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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Halbleiterspeicher mit einer
Ansteuerschaltung zur Steuerung des Zugriffs auf Speicherzellen.
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DRAM
(Dynamic Random Access Memory)-Speicherzellenfelder weisen üblicherweise
ein Feld mit einer Vielzahl einzelner Speicherzellen auf. Die einzelnen
Speicherzellen eines DRAM-Speichers
können
beispielsweise jeweils einen MOS-Transistor mit an dessen gesteuerter
Strecke angeschlossenem Kondensator umfassen.
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Eine
derartige Ein-Transistor-Zelle ist die einfachst mögliche Realisierung
der Speicherzelle eines dynamischen RAMs. Die Information wird dabei als
Ladung auf dem Kondensator gespeichert, sie bleibt allerdings dort
nur für
kurze Zeit erhalten. Der Kondensator muß deshalb regelmäßig nachgeladen werden.
Diesen Vorgang bezeichnet man als Refresh.
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Ist
der Kondensator der DRAM-Speicherzelle beispielsweise als Grabenkondensator
(Trench) ausgebildet und mit den Diffusionsgebieten des Transistors über ein
sogenanntes Buried Strap Ausdiffusionsgebiet gekoppelt, so führen bereits
kleine Positionstoleranzen bei der Fertigung zwischen verschiedenen
Masken- oder Belichtungsebenen zu einer veränderten Schwellspannung des
Transistors. Toleranzen bei der Schwell- oder Einsatzspannung selbstsperrender
CMOS-Transistoren können
es jedoch erforderlich machen, daß der High-Pegel der Wortleitung
des DRAM-Speichers angepaßt
werden muß,
um einen sicheren Betrieb des Speichers zu gewährleisten.
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Je
nach Anordnung der Transistoren mit angeschlossenem Grabenkondensator
kann eine Lagetoleranz in einer Richtung der Chip-Ebene entweder zu
einer Vergrößerung,
zu einer Verkleinerung oder zu keiner Beeinflussung der Schwellspannung
des Transistors führen.
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In
dem Dokument
US 4,727,519 ist
ein Speicherbaustein angegeben, bei dem Prozess-Schwankungen der
Herstellung kompensiert werden können.
Hierfür
ist ein Taktgenerator vorgesehen, der von einer Referenz-Wortleitung
angesteuert wird.
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In
dem Dokument
US 5,903,012 ist
ebenfalls eine Kompensation fertigungsbedingter Toleranzen von integrierten
Schaltkreisen angegeben. Dabei sind zwei Transistoren vorgesehen,
die in unterschiedlichen Fertigungsprozessen hergestellt werden.
In einem der beiden Transistoren wird ein Bias-Signal erzeugt, welches
in Abhängigkeit
von Parametern des anderen Transistors variiert.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Halbleiterspeicher mit
einer Ansteuerschaltung zur Steuerung des Zugriffs auf Speicherzellen
anzugeben, welcher eine Nachführung
des Wortleitungs-Highpegels des Halbleiterspeichers an beispielsweise
durch Positionstoleranzen bei der Transistorherstellung entstehende
Parameterschwankungen ermöglicht.
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Erfindungsgemäß wird die
Aufgabe von einem Halbleiterspeicher mit einer Ansteuerschaltung zur
Steuerung des Zugriffs auf Speicherzellen gelöst, umfassend ein erstes Transistorpaar
mit einem ersten Transistor mit einem Steueranschluß und einer gesteuerten
Strecke, der einen ersten technologieabhängigen Transistorparameter,
nämlich
abhängig vom
Transistortyp eine Einsatz- bzw. Schwell- oder Abschnürspannung
aufweist und mit einem zweiten Transistor mit einem Steueranschluß und einer
gesteuerten Strecke, der einen zweiten technologieabhängigen Transistorparameter
aufweist, dessen Wert bezüglich
dem des ersten technologieabhängigen Parameters
verschieden sein kann, und mit einer Auswerteschaltung, die mit
den Transistoren des ersten Transistorpaares zur Übermittlung
der Transistorparameter gekoppelt ist und die an ihrem Ausgang ein
vom ersten und zweiten technologieabhängigen Parameter abhängiges Ausgangssignal
zur Steuerung des Halbleiterspeichers bereitstellt. Erster und zweiter
Transistor sind in einer Reihenschaltung miteinander verbunden.
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Das
von erstem und zweitem technologieabhängigen Parameter abhängige Ausgangssignal kann
beispielsweise ein Wortleitungspegel zur Ansteuerung eines Halbleiterspeichers
sein, insbesondere zur Beeinflussung des High-Pegels einer derartigen
Wortleitung in einem Halbleiterspeicher.
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Sofern
erster und zweiter Transistor selbstsperrende Feldeffekt-Transistoren
sind, so werden als Transistorparameter die sogenannte Einsatz- oder
Schwellspannung Uth (threshold) der beiden Transistoren übermittelt
und in der Auswerteschaltung miteinander verknüpft. Handelt es sich jedoch bei
erstem und zweitem Transistor um selbstleitende Feldeffekt-Transistoren,
so werden als Transistorparameter die sogenannte Abschnürspannung
UP (pinch-off) der jeweiligen Transistoren übermittelt.
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Beispielsweise
bei gespiegelt angeordneten Zellfeldtransistoren in DRAM-Speicherchips
führen die
in Massenherstellungsverfahren unvermeidlich auftretenden Positions-
oder Lagetoleranzen zwischen verschiedenen Masken- oder Belichtungsebenen
dazu, daß Transistorparameter
wie die Schwellspannung oder die Abschnürspannung je nach Richtung
der Lagetoleranzen zu- oder abnehmen. Bei je zwei gespiegelt angeordneten
Zellfeldtransistoren wird dabei bei einem Transistor beispielsweise
die Abschnürspannung
zu- und bei dem jeweils anderen Transistor eines Transistorpaares
abnehmen. Mit der Auswerteschaltung ist es nun möglich, je nach Anforderungen
den Minimal-, Maximal- oder Mittelwert beispielsweise der Einsatzspannung
zu ermitteln. Damit können
in einem DRAM (Dynamic Random Access Memory)-Speicherbaustein Parameter
wie die Write-Back-Zeit, das Set-Delay oder die Spannung beim Wortleitungspegel "High" in Abhängigkeit
von diesen prozeßabhängigen Transistorparametern
beeinflußt werden.
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Derartige
Halbleiterspeicher mit jeweils gespiegelt angeordneten Speicherzellen,
die jeweils einen Transistor und einen Grabenkondensator umfassen,
können
genau zwei Speicherzellentypen aufweisen, davon einen Speicherzellentyp
mit Kondensator "links" am Transistor und
einen Speicherzellentyp mit Kondensator "rechts" am Transistor.
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Beispielsweise
der High-Pegel der Wortleitung kann gegenüber einer üblichen Versorgungsspannung
eines Halbleiterspeichers gemäß dem beschriebenen
Prinzip um einen Betrag erhöht
sein, der vom Mittelwert der Einsatzspannung der beiden gespiegelten
Transistoren abhängt.
Unter gespiegelten Transistoren sind dabei Speicherzellenstrukturen verstanden,
welche jeweils einen MOS-Transistor und eine Kapazität umfassen
und deren Struktur im Halbleiter zueinander spiegelsymmetrisch ausgeführt ist.
Erster und zweiter Transistor des Transistorpaares können separat
vorgesehen sein oder herkömmliche
Speicherzellen eines Speicherzellenfeldes in einem Speicherchip
sein. Die gewünschten technologieabhängigen Transistorparameter
können dabei
in einfacher Weise durch äußere, geeignete Beschaltung
der Transistoren gewonnen werden, wie an späterer Stelle anhand von Ausführungsbeispielen
detailliert erläutert.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist ein zweites Transistorpaar vorgesehen,
welches einen ersten Transistor mit einem Steueranschluß und einer
gesteuerten Strecke sowie mit dem ersten technologieabhängigen Transistorparameter
aufweist und einen Transistor mit einem Steueranschluß und einer
gesteuerten Strecke sowie mit dem zweiten technologieabhängigen Parameter
aufweist, wobei die Transistoren des zweiten Transistorpaares mit
der Auswerteschaltung zur Übermittlung
der Transistorparameter gekoppelt sind.
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Das
Vorsehen zweier Transistorpaare, welche jeweils einen ersten und
einen zweiten Transistor aufweisen, wobei die ersten Transistoren
den gleichen technologieabhängigen
Transistorparameterwert haben und die zweiten Transistoren jeweils
auch untereinander den gleichen technologieabhängigen Transistorparameterwert
aufweisen, hat den Vorteil, daß erster
und zweiter Transistorparameter gleichzeitig und getrennt voneinander
erfaßt
werden können.
Diese Ausführungsform
kommt besonders bei solchen Halbleiterspeichern vorteilhaft zum
Einsatz, die jeweils Paare von gespiegelt zueinander aufgebauten
Speicherzellen haben und bei denen es demnach bezüglich Fer tigungstoleranzen
und Parameterschwankungen nur zwei Typen von Speicherzellen gibt.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist zur Bereitstellung des ersten technologieabhängigen Transistorparameters
der Steueranschluß des
ersten Transistors des ersten Transistorpaares mit einem Anschluß seiner
gesteuerten Strecke verbunden und zur Bereitstellung des zweiten
technologieabhängigen
Transistorparameters ist der Steueranschluß des zweiten Transistor des
zweiten Transistorpaares mit einem Anschluß einer gesteuerten Strecke
verbunden. Beispielsweise zur Bestimmung der Schwellspannung oder
Einsatzspannung bei selbstsperrenden Transistoren kann derjenige
Transistor, dessen Schwellspannung gemessen werden soll, als Diode
geschaltet sein, während
der unmittelbar an einen Lastanschluß angeschlossene Transistor
vom anderen Typ durch Anlegen geeigneter Potentiale offen betrieben wird.
Als Strom wird dabei in den zu vermessenden Transistor gerade derjenige
Strom eingeprägt,
der sich bei Anlegen einer Norm- oder
Soll-Schwellspannung im Transistor einstellen würde.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung sind die technologieabhängigen Transistorparameter
Einsatzspannungen selbstsperrender Feldeffekttransistoren. Bei Verwendung
selbstleitender Feldeffekttransistoren ist entsprechend die Abschnürspannung
der technologieabhängigen
Transistorparameter.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist an je einen Anschluß je einer
gesteuerten Strecke eine als Grabenkondensator ausgebildete Kapazität angeschlossen zur
Bildung je einer DRAM-Speicherzelle.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist je ein Anschluß einer gesteuerten Strecke
des ersten Transistors mit je einem Anschluß der gesteuerten Strecke des
zweiten Transistors unmittelbar verbunden. Erster und zweiter Transistor
haben demnach zumindest ein gemeinsames Source/Drain-Diffusions-Gebiet.
An dieses gemeinsame Diffusionsgebiet kann üblicherweise die Bitleitung
eines Speicherzellenfeldes angeschlossen sein. Bei vorliegender
Schaltungsanordnung hingegen sind die Bitleitungskontakte vorzugsweise
mit den an die Grabenkondensatoren angeschlossenen Source/Drain-Gebieten
verbunden.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung sind erster Transistor mit jeweils angeschlossenem
Grabenkondensator und zweiter Transistor mit jeweils angeschlossenem Grabenkondensator
spiegelsymmetrisch zueinander ausgebildet. Ist der Abstand des Gateanschlusses des
ersten Transistors vom Graben größer als
der Abstand des Gateanschlusses des zweiten Transistors von dessen
Graben, so wird der erste Transistor eine größere Schwellspannung als der
zweite Transistor haben.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist die Auswerteschaltung einen Ausgang auf, an
dem derjenige Transistorparameter mit dem kleineren Wert bereitsteht.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
stellt die Auswerteschaltung an ihrem Ausgang denjenigen Transistorparameter
mit dem größeren Wert
bereit.
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In
einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung stellt die Auswerteschaltung an ihrem
Ausgang einen Mittelwert aus erstem und zweitem Transistorparameter
bereit. Alternativ hierzu kann, je nach Anforderung, selbstverständlich auch
ein gewichteter Summenwert aus erstem und zweitem Transistorparameter
gebildet sein.
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Weiter
Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der
Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 einen Querschnitt durch
zwei zueinander gespiegelt angeordnete Speicherzellen,
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2a ein Ersatzschaltbild
einer Speicherzelle gemäß 1, weitergebildet zur Erfassung
der Schwellspannung eines ersten Transistors,
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2b ein Ersatzschaltbild
eines Transistorpaares gemäß 1, weitergebildet zur Erfassung der
Schwellspannung des zweiten Transistors,
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2c einen Querschnitt durch
eine Transistorstruktur zur Realisierung eines Ersatzschaltbildes
gemäß 2a und 2b,
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3 eine Weiterbildung der
Ersatzschaltung von 2a und 2b mit einer Auswerteschaltung zur
Erfassung von Minimal- und Maximalwerten, und
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4 eine Weiterbildung der
Ersatzschaltungen von 2a und 2b mit Mittelwertbildung
der Schwellspannungen.
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1 zeigt einen Querschnitt
durch eine Transistorstruktur mit zwei gespiegelt angeordneten Zellfeldtransistoren
T1, T2, welche gemeinsam das erste Transistorpaar T1, T2 bilden.
Der erste Transistor T1 weist einen Gate-Anschluß G1 auf, während der zweite Transistor
T2 einen Gate-Anschluß G2 aufweist.
Mit den Gate-Anschlüssen
G1, G2 ist jeweils ein Kanal eines der als Feldeffekttransistoren ausgebildeten
Transistors steuerbar, welcher Source- und Drain-Gebiete miteinander
verbindet. Je ein Anschluß der
gesteuerten Strecken der Transistoren T1, T2 ist dabei als gemeinsames
Source-/Drain-Gebiet ausgebildet. Der jeweils freie Anschluß der gesteuerten
Strecken der Transistoren T1, T2 ist über ein Buried-Strap-Diffusionsgebiet
an einen Grabenkondensator (Trench) angeschlossen. Die Buried-Strap-Gebiete
sind mit BS, die Grabenkondensatoren mit C1, C2 bezeichnet. Der
Grabenkondensator C1 bildet mit dem Transistor T1 eine erste Speicherzelle,
während
der Transistor T2 mit dem Grabenkondensator C2 eine zweite Speicherzelle
bildet, welche spiegelsymmetrisch zur ersten Speicherzelle aufgebaut
ist.
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Man
erkennt, daß die
Diffusionsgebiete zur Bildung der Anschlüsse der gesteuerten Kanäle der Transistoren
T1, T2 sowie die Gate-Elektroden oder Gate-Anschlüsse G1,
G2 der Transistoren T1, T2 eine relative Lageabweichung oder Mittenabweichung
bezüglich
der Grabenkondensatoren C1, C2 sowie bezüglich der Buried-Strap-Gebiete
BS haben. Die Abweichungen der jeweiligen Symmetrie-Ebenen voneinander
berechnen sich aus der Hälfte
der Differenz der Abstände
A, B, demnach mit der Formel (A-B)/2. Dabei bezeichnet der Abstand
A den Abstand des Gate-Anschlusses G1 des ersten Transistors T1
von der äußeren Kante
des Grabenkondensators C1 und der Abstand B bezeichnet den Abstand
des Gate-Anschlusses G2 von der äußeren Kante
des Grabenkondensators C2.
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Die
relative Lageabweichung (A-B)/2 der Gates zu den Trenches führt dazu,
daß die
Schwellspannung oder Einsatzspannung des selbstsperrenden Transistors
T1 aufgrund der tieferen Drain/Source-Diffusionszone des Transistors
T2 auf der Buried-Strap-Seite größer als
die Schwellspannung des Transistors T2 ist. Diese Gate-Trench-Lageabweichung
(A–B)/2
kann beispielsweise +/– 50
nm betragen. Die Summe A + B aus den Abständen A, B ist stets konstant.
In derzeit üblichen
DRAM-Speicherchips
mit gespiegelt angeordneten Transistoren T1, T2, kommen bezüglich fertigungsbedingten,
unterschiedlichen Positionstoleranzen wie bereits beschrieben lediglich
die gezeigten Typen von Transistoren T1, T2 vor. Eine Positionstoleranz
von verschiedenen Masken- oder Belichtungsschritten in die Zeichenebene
hinein würde
jedoch zu keiner unterschiedlichen Schwellspannung der Transistoren
führen.
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2a zeigt ein Ersatzschaltbild
eines Transistorpaares gemäß 1, bei dem der Gate-Anschluß G1 des
ersten Transistors T1 mit demjenigen Anschluß der gesteuerten Strecke des
ersten Transistors T1 verbunden ist, welcher an den ersten Grabenkondensator
C1 angeschlossen ist. Dieser Schaltungsknoten ist mit dem Bezugszeichen 3 versehen. Der
Anschluß der
gesteuerten Strecke des zweiten Transistors T2, welcher mit dem
zweiten Grabenkondensator C2 verbunden ist, ist als Schaltungsknoten 1 bezeichnet,
während
der Steueranschluß G2
des zweiten Transistors T2 mit dem Bezugszeichen 2 versehen
ist.
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In 2b ist ein Ersatzschaltbild
eines weiteren Transistorpaares T1', T2' angegeben,
bei dem der Steueranschluß G2' des zweiten Transistors
T2' mit demjenigen
Lastanschluß der
gesteuerten Strecke des Transistors T2' verbunden ist, der unmittelbar mit
dem Grabenkondensator C2' gekoppelt
ist. Der freie Lastanschluß der
gesteuerten Strecke des zweiten Transistors T2' ist mit einem Lastanschluß des ersten
Transistors T1' verbunden,
dessen weiterer Lastanschluß zum
einen mit ersten Grabenkondensator C1' und zum andere mit Schaltungsknoten 4 verbunden
ist. Der Steueranschluß des
ersten Transistors G1' ist
mit einem Schaltungsknoten 5, der Steueranschluß des zweiten
Transistors G2' mit
einem Schaltungsknoten 6 verbunden.
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Während mit
der Schaltung gemäß 2a durch Anlegen geeigneter äußerer Potentiale
beziehungsweise durch Einprägen
geeigneter Ströme
an den Schaltungsknoten 1 bis 3 die Schwellspannung des
ersten Transistors T1 zwischen Schaltungsknoten 1 und 3 meßbar ist,
so fällt
in der Ersatzschaltung gemäß 2b bei Anlegen geeigneter
Spannungen und Ströme
an den Schaltungsknoten 4 bis 6 zwischen Schaltungsknoten 4 und 6 die
Schwellspannung des zweiten Transistors T2' ab.
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Im
einzelnen ist es zur Bestimmung der Schwellspannungen erforderlich,
bei der Schaltung gemäß 2a an den Schaltungsknoten 1 und 2 ein festes
Potential anzulegen, nämlich
am Schaltungsknoten 1 ein Potential von 0 Volt und am Schaltungsknoten 2 beispielsweise
3,3 Volt, während
am Schaltungsknoten 3 gerade derjenige Strom einzuprägen ist,
welcher sich laut Spezifikation unter Normbedingungen einstellen
würde,
wenn am Steueranschluß des
ersten Transistors T1 gerade die Schwellspannung anliegen würde. In
analoger Weise liegen die Verhältnisse
bei der Ersatzschaltung gemäß 2b, dort ist am Schaltungsknoten 4 beispielsweise
ein Potential von 0 Volt, und am Knoten 5 ein Potential von
3,3 Volt, also beispielsweise VDD, einzuprägen, während am
Schaltungsknoten 6 gerade der Strom zuzuführen ist,
welcher sich unter Normbedingungen bei Anlegen der Schwellspannung
einstellen würde.
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Die
Schaltungsknoten 1, 3, 4 und 6 sind
mit Bitleitungsanschlüssen
eines Halbleiterspeichers verbunden. Bei herkömmlichen Speicherzellenstrukturen
mit Bespiegelten Transistoren ist der Bitleitungsanschluß üblicherweise
nur einmal, und zwar am gemeinsamen Diffusionsgebiet der beiden
Transistoren T1, T2 beziehungsweise T2', T1' angeschlossen.
Es ergibt sich durch Verdopplung der Bitline-Anschlüsse jedoch
kein Nachteil, da die für
den Flächenbedarf
relevante Größe vielmehr
die Anzahl Wortleitungen sind. Bei den mit PW bezeichneten, im Querschnitt
dargestellten Leitungen handelt es sich um sogenannte Passing Wordlines,
welche in dem Querschnitt gemäß 2c keine unmittelbare Bedeutung
für die
gezeigte Schaltung haben.
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3 zeigt die Ersatzschaltbilder
gemäß 2a und 2b mit einer daran angeschlossenen Auswerteschaltung
AS zur Bereitstellung der minimalen oder der maximalen Einsatzspannung
der Transistoren T1, T2 beziehungsweise T1', T2'.
Dabei ist zu beachten, daß die
beiden ersten Transistoren T1, T1' den gleichen Aufbau aufweisen und den
gleichen Technologieschwan kungen unterworfen sind, so daß sich bezüglich ihren
elektrischen Eigenschaften, insbesondere bezüglich ihrer Transistorparameter,
eine gute Paarung ergibt. Ebenso verhält es sich mit den zweiten
Transistoren T2, T2',
welche ebenfalls gleich aufgebaut sind und ebenfalls untereinander
gleiche elektrische Parameter aufweisen und den gleichen Technologieschwankungen
unterliegen. Während
mit der Schaltung des ersten Transistorpaares T1, T2 am Schaltungsknoten 3 die
Einsatzspannung VT1 des ersten Transistors T1 bereitgestellt ist,
so ist mit dem zweiten Transistorpaar T1', T2' am
Schaltungsknoten 6 die Einsatzspannung VT2 des zweiten
Transistors T2' bereitgestellt.
Der hierzu jeweils erforderliche, einzuprägende Strom wird im einfachsten
Fall, wie gezeigt, aus der Versorgungsspannung über einen Widerstand R generiert, von
denen jeweils einer an den Schaltungsknoten 3 sowie an
den Schaltungsknoten 6 angeschlossen ist. An die Schaltungsknoten 3, 6 ist
weiterhin, zur Übermittlung
der Einsatzspannungen VT1, VT2, jeweils ein Eingang eines Differenzverstärkers DV
angeschlossen, welcher ohne Rückkopplung
betrieben ist. Dabei ist der Plus-Eingang des Differenzverstärkers DV
an den Schaltungsknoten 3 und der Minus-Eingang des Differenzverstärkers DV
an den Schaltungsknoten 6 angeschlossen. Der Differenzverstärker DV
ist offen betrieben. Zum Selektieren des Maximal- oder Minimalwertes
mittels einer Auswahlleitung SEL der Schwellspannungen oder Einsatzspannungen
der Transistoren ist ausgangsseitig an den Differenzverstärker DV
ein Eingang eines logischen Antivalenz-Gatters AV angeschlossen,
dessen weiterem Eingang das Auswahlsignal SEL zuführbar ist. Mittels
eines dem Antivalenz-Gatter AV nachgeschalteten Inverters V sind
zwei Transmission-Gates TG1, TG2 angesteuert, welche in Abhängigkeit
vom am Ausgang des Differenzverstärkers DV anliegenden Signal
sowie in Abhängigkeit
vom Auswahlsignal SEL entweder die Schwellspannung VT1 des ersten Transistors
T1 oder die Einsatzspannung VT2 des zweiten Transistors T2 auf den
Ausgang out der Auswerteschaltung AS durchschalten.
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Anstelle
der Ersatzschaltbilder in 3,
welche die beiden Transistorpaare T1, T2 und T1', T2' zeigen,
ist beispielsweise eine praktische Schaltungsrealisierung gemäß 2c mit jeweils Bespiegelten
Transistoren vorzusehen. Man erkennt, daß unabhängig von der Richtung der Positionstoleranzen
zwischen verschiedenen Belichtungsebenen und demnach zwischen den
Grabenkondensatoren und den Gate-Anschlüssen der Transistoren mit der
vorliegenden Schaltung immer ein sicheres Erkennen der minimalen
oder maximalen Einsatzspannung, wie gewünscht, möglich ist.
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Das
am Ausgang out der Auswerteschaltung AS bereitgestellte Ausgangssignal
kann in einfacher Weise zur Bestimmung einer erhöhten Pegelspannung für das High-Potential
einer Wortleitung in einem DRAM-Speicherchip herangezogen werden. Auch
andere Speicherchip-Parameter, wie das Set-Delay, die Writeback-Zeit
et cetera können
mit der gewonnenen, minimalen oder maximalen Einsatzspannung in
einfacher Weise beeinflußt
sein. Dabei ist zu beachten, daß mit
der beschriebenen Schaltung gemäß 3 bei Verwendung jeweils
gespiegelter Transistoren in einem Speicherzellenfeld die kleinste
beziehungsweise größte Einsatzspannung
aller Zellfeldtransistoren ermittelt werden kann.
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4 zeigt eine Weiterbildung
der Schaltung von 3,
bei der anstelle der Auswerteschaltung AS zur Ermittlung von Minimum
und/oder Maximum der Einsatzspannung eine alternative Auswerteschaltung
AS' zur Bestimmung
des Mittelwertes der Einsatzspannung auf einem Speicherchip angegeben
ist. Abgesehen von der Auswerteschaltung AS, AS' unterscheidet sich die Schaltung gemäß 4 nicht von der bereits
in 3 beschriebenen,
daher wird diese Beschreibung nicht wiederholt. Bei der Auswerteschaltung
AS' gemäß 4 sind zwei Komparatoren
K1, K2 vorgesehen, welche jeweils einen Verstärkungsfaktor von g = 1 aufweisen.
Den Komparatoren K1, K2 sind eingangsseitig jeweils die Schwellspannungen
oder Einsatzspannungen VT1, VT2 von erstem und zweitem Transistor
T1, T1', T2, T2' zuführbar. Hierfür ist ein
Plus-Eingang des ersten Komparators K1 an den Schaltungsknoten 3 der
Ersatzschaltung gemäß 2a angeschlossen, während ein
Minus-Eingang des ersten Komparators K1 an eine Referenzspannung
Vref angeschlossen ist. Der Plus-Eingang des zweiten Komparators
K2 ist mit dem Schaltungsknoten 6 der Ersatzschaltung von 2b zur Übermittlung der Schwellspannung
VT2 des zweiten Transistors T2 verbunden. Der Minus-Eingang des
zweiten Komparators K2 ist wiederum mit der Referenzspannungsquelle
Vref verbunden. Die Komparatoren K1, K2 dienen zur Signalentkopplung
der Einsatzspannungen VT1, VT2. Ausgangsseitig an den Komparatoren
K1, K2 ist jeweils ein gleich großer Widerstand R1 angeschlossen,
wobei die beiden Widerstände
R1 an ihren freien Enden miteinander und mit einem Schaltungsausgang
OUT' verbunden sind.
Am Schaltungsausgang OUT' steht der
Mittelwert der Einsatzspannungen VT1, VT2 bereit.
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Falls
gewünscht,
kann die Mittelwertbildung gemäß 4 in einfacher Weise in
eine gewichtete Addition überführt werden,
beispielsweise durch Verwendung entsprechender Widerstandsverhältnisse anstelle
gleich großer
Widerstände
R1.
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Ebenso
wie die Schaltung von 3 kann mit
der Schaltung von 4 in
einfacher Weise eine aus den Einsatzspannungen Vt1, Vt2 der Transistoren
eines Speicherchips abgeleitete Größe, hier der Mittelwert aller
Einsatzspannungen des Speicherchips, welcher gleich dem Mittelwert
aus einem ersten und einem zweiten Transistor ist, abgeleitet sein. Dieser
kann, wie bereits in der Beschreibung von 3 erläutert,
zur Herleitung oder Bildung gewünschter
Paramter oder physikalischer Größen, beispielsweise
Spannungen oder Ströme,
auf einem Speicherchip herangezogen sein. Beispielsweise könnte die
Versorgungsspannung VDD eines Speicherchips um den Mittelwert oder
Minimal- oder Maximalwert der Einsatzspannung oder einer daraus abgeleiteten
Größe vergrößert sein.
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Selbstverständlich ist
der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung nicht auf die gezeigten
Ausführungsbeispiele
mit zwei verschiedenen Transistortypen in einem Speicherzellenfeld
begrenzt. Eine Erweiterung beispielsweise auf vier Transistortypen, wenn
deren Parameter jeweils technologieabhängig aber unabhängig voneinander
variieren können,
ist in einfacher Weise möglich.
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- 1
- Schaltungsknoten
- 2
- Schaltungsknoten
- 3
- Schaltungsknoten
- 4
- Schaltungsknoten
- 5
- Schaltungsknoten
- 6
- Schaltungsknoten
- A
- Abstand
- AS
- Auswerteschaltung
- AS'
- Auswerteschaltung
- AV
- Antivalenz
- B
- Abstand
- BS
- Buried
Strap Gebiet
- C1
- Graben
- C1'
- Graben
- C2
- Graben
- C2'
- Graben
- DV
- Differenzverstärker
- g
- Verstärkung
- G1
- Steueranschluß
- G1'
- Steueranschluß
- G2
- Steueranschluß
- G2'
- Steueranschluß
- K1
- Komparator
- K2
- Komparator
- OUT
- Ausgang
- OUT'
- Ausgang
- PW
- Passing
Wordline
- R
- Widerstand
- R1
- Widerstand
- SEL
- Auswahlsignal
- T1
- Transistor
- T1'
- Transistor
- T2
- Transistor
- T2'
- Transistor
- TG1
- Transmission
Gate
- TG2
- Transmission
Gate
- V
- Verstärker
- Vref
- Referenzspannungsquelle
- Vt1
- Einsatzspannung
- Vt2
- Einsatzspannung