DE10123128B4

DE10123128B4 - Verfahren zur Synchronisation von blockweise zu übertragenden Daten

Info

Publication number: DE10123128B4
Application number: DE2001123128
Authority: DE
Inventors: Klaus Lehmann; Peter Kartmann
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-05-08
Filing date: 2001-05-08
Publication date: 2007-05-03
Anticipated expiration: 2021-05-09
Also published as: DE10123128A1

Abstract

Verfahren zur Synchronisation zwischen Sender und Empfänger bei der Übertragung von Daten in Form von Blöcken, wobei das Verfahren folgende Schritte digitaler Signalverarbeitung umfasst:
• Auffinden einer mehrwertigen Synchronisationsfolge (s(k)) und einer Impulsantwort (h₀(k)) eines Empfangsfilters mit einem hohen Verhältnis zwischen Hauptmaximum und Nebenmaxima in der entsprechenden Autokorrelationsfunktion durch Vorgeben einer diskreten Wunsch-Korrelationsfolge (y(k)) und Entfalten dieser Wunsch-Korrelationsfolge
• Senderseitiges Senden der Synchronisationsfolge (s(k))
• Empfängerseitiges Empfangen der Synchronisationsfolge (s(k))
• Empfängerseitiges Aufspreizen des Hauptmaximums der Autokorrelationsfunktion der empfangenen Synchronisationsfolge (s(k)) zu zwei zueinander additiv inversen gleichgroßen Werten durch Faltung mit der Impulsantwort (h₀(k)) des Empfangsfilters
• Auswerten des Vorzeichens sowie der Größe der Ablage vom Hauptmaximum zwischen diesen beiden Werten
• Festlegen des Fangbereichs zur optimalen Synchronisation.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Synchronisation von blockweise zu übertragenden Daten, beispielsweise über das elektrische Verteilnetz (Powerline), Kabel, Infrarotübertragung, Lichtwellenleiter oder Funk.
Durch den steigenden Einsatz von digitalen Übertragungstechniken eignet sich das neue Verfahren besonders vorteilhaft zur Synchronisation von blockweise zusammengesetzten digitalisierten Daten, beispielsweise beim Einsatz der bandbreiteneffizienten DMT (diskrete Mehrtonübertragung) auch als OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) bekannt.

Damit sich die neuen Erkenntnisse besser abschätzen lassen, wird anhand der 1 und 2 der technische Stand von bereits eingesetzten Synchronisationssystemen erklärt. In 1 ist schematisch der Telegrammaufbau eines OFDM-Systems für die Datenübertragung über das elektrische Verteilnetz dargestellt. Nach der Präambel folgen n-Datensymbole für einen gesendeten Block. Danach kann bis zum nächsten Datentransfer eine mehr oder weniger lange Pause liegen, bis ein neuer Datenblock gesendet wird. Die Zeiten T_G (Guard-Intervall) und T_S (Symboldauer) sind systemspezifische Parameter. Die Guard-Intervalle sind nötig, damit die Datensymbole vom Übergang eines Datenblockes auf einen anderen nicht durch den Übertragungskanal verzerrt werden (Ein- und Ausschwingvorgänge).

Der Empfänger muss nun in der Lage sein, während der Zeit T_S der Präambel sich auf den gesendeten Block zu synchronisieren, damit die folgenden Datensymbole richtig erkannt werden können, siehe 2.

Bei dem beispielhaft dargestellten System der Powerline-Technik kann für niedrige Datenraten bis zu einigen Zehner-Kilobit pro Sekunde eventuell auf den aufbereiteten Netznulldurchgang des 50Hz-Verteilnetzes zurückgegriffen werden. Bei höheren Datenraten versagt dieses Verfahren wegen des nicht mehr tolerierbaren Jitters der Netznulldurchgänge. Bei Übertragungen mit Funk, Infrarot, Lichtwellenleiter und auf gleichstrombetriebenen Leitungen steht die Referenz "Netznulldurchgang" nicht zur Verfügung. Hier müssen geeignete Signale während der Zeit T_S gesendet werden, aus denen der Empfänger möglichst genau den Beginn des Datenblockes und den Verarbeitungstakt generieren kann. Bekannterweise eignen sich dazu Signalformen, die eine in diesem Sinne gute Autokorrelationsfunktion φ_SS(λ) besitzen.

In 3 ist ein zweiwertiges Signal s(k) dargestellt. 4 zeigt die dazu um 4 Takte verschobene Segment-Autokorrelationsfunktion φ_SS(λ-4), wie sie durch Einsatz eines Optimalfilters mit der Impulsantwort h₀(k)=s(-k-4) gewonnen werden kann.

Eine für Synchronisationsaufgaben gute Autokorrelationsfunktion muss also

1. ein möglichst großes Haupt/Nebenmaximumsverhältnis (hier 5)
2. möglichst gleiche niedrige Nebenmaxima besitzen.

Für Sendefolgen, die nur aus Elementen von "1" und "–1" bestehen, sind solche Signale als Barker-Signale seit mehreren Jahrzehnten bekannt. Sie existieren nach heutigem Kenntnisstand nur für Folgenlängen p ∈ [2,3,4,5,7,11,13], d.h. das bestmögliche erreichbare Haupt/Nebenmaximumsverhältnis beträgt 13. Gute Synchronisationssignale sind auch gut geeignet für die Radar- und Sonartechnik. Beispielsweise senden Fledermäuse sogenannte Chirp-Signale ν(t) = e^–α·t2·[cos ω₀·t + β·t²] aus, die durch geeignete Amplituden- und Frequenzvariation eine Autokorrelationsfunktion, wie sie in 5 dargestellt ist, ergeben.

Wird die geforderte Zweiwertigkeit des Sendesignales verlassen, d.h. lässt man mehrwertige Signale zu, was heute und zukünftig durch digitale Verarbeitung leicht auswertbar ist, so kann man sich eine beliebige Autokorrelationsfunktion mit gewünschten kleinen Nebenmaxima und wählbarem Haupt/Nebenmaximumsverhältnis vorgeben und durch Entfaltung die erforderlichen Sendefolgen berechnen. Diese Vorgehensweise ist in der Veröffentlichung "Lehmann, K.: Entwurf von Filterstrukturen zur Erzeugung mehrstufiger Codes mit Barker-Autokorrelations-Eigenschaften, AEÜ, Bd. 33 (1979) S. 190–192" eingehend beschrieben.

Für die eigentliche Synchronisationsaufgabe sind die geschilderten Zusammenhänge bekannt und stellen nur die Basis für die erfindungsgemäße Aufgabe dar.

Aus der Druckschrift DE 23 54 748 ist ein Verfahren zur Rahmensynchronisierung bekannt, bei der zweiwertige Basisfolgen verwendet werden, die aber aufgrund der Eigenschaften von Pseudo-Noise-Folgen nur für Längen p = 2ⁿ – 1 (n ganzzahlig) bzw. 2p = 2 (2ⁿ – 1) generiert werden können. Außerdem ist dabei das Verhältnis von Haupt- zu Nebenmaximum in der Basis-Autokorrelationsfunktion fest und nicht beliebig wählbar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Ein Verfahren zur Synchronisation anzugeben, bei dem nicht nur die Lage des Hauptmaximums der Autokorrelationsfunktion, sondern auch das Vorzeichen und die Größe der Ablage vom Hauptmaximum zur Synchronisation verwendet werden.

Dazu wird die erfindungsgemäß gestellte Aufgabe wie folgt gelöst: notwendige Voraussetzung ist zunächst das Auffinden von Signalklassen mit guten Autokorrelationseigenschaften, d.h. mit hohem Haupt/Nebenmaximumsverhältnis. Durch weitere Signalbearbeitung wird dieses Hauptmaximum aufgespreizt zu zwei zueinander inversen gleichgroßen Werten, wie es beispielsweise 6 zeigt. Zwischen diesen beiden Werten kann ein üblicher Regelkreis das Vorzeichen der Ablage vom exakten Synchronisationswert erkennen und auswerten.

Bevorzugte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Lösung werden nachfolgend anhand zweier Verfahren beschrieben. Die Vorgehensweise wird für zeitdiskrete Signale und Systeme erläutert, das Generieren analoger Sendesignale ist mit Digital/Analogwandlern leicht möglich.
Verfahren 1: Entfaltung vorgebbarer Wunsch-Korrelationsfolgen.
Um eine Richtungserkennung von der Ablage des Hauptmaximums einer guten Autokorrelationsfunktion möglich zu machen, muss die Wunschforderung zunächst erweitert werden:
Es ist eine ungerade Kreuzkorrelationsfunktion mit hohem Haupt/Nebenmaximumsverhältnis und kleinen Nebenmaxima gewünscht, beispielsweise wie in der 6 dargestellt. Die Kreuzkorrelation wird dann im Empfänger zwischen der zu berechnenden Sendefolge s(k) und der zu bestimmenden Impulsantwort h₀(k) des Empfangsfilters gebildet, sie wird als diskrete Zeitreihe y(k) definiert. Die beispielhaft dargestellte gewünschte Folge y(k) hat 27 Werte, der Fangbereich für die Synchronisation liegt zwischen y(12)=+20 und y(14)=–20. Exakte Synchronisation ist bei y(13) erreicht.
Interpretation dieser gewünschten Zeitreihe y(k) als endliche kausale Folge und Transformation in den z-(Bild-) Bereich ergibt ein Antispiegelpolynom, welches mit einem geeigneten Nullstellensuchprogramm faktorisiert wird. 7 zeigt das zugehörige Pol-Nullstellendiagramm. Die Funktion im Bildbereich sei D(z). Nun muss dieses Polynom derart aufgeteilt werden, dass gilt: D(z)=S(z)·H(z). Dabei ist S(z) die z-Transformierte der Sendefolge s(k) und H(z) die zu suchende, diskrete Übertragungsfunktion des Empfangsfilters.
Dafür gibt es endlich viele Möglichkeiten, deren Anzahl mit der gewünschten Folgenlänge y(k) exponentiell wächst. Die Rücktransformierten von S(z)⊶s(k) und H(z)⊶h₀(k) stellen dann die gesuchte Sendefolge und die gesuchte Impulsantwort des Empfangsfilters dar.
Neben nichtlinearphasigen Folgen s(k) und h₀(k) lassen sich auch linearphasige Folgen finden, wenn man bei der Aufteilung des Polynoms D(z) in S(z) und H(z) die entsprechenden bekannten Regeln für die Generierung von Systemen mit Linearphasigkeit berücksichtigt (FIR-System mit Nullstellen nur auf dem Einheitskreis und/oder spiegelbildlich zum Einheitskreis |z| = 1). Für einen solchen Fall zeigt 8 die Pol-Nullstellendarstellung für ein ausgewähltes System S(z) (Sendefolge), und für das entsprechend zugehörige Empfangssystem H(z) ist das faktorisierte Polynom in 9 dargestellt. Die Faltung der Sendefolge s(k) mit der Impulsantwort h₀(k) des Empfangsfilters ergibt genau die Wunschfunktion y(k), die zwischen den Hauptwerten zur Synchronisation mit bekannten Regelschaltungen vorteilhaft eingesetzt werden kann. Falls eine feinere Stufung im diskreten Bereich erforderlich ist, kann dieses durch diskrete Interpolation, die an späterer Stelle genauer beschrieben wird, erreicht werden.
Verfahren 2: Einsatz von hilberttransformierten und differenzierten diskreten Folgen.
Wie bekannt ist, invertiert die zweimalige Anwendung der Hilbert-Transformation, angewandt auf eine diskrete Folge u(k), diese Folge und entfernt einen eventuellen Gleichanteil.
Erfindungsgemäß ergibt sich bei der geeignet differenzierten Impulsantwort eines diskreten Hilbert-Transformationssystemes eine endliche, gerade Impulsantwort s(k), die als Sendefolge zur Synchronisation herangezogen werden kann. Als geeignet differenziert wird die einfachste diskrete Regel s(k)=K[u(k)-u(k-1)] mit u(k) als Eingangsfolge verwendet. Sie realisiert den einfachen Differenzenquotienten für die numerische Differentiation. Der Einsatz eines Systems auf der Empfangsseite, welches die gleiche Hilbert-Transformation wie auf der Sendeseite ausführt, liefert am Empfängerausgang eine diskrete Folge mit ähnlich guten Eigenschaften, wie sie im Verfahren 1 beschrieben ist, d.h. es entstehen zwei inverse Hauptmaxima. Die Nebenmaxima sind sehr viel kleiner als die Hauptmaxima.
Für ein System 42. Ordnung zur Hilbert-Transformation (Entwurf nach REMEZ-EXCHANGE mit Equal-Ripple im Durchlassbereich) und nachfolgender Differentiation mit der Rechteckregel zeigt 10 beispielhaft die endlich lange Sendesignalfolge s(k). Erneute Hilberttransformation auf der Empfangsseite liefert das Signal y(k), welches in 11 dargestellt ist. Es entsteht also eine ähnliche wie im Verfahren 1 beschriebene diskrete Zeitreihe mit zwei großen inversen Hauptwerten, zwischen denen der Fangbereich einer Regelschaltung liegt, und eine endliche Zahl kleiner Nebenmaxima.
Zur Genauigkeitserhöhung im Arbeitsbereich (Fangbereich) kann nun zwischen den Hauptwerten für beide geschilderte Verfahren überabgetastet und linear interpoliert werden.
Der für die Regelschaltung zur Synchronisation relevante Bereich liegt zwischen den zueinander inversen Hauptwerten von y(k). Deswegen wird auch nur dieses Intervall weiter betrachtet. Durch Überabtastung mit dem Faktor L werden zunächst (L-1) Nullwerte zwischen die Hauptwerte gelegt, siehe 12 für das Beispiel L=6 und der Hauptwerthöhe A. Mit einem kaskadierten linearen Interpolator der Länge 2L-1, dessen Impulsantwort beispielhaft für L=6 in 13 dargestellt ist, ergibt sich eine Verfeinerung des Fangbereiches, für L=6 in 14 für y_I(k) (interpolierte Folge y(k)) gezeigt.
Die Interpolation kann vorteilhaft durch die Kettenschaltung zweier einfacher Mittelungsfilter jeweils der Länge L ohne aufwendige Multiplikation erzielt werden. Ein Teilsystem zeigt die 15. In dieser Realisierungsform wird zur Bildung der Kurzzeitintegration über L Werte (die Impulsantwort ist ein diskretes Rechteck) eine rekursive Struktur mit endlicher Impulsantwort verwendet. Durch die Kettenschaltung sind die beiden zugehörigen Impulsantworten miteinander zu falten, so dass als Gesamtimpulsantwort ein dreieckförmiger Verlauf, wie er beispielsweise in 13 für L=6, d.h. Interpolatorlänge 2L-1=11 dargestellt ist, erhalten wird.

Claims

Verfahren zur Synchronisation zwischen Sender und Empfänger bei der Übertragung von Daten in Form von Blöcken, wobei das Verfahren folgende Schritte digitaler Signalverarbeitung umfasst: • Auffinden einer mehrwertigen Synchronisationsfolge (s(k)) und einer Impulsantwort (h₀(k)) eines Empfangsfilters mit einem hohen Verhältnis zwischen Hauptmaximum und Nebenmaxima in der entsprechenden Autokorrelationsfunktion durch Vorgeben einer diskreten Wunsch-Korrelationsfolge (y(k)) und Entfalten dieser Wunsch-Korrelationsfolge • Senderseitiges Senden der Synchronisationsfolge (s(k)) • Empfängerseitiges Empfangen der Synchronisationsfolge (s(k)) • Empfängerseitiges Aufspreizen des Hauptmaximums der Autokorrelationsfunktion der empfangenen Synchronisationsfolge (s(k)) zu zwei zueinander additiv inversen gleichgroßen Werten durch Faltung mit der Impulsantwort (h₀(k)) des Empfangsfilters • Auswerten des Vorzeichens sowie der Größe der Ablage vom Hauptmaximum zwischen diesen beiden Werten • Festlegen des Fangbereichs zur optimalen Synchronisation.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine nichtlinearphasige Folge als Synchronisationsfolge (s(k)) bestimmt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine linearphasige Folge als Synchronisationsfolge (s(k)) bestimmt wird.
Verfahren zur Synchronisation zwischen Sender und Empfänger bei der Übertragung von Daten in Form von Blöcken, wobei das Verfahren folgende Schritte digitaler Signalverarbeitung umfasst: • Erzeugen einer endlichen geraden Sendefolge (s(k)) zur Synchronisation durch Differenzieren der Impulsantwort eines Hilbert-Transformationssystems • Senderseitiges Senden der Sendefolge (s(k)) • Empfängerseitiges Empfangen der Sendefolge (s(k)) • Empfängerseitiges Auswerten der gleichen Hilbert-Transformation wie auf der Senderseite und dadurch Erzeugung einer diskreten Folge mit zwei additiv inversen Hauptmaxima und kleinen Nebenmaxima • Auswerten des Vorzeichens sowie der Größe der Ablage von den Hauptmaxima • Festlegen des Fangbereichs zur optimalen Synchronisation.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erhöhung der Genauigkeit der relevante Bereich zwischen den inversen gleichgroßen Werten bzw. den inversen Hauptmaxima durch wählbare Übertastung und lineare Interpolation gespreizt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet dass eine Umsetzung in der vorhandenen und hochbitratigen Powerline-Technik erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das erfindungsgemäß vorgeschlagene Verfahren bei beliebigen Übertragungskanälen mit Funk-, Lichtwellen- oder Infrarotübertragung eingesetzt wird.