand (nicht gezeigt) können die Schalter in dem zweiten Arm, vierten Arm und der Brücke in einem Aus-Zustand gelassen werden, was zu einem Schweben bei der Spannung an den Knoten 502 und 504 führt.
Die 6 illustriert ein Schema eines Ausführungsbeispiels der Aufrechterhaltungsteuerschaltung 440 gemäß der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen von Steuersignalen a1m, a2m, b1m und b2m. Die Aufrechterhaltungsteuerschaltung 440 enthält ein erstes XNOR-Gate 1110, ein zweites XNOR-Gate 1120, einen ersten Inverter 1130, einen zweiten Inverter 1140, einen dritten Inverter 1114 und ein UND-Gate 1112. Das erste XNOR-Gate 1110 ist konfiguriert, um m1 von der Steuersignalschaltung 420 zu empfangen, und um eine Ausgabe von dem UND-Gate 1112 zu empfangen. Das zweite XNOR-Gate 1120 ist konfiguriert, um m2 von der Steuersignalschaltung 420 zu empfangen, und um die Ausgabe vom UND-Gate 1112 zu empfangen. Das UND-Gate 1112 empfängt ml, ein invertiertes m2 über den dritten Inverter 1114 und Ein vom Freigabesignal 423. Das Produkt des UND-Gates 112 wird den ersten und zweiten XNOR-Gates 1110 und 1120 bereitgestellt, wie oben angeben ist. Das Ergebnis des ersten XNOR-Gates 1110 wird als b1m ausgegeben und wird durch den ersten Inverter 1130 invertiert, um als a2m ausgegeben zu werden. Das Ergebnis des zweiten XNOR-Gates 1120 wird als a1m ausgegeben und wird durch den zweiten Inverter 1140 invertiert, um als b2m ausgegeben zu werden.
Die 7 illustriert eine exemplarische Wahrheitstabelle, die illustrative Logiksignale und Betriebszustände der Schaltung darstellt. Es ist zu verstehen, dass die Logiktabelle für die dargestellten Schaltungen exemplarisch ist, und dass andere Schaltungen mit unterschiedlichen Logikimplementierungen verwendet werden können, um einen APS 480 zu bilden.
Bei einem Ausführungsbeispiel gibt ein Freigabesignal an, ob der APS 480 arbeiten sollte, um die Leistung zu regulieren; Ein gibt an, ob die Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440 einen Aufrechterhaltungszustand oder einen Ruhezustand einnehmen sollte. Durch Schalten des APSs 480 zum Ruhezustand kann eine Leistungseinsparung realisiert werden, jedoch kann der APS 480 in dem Aufrechterhaltungszustand ohne Nachteil auf seinen Betrieb indefinit bleiben.
Für eine Hochgeschwindigkeitsmikroprozessorschaltung ist eine empfindliche, vergleichsweise schnelle Sensorschaltung 410 zum Detektieren von Spannungsänderungen, die eine Aktion erfordern, zusammen mit einer ausreichend schnellen Steuersignalschaltung 420 wünschenswert. Die 8 ist ein Blockdiagramm, das Schwellenwertsensoren 410 darstellt, die an eine Steuersignalschaltung 420 gekoppelt sind, um die Aktion der bidirektionalen Stromquelle 450 zu regeln. Illustrative Steuersignale 415, 425, 427 und 445 sowie das Freigabesignal 423 sind in der 8 dargestellt. Ein Schwellenwertsignal 415 enthält ein "V+"-Signal, das angibt, ob Vdd über einem oberen Schwellenwert ist, und enthält "V–"-Signal, das angibt, ob Vdd unter einem unteren Schwellenwert ist. Das erste Steuersignal 425 enthält zwei Signale m1 und m2, die als Statusbits wirken und den Betrieb der Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440 steuern. Das zweite Steuersignal 427 enthält a1-, a2-, b1- und b2-Signale, die jeweils den Betrieb und die Konfiguration der Stromquelle 450 steuern. Ähnlich enthält das Aufrechterhaltungssteuersignal 445 a1m, a2m, b1m und b2m, die die Aufrechterhaltungsschaltung in der Stromquelle 450 steuern.
Die 9a–9d stellen ein Ausführungsbeispiel der Schwellenwertsensoren 410 dar. Wie oben erörtert wurde, überwachen und vergleichen die Schwellenwertsensoren 410 Vdd gegenüber dem Schwellenwert 352 und dem Schwellenwert 356. Die Schwellenwertsensoren 410 sind konfiguriert, um ein Schwellenwertsignal 415 auszugeben, das aus V+ und V– besteht. Wie in der 9a dargestellt ist, bestehen die Schwellenwertsensoren aus zwei "Stromspiegel"-Differenzialverstärkern 910, 920.
Der erste Differenzialverstärker 910 ist ein P-Typ-Verstärker und wird verwendet, um zu bestimmen, ob Vdd unter dem Schwellenwert 356 Vdd₀ – ΔV2 ist. Um den Vergleich einzurichten, wird Vdd zuerst durch eine Störungserfassungs-Abzweigschaltung oder -Leiterschaltung 930 hindurchgeführt.
Die 9b stellt ein, Ausführungsbeispiel der Störungserfassungsabzweigschaltung 930 dar. Die Abzweigschaltung 930 ist ein Widerstandsspannungsteiler, der konfiguriert ist, um V_inst(hoch) 932, V_mittel 934 und V_inst(niedrig) 936 zu erzeugen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist V_inst(hoch) 932 ungefähr 15 mV über Vdd/2 für eine 1 V Vdd_s, ist V_inst(niedrig) 936 ungefähr 15 mV unter Vdd/2 und ist V_mittel 934 ungefähr gleich der Hälfte von Vdd.
Unter Bezugnahme auf die 9d wird V_mittel 934 durch einen Tiefpassfilter 950 hindurchgeführt, um V_mittel(gefiltert) 942 zu erzeugen, was sich 0,5 Vdd_s annähert. Der Tiefpassfilter ist konfiguriert, um Spannungs- und Stromtransienten zu entfernen, was eine stabile Spannung übrig lässt, die 1/2 Spannung am Knoten 920 ist, wie sie von der externen Leistungsversorgung und dem Regulator 210 zugeführt wird. Vmittel (gefiltert) 920 wird auch von einem Referenzwiderstandsspannungsteiler 940 verwendet, um V_ref(hoch) 944 und V_ref(niedrig) 946 zu erzeugen. Dieser Spannungsteiler ist in der 9c dargestellt. Bei einem Ausführungsbeispiel ist V_ref(hoch) 944 ungefähr 2/3 Vdd_s und ist V_ref(niedrig) 946 ungefähr 1/3 Vdd_s.
V_mittel(gefiltert) 942, V_inst(oben) 932 und V_ref(hoch) 944 werden an erste Differenzialverstärker 910 bereitgestellt, um V_inst(hoch) 932 mit V_mittel(gefiltert) 942 zu vergleichen. Da der erste Differenzialverstärker 910 konfiguriert ist, um ein P-Type-Verstärker zu sein, erzeugt er einen Wert von "0" für V+, wenn V_inst(hoch) 932 größer als Vmittel (gefiltert) 942 ist und gibt einen Wert von "1" aus, wenn V_inst(hoch) 932 geringer als Vmittel (gefiltert) 942 ist.
Der zweite Differenzialverstärker 920 ist ein N-Typ-Verstärker, der in einer komplementären Weise bezüglich des ersten Differenzialverstärkers 910 verwendet wird, um zu bestimmen, ob Vdd über Vdd₀ + ΔV1-Schwellenwert 352 ist. V_mit _el(gefiltert) 942, V_inst(niedrig) 936 und V_ref(niedrig) 946 werden an den zweiten Differenzialverstärker 920 bereitgestellt, um V_inst(niedrig) 936 mit Vmittel (gefiltert) 942 zu vergleichen. Der zweite Differenzialverstärker 920 ist konfiguriert, um ein N-Typ-Verstärker zu sein, und erzeugt einen Wert von "0" für V-, wenn V_inst(niedrig) 936 größer als V_mittel(gefiltert) 942 ist, und gibt einen wert von "1" aus, wenn V_inst(niedrig) 936 geringer als Vmittel (gefiltert) 942 ist.
Die 10 ist ein Schema einer Steuersignalschaltung 420 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Steuersignalschaltung 420 enthält zwei Inverterverstärkungsketten 1010, 1020. Die Verstärkungsketten 1010, 1020 sind in einer herkömmlichen Weise aus herkömmlichen Invertern gebildet. Die Ausgabe von den Differenzialverstärkern 910, 920 in Schwellenwertsensoren 410 erzeugt nicht viel Stromverstärkung. Um die Anschaltzeit von kombinierten Schaltern 530, 540, 550, 560 zu verringern, ist ein höheres Stromsignal erforderlich. Die Verstärkungsketten 1110,1120 sorgen für die höheren Stromsignale.
Die erste Verstärkungskette 1010 empfängt und verarbeitet das "V–"-Signal vom zweiten Differenzialverstärker 920. V– wird durch eine Mehrzahl von Invertern hindurchgeführt, um schnell eine hohe Stromverstärkung zu entwickeln, um die Regelschalter 530a und 540a über Steuersignale b1 und a2 zu betreiben. Die Signale b1 und a2 sind konfiguriert, um von verschiedenen Inverterstufen in der ersten Verstärkungskette 1010 gezogen zu werden, so dass b1 immer im Wert entgegengesetzt zu a2 ist. Jedoch ist, wie oben angegeben ist, der Schalter 540a von einer N-FET-Gestaltung und ist der Schalter 530a von einer P-FET-Gestaltung, wodurch b1 und a2 effektiv dieselbe Information tragen, die für ihren zugehörigen Schalter ausgelegt ist.
Ähnlich empfängt und verarbeitet die zweite Verstärkungskette 1020 das "V+"-Signal von dem ersten Differenzialverstärker 910. V+ wird durch eine Mehrzahl von Invertern hindurchgeführt, um schnell eine hohe Stromverstärkung zu entwickeln, um die Regelschalter 550a und 560a über Steuersignale b2 und a1 zu betreiben. Die Signale b2 und a1 sind konfiguriert, um von verschiedenen Inverterstufen in der zweiten Verstärkungskette 1020 gezogen zu werden, so dass b2 im Wert immer entgegengesetzt zu a1 ist. Jedoch ist, wie oben angegeben ist, der Schalter 550a von einer N-FET-Gestaltung und ist der Schalter 560a von einer P-FET-Gestaltung, wodurch b2 und a1 effektiv dieselbe Information tragen, die für ihren zugeordneten Schalter ausgelegt ist.
Beide Verstärkungsketten 1010 und 1020 enthalten auch eine Freigabeschaltung, um den APS 480 erforderlichenfalls zu sperren. Wie dargestellt ist, empfängt die Freigabeschaltung En 1035 und En 1040. En 1040 ist ein Aktiv-hoch-Freigabesignal, das von Ea erhalten wird, und En 1035 ist sein Komplement. Wenn der APS 480 gesperrt ist (Ea = "0"), dann ist die erste Verstärkungskette 1010 konfiguriert, um a2 mit einem Wert von "1" und b1 mit einem Wert von "0" auszugeben, was effektiv beide Schalter 530a und 540a ausschaltet. Ähnlich ist, wenn der APS 480 gesperrt ist, die zweite Verstärkungskette 1020 konfiguriert, um b2 mit einem Wert von "0" und a1 mit Wert von "1" auszugeben, was effektiv beide Schalter 550a und 560a ausschaltet.
Die erste Verstärkungskette 1010 erzeugt auch ml zur Signalaufrechterhaltungssteuerschaltung 440. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel hält m1 unter der Annahme denselben wert wie V–, dass der APS 480 freigegeben ist. Wenn der APS 480 nicht freigegeben ist, dann hat m1 den Wert von "1", ungeachtet des Wertes von V+. Ähnlich erzeugt die Verstärkungskette 1020 m2, um denselben Wert wie V+ zu halten, wenn nicht der APS 480 gesperrt ist, an welchem Punkt m2 den Wert von "0" hat.
Es ist zu verstehen, dass die Gestaltung von APS 180 für eine bestimmte Anwendung von vielen Faktoren abhängen wird Insbesondere die Ansprech-Einschalt-/Ausschalt-Charakteristika von APS 180 können durch Variieren von Parametern ausgewählt werden, die mit den Schwellenwertsensoren 410 und der Steuersignalschaltung zusammenhängen. Bei einigen Anwendungen ist es wünschenswert, dass der APS in der Lage ist, sich innerhalb weniger Zyklen des Erfassens einer Spannung einzuschalten, die einen Triggerpegel übersteigt. Die Abschaltabhängigkeit zum Detektieren der unter den Triggerpegel zurückkehrenden Spannung kann identisch zu der Einschaltabhängigkeit sein, obwohl zu verstehen ist, dass die Einschalt-/Ausschalt-Abhängigkeit asymmetrisch sein kann. Zum Beispiel kann bei einigen Ausführungsbeispielen die Einschalt-Abhängigkeit schneller als die Ausschalt-Abhängigkeit sein. Die Hoch- und Niedrig-Triggerspannungen Vdd₀ + ΔV1 352 und Vdd₀ – ΔV2 356, für welche ein Stromeinspeisen und -senken aktiviert sind, können aus Computersimulationen aus gewählt werden, wie durch Bestimmen von maximalen Spannungsbereichen, die wahrscheinlich für wahrscheinliche Variationen bei Mikroprozessorstrombedürfnissen auftreten, und Bestimmen von Triggerspannungen für spezielle APS-Implementierungen, die ausreichend bald einschalten, nachdem die Triggerspannung detektiert wurde, und welche ausreichend Strom einspeisen/senken, um unsichere Spannungszustände zu verhindern.
Zusammenfassend beschränkt bei einer gepackten integrierten Schaltung die Packungsinduktivität die Rate, mit welcher ein Strom von außerhalb des Chips in Abhängigkeit von einer Änderung beim Strombedarf der integrierten Schaltung auf dem Chip variiert werden kann. Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungsregulatorschaltung auf dem Chip zum Regulieren von Multizyklusspannungsfluktuationen einer integrierten Schaltung in Verbindung mit Änderungen beim Strombedarf der integrierten Schaltung. Der Spannungsregulator speist Strom ein, um einen Unterspannungszustand zu verhindern, und senkt Strom, um einen Überspannungszustand zu verhindern.
Die Erfindung ist exemplarisch in Formen einiger spezifischer Ausführungsbeispiele dargestellt. Ein Fachmann wird erkennen, dass verschiedene alternative Beispiele existieren können, um die Stromquelle und Aufrecherhaltungsschaltung der vorliegenden Erfindung zu steuern. Ferner wird ein Fachmann erkennen, dass verschiedene Topologien existieren können, um die Stromquelle und Aufrechterhaltungsschaltung zu bilden. Es ist nicht beabsichtigt, dass die Erfindung auf die hierin erörterten Ausführungsbeispiele beschränkt ist, sondern sie soll statt dessen durch die folgenden Ansprüche definiert sein.

Claims

Spannungsregulator zum Regulieren der Spannung einer integrierten Schaltung, enthaltend: eine Brückenschaltung, die wenigstens zwei Kondensatoren und Schalter zum Koppeln der wenigstens zwei Kondensatoren zwischen einen Hochspannungsknoten und einen Niederspannungsknoten eines Leistungsgitters der integrierten Schaltung hat; einen Sensor zum Detektieren einer Betriebsspannung der integrierten Schaltung; eine Steuerschaltung, die konfiguriert ist, um die wenigstens zwei Kondensatoren in Abhängigkeit von der über einer oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer parallelen Konfiguration zu schalten, um Strom zu senken, um die Kondensatoren in Abhängigkeit von der unter einer unteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer seriellen Konfiguration zu schalten, um Strom einzuspeisen, und um die Kondensatoren in Abhängigkeit von der zwischen der unteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer Spannungsteilerkonfiguration zu schalten, um die Kondensatoren auf eine ausgewählte Spannung zurückzustellen.
Spannungsregulator nach Anspruch 1, wobei der Sensor eine Abzweigschaltung und Differenzialverstärker enthält.
Spannungsregulator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerschaltung Verstärkungsketteninverter und eine Aufrechterhaltungsschaltung enthält.
Spannungsregulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Brückenschaltung enthält: einen ersten Kondensator, der in einem ersten Arm angeordnet ist; einen ersten Satz von Schaltern, der in einem zweiten Arm angeordnet ist; einen zweiten Kondensator, der in einem dritten Arm angeordnet ist; einen zweiten Satz von Schaltern, der in einem vierten Arm angeordnet ist; und einen dritten Satz von Schaltern, der in einem Brückenabschnitt angeordnet ist; welcher erste Arm einen Hochspannungsknoten mit einem ersten Zwischenknoten koppelt; welcher vierte Arm den ersten Zwischenknoten mit einem Niederspannungsknoten koppelt, welcher zweite Arm den Hochspannungsknoten mit einem zweiten Zwischenknoten koppelt, welcher dritte Arm den zweiten Zwischenknoten mit dem Niederspannungsknoten koppelt, und welcher Brückenabschnitt den ersten Zwischenknoten mit dem zweiten Zwischenknoten koppelt; welche Steuerung die Schalter in dem Brückenabschnitt selektiv einschaltet, um die ersten und zweiten Kondensatoren in Reihe zu schalten; welche Steuerung die Sätze von Schaltern in den zweiten und vierten Armen selektiv einschaltet, um die Kondensatoren parallel zu schalten; und welche Steuerung einen ersten Untersatz des Satzes von Schaltern in der Brückenschaltung einschaltet, um in einem Aufrechterhaltungszustand einen Spannungsteiler zum Zurückstellen der Spannung der Kondensatoren auf eine vorgegebene Spannung bildet.
Spannungsregulator zum Regulieren der Spannung einer integrierten Schaltung, enthaltend: eine Brückenschaltung, die einen ersten Arm mit einem ersten Kondensator, einen zweiten Arm mit einer Mehrzahl von Schaltern, einen dritten Arm mit einem zweiten Kondensator, einen vierten Arm mit einer zweiten Mehrzahl von Schaltern und einen Brückenabschnitt mit einer dritten Mehrzahl von Schaltern enthält; welche Brückenschaltung die Kondensatoren zwischen einen Hochspannungsknoten und einen Niederspannungsknoten eines Leistungsgitters der integrierten Schaltung koppelt; einen Sensor zum Detektieren einer Betriebsspannung der integrierten Schaltung; eine Steuerschaltung, die konfiguriert ist, um die ersten und zweiten Kondensatoren in Abhängigkeit von der über einer oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer parallelen Konfiguration zu schalten, um Strom zu senken, um die ersten und zweiten Kondensatoren in Abhängigkeit von der unter einer unteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer seriellen Konfiguration zu schalten, um Strom einzuspeisen, und um die Kondensatoren in Abhängigkeit von der zwischen der unteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer Spannungsteilerkonfiguration zu schalten, um die Kondensatoren auf eine ausgewählte Spannung zurückzustellen.
Spannungsregulator für eine integrierte Schaltung, enthaltend: Einrichtungen zum Erfassen einer Betriebsspannung der integrierten Schaltung; Einrichtungen zum Senken von Strom in Abhängigkeit von der eine obere Triggerspannung übersteigenden Betriebsspannung; und Einrichtungen zum Einspeisen von Strom in Abhängigkeit von der eine untere Triggerspannung unterschreitenden Betriebsspannung.
Verfahren zum Verwenden einer Brückenschaltung, die wenigstens zwei Kondensatoren, die in zwei Armen der Brückenschaltung angeordnet sind, und Schalter hat, die in den anderen Armen der Brückenschaltung und in einem Brückenzentrumsabschnitt angeordnet sind, um die Betriebsspannung einer integrierten Schaltung mit einer gewünschten Zielbetriebsspannung zu regulieren, welches Verfahren enthält: Schalten der Kondensatoren in Reihe über einen Hochleitungspfad, um in Abhängigkeit von der unter einer unteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannung Strom an die integrierte Schaltung einzuspeisen; Parallelschalten der Kondensatoren über einen Hochleitungspfad, um in Abhängigkeit von der über einer oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung Strom von der integrierten Schaltung zu senken; und Koppeln jedes Kondensators an einen Spannungsteiler, um in Abhängigkeit von der zwischen der unteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung die Spannung der Kondensatoren auf eine vorgegebene Spannung zurückzustellen, die niedriger als die Zielspannung ist.