DE4316776A1

DE4316776A1 - Frequenzmodulationsempfänger

Info

Publication number: DE4316776A1
Application number: DE4316776A
Authority: DE
Inventors: Alexander F Tulai
Original assignee: Mitel Corp
Current assignee: Microsemi Semiconductor ULC
Priority date: 1992-05-21
Filing date: 1993-05-19
Publication date: 1993-11-25
Also published as: GB9309441D0; US5400365A; GB2267417B; GB2267417A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Fernsprechwesen und insbesondere auf einen digitalen Empfänger zum Empfang von Daten, welche von einer speichergesteuer ten Schaltanlage (SPCS=Stored Program Control Switching System) ausgesendet wurden und welche üblicherweise als Klassen-Nachrichten (CLASS-Messages) be zeichnet werden.

Klassen-Nachrichten werden normalerweise auf einer Sprachübertragungsleitung während des Ruheintervalls zwischen dem ersten und dem zweiten Klingelsignal zur Kundenanlage übertragen. Die Übertragung erfolgt analog in phasenkohären ter Frequenzmodulation, wobei die logischen "1"-Werte (Zeichen) mit 1200±12 Hz und die logischen "0"-Werte (Zwischenräume) mit 2200±22 Hz moduliert werden. Diese binären Daten werden asynchron bei einer Übertragungsrate von 1200 Bit pro Sekunde (1200 Baud) seriell übertragen.

Üblicherweise findet bei einer Peripherieeinheit der die Daten empfangenden Kun denanlage ein Digital-Analog-Konverter Verwendung, welcher als CODEC bezeich net wird. CODECs, welche Analogsignale bei einer festen Abtastrate von 8000 Hz abtasten, sind relativ billig und werden deshalb gegenüber komplexeren CODECs mit einstellbaren Abtastraten bevorzugt. Der Ausgang des CODEC ist ein zusam mengesetzter 8-Bit-Wert, welcher mit Hilfe von Hardware oder Software auf einen linearen Wert mit einem Vorzeichenbit und 12 Bit (für Europa) bzw. 13 Bit (für Nordamerika) für den Absolutwert expandiert werden kann.

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Empfänger für Klassen-Nachrichten, welcher in einer Ausführungsform in einem digitalen Signalprozessor implementiert sein kann und die in einem bei 8000 Hz abgetasteten Signal enthaltenen Daten extrahieren kann.

Hierbei werden die frequenzmodulierten Daten demoduliert, es wird sichergest ellt, daß die Daten in einem Fernsprechstandards genügenden Zustand empfangen wur den und die Daten werden unter Verwendung eines für die Übertragung von Klassen- Nachrichten vorgesehenen Fehlerdetektionsmechanismus verifiziert.

Ein Demodulator für frequenzmodulierte Signale tastet linear Eingangswerte des Signals ab und filtert diese mit einem Bandpaß, der die Abtastrate von 8000 Hz auf 24 000 Hz erhöht, wodurch sich am Ausgang des Bandpasses für jedes einlau fende Datenbit 20 Abtastwerte ergeben. Die Amplitude des Signals bzw. der Ab tastwerte am Ausgang des Bandpasses wird durch einen automatisch arbeitenden Verstärkungssteuerungsschaltkreis eingestellt und die sich ergebenden Abtastwerte (welche der Einfachheit halber als Wert(t) bezeichnet werden, wobei t ein bestimm ter Zeitpunkt ist) werden auf zwei verschiedenen Wegen weiterverarbeitet, wodurch die Wahrscheinlichkeit, daß das Eingangssignal ein Zeichen oder einen Zwischenraum kodiert, abgeschätzt werden kann (der erste Weg wird als Zeichenabschätzungsweg oder Zeichenweg bezeichnet und der zweite als Zwischenraumabschätzungsweg oder Zwischenraumweg). Diese Wahrscheinlichkeit wird quantitativ durch einen Wert GW (Größtwahrscheinlichkeit) repräsentiert, der am Ende jedes der beiden Wege mit den folgenden Formeln berechnet wird:

M²(ω_i) = χ²(ω_i) + Z²(ω_i)

mit

Darin ist im Falle des Zeichenweges ω_i, gleich ω_m (1200 Hz) oder, im Falle des Zwischenraumweges, gleich ω_s (2200 Hz).

Die Ausgangswerte der Abschätzungen werden einem Doppelbegrenzer und danach einem Entscheidungsschaltkreis zugeführt.

Vorzugsweise werden die beiden Meßwerteingangsströme am Eingang des GW- Abschätzers (zueinander um 90° phasenverschoben) für den Zwischenraumab schätzungsweg einer Baudwiedergewinnungsschaltung zugeführt, welche auf jedes in den beiden Strömen enthaltene Meßwertpaar wirkt. Die Baudwiedergewinnungs schaltung verwendet 20 Abtastwertpaare (das momentane Paar plus die 19 voran gegangenen Paare) zur Berechnung des GW-Schätzwerts für den Zwischenraum bei jedem Zeittakt.

Der von der Baudwiedergewinnungsschaltung berechnete Strom an GW-Schätzwer ten wird dann durch einen Tiefpaß gefiltert, durchläuft eine Grenzwertschaltung und eine Differenzierungsschaltung, welche dann ein Ausgangssignal erzeugt, wenn sich das Vorzeichen der Steigung von + nach - ändert. Der Doppelbegrenzer kann also aus diesem Ausgangssignal die abgeschätzten Ausgangswerte der beiden GW- Abschätzer am Ende der beiden Abschätzungswege empfangen und zwar zu be stimmten Zeiten, welche sich am Maximum der Zeichen oder Zwischenräume befin den.

Das Ausgangssignal des Doppelbegrenzers wird einer Entscheidungsschaltung zu geführt. Diese trifft die Entscheidung darüber, ob im Moment der Doppelbegren zung, der in der Mitte eines Bits liegt, ein Zeichen oder ein Zwischenraum vorhanden war.

Das sich ergebende dekodierte Bit wird gesichert, falls es zu einem empfangenen Zeichen oder Zwischenraum gehört oder ausgesondert, falls es ein Trägerbit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeichen bzw. Zwischenräumen ist. Wenn ein vollständiges Zeichen (d. h. 1 Startbit+8 Datenbits+1 Stopbit) empfangen wurde, werden das Startbit und das Stopbit ausgesondert und das verbleibende Zeichen wird in einem Puffer abgespeichert. Das letzte Zeichen einer Nachricht ist eine Prüfsumme, deren Addition modulo 256 zu den vorher empfangenen Zeichen der Nachricht den Wert 0 ergeben muß. Falls dieser Wert nicht 0 ist, wird die gesamte Nachricht ausgesondert.

Für das Verständnis der nachfolgenden Beschreibung sei angemerkt, daß die Be zeichnung "Signal" sich auf einen digitalen Wert (Abtastwert) bezieht, wenn nicht ausdrücklich auf ein Analogsignal Bezug genommen wird.

Zwei Ausführungsformen der Erfindung beschreiben die Ansprüche 1 und 10. Vor teilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Diese Ausführungsbeispiele werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beglei tenden Zeichnungen näher beschrieben. Diese zeigen:

Fig. 1 die typische Form einer Klassen-Nachricht,

Fig. 2 ein Blockdiagramm der Erfindung,

Fig. 3A und 3B Darstellungen der Zeichen- bzw. Zwischenraumsignale an den Ausgängen der beiden GW-Abschätzer, und

Fig. 4A und 4B Darstellungen der Zeichen- bzw. Zwischenraumsignale, von wel chen eines nach weiterer Verarbeitung zur Freigabe des in Fig. 2 dargestellten Doppelbegrenzers verwendet wird.

In Fig. 1 ist schematisch eine typische Form eines Klassen-Signals dargestellt. Es besteht aus einer ersten Bitsequenz 1, welche die Form "01010101" hat und etwa 250 ms dauert. Dieses Signal wird zur Unterstützung des Baudwiedergewinnungs prozesses in einem Demodulator für Frequenzmodulation verwendet, welcher typi scherweise durch einen 1-0-Übergang aktiviert wird. Das Klassen-Signalschema verwendet üblicherweise analoge, phasenkohärente, frequenzmodulierte Signale zur Übertragung.

Die unmittelbar darauffolgende zweite Datensequenz 2 besteht aus einer 150+25 ms dauernden Gruppe von "1"-Werten. Diese Sequenz ermöglicht die Einstellung der automatischen Verstärkungskontrolle des Empfängers während dieser Periode.

Alle nachfolgenden Sequenzen werden von einer "0" angeführt und von einer "1" beendet und stellen die Klassen-Nachricht selbst dar.

Die erste Sequenz dieser Nachricht, beispielsweise die dritte Datensequenz 3 definiert den Nachrichtentypus, die vierte Datensequenz 4 definiert die Nachrichtenlänge und alle darauffolgenden Sequenzen 5, ausgenommen die letzte, definieren Daten. Die letzte Sequenz 6 bildet eine Prüfsumme für die vorangegangenen Sequenzen. Jede Sequenz ist vorzugsweise ein aus 8 Bit bestehendes Datenbyte, welches zwischen dem Startbit (Zwischenraum) und dem Stopbit 1 (Zeichen) eingeschlossen ist.

Eine Zwischenbytesequenz 7 aus Zeichen ("1"-Werten) wird zwischen zwei aufein anderfolgenden Bytes gesendet, wobei ihre Länge sicherstellt, daß die maximale Unterbrechungszeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bytes nicht größer als vor zugsweise 16,7 ms ist und welche die Überprüfung erlaubt, ob das Zeichensignal nicht für mehr als 8 ms unterbrochen ist.

Demzufolge stellt der Empfänger zunächst die Präsenz der ersten Sequenz 1 zur Initialisierung fest und detektiert dann die zweite Sequenz 2, während der der Verstärkungsfaktor des Empfängers eingestellt wird. Sodann wird die Klassen- Nachricht selbst empfangen, und zwar zunächst der Nachrichtentypus, dann die Nachrichtenlänge, dann die Datenbytes und schließlich die Prüfsumme, was in ei nem asynchronen Protokoll erfolgt. Der Klassen-Empfänger überprüft vorzugsweise auch die Präsenz des Zwischenbyteträgers, um sicherzustellen, daß die maximale Un terbrechungszeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bytes nicht größer ist als 16,7 ms und das Zeichensignal nicht für mehr als 8 ms unterbrochen wird. Die Daten werden dann mit Hilfe der Prüfsumme in an sich bekannter Weise auf Gültigkeit untersucht.

Die Durchführung des vorab Beschriebenen hängt von der Fähigkeit des Empfängers ab, die Sequenz aus "0"- und "1"-Werten aus dem empfangenen Signal zu extrahie ren. In Fig. 2 ist ein Blockdiagramm der Anordnung zur Extraktion dieser Sequenz dargestellt.

Den Eingang des Empfängers bildet eine Abtastvorrichtung 9 (ein CODEC), wel che die frequenzmodulierte Sequenz bei einer Abtastrate von beispielsweise 8000 Hz abtastet und durch einen Expandierer 10 führt, dessen Ausgangssignal vom Empfänger verwendet wird. Die Abtastrate ist kein ganzzahliges Vielfaches der Baudrate von beispielsweise 1200 Baud. Das Signal besteht aus Zeichen- und Zwi schenraumsignalen, wobei das Zeichensignal bei einer Frequenz von 1200 Hz und das Zwischenraumsignal bei 2200 Hz liegt. Das Ausgangssignal des Expandierers 10 wird dem digitalen Bandpaßfilter 11 zugeführt, welcher das Eingangssignal auf einen Bereich zwischen 1,1 kHz und 2,3 kHz begrenzt. Dieses digitale Filter erhöht die Abtastrate um einen Faktor 3 auf 24 000 Hz, was ein ganzzahliges Vielfaches von 1200 und 8000 ist. Falls die Abtastrate nicht erhöht werden würde (beispielsweise falls die Abtastrate von 8000 Hz ein ganzzahliges Vielfaches von 1200 Hz wäre) würde anstelle des Bandpaßfilters 11, welcher die Abtastrate auf einen ganzzahlig durch die Baudrate und die Abtastrate des Abtasters 9 teilbaren Wert erhöht, ein "FIR"-Filter mit weniger Koeffizienten anstelle des Bandpaßfilters genügen. Bei Verwendung eines FIR-Filters ist die Gruppenverzögerung bei beiden kodierenden Frequenzen (ω_m = 1200 Hz und ω_s = 2200 Hz) die gleiche.

Bei einem gut funktionierenden Laborprototyp wies der digitale FIR-Filter die fol genden Parameter auf:
Abtastfrequenz: 24 000 Hz,
Anzahl der Koeffizienten: 59,
Abschneidefrequenzen des Stopbandes: 800 Hz und 2600 Hz,
Abschneidefrequenzen des Durchgangsbandes: 1100 Hz und 2300 Hz Brummen des ersten Stopbandes: -9,976 dB,
Brummen des zweiten Stopbandes: -9,944 dB,
Brummen des Durchgangsbandes: 0,271 dB.

Bei 24 000 Hz wurden 20 Abtastwerte pro Baud verwendet.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 11 wird einem Kontrollschaltkreis 12 zur automatischen Verstärkungsregelung zugeführt, welcher einen Verstärkungskontroll faktor berechnet, der auf dem Durchschnitt des maximalen Absolutwerts der letz ten 20 Abtastwerte des Ausgangs des Bandpaßfilters und einem vorbestimmten erwünschten Bereich von Signalamplituden basiert. Der Verstärkungskontrollfak tor wird vorzugsweise jeweils nach 60 Meßwerten neu berechnet (und dann wieder für die nächsten 60 Meßwerte verwendet).

Das Ausgangssignal der Verstärkungskontrolleinheit 12 wird Zwischenraumbitmul tiplizierern 13 und 14 und Zeichenbitmultiplizierern 15 und 16 zugeführt. In den Zwischenraumbitmultiplizierern 13 und 14 wird jedes Eingangssignal mit um 90° phasenverschobenen Werten von 2200 Hz multipliziert, welche als cos (ω_snT) bzw. sin (ω_snT) dargestellt sind. Das Eingangssignal wird in den Multiplizierern 15 und 16 mit entsprechenden zueinander um 90° phasenverschobenen 1200 Hz-Werten cos (ω_mnT) bzw. sin (ω_mnT) multipliziert. Das Ausgangssignal jedes Multipliziererpaars wird einem entsprechenden GW-Abschätzer 17 bzw. 18 zugeführt.

Jeder GW-Abschätzer verarbeitet die ihm zugeführten Eingangssignale mit dem folgenden Algorithmus:

M²(ω_i) = χ²(ω_i) + Z²(ω_i)

mit

Darin steht ω_i für die Zeichenfrequenz ω_m (1200 Hz) oder für die Zwischenraumfre quenz ω_s (2200 Hz).

In den Fig. 3A und 3B sind die Amplituden der Ausgangssignale M²(ω_m) und M²(ω_s), für Zeichen bzw. Zwischenraum über 300 Abtastwerte dargestellt. Es ist er sichtlich, daß die Graphen eine zahnartige Struktur aufweisen. Die Funktion des wei ter unten beschriebenen Schaltkreises besteht darin, festzustellen, wo die Meßwerte als in der Mitte eines Bits betrachtet werden sollen.

Aus den in den Fig. 3A und 3B dargestellten Graphen ist ersichtlich, daß M²(ω_m) seine Maxima erreicht, wenn M²(ω_s) seine Minima erreicht und umgekehrt. Die Graphen weisen jedoch auch lokale Maxima und Minima auf, durch welche der Entscheidungsprozeß über die Art des Bits schwierig wird.

Vorzugsweise werden die orthogonalen Zwischenraumsignale einer Baudwiederge winnungsschaltung 20 zugeführt, um das bevorzugte, genaue momentane Zentrum des Bits zu bestimmen. Die Signale werden einem kontinuierlichen GW-Abschätzer 21 zugeführt, welcher die Signale unter Verwendung des gleichen Algorithmus, wie er von dem GW-Abschätzer 17 verwendet wird, verarbeitet. Das Ausgangssignal des GW-Abschätzers 21 wird in Form des in Fig. 3B dargestellten Signals einem Tiefpaßfilter 22 zugeführt, welcher vorzugsweise ein elliptisches Filter vierter Ord nung ist. In einer gut arbeitenden Ausführungsform arbeitete das Filter 22 mit einer Abtastrate von 24 000 Hz, einem Durchgangsband von 0-2,6 kHz bei 0,3967 dB Brummen und einem Stopband von 3,6-12 kHz bei einem Brummen von -26,7474 dB.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22 ist in Fig. 4B dargestellt. Falls die Zei chensignale zur Baudwiedergewinnung verwendet wurden, ist das sich ergebende Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22 in Fig. 4A dargestellt.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22 wird an eine Grenzwertschaltung 23 ange legt. Aus Fig. 4B ist ersichtlich, daß es erheblich einfacher ist, zu bestimmen, ob das Signal oberhalb oder unterhalb eines Grenzwerts liegt als bei der in Fig. 3B gezeigten Signaldarstellung.

Das Ausgangssignal der Grenzwertschaltung 23 wird einem Differenzierer 24 zu geführt, der die Steigung des ihm zugeführten Signals berechnet.

Es ist ersichtlich, daß die Funktion des Differenzierers 24 darin besteht, das ex akte Zentrum des Bits zu bestimmen, falls alle Zwischenraumsignale in Fig. 4B genügende Amplitude aufweisen, um die Grenzwertschaltung 23 passieren zu können. Der Differenzierer differenziert daher von einer + zu einer - Steigung, wo bei beim exakten Maximum 25 des in Fig. 4B dargestellten Signals die Steigung den Wert 0 annimmt.

Das Ausgangssignal des Differenzierers 24 zum Zeitpunkt des Maximums 25 wird einem Freigabeeingang eines Doppelbegrenzers 26 zugeführt. Aufgrund der Verzöge rung in der Baudwiedergewinnungsschaltung wird der Freigabeeingang mit einer Verzögerung von 1 Bit kontrolliert. Der Doppelbegrenzer 26 erhält die Ausgangssig nale der Abschätzer 17 und 18, wie sie in den Fig. 3A und 3B dargestellt sind. Der Doppelbegrenzer 26 gibt zum genauen Zeitpunkt des Maximum 25 ein Signal an die Entscheidungsschaltung 27 aus. Die Signale (ein angenähertes Minimum für den Zeichen-GW-Abschätzer und eine angenähertes Maximum für den Zwischenraum- GW-Abschätzer oder umgekehrt) werden auf diese Weise im richtigen Augenblick der Entscheidungsschaltung 27 zur Analyse zugeführt. Die Entscheidungsschaltung bestimmt, ob der Zwischenraum-GW-Schätzwert größer ist als der Zeichen-GW- Schätzwert und indiziert dies durch Erzeugung eines Signals an ihrem Ausgang 28, daß ein "0"-Wert (Zwischenraum) empfangen wurde.

Bevorzugt wird nur eines der Zeichen- oder Zwischenraumsignale in dem GW- Abschätzer 21 analysiert. Vorzugsweise wird hierzu das Zwischenraumsignal ver wendet, weil das Startbit eines übertragenen Byte (Sequenzen 3, 4, 5 oder 6 aus Fig. 1) ein Zwischenraum (0) ist und falls eine Anpassung an die interne Uhr des Empfängers oder anderer Schaltkreise als Ergebnis der von dieser Schaltung durchgeführten Analyse notwendig ist, diese nach der Ankunft des neuen Zeichens durchgeführt werden kann. Diese Schaltung kann jedoch auch für andere Zwecke als für die hierin beschriebene Anwendung als Klassen-Signalempfänger verwendet werden, weshalb der GW-Schätzwert des Zeichensignals anstelle der Analyse des Zwischenraumsignals oder zusätzlich zu diesem analysiert werden kann.

Der GW-Abschätzer 17 kann in Doppelfunktion eingesetzt werden, beispielsweise auch als GW-Abschätzer 21. In diesem Fall wird der GW-Abschätzer 21 nicht verwendet, jedoch das Ausgangssignal des GW-Abschätzers 17 wird zusätzlich dem Tiefpaßfilter 22 zugeführt.

Obwohl die Funktion der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von Hardware beschrieben wurde, umfaßt die Betriebsweise dieser Hardware eine Reihe von Al gorithmen oder Methoden, welche unter Verwendung von Software oder Firmware implementierbar sind. Alle Hardwarefunktionen können durch analoge Software- oder Firmwareprogramme ersetzt werden.

Claims

1. Frequenzmodulationsempfänger, umfassend:

a) eine Vorrichtung zum Empfang einer demodulierten, frequenzmodulier ten abgetasteten Sequenz aus Datenbits, welche unter Verwendung von oberen Frequenzen ω_s und unteren Frequenzen ω_m frequenzmoduliert ist,
b) eine Vorrichtung zur Kodierung der empfangenen Sequenz mit Paaren von um 90° phasenverschobenen Signalen der oberen Frequenz ω_s der frequenzmodulierten Sequenz und der unteren Frequenz ω_m der frequenz modulierten Sequenz zur Erzeugung eines Paars zueinander um 90° pha senverschobener abgetasteter Sequenzsignale, welche mit ω_s kodiert sind und eines Paars zueinander um 90° phasenverschobener abgetasteter Se quenzsignale, welche mit ω_m kodiert sind,
c) ein Paar von Größtwahrscheinlichkeitsabschätzern (GW), von denen jeder die entsprechenden Signalpaare erhält und die Signale zur Erzeugung eines Paars von Ausgangssignalen kontinuierlich verarbeitet, von denen eines die Wahrscheinlichkeit angibt, mit welcher die obere Frequenz ein Datenbit aufweist und das andere die Wahrscheinlichkeit, mit welcher die untere Frequenz ein Datenbit aufweist,
d) eine Baudwiedergewinnungsschaltung zur Bestimmung des Zeitpunkts ei nes Zeichen- oder Zwischenraumbits und zur Erzeugung eines diesem Zeitpunkt entsprechenden Freigabesignals,
e) einen Doppelbegrenzer zum Empfang der Ausgangssignale und des Frei gabesignals, welcher im freigegebenen Zustand Amplitudensignale die ser Ausgangssignale dem Eingang einer Entscheidungsschaltung zuführt und diese Entscheidungsschaltung angibt, welches der Ausgangssignale die höhere Amplitude aufweist.

2. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die Baudwiedergewinnungsschaltung eine Vorrichtung zur Verarbei tung eines der Signalpaare umfaßt, welche ein Ausgangssignal erzeugt, das die Wahrscheinlichkeit des Vorhandenseins eines Zeichen- oder eines Zwi schenraumbits angibt, sowie einen Filter zum Empfang dieses Ausgangssig nals, eine Grenzwertschaltung zum Empfang des gefilterten Signals, und eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals von der Grenzwertschaltung zu einem Freigabeeingang des Doppelbegrenzers zum Zwecke der Freigabe des Doppelbegrenzers zu bestimmten Zeitpunkten zur Übergabe von Aus gangssignalen des Paars von Größtwahrscheinlichkeitsabschätzern, wobei die Entscheidungsschaltung von dem Doppelbegrenzer Signale erhält, welche die Wahrscheinlichkeit angeben, daß ein Zeichen- oder Zwischenraumsignal zu bestimmten Zeiten vorhanden ist, wodurch eine auf den relativen Amplituden dieser Signale basierende Entscheidung ermöglicht wird.

3. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß die Vorrichtung zur Erzeugung eines Signals für den Freigabeeingang des Doppelbegrenzers einen zwischen der Grenzwertschaltung und dem Dop pelbegrenzer eingefügten Differenzierer umfaßt, welcher dem Doppelbegrenzer das Ausgangssignal der Grenzwertschaltung als differenziertes, gefiltertes Sig nal zuführt.

4. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekenn zeichnet, daß das von der Baudwiedergewinnungsschaltung empfangene Sig nalpaar dem Vorhandensein eines Zwischenraums entspricht.

5. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Größtwahrscheinlichkeitsabschätzer die von ihnen empfangenen Signale unter Verwendung des Algorithmus M²(ω_i)=χ²(ω_i)+Z²(ω_i)mit verarbeiten, wobei im Falle der Modulation mit zwei Frequenzen Wj diese bei den Frequenzwerte annehmen kann und der Doppelbegrenzer freigegeben wird, wenn M²ω_i für ω_i=ω_m oder ω_i=ω_s einen Maximalwert annimmt.

6. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Datenbits von einem Abtaster erfaßt wer den, dessen Abtastfrequenz ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Baudrate beträgt.

7. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich net, daß die Baudrate der Datenbits 1200 Baud beträgt und die Abtastfre quenz des 8000 Hz beträgt.

8. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekenn zeichnet, daß er einen Bandpaßfilter zur Abtastung der abgetasteten Sequenz bei einer Rate umfaßt, durch welche die Baudrate und die abgetastete Frequenz der Sequenz ganzzahlig teilbar sind.

9. Frequenzmodulationsempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeich net, daß die Abtastrate des Bandpaßfilters 24 000 Hz beträgt.

10. Frequenzmodulationsempfänger, umfassend:

a) eine Vorrichtung zum Empfang einer demodulierten, frequenzmodulierten Sequenz aus Zeichen- und Zwischenraumdatenbits,
b) eine Vorrichtung zur getrennten Verarbeitung von um 90° phasenverscho benen Paaren dieser Datenbits mit dem Algorithmus M²(ω_i) = χ²(ω_i) + Z²(ω_i)mit wobei ω_i in verschiedenen Operationen für ω_m bzw. ω_s steht, und hier durch ein Paar berechneter Zeichen- und Zwischenraumsignale erzeugt wird,
c) eine Vorrichtung zur Tiefpaßfilterung des berechneten Zeichen- oder Zwi schenraumsignals,
d) eine Vorrichtung zur Differenzierung dieses einen Signals zur Erzeugung eines Freigabesignals für einen Doppelbegrenzer zu den Zeitpunkten, bei denen die Steigung dieses tiefpaßgefilterten Signals von einem positiven Wert auf 0 absinkt, bevor sie einen negativen Wert annimmt,
e) einen Doppelbegrenzer zum Empfang dieser berechneten Signale und zum Empfang des Freigabesignals, wobei ein Ausschnitt dieses berechneten Signals zum Zeitpunkt des Freigabesignals auf den Ausgang gegeben wird
f) eine Entscheidungsschaltung zum Empfang des Abschnitts des ab geschätzten Signals, zur Bestimmung des größeren der abgeschätzten Signale und zur Erzeugung eines Hinweises auf das Vorhandensein eines Zeichen- oder Zwischenraumbits.

11. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Baudrate der Datenbits einen ersten Wert hat und die Vorrichtung zum Empfang einen Abtaster zum Abtasten der Da tenbits aufweist, dessen Abtastrate die abgetastete Sequenz mit einer Frequenz eines zweiten Werts erzeugt, welcher höher ist als der erste Wert und die Vor richtung einen Bandpaßfilter umfaßt zum Abtasten der Sequenz mit einer Fre quenz, welche ganzzahlig durch den ersten und zweiten teilbar ist, und zur Ausgabe der abgetasteten Sequenz von Datenbits.

12. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Expandierer zum Anlegen eines Ausgangssig nals des Abtasters an einen Eingang des Bandpaßfilters aufweist.

13. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das verwendete berechnete Signal ein Zwischenraum signal ist.

14. Frequenzmodulationsempfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 13, da durch gekennzeichnet, daß er eine Grenzwertschaltung umfaßt, welche das tiefpaßgefilterte Signal dem Differenzierer zuführt, wenn dieses einen vorbe stimmten Wert übersteigt.