DE10150472B4

DE10150472B4 - Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung mit Verstärker mit variabler Verstärkung

Info

Publication number: DE10150472B4
Application number: DE10150472.1A
Authority: DE
Inventors: Tsuyoshi Moribe; Kazuyoshi Arimura; Susumu Kato
Original assignee: Cypress Semiconductor Corp
Current assignee: Cypress Semiconductor Corp
Priority date: 2000-12-19
Filing date: 2001-10-16
Publication date: 2017-12-28
Anticipated expiration: 2021-10-17
Also published as: US20020074560A1; JP4287039B2; US6727771B2; JP2002185547A; DE10150472A1

Abstract

Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (200), umfassend: einen Orthogonalmodulator (10) zum Erzeugen eines Modulationssignals, bei der der Orthogonalmodulator eine Phasenschieberschaltung (13) enthält; einen automatischen Verstärkungscontroller (6, 7), der mit dem Orthogonalmodulator verbunden ist, zum Verstärken des Modulationssignals, um ein verstärktes Modulationssignal (OUT) zu erzeugen; eine erste Verstärkungseinstellschaltung (11), die mit der Phasenschieberschaltung (13) verbunden ist, um ein Schieberverstärkungssteuersignal (Vshift) zu erzeugen, zum Einstellen einer Verstärkung der Phasenschieberschaltung (13) gemäß einem Steuersignal (Vcnt); und eine zweite Verstärkungseinstellschaltung (12), die mit dem automatischen Verstärkungscontroller (6, 7) verbunden ist, um ein AGC-Steuersignal (Vagc) zu erzeugen, zum Einstellen der Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers (6, 7) gemäß dem Steuersignal (Vcnt), wobei die ersten und zweiten Verstärkungseinstellschaltungen (11, 12) die Verstärkungen der Phasenschieberschaltung (13) und des automatischen Verstärkungscontrollers (6, 7) auf kooperative Weise gemäß demselben Steuersignal (Vcnt) verringern oder erhöhen, wenn das verstärkte Modulationssignal (OUT) erzeugt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtungen mit Verstärkern mit variabler Verstärkung, und im besonderen integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtungen, die automatische Verstärkungscontroller und Orthogonalmodulatoren enthalten.
Aus der DE 693 23 649 ist ein digitaler Quadraturmodulator bekannt, der über einen Orthogonalmodulator zum Erzeugen eines Modulationssignals verfügt, wobei der Orthogonalmodulator eine mit ihm zusammenwirkende Phasenschieberschaltung enthält.
Um den Energieverbrauch zu verringern und die Kommunikationsqualität in einer mobilen Kommunikationsvorrichtung wie etwa einem Funktelefon zu verbessern, muss ein Übertragungsabschnitt der Kommunikationsvorrichtung mit einem verbesserten Orthogonalmodulator versehen sein.
1 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 50 nach Stand der Technik, die einen automatischen Verstärkungscontroller [auto gain controller (AGC)] 6 und einen Orthogonalmodulator 1 enthält. Der Orthogonalmodulator 1 hat eine Phasenschieberschaltung 2, erste und zweite Modulationsmischerschaltungen 3, 4 und einen Addierer 5.
Die Phasenschieberschaltung 2 empfängt komplementäre Eingangssignale LOin, die eine vorbestimmte Frequenz haben. Die Phasenschieberschaltung 2 verschiebt die Phase von jedem Eingangssignal LOin um positive oder negative 90 Grad, um erste und zweite Trägersignale zu erzeugen. Die Phase des ersten Trägersignals ist somit von der Phase des zweiten Trägersignals um 180 Grad versetzt.
Die erste Modulationsmischerschaltung 3 empfängt das erste Trägersignal und Basisbandsignale Q, XQ. Die zweite Modulationsmischerschaltung 4 empfängt das zweite Trägersignal und Basisbandsignale I, XI.
Die erste Modulationsmischerschaltung 3 multipliziert das erste Trägersignal mit den Basisbandsignalen Q, XQ, um ein Modulationssignal zu erzeugen. Das Modulationssignal wird dem Addierer 5 zugeführt. Die zweite Modulationsmischerschaltung 4 multipliziert das zweite Trägersignal mit den Basisbandsignalen I, XI, um ein Modulationssignal zu erzeugen. Das Modulationssignal wird auch dem Addierer 5 zugeführt.
Der Addierer 5 addiert die Modulationssignale der ersten und zweiten Modulationsmischerschaltungen 3, 4, um ein Summensignal RFout zu erzeugen. Der Addierer 5 sendet das Summensignal RFout dann zu dem AGC 6.
Der AGC 6 enthält eine automatische Verstärkungssteuerschaltung (AGC-Schaltung) 7 und eine Verstärkungseinstellschaltung (CNT-Schaltung) 8. Das Summensignal RFout wird zu der AGC-Schaltung 7 gesendet.
Die CNT-Schaltung 8 erzeugt ein AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc gemäß einem Hauptsteuersignal Vcnt und sendet das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc zu der AGC-Schaltung 7.
Die Verstärkung G1 der Phasenschieberschaltung 2 bleibt ungeachtet des AGC-Verstärkungssteuersignals Vagc (des Hauptsteuersignals Vcnt) konstant, wie in 3 gezeigt. Im Gegensatz dazu verändert sich die Verstärkung G2 der AGC-Schaltung 7 in Bezug auf das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc. Somit verändert sich die Gesamtverstärkung G3 des Orthogonalmodulators 1 und des AGC 6 in Bezug auf das Hauptsteuersignal Vcnt. Daher sind in dem Graph von 3 die Linie, die die Gesamtverstärkung G3 darstellt, und die Linie, die die Verstärkung G2 des AGC 6 darstellt, mit gleichen Gradienten geneigt.
Die AGC-Schaltung 7 erzeugt ein Ausgangssignal OUT entsprechend dem Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt. Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt von Vcnt1 auf Vcnt2 verändert wird, wie in 2 gezeigt, verringert sich der Ausgangspegel Pout des Ausgangssignals OUT von einem Maximalwert Pmax auf einen Minimalwert Pmin. Mit anderen Worten, der Ausgangspegel Pout wird bezüglich des Pegels des Hauptsteuersignals Vcnt eingestellt.
In der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 50 enthält das Ausgangssignal OUT ständig eine Ausgangsfrequenzkomponente der Phasenschieberschaltung 2 als Trägerrest CL. Falls zum Beispiel die Verstärkung der AGC-Schaltung 7 verringert wird, wie in 2 gezeigt, wird der Trägerrest CL zusammen mit dem Ausgangspegel Pout abgeschwächt. Wenn der Ausgangspegel Pout jedoch hin auf den minimalen Pegel Pmin verringert wird, wird die Verringerungsrate des Trägerrestes CL kleiner als jene des Ausgangspegels Pout. Mit anderen Worten, wenn sich der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt hin auf den Pegel Vcnt2 verringert, wird der Abstand zwischen der Kurve, die den Trägerrest CL darstellt, und der Kurve, die den Ausgangspegel Pout darstellt, kleiner.
Wenn der Ausgangspegel Pout der maximale Pegel Pmax ist, beträgt die Pegeldifferenz zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL ΔCLa, wie in 2 gezeigt. Wenn der Ausgangspegel Pout der minimale Pegel Pmin ist, beträgt die Pegeldifferenz zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL ΔCLb. Die Pegeldifferenz ΔCLb ist kleiner als die Pegeldifferenz ΔCLa. Mit anderen Worten, der Pegel der Ausgangsfrequenzkomponente (der Trägerrestkomponente) der Phasenschieberschaltung 2 wird konstant, bevor der Ausgangspegel Pout den minimalen Pegel Pmin erreicht.
Daher werden die Trägerrestcharakteristiken der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 50 verändert, falls sich der Ausgangspegel Pout gemäß dem Hauptsteuersignal Vcnt hin auf den minimalen Pegel Pmin verkleinert.
Demzufolge ist es eine Überlegung der vorliegenden Erfindung, einen Orthogonalmodulator vorzusehen, der Trägerrestcharakteristiken ungeachtet der Abschwächung eines Ausgangssignalpegels beibehält.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung vorgesehen, die einen Orthogonalmodulator zum Erzeugen eines Modulationssignals enthält. Der Orthogonalmodulator enthält eine Phasenschieberschaltung. Ein automatischer Verstärkungscontroller ist mit dem Orthogonalmodulator verbunden, zum Verstärken des Modulationssignals, um ein verstärktes Modulationssignal zu erzeugen. Eine Verstärkungseinstellschaltung stellt eine Verstärkung der Phasenschieberschaltung gemäß einem Steuersignal ein.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung vorgesehen, die eine Phasenschieberschaltung zum Empfangen einer Vielzahl von komplementären Eingangssignalen enthält, die eine vorbestimmte Frequenz haben, und zum Verschieben einer Phase von jedem komplementären Eingangssignal, um erste und zweite Trägersignale zu erzeugen. Eine erste Modulationsmischerschaltung ist mit der Phasenschieberschaltung verbunden, um das erste Trägersignal mit einem ersten Basisbandsignal zu multiplizieren und ein erstes Modulationssignal zu erzeugen. Eine zweite Modulationsmischerschaltung ist mit der Phasenschieberschaltung verbunden, um das zweite Trägersignal mit einem zweiten Basisbandsignal zu multiplizieren und ein zweites Modulationssignal zu erzeugen. Ein Addierer ist mit den ersten und zweiten Modulationsmischerschaltungen verbunden, um die ersten und zweiten Modulationssignale zu addieren und ein Summensignal zu erzeugen. Eine erste Verstärkungseinstellschaltung ist mit der Phasenschieberschaltung verbunden, um die Amplitude von jedem Trägersignal der Phasenschieberschaltung gemäß einem Steuersignal zu steuern. Ein automatischer Verstärkungscontroller ist mit dem Addierer verbunden, um ein verstärktes Modulationssignal aus dem Summensignal zu erzeugen. Eine zweite Verstärkungseinstellschaltung ist mit dem automatischen Verstärkungscontroller verbunden, um eine Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers gemäß dem Steuersignal zu steuern.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung vorgesehen, die einen Analog/Digital-Konverter zum Konvertieren eines analogen Steuersignals in ein digitales Steuersignal enthält. Erste und zweite Phasenschieberschaltungen sind mit dem Analog/Digital-Konverter verbunden, um das digitale Steuersignal und ein komplementäres Eingangssignal zu empfangen, das eine vorbestimmte Frequenz hat. Entweder die erste oder die zweite Phasenschieberschaltung wird als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert. Die erste Phasenschieberschaltung erzeugt ein Trägersignal gemäß einer relativ kleinen Verstärkung, wenn sie aktiviert wird. Die zweite Phasenschieberschaltung erzeugt das Trägersignal gemäß einer relativ großen Verstärkung, wenn sie aktiviert wird. Ein Quadraturmodulator ist mit den ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen verbunden, um ein Modulationssignal aus dem Trägersignal zu erzeugen. Ein automatischer Verstärkungscontroller ist mit dem Quadraturmodulator verbunden, um das Modulationssignal gemäß einer vorbestimmten Verstärkung zu verstärken und ein verstärktes Modulationssignal zu erzeugen. Erste und zweite Verstärkungseinstellschaltungen sind mit dem automatischen Verstärkungscontroller und dem Analog/Digital-Konverter verbunden, um das analoge Steuersignal und das digitale Steuersignal zu empfangen und die Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers einzustellen. Die erste oder die zweite Verstärkungseinstellschaltung wird als Reaktion auf das digitale Steuersignal selektiv aktiviert. Die erste Verstärkungseinstellschaltung wird zusammen mit der ersten Phasenschieberschaltung aktiviert, um den automatischen Verstärkungscontroller gemäß einer relativ hohen Verstärkung zu betreiben. Die zweite Verstärkungseinstellschaltung wird zusammen mit der zweiten Phasenschieberschaltung aktiviert, um den automatischen Verstärkungscontroller gemäß einer relativ niedrigen Verstärkung zu betreiben.
Als Beispiel folgt nun eine eingehende Beschreibung der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, das eine Halbleitervorrichtung nach Stand der Technik zeigt;
2 ein Graph ist, der den Pegel eines Trägerrestes und den Pegel eines Ausgangssignals der Halbleitervorrichtung von 1 darstellt;
3 ein Graph ist, der die Beziehung zwischen der Verstärkung und einem Steuersignal der Halbleitervorrichtung von 1 darstellt;
4 ein Blockdiagramm ist, das eine Halbleitervorrichtung einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ein Blockdiagramm ist, das eine Halbleitervorrichtung einer zweiten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 ein Blockdiagramm ist, das eine Phasenschieberschaltung zeigt;
7 ein Graph ist, der die Beziehung zwischen der Verstärkung und einem Steuersignal der Halbleitervorrichtung von 5 darstellt;
8 ein Graph ist, der den Pegel eines Trägerrestes und den Pegel eines Ausgangssignals der Halbleitervorrichtung von 5 darstellt;
9 ein Blockdiagramm ist, das eine Halbleitervorrichtung einer dritten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ein Graph ist, der die Beziehung zwischen der Verstärkung und einem Steuersignal der Halbleitervorrichtung von 9 darstellt;
11 ein Blockdiagramm ist, das eine Halbleitervorrichtung einer vierten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und
12 ein Graph ist, der die Beziehung zwischen der Verstärkung und einem Steuersignal der Halbleitervorrichtung von 11 darstellt.
(Erste Ausführungsform)
4 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 100 einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Die integrierte Schaltungsvorrichtung 100 enthält einen Orthogonalmodulator 10, einen AGC 6 und eine Verstärkungseinstellschaltung 11. Der Orthogonalmodulator 10 hat eine Phasenschieberschaltung 13. Der AGC 6 empfängt ein Ausgangssignal von dem Orthogonalmodulator 10. Die Verstärkungseinstellschaltung 11 ist mit dem Orthogonalmodulator 10 verbunden und stellt die Verstärkung der Phasenschieberschaltung 13 oder des Orthogonalmodulators 10 ein. Somit sendet der Orthogonalmodulator 10 ein Ausgangssignal gemäß der eingestellten Verstärkung zu dem AGC 6.
(Zweite Ausführungsform)
5 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 200 einer zweiten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Vorrichtung 200 enthält einen Orthogonalmodulator 10 und einen AGC 6. Der Orthogonalmodulator 10 hat eine Phasenschieberschaltung 13 und eine erste CNT-Schaltung 11. Die erste CNT-Schaltung 11 ist mit der Phasenschieberschaltung 13 verbunden, um die Ausgangsamplitude der Phasenschieberschaltung 13 zu steuern. Der AGC 6 hat eine zweite CNT-Schaltung 12, die mit einer AGC-Schaltung 7 verbunden ist, um die Verstärkung der AGC-Schaltung 7 zu steuern.
Ein Hauptsteuersignal Vcnt wird jeder CNT-Schaltung 11, 12 zugeführt. Die erste CNT-Schaltung 11 erzeugt ein Schieberverstärkungssteuersignal Vshift zum Steuern der Verstärkung der Phasenschieberschaltung 13 in Abhängigkeit von dem Hauptsteuersignal Vcnt. Das Schieberverstärkungssteuersignal Vshift wird zu der Phasenschieberschaltung 13 gesendet. Die zweite CNT-Schaltung 12 erzeugt ein AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc zum Steuern der Verstärkung der AGC-Schaltung 7 in Abhängigkeit von dem Hauptsteuersignal Vcnt. Das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc wird zu der AGC-Schaltung 7 gesendet.
Die Phasenschieberschaltung 13 wird unter Bezugnahme auf 6 beschrieben. Die Phasenschieberschaltung 13 enthält eine Flipflop-Schaltung. Die Flipflop-Schaltung enthält eine Verriegelungsschaltung der Master-Stufe 13a und eine Verriegelungsschaltung der Slave-Stufe 13b. Jede Verriegelungsschaltung 13a, 13b ist durch eine zugeordnete Stromquellenschaltung 14 mit der Erde GND verbunden.
Das Schieberverstärkungssteuersignal Vshift wird zu der Stromquellenschaltung 14 von jeder Verriegelungsschaltung gesendet. Ein Strom, der durch jede Stromquellenschaltung 14 erzeugt wird, wird gemäß dem Schieberverstärkungssteuersignal Vshift eingestellt. Somit wird die Amplitude von jedem Ausgangssignal iout, xiout, qout und xqout der Phasenschieberschaltung 13 in Abhängigkeit von dem Schieberverstärkungssteuersignal Vshift gesteuert.
In dem Orthogonalmodulator 10 wird, wie in 7 gezeigt, die Verstärkung G1a der Phasenschieberschaltung 13 in Abhängigkeit von dem Hauptsteuersignal Vcnt gesteuert. In dem AGC 6 wird die Verstärkung G2a der AGC-Schaltung 7 in Abhängigkeit von dem Hauptsteuersignal Vcnt gesteuert. Die Gesamtverstärkung G3a eines Ausgangssignals OUT (eines verstärkten Modulationssignals) ist die Summe aus den Verstärkungen G1a, G2a.
Die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 200 der zweiten Ausführungsform hat die folgenden Vorteile.

(1) Wenn der Ausgangspegel Pout des Ausgangssignals OUT, das durch den AGC 6 erzeugt wird, gemäß dem Hauptsteuersignal Vcnt eingestellt wird, werden die Verstärkung G2a der AGC-Schaltung 7 und die Verstärkung G1a der Phasenschieberschaltung 13 eingestellt.
(2) Wenn der Ausgangspegel Pout abgeschwächt wird, werden die Verstärkung G2a der AGC-Schaltung 7 und die Verstärkung G1a der Phasenschieberschaltung 13 abgeschwächt. Wenn der Ausgangspegel Pout hin auf einen minimalen Wert Pmin abgeschwächt wird, wie in 8 gezeigt, wird der Pegel des Trägerrestes CL dementsprechend abgeschwächt. Als Resultat wird die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL auf einem im Wesentlichen konstanten Niveau gehalten.
(3) Da die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL ungeachtet der Abschwächung des Ausgangspegels Pout im Wesentlichen konstant bleibt, werden die Trägerrestcharakteristiken der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 200 verbessert.

(Dritte Ausführungsform)
9 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 300 einer dritten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Vorrichtung 300 enthält einen Orthogonalmodulator 19 und eine AGC-Schaltung 20. Ein Eingangssignal LOin wird zu ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen 15a, 15b gesendet. Jede Phasenschieberschaltung 15a, 15b arbeitet gemäß einer verschiedenen Verstärkung. Es ist vorzuziehen, wenn die Verstärkung der ersten Phasenschieberschaltung 15a kleiner als die Verstärkung der zweiten Phasenschieberschaltung 15b ist.
Ein Hauptsteuersignal Vcnt wird einem Analog/Digital-Konverter 16 zugeführt. Die horizontale Achse von 10 gibt den Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt an. Wenn der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt nicht höher als ein vorbestimmter Wert A von 10 ist, sendet der Analog/Digital-Konverter 16 ein Signal mit einem L-Pegel zu den ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen 15a, 15b. Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt höher als der Wert A ist, sendet der Analog/Digital-Konverter 16 ein Signal mit H-Pegel zu den ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen 15a, 15b.
Genauer gesagt, die erste Phasenschieberschaltung 15a wird als Reaktion auf das Signal mit L-Pegel des Analog/Digital-Konverters 16 aktiviert. Die erste Phasenschieberschaltung 15a sendet daher ein Ausgangssignal zu einer Quadraturmodulator-(QMOD)-Schaltung 17. Im Gegensatz dazu wird die zweite Phasenschieberschaltung 15b als Reaktion auf das Signal mit H-Pegel des Analog/Digital-Konverters 16 aktiviert. Die zweite Phasenschieberschaltung 15b sendet somit ein Ausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Die QMOD-Schaltung 17 entspricht den Modulationsmischerschaltungen 3, 4 und dem Addierer der zweiten Ausführungsform. Die QMOD-Schaltung 17 sendet ein Ausgangssignal zu der AGC-Schaltung 7. Die AGC-Schaltung 7 empfängt erste und zweite AGC-Verstärkungssteuersignale Vagc1, Vagc2 von einem Paar von CNT-Schaltungen 18a, 18b.
Jede CNT-Schaltung 18a, 18b empfängt ein analoges Steuersignal Vcnt und ein Ausgangssignal des Analog/Digital-Konverters 16 (ein digitales Steuersignal).
Genauer gesagt, die CNT-Schaltung 18a wird als Reaktion auf ein digitales Steuersignal mit L-Pegel aktiviert und sendet das erste AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc1 zu der AGC-Schaltung 7. Die CNT-Schaltung 18b wird als Reaktion auf ein digitales Signal mit H-Pegel aktiviert und sendet das zweite AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc2 zu der AGC-Schaltung 7.
Die Verstärkung der AGC-Schaltung 7 wird in Abhängigkeit davon verändert, welches von dem ersten und dem zweiten AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc1, Vagc2 die AGC-Schaltung 7 empfängt. Es ist vorzuziehen, wenn die Verstärkung der AGC-Schaltung 7, die dem ersten AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc1 entspricht, höher als die Verstärkung der AGC-Schaltung 7 ist, die dem zweiten AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc2 entspricht. Es ist ferner vorzusehen, wenn die Differenz zwischen diesen Verstärkungen der Differenz zwischen den Verstärkungen der ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen 15a, 15b gleich ist.
Anhand von 10 wird die Operation der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 300 beschrieben.
Wenn der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt höher als ein vorbestimmter Wert A von 10 ist, wird die zweite Phasenschieberschaltung 15b als Reaktion auf ein entsprechendes digitales Steuersignal aktiviert. Die zweite Phasenschieberschaltung 15b arbeitet somit gemäß der Verstärkung Gib und sendet ein Schieberausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Ferner wird die CNT-Schaltung 18b als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert, und sie sendet das zweite AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc2 zu der AGC-Schaltung 7. Daher arbeitet die AGC-Schaltung 7 gemäß der Verstärkung G2b. Die AGC-Schaltung 7 erzeugt somit ein Ausgangssignal (ein verstärktes Modulationssignal) OUT gemäß der Gesamtverstärkung Gab oder der Summe aus der Verstärkung Gib der zweiten Phasenschieberschaltung 15b und der Verstärkung G2b der AGC-Schaltung 7.
Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt im Gegensatz dazu nicht höher als der Wert A ist, wird die erste Phasenschieberschaltung 15a als Reaktion auf ein entsprechendes digitales Steuersignal aktiviert. Die erste Phasenschieberschaltung 15a arbeitet somit gemäß der Verstärkung G1c und sendet ein Ausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Des Weiteren wird die CNT-Schaltung 18a als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert, und sie sendet das erste AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc1 zu der AGC-Schaltung 7. Daher arbeitet die AGC-Schaltung 7 gemäß der Verstärkung G2c. Die AGC-Schaltung 7 erzeugt somit das Ausgangssignal (das verstärkte Modulationssignal) OUT gemäß der Gesamtverstärkung G3b oder der Summe aus der Verstärkung G1c der ersten Phasenschieberschaltung 15a und der Verstärkung G2c der AGC-Schaltung 7.
Die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 300 hat die folgenden Vorteile.

(1) Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt höher als der Wert A ist, arbeitet die zweite Phasenschieberschaltung 15b gemäß der relativ hohen Verstärkung Gib und arbeitet die CNT-Schaltung 18b gemäß der relativ niedrigen Verstärkung G2b. Demzufolge hat das resultierende Ausgangssignal OUT einen relativ hohen Pegel.

Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt im Gegensatz dazu nicht höher als der Wert A ist, arbeitet die erste Phasenschieberschaltung 15a gemäß der relativ niedrigen Verstärkung G1c und arbeitet die CNT-Schaltung 18a gemäß der relativ hohen Verstärkung G2c. Demzufolge hat das resultierende Ausgangssignal OUT einen relativ niedrigen Pegel.
Das heißt, wenn der Ausgangspegel Pout des Ausgangssignals OUT relativ niedrig ist, arbeitet die CNT-Schaltung 18a, um die relativ niedrige Verstärkung G1c der ersten Phasenschieberschaltung 15a zu kompensieren.

(2) Wenn der Ausgangspegel Pout abgeschwächt wird, wird die erste Phasenschieberschaltung 15a aktiviert, um die Verstärkung von jeder Phasenschieberschaltung 15a, 15b zu reduzieren. Wenn der Ausgangspegel Pout hin auf den minimalen Wert Pmin abgeschwächt wird, wie in 8 gezeigt, wird der Pegel des Trägerrestes CL dementsprechend abgeschwächt.

Daher wird die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL auf einem im Wesentlichen konstanten Niveau gehalten.

(3) Da die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL ungeachtet der Abschwächung des Ausgangspegels Pout im Wesentlichen konstant bleibt, werden die Trägerrestcharakteristiken der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 300 verbessert.

(Vierte Ausführungsform)
11 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 400 einer vierten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Vorrichtung 400 enthält einen Orthogonalmodulator 21 und eine AGC-Schaltung 22. Ein Eingangssignal LOin wird zu einem Paar von Phasenschieberschaltungen 23a, 23b gesendet. Die Phasenschieberschaltung 23a ist ein Typ mit variabler Amplitude und hat eine einstellbare Verstärkung, und die Phasenschieberschaltung 23b hat eine feststehende Verstärkung.
Ein Hauptsteuersignal Vcnt wird zu einem Analog/Digital-Konverter 16 gesendet. Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt nicht höher als ein vorbestimmter Wert A von 12 ist, sendet der Analog/Digital-Konverter 16 ein digitales Steuersignal mit L-Pegel zu jeder Phasenschieberschaltung 23a, 23b. Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt höher als der Wert A ist, sendet der Analog/Digital-Konverter 16 ein digitales Steuersignal mit H-Pegel zu jeder Phasenschieberschaltung 23a, 23b.
Genauer gesagt, die Phasenschieberschaltung 23a wird als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit L-Pegel aktiviert und sendet ein Ausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17. Im Gegensatz dazu wird die Phasenschieberschaltung 23b als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit H-Pegel aktiviert, und sie sendet ein Ausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Die QMOD-Schaltung 17 entspricht den Modulationsmischerschaltungen 3, 4 und dem Addierer 5 der zweiten Ausführungsform. Die QMOD-Schaltung 17 sendet ein Ausgangssignal zu der AGC-Schaltung 7. Die AGC-Schaltung 7 empfängt AGC-Verstärkungssteuersignale Vagc3, Vagc4 von den jeweiligen CNT-Schaltungen 24a, 24b. Jede CNT-Schaltung 24a, 24b empfängt das Hauptsteuersignal Vcnt und ein digitales Steuersignal von dem Analog/Digital-Konverter 16.
Genauer gesagt, die CNT-Schaltung 24a wird als Reaktion auf ein digitales Steuersignal mit L-Pegel aktiviert und sendet somit das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc3 zu der AGC-Schaltung 7 und der Phasenschieberschaltung 23a.
Die CNT-Schaltung 24b wird als Reaktion auf ein digitales Steuersignal mit H-Pegel aktiviert und sendet somit das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc4 zu der AGC-Schaltung 7.
Die AGC-Schaltung 7 arbeitet, wie in 12 gezeigt, gemäß den Verstärkungen G2d, G2e, wenn sie die jeweiligen AGC-Verstärkungssteuersignale Vagc3, Vagc4 empfängt. Es ist vorzuziehen, wenn die Linie, die die Verstärkung G2e darstellt, mit einem größeren Gradienten als die Linie geneigt ist, die die Verstärkung G2d darstellt.
Die Linie, die die Summe aus der Verstärkung G2d der AGC-Schaltung 7 und der Verstärkung G1d der Phasenschieberschaltung 23a darstellt, ist mit einem Gradienten geneigt, der jenem von der Linie gleich ist, die die Verstärkung G2e der AGC-Schaltung 7 darstellt, die dem AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc4 entspricht.
Unter Bezugnahme auf 12 wird die Operation der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 400 beschrieben.
Falls der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt höher als der Wert A ist, wird die Phasenschieberschaltung 23b als Reaktion auf ein entsprechendes digitales Steuersignal aktiviert. Die Phasenschieberschaltung 23b arbeitet somit gemäß der feststehenden Verstärkung G1e und sendet ein Ausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Die CNT-Schaltung 24b wird als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert und sendet das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc4 zu der AGC-Schaltung 7. Die AGC-Schaltung 7 arbeitet somit gemäß der Verstärkung G2e. Dementsprechend erzeugt die AGC-Schaltung 7 ein Ausgangssignal (ein verstärktes Modulationssignal) OUT gemäß der Gesamtverstärkung G3c oder der Summe aus der Verstärkung G1e der Phasenschieberschaltung 23b und der Verstärkung G2e der AGC-Schaltung 7.
Falls im Gegensatz dazu der Pegel des Hauptsteuersignals Vcnt nicht höher als der Wert A ist, wird die Phasenschieberschaltung 23a als Reaktion auf ein entsprechendes digitales Steuersignal aktiviert. Die Phasenschieberschaltung 23a arbeitet gemäß der Verstärkung G1d und sendet ein Schieberausgangssignal zu der QMOD-Schaltung 17.
Die CNT-Schaltung 24a wird als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert und sendet das AGC-Verstärkungssteuersignal Vagc3 zu der AGC-Schaltung 7. Die AGC-Schaltung 7 arbeitet somit gemäß der Verstärkung G2d. Dementsprechend erzeugt die AGC-Schaltung 7 das Ausgangssignal (das verstärkte Modulationssignal) OUT gemäß der Gesamtverstärkung G3c oder der Summe aus der Verstärkung G1d der Phasenschieberschaltung 23a und der Verstärkung G2d der AGC-Schaltung 7.
Die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung 400 hat die folgenden Vorteile.

(1) Falls das Hauptsteuersignal Vcnt höher als der Wert A ist, werden die Phasenschieberschaltung 23b, die gemäß der feststehenden Verstärkung G1e arbeitet, und die CNT-Schaltung 24b aktiviert. Daher hat das resultierende Ausgangssignal OUT einen relativ hohen Pegel.

Falls im Gegensatz dazu das Hauptsteuersignal Vcnt nicht höher als der Wert A ist, werden die Phasenschieberschaltung 23a und die CNT-Schaltung 24a aktiviert. Demzufolge hat das resultierende Ausgangssignal OUT einen relativ niedrigen Pegel.
Das heißt, wenn der Ausgangspegel Pout des Ausgangssignals OUT relativ niedrig ist, arbeitet die CNT-Schaltung 24a, um die Verstärkung G1d der Phasenschieberschaltung 23a, die relativ niedrig ist, zu kompensieren.

(2) Falls der Ausgangspegel Pout abgeschwächt wird, wird die Phasenschieberschaltung 23a aktiviert, um die Verstärkung von jeder Phasenschieberschaltung 23a, 23b zu reduzieren. Wenn der Ausgangspegel Pout hin auf den minimalen Wert Pmin abgeschwächt wird, wie in 8 gezeigt, wird somit der Pegel des Trägerrestes CL dementsprechend abgeschwächt. Als Resultat wird die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL auf einem im Wesentlichen konstanten Niveau gehalten.
(3) Da die Pegeldifferenz ΔCL zwischen dem Ausgangssignal OUT und dem Trägerrest CL ungeachtet der Abschwächung des Ausgangspegels Pout im Wesentlichen konstant bleibt, werden die Trägerrestcharakteristiken der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung 400 verbessert.

Der Fachwelt wird klar sein, dass die vorliegende Erfindung in vielen anderen spezifischen Formen verkörpert werden kann, ohne vom Grundgedanken oder Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Es versteht sich, dass die Erfindung besonders in den folgenden Formen verkörpert werden kann.
In der dritten Ausführungsform können drei oder mehr Phasenschieberschaltungen, die gemäß verschiedenen Verstärkungen arbeiten, die Phasenschieberschaltungen 15a, 15b ersetzen. In diesem Fall wird eine von den drei Phasenschieberschaltungen selektiv aktiviert.
Anstelle des Selektierens von einer von einer Vielzahl von Phasenschieberschaltungen kann eine einzelne Phasenschieberschaltung des Typs mit variabler Amplitude eingesetzt werden. In diesem Fall stellt die Phasenschieberschaltung die Verstärkung ein.
Die vorliegenden Beispiele und Ausführungsformen sind als erläuternd und nicht als einschränkend anzusehen, und die Erfindung soll nicht auf die hierin angegebenen Einzelheiten begrenzt werden, sondern kann innerhalb des Schutzumfanges und der Äquivalenz der beigefügten Ansprüche abgeändert werden.

Claims

Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (200), umfassend: einen Orthogonalmodulator (10) zum Erzeugen eines Modulationssignals, bei der der Orthogonalmodulator eine Phasenschieberschaltung (13) enthält; einen automatischen Verstärkungscontroller (6, 7), der mit dem Orthogonalmodulator verbunden ist, zum Verstärken des Modulationssignals, um ein verstärktes Modulationssignal (OUT) zu erzeugen; eine erste Verstärkungseinstellschaltung (11), die mit der Phasenschieberschaltung (13) verbunden ist, um ein Schieberverstärkungssteuersignal (Vshift) zu erzeugen, zum Einstellen einer Verstärkung der Phasenschieberschaltung (13) gemäß einem Steuersignal (Vcnt); und eine zweite Verstärkungseinstellschaltung (12), die mit dem automatischen Verstärkungscontroller (6, 7) verbunden ist, um ein AGC-Steuersignal (Vagc) zu erzeugen, zum Einstellen der Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers (6, 7) gemäß dem Steuersignal (Vcnt), wobei die ersten und zweiten Verstärkungseinstellschaltungen (11, 12) die Verstärkungen der Phasenschieberschaltung (13) und des automatischen Verstärkungscontrollers (6, 7) auf kooperative Weise gemäß demselben Steuersignal (Vcnt) verringern oder erhöhen, wenn das verstärkte Modulationssignal (OUT) erzeugt wird.
Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Verstärkungseinstellschaltung die Verstärkung der Phasenschieberschaltung gemäß der Abschwächung des Pegels des verstärkten Modulationssignals, das durch den automatischen Verstärkungscontroller erzeugt wird, abschwächt.
Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (200) nach Anspruch 1, ferner enthaltend: eine erste Modulationsmischerschaltung (3), die mit der Phasenschieberschaltung verbunden ist, zum Multiplizieren des ersten Trägersignals mit einem ersten Basisbandsignal, um ein erstes Modulationssignal zu erzeugen; eine zweite Modulationsmischerschaltung (4), die mit der Phasenschieberschaltung verbunden ist, zum Multiplizieren des zweiten Trägersignals mit einem zweiten Basisbandsignal, um ein zweites Modulationssignal zu erzeugen; und einen Addierer (5), der mit den ersten und zweiten Modulationsmischerschaltungen verbunden ist, zum Addieren der ersten und zweiten Modulationssignale, um ein Summensignal zu erzeugen; wobei: die Phasenschieberschaltung (13) eine Vielzahl von komplementären Eingangssignalen empfängt, die eine vorbestimmte Frequenz haben, und eine Phase von jedem komplementären Eingangssignal verschiebt, um erste und zweite Trägersignale zu erzeugen, die erste Verstärkungseinstellschaltung (11) die Amplitude von jedem Trägersignal der Phasenschieberschaltung gemäß dem Steuersignal steuert; der automatische Verstärkungscontroller (7) mit dem Addierer verbunden ist, zum Erzeugen des verstärkten Modulationssignals aus dem Summensignal; und die zweite Verstärkungseinstellschaltung (12) die Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers gemäß demselben Steuersignal steuert.
Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (300, 400), enthaltend einen Analog/Digital-Konverter (16) zum Konvertieren eines analogen Steuersignals (Vcnt) in ein digitales Steuersignal mit einem ersten Pegel oder einem zweiten Pegel gemäß dem analogen Steuersignal (Vcnt); erste und zweite Phasenschieberschaltungen (15a, 15b; 23a, 23b), die mit dem Analog/Digital-Konverter (16) verbunden sind, zum Empfangen des digitalen Steuersignals und eines komplementären Eingangssignals (LOin), das eine vorbestimmte Frequenz hat, bei der entweder die erste oder die zweite Phasenschieberschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal aktiviert wird, die erste Phasenschieberschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit dem ersten Pegel aktiviert wird und ein Trägersignal gemäß einer relativ kleinen Verstärkung erzeugt, wenn sie aktiviert wird, und die zweite Phasenschieberschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit dem zweiten Pegel aktiviert wird und das Trägersignal gemäß einer relativ großen Verstärkung erzeugt, wenn sie aktiviert wird; einen Quadraturmodulator (17), der mit den ersten und zweiten Phasenschieberschaltungen verbunden ist, zum Erzeugen eines Modulationssignals aus dem Trägersignal; einen automatischen Verstärkungscontroller (7), der mit dem Quadraturmodulator verbunden ist, zum Verstärken des Modulationssignals gemäß einer Verstärkung, um ein verstärktes Modulationssignal (OUT) zu erzeugen; und erste und zweite Verstärkungseinstellschaltungen (18a, 18b; 24a, 24b), die mit dem automatischen Verstärkungscontroller und dem Analog/Digital-Konverter verbunden sind, zum Empfangen des analogen Steuersignals (Vcnt) und des digitalen Steuersignals, um erste und zweite AGC-Verstärkungssteuersignale (Vagc1, Vagc2,; Vagc3, Vagc4) zu erzeugen, zum Einstellen der Verstärkung des automatischen Verstärkungscontrollers (7), bei der die erste oder die zweite Verstärkungseinstellschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal selektiv aktiviert wird, die erste Verstärkungseinstellschaltung zusammen mit der ersten Phasenschieberschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit dem ersten Pegel aktiviert wird, um den automatischen Verstärkungscontroller mit dem ersten AGC-Verstärkungssteuersignal (Vagc1; Vagc3) gemäß dem analogen Steuersignal (Vcnt) zu beliefern, um den automatischen Verstärkungscontroller gemäß einer relativ hohen Verstärkung zu betreiben, und die zweite Verstärkungseinstellschaltung zusammen mit der zweiten Phasenschieberschaltung als Reaktion auf das digitale Steuersignal mit dem zweiten Pegel aktiviert wird, um den automatischen Verstärkungscontroller mit dem zweiten AGC-Verstärkungssteuersignal (Vagc2; Vagc4) gemäß dem analogen Steuersignal (Vcnt) zu beliefern, um den automatischen Verstärkungscontroller gemäß einer relativ niedrigen Verstärkung zu betreiben.
Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (300) nach Anspruch 4, bei der die erste Phasenschieberschaltung (15a) eine erste feststehende Verstärkung hat und die zweite Phasenschieberschaltung (15b) eine zweite feststehende Verstärkung hat, die höher als die erste feststehende Verstärkung ist.
Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung (400) nach Anspruch 4, bei der die erste Phasenschieberschaltung (23a) eine variable Verstärkung hat, die zweite Phasenschieberschaltung (23b) eine feststehende Verstärkung hat und die erste Phasenschieberschaltung eine Verstärkung der ersten Phasenschieberschaltung gemäß der Abschwächung des verstärkten Modulationssignals des automatischen Verstärkungscontrollers verringert.