DE10022785A1 - Bushalteschaltkreis mit Überspannungstoleranz - Google Patents
Bushalteschaltkreis mit ÜberspannungstoleranzInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft einen auf CMOS-Transistoren basierenden Bushalteschaltkreis mit Überspannungstoleranz. Der Bushalteschaltkreis der vorliegenden Erfindung umfaßt zusätzlich zu dem üblichen Eingangsinverter (IV1) und dem Latch-Inverter (IV2) einen Leseschaltkreis (30) und einen Verteilerschaltkreis (40), die so ausgelegt sind, daß sie im Zusammenwirken Überspannungsereignisse blockieren, so daß die Überspannung nicht den Latch-Inverter (IV2) speist. Der Leseschaltkreis (30) umfaßt einen Komparator (31), der so ausgelegt ist, daß er das Potential einer Standard-Hochpotentialspeiseschiene mit dem Potential vergleicht, welches ein Signal hat, das dem Eingangsknoten (IN) des Bushalteschaltkreises zugeführt wird. Das höhere dieser beiden Potentiale wird verwendet, um den Verteilerschaltkreis (40) zu aktivieren, der seinerseits das höhere dieser beiden Signale mit einer Pseudo-Hochpotentialspeiseschiene (PR) verbindet. Die Pseudo-Hochpotentialspeiseschiene (PR) wird dazu verwendet, den Latch-Inverter (IV2) zu speisen, so daß der Latch-Inverter (IV2) während Überspannungsbedingungen nicht aktiviert wird, insbesondere wenn der Schaltkreis in seinem Hochimpedanzzustand ist. Der Bushalteschaltkreis kann in ähnlicher Weise auch dazu ausgelegt sein, daß er eine Unterspannungstoleranz aufweist.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft Halteschaltkreise für einen
Bus (im folgenden als Bushalteschaltkreise bezeichnet). Insbe
sondere betrifft die vorliegende Erfindung Bushalteschaltkrei
se, die unter Einsatz einer Technologie hergestellt werden, die
auf komplementärsymmetrischen Metalloxidhalbleitertransistoren
(Complementary Metal Oxide Semiconductor (CMOS) transistors)
basiert. Noch spezieller betrifft die vorliegende Erfindung auf
CMOS-Transistoren basierende Bushalteschaltkreise, die entwor
fen werden, um einen Schutz gegen unbeabsichtigtes Schalten
oder Buskoppeln bereitstellen, das durch Überspannungsbedingun
gen verursacht wird.
Schaltkreisbusse werden eingesetzt, um elektrische Signale von
gewünschter Amplitude und Stärke zwischen verschiedenartigen
Rechenvorrichtungen und Ein-/Ausgabegeräten zu übertragen.
Schaltkreisbusse können zwei oder mehrere derartige Vorrichtun
gen miteinander verbinden, sowohl wenn die Vorrichtungen in der
Nähe zueinander, als auch wenn sie entfernt voneinander ange
ordnet sind. Die Vorrichtungen, die mit Buszusammenschaltungen
verbunden sind, umfassen Makrovorrichtungen wie Computer, Druc
ker, Kommunikationsvorrichtungen und ähnliches. Sie umfassen
auch innere Komponenten wie etwa Mikroprozessoren, Speicherzel
len, etc.. Busse sind im allgemeinen einfache Leitungen aus
leitendem Material, die eine schnelle Signalübertragung ermög
lichen. Es ist jedoch notwendig, den Signalfluß durch einen Bus
derart zu regulieren, daß der Signalaustausch und die Signal
verarbeitung durch die verkoppelten Vorrichtungen geeignet ko
ordiniert werden. Um dies zu bewerkstelligen, umfassen alle
Vorrichtungen, die dazu vorgesehen sind, mit anderen gekoppel
ten Vorrichtungen zu kommunizieren, Busschnittstelleneingangs-
und -ausgangsschaltkreise. Diese Busschnittstellenschaltkreise
sind so entworfen, daß sie die ausgehende Signalabgabe zu dem
Bus zum Übertragen an eine andere Vorrichtung oder andere Vor
richtungen und den eingehenden Signalempfang von derartigen an
deren Vorrichtungen über den Bus regulieren.
Wenn eine Mehrzahl von Vorrichtungen mit einem Bus verbunden
ist, ist es notwendig zu gewährleisten, daß zu einem bestimmten
Zeitpunkt nur eine dieser Vorrichtungen Zugriff auf den Bus
hat, damit man das Aussenden von gegensätzlichen Signalen ver
meidet. Alle anderen mit dem Bus verbundenen Vorrichtungen müs
sen gegenüber dem Bus in einem Hochimpedanzzustand sein, so daß
keine unbeabsichtigte Signalübertragung stattfinden kann. Bei
einem aktiven System muß somit zu diesem Zweck ein Busschnitt
stellenschaltkreis zu einem beliebigen Zeitpunkt in jedem von
drei definierten Zuständen sein können, d. h. er muß drei ver
schiedene Funktionen ausüben können. Der erste Zustand ist eine
erste Bus-Antriebsbedingung, die so ausgelegt ist, daß das
Äquivalent eines logisch niedrigen Signals übertragen wird, der
zweite Zustand ist eine zweite Bus-Antriebsbedingung, die so
ausgelegt ist, daß das Äquivalent eines logisch hohen Signals
übertragen wird, und der dritte Zustand ist das Äquivalent ei
nes Hochimpedanz- oder Standbyzustands. Die Busschnittstellen
schaltkreise, die dazu ausgelegt sind, die Signalübertragung
über den Bus zu regulieren, sind im allgemeinen als Dreizu
standspuffer (tristate buffers) bekannt.
Busschnittstellenschaltkreise können viele Formen annehmen. In
einem typischen Standardbeispiel ist der Busschnittstellen
schaltkreis einfach eine Kombination aus Inverter und Latch,
wie sie in dem Beispiel von Fig. 1 gezeigt ist, und die dazu
ausgelegt ist, ein Signal von ausreichendem Potential zum In
vertieren und Übertragen zu empfangen. Insbesondere lehrt der
Stand der Technik, einen Latch-Inverter (Verriegelungsinverter)
IV2 antiparallel mit dem Eingangsinverter IV1 zu verkoppeln,
wie in Fig. 1 für einen Bushalteschaltkreis 10 des Standes der
Technik gezeigt. Die beiden Inverter IV1 und IV2 werden über
die Hochpotentialspeiseschiene Vcc und die Niedrigpotential
speiseschiene GND gespeist. Der Latch-Inverter IV2 ist dazu
ausgelegt, den Eingangsinverter IV1 in seinem letzten Zustand,
in dem er angetrieben wurde, zu verriegeln, wenn er in einer
Dreizustands- oder "Z"-Impedanzbedingung ist, wodurch ein Bus
halteschaltkreis erzeugt wird. Das bei IN eingehende Signal
kann von einer mit dem Schaltkreis 10 verbundenen Schaltung ei
ner besonderen Vorrichtung herrühren, wobei das Signal über den
Knoten OUT dem Bus zuzuführen ist. Alternativ kann das Signal
bei IN von dem Bus herrühren, wobei das Ausgangssignal bei OUT
der Schaltung der gekoppelten Vorrichtung zugeführt wird.
Unter bestimmten Bedingungen kann ein Signal, das dem Eingang
des Busschnittstellenschaltkreises 10 zugeführt wird, ein Po
tential haben, das von dem Potentialbereich abweicht, in dem zu
arbeiten der Inverter ausgelegt ist. Dies ist ein Punkt von
wachsender Bedeutung, da Vorrichtungen mit unterschiedlichen
Potentialbereichen häufig über einen gemeinsamen Bus miteinan
der verkoppelt werden. Unter bestimmten Umständen, und insbe
sondere, wenn der Latch-Inverter IV2 ein CMOS-Inverter ist,
kann ein überschüssiges Potential an dem Ausgangsknoten dieses
Inverters ein Einschalten beider CMOS-Transistoren bewirken, so
daß ein bedeutender Leckstrom zwischen den Schienen Vcc und GND
fließt.
Es ist wohlbekannt, daß die zwischen Vorrichtungen übertragenen
Signale in digitalen Systemen entweder als logisch hochpegelig
(oder "1" oder "EIN") oder als logisch niedrigpegelig (oder "0"
oder "AUS") eingeordnet werden. Das bestimmte Signalpotential,
das definiert, ob ein logisch hohes oder ein logisch tiefes Si
gnal ausgesandt wird, hängt von den Halbleiterbauteilen ab, die
die Verschaltung bilden, die mit diesem Aussenden im Zusammen
hang steht. Die gebräuchlichsten Schaltkreisanordnungen, die
verwendet werden, um digitale Signale zu erzeugen, umfassen un
ter anderem CMOS-Logik und Transistor-Transistor-Logik (TTL).
Diese logischen Anordnungen arbeiten unterschiedlich, als Funk
tion des Pegelabstands zwischen dem logisch hohen Signal und
dem logisch niedrigen Signal.
Bei CMOS-Logik, die hauptsächlich auf der Verwendung von rela
tiv langsamen, wenig Leistung verbrauchenden MOS-Transistoren
basiert, wird ein logisch niedriges Signal im allgemeinen in
dem Bereich unterhalb von etwa 0,6 Volt (V) über einer Niedrig
potentialspeiseschiene GND ausgebildet, die auf 0,0 V liegen
kann. Ein logisch hohes Signal wird im allgemeinen im Bereich
von Vcc bis Vcc-0,6 V ausgebildet, wobei Vcc bei einer nominel
len Zufuhr von 5 Volt zwischen 4,5 V und 5,5 V variieren kann,
oder bei einer nominellen Zufuhr von 3,3 Volt zwischen 3,0 V
und 3,6 V variieren kann. Bei einer 3,3-Volt-Zufuhr muß der Pe
gelabstand zwischen Hoch und Niedrig daher mindestens 2,4 Volt
betragen, um zu gewährleisten, daß ein erwünschter Wechsel zwi
schen einem logisch niedrigen und einem logisch hohen Signal
auftritt. Entsprechend kann bei einem System, das auf 3,3 Volt
basiert, ein Signal, das von einer Vorrichtung empfangen wird,
die ein nominelles Potential von 5 Volt auf ihrer Schiene hat,
das System überlasten. Somit muß man beim Zusammenfügen von
5-Volt- und 3-Volt-Systemen wie auch beim Zusammenfügen anderer
Systeme mit ungleichen Spannungszufuhren logische Potentiale
außerhalb des beabsichtigen Bereichs berücksichtigen. Dies ist
insbesondere bei einem auf CMOS-Transistoren basierenden Inver
ter der Fall, der ein Dreizustands-Bushalteschaltkreis ist.
Wenn der betreffende Inverter durch eine 3,3-Volt-
Hochpotentialspeiseschiene gespeist wird und das Eingangssignal
in diesen Inverter beispielsweise das Schienenpotential über
schreitet, tritt eine Überspannungsbedingung auf, und der In
verter kann unbeabsichtigt aktiviert werden, so daß er ein Si
gnal leitet, oder er wird sonstwie Strom zwischen den Hochpo
tential- und Niedrigpotentialspeiseschienen leiten, wie etwa
der Inverter IV2 aus Fig. 1.
Die wachsende Wahrscheinlichkeit von Überspannungsbedingungen
beim Eingang des Eingangsinverters wegen des zunehmenden Ver
koppelns von Vorrichtungen mit unterschiedlichem Potential
macht eine Lösung erforderlich. Da in dem Bushalteschaltkreis
10 aus Fig. 1 Überspannungsbedingungen auftreten können, wurden
Abfangelemente wie etwa eine Schottky-Diode SD zwischen dem
Ausgang des Rückkopplungs-Latch-Inverters IV2 und dem Eingangs
inverter lvi verwendet, siehe den zweiten Bushalteschaltkreis
11, der in Fig. 2 gezeigt ist. Insbesondere wenn eine Überspan
nungsbedingung am Eingang IN auftritt, blockt die Schottky-
Diode dieses überschüssige Potential davon ab, über den Inver
ter IV2 eine Leckstrombedingung zu bewirken. Wenn der Schalt
kreis 11 durch ein relativ niedriges Zufuhrpotential wie bei
spielsweise 3,3 V gespeist wird, kann es leicht einer Überspan
nungsbedingung ausgesetzt sein, wenn es an IN mit einer auf 5 V
basierenden Vorrichtung verkoppelt wird. Da viele Schottky-Dio
den Einschaltschwellenpotentiale von etwa 0,4 V haben, zieht
der Abfall über die Diode ein ansonsten logisch hohes Potential
an dem Eingang von IV1 unter das nominelle 3,3 V-Potential von
Vcc.
Gewöhnlich beeinträchtigt diese Art Abfall den Betrieb des Ein
gangsinverters IV1 nicht wesentlich, da ein Schieneneingang nur
auf etwa 2,9 V reduziert wird - dies ist deutlich innerhalb der
Erfordernisse eines auf 3,3 V basierenden MOS-Transistors.
Schottky-Dioden werden jedoch unter Verwendung von Bipolartran
sistor-Herstellungsprozessen hergestellt. Diese Prozesse sind
teurer und zeitaufwendiger als die bei CMOS-Strukturen einge
setzten, insbesondere wenn nur eine einzige Vorrichtung als
Teil eines Schaltkreises benötigt wird. Daher ist es wünschens
wert, eine auf CMOS-Transistoren basierende Struktur zu haben,
die eine Einrichtung umfaßt, um auf die Überspannungsbedingung
zu reagieren. Eine solche Vorrichtung könnte ein als Diode ver
schalteter MOS-Transistor sein. Der Abfall über eine solche
Vorrichtung kommt jedoch 1,0 V nahe und kann daher bewirken,
daß das Potential am Eingang von IV1 geringer ist als das, wel
ches für den richtigen Betrieb benötigt wird, um entweder ein
Hochsetzen oder Herunterziehen ohne gleichzeitige Leitung da
durch hervorzurufen. Benötigt wird ein nur auf CMOS-
Transistoren basierender Bushalteschaltkreis, der zur Verwen
dung bei Anwendungen mit mehreren unterschiedlichen Zufuhrpo
tentialen geeignet ist.
Das für Nguyen et al. erteilte US-Patent Nr. 5,828,233 be
schreibt einen auf CMOS-Transistoren basierenden Bushalte
schaltkreis zur Verwendung bei Bedingungen mit gemischten Si
gnalen. Nguyen verwendet offenbar ein passives System aus MOS-
Transistoren, die zum Auslösen des Blockierens der Bedingung
Überspannungen am Eingang erfordern, die größer als ein Schwel
lenpotential Vt sind. Bei MOS-Transistoren beträgt dieses Vt
etwa 0,7 V. In ähnlicher Weise muß das Eingangspotential unter
halb des Potentials von Vcc um dasselbe Potential Vt fallen,
bevor der Bushalteschaltkreis beginnt, auf das Eingangssignal
zu antworten. Natürlich ist ein Potentialbereich von etwa 1,4
V, während dessen der Betrieb des Bushalteschaltkreises nicht
eindeutig definiert ist, nicht zu akzeptieren.
Benötigt wird daher ein Bushalteschaltkreis mit ausschließlich
CMOS-Transistoren, der ein aktives System zum Auflösen von
Überspannungsbedingungen hat, insbesondere im Hinblick auf das
Verkoppeln von Systemen mit unterschiedlichen Zufuhrpotentia
len. Benötigt wird auch ein derartiger Schaltkreis, der relativ
nahe an dem Zufuhrpotential für den Bushalteschaltkreis akti
viert wird, um auf Überspannungsbedingungen zu reagieren. Fer
ner wird ein derartiger aktiver Schaltkreis benötigt, der auf
Eingangssignalveränderungen nach dem Erfassen einer Überspan
nungsbedingung mit minimaler Verzögerung antwortet. Ein solcher
Schaltkreis muß ferner in allen drei Betriebszuständen während
Standardpotentialbedingungen wirksam bleiben.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Bushalte
schaltkreis mit ausschließlich CMOS-Transistoren bereitzustel
len, der ein aktives System zum Auflösen von Überspannungsbe
dingungen hat, insbesondere im Hinblick auf das Verkoppeln von
Systemen mit unterschiedlichen Zufuhrpotentialen. Zur Aufgabe
der vorliegenden Erfindung gehört es auch, einen solchen
Schaltkreis bereitzustellen, der relativ nahe an dem Zufuhrpo
tential für den Bushalteschaltkreis aktiviert werden kann, um
auf Überspannungsbedingungen zu reagieren. Ferner gehört zur
Aufgabe der vorliegenden Erfindung das Bereitstellen eines sol
chen aktiven Schaltkreises, der nach dem Erfassen einer Über
spannungsbedingung auf Eingangssignalveränderungen mit minima
ler Verzögerung antwortet. Der Schaltkreis der vorliegenden Er
findung bleibt in allen drei Betriebszuständen während Stan
dardpotentialbedingungen wirksam. Ferner kann er verwendet wer
den, um auf Überspannungsbedingungen zu reagieren, die in den
oder aus dem Bus geleitet werden. Eine Variante des toleranten
Bushalteschaltkreises der vorliegenden Erfindung ist ein unter
spannungstoleranter Bushalteschaltkreis zum Aufrechterhalten
des Schaltkreises in einem Hochimpedanzzustand während Unter
spannungsbedingungen, wenn solche auftreten.
Diese und andere Aufgaben werden bei der vorliegenden Erfindung
dadurch erreicht, daß der Latch-Inverter des Standes der Tech
nik mit einer Pseudo-Speiseschiene verkoppelt wird, die mit ei
nem Blockiermechanismus versehen ist, der verhindert, daß Über
spannungspotentiale die Standard-Hochpotentialspeiseschiene er
reichen. Der Blockiermechanismus umfaßt einen Leseschaltkreis
zum Erfassen, ob die Eingangsspannung des Schaltkreises größer
als die der Hochpotentialspeiseschiene ist. Der Leseschaltkreis
arbeitet so, daß er gewährleistet, daß das Signal mit höherem
Potential der Pseudo-Hochpotentialschiene zugeführt wird. Diese
Pseudo-Hochpotentialschiene wird ihrerseits mit dem Hochpoten
tialknoten des Rückkopplungs-Latch-Inverters verbunden, so daß
das Eingangspotential für diesen Inverter nicht größer als das
Potential seines Hochpotentialknotens sein kann.
Der Leseschaltkreis kann vorzugsweise eine Art von Komparator
sein, wie etwa ein differentieller Komparator. Die Verwendung
eines derartigen Komparators führt dazu, daß das der durch die
Überspannung hervorgerufene Spannungsunterschied, der durch den
Schaltkreis der vorliegenden Erfindung abgeblockt werden kann,
wesentlich verringert wird, so daß ein gleichzeitiges Leiten
oder eine unerwünschte Signalaussendung minimiert werden. Wäh
rend das bestimmte Auslösepotential ausgewählt werden kann,
wurde insbesondere ermittelt, daß ein Unterschied von nur etwa
0,25 V bewirkt, daß die vorliegende Erfindung zum Zweck des Ab
blockens der Übertragung dieser Überspannungsbedingung auf die
Hochpotentialschiene des Latch-Inverters aktiviert wird.
Der Blockiermechanismus der vorliegenden Erfindung umfaßt auch
einen Verteilerschaltkreis zum Verkoppeln der Pseudo-Hochpoten
tialschiene mit dem Signal höheren Potentials von entweder der
Standard-Hochpotentialspeiseschiene oder dem Eingang des
Schaltkreises. Der Verteilerschaltkreis wird mit der Kompara
torstufe des Schaltkreises verbunden und aktiviert wahlweise
den Schaltkreiszweig, der mit dem Zufuhrknoten mit dem größeren
Potential verbunden ist. Das Ergebnis des Verbindens des Lese
schaltkreises und des Verteilerschaltkreises mit den bisherigen
Bushalte- und Latch-Invertern der CMOS-Bushalteschaltkreise des
Standes der Technik ist, daß der Hochimpedanzzustand trotz ei
ner Überspannungsbedingung am Eingang aufrechterhalten werden
kann. Es sei darauf hingewiesen, daß in ähnlicher Weise auf ei
ne Unterspannungsbedingung reagiert werden kann, wenn man einen
Blockiermechanismus der beschriebenen Art verwendet. In diesem
Falle würde jedoch der Leseschaltkreis das niedrigere Potential
von den Potentialen, die mit der Standard-Niedrigpotentialspei
seschiene und dem Eingang des Bushalteschaltkreises verbunden
sind, einer Pseudo-Niedrigpotentialschiene zuführen. Auf diese
Weise wird der Latch-Schaltkreis in einem Hochimpedanzzustand
belassen, und es tritt kein gleichzeitiges Leiten durch den In
verter während einer Unterspannungsbedingung auf, sollte eine
solche auftreten.
Diese und weitere Vorteile werden beim Studium der folgenden
ausführlichen Beschreibung der Ausführungsform der Erfindung,
der begleitenden Zeichnungen und der angefügten Ansprüche er
sichtlich.
Fig. 1 ist ein schematisches Schaubild eines Bushalteschalt
kreises des Standes der Technik mit einem Eingangsin
verter und einem Rückkopplungs-Latch-Inverter.
Fig. 2 ist ein schematisches Schaubild eines Bushalteschalt
kreises des Standes der Technik mit einer blockieren
den Schottky-Diode.
Fig. 3 ist ein Blockschaubild des Bushalteschaltkreises der
vorliegenden Erfindung, das einen Leseschaltkreis und
einen Verteilerschaltkreis in einer überspannungsto
leranten Anordnung zeigt.
Fig. 4 ist ein schematisches Schaubild des Bushalteschalt
kreises der vorliegenden Erfindung mit ausschließlich
CMOS-Transistoren in einer überspannungstoleranten
Anordnung, das Details des Leseschaltkreises und des
Verteilerschaltkreises zeigt.
Fig. 5 ist ein schematisches Schaubild des Bushalteschalt
kreises der vorliegenden Erfindung mit ausschließlich
CMOS-Transistoren in einer unterspannungstoleranten
Anordnung, das Details des Leseschaltkreises und des
Verteilerschaltkreises zeigt.
Fig. 6 ist ein Graph, der den bedeutenden Leckstrom zeigt,
der sich durch den Latch-Inverter des Bushalteschalt
kreises des Standes der Technik aus Fig. 1 während
ansteigender Überspannungsbedingungen entwickelt.
Fig. 7 ist ein Graph, der den minimalen Leckstrom zeigt, der
sich durch den Latch-Inverter des vorliegenden Bus
halteschaltkreises aus Fig. 4 während ansteigender
Überspannungsbedingungen entwickelt.
Wie in Fig. 3 gezeigt, umfaßt ein Bushalteeingangsschaltkreis
20 der vorliegenden Erfindung einen Leseschaltkreis 30, der da
zu ausgelegt ist, die Potentiale zu vergleichen, die an der
Hochpotentialspeiseschiene Vcc einerseits angelegt sind und an
dererseits am Eingangsknoten IN angelegt sind. Es sei darauf
hingewiesen, daß der Knoten IN mit einem Bus zum Empfang von
Signalen oder mit einer internen Verschaltung zur Signalüber
tragung an den Bus verbunden werden kann. Der Leseschaltkreis
30 ist mit Vcc und IN verbunden und kann vorzugsweise einen
differentiellen Komparator umfassen, der unter Bezug auf Fig. 4
beschrieben werden wird. Der Bushalteschaltkreis 20 umfaßt fer
ner einen Verteilerschaltkreis 40, der mit IN, Vcc und dem Le
seschaltkreis 30 verbunden ist. Der Verteilerschaltkreis 40 ist
so ausgelegt, daß er das mit einer Pseudo-Hochpotentialschiene
PR verbundene Potential als Funktion des Ausgangs des Lese
schaltkreises 30 definiert. Genauer verbindet der Verteiler
schaltkreis 40 die Schiene PR entweder mit Vcc oder IN, abhän
gig davon, welches der beiden auf einem höheren Potential
liegt. Die Pseudoschiene PR wird ihrerseits mit dem Hochpoten
tialknoten des Latch-Inverters IV2 verbunden, so daß der Poten
tialunterschied zwischen dem Eingangsknoten und dem Hochpoten
tialknoten des Inverters IV2 immer fest ist, so daß ein gleich
zeitiges Leiten blockiert wird. Der Eingangsinverter IV1 kann
weiter in der selben Weise betrieben werden, wie es hinsicht
lich des Standes der Technik beschrieben wurde.
Ein bevorzugtes detailliertes Design des Bushalteschaltkreises
20 der vorliegenden Erfindung für Oberspannungstoleranz ist in
Fig. 4 gezeigt. In dieser Struktur umfaßt der Eingangsinverter
IV1 einen Pull-up-PMOS-Transistor (PMOS-Transistor zum Hochzie
hen eines Potentials) M0 und einen Pulldown-NMOS-Transistor
(NMOS-Transistor zum Herunterziehen eines Potentials) M1, deren
Gates mit dem Schaltkreiseingang IN verbunden sind, und deren
Drains mit dem Schaltkreisausgang OUT verbunden sind. Die Sour
ce von M0 ist mit der Hochpotentialspeiseschiene Vcc, die einen
bestimmten definierten nominellen Wert hat, verbunden, und die
Source von M1 ist mit der Niedrigpotentialspeiseschiene GND
verbunden. Die Drains von M0 und M1 sind außerdem mit dem Ein
gang des Latch-Inverters IV2 verbunden, der aus einem NMOS-
Transistor M2 und einem PMOS-Transistor M3 gebildet ist. Die
Drains der Transistoren M2 und M3 sind zu Zwecken des Verrie
gelns in einer dem Fachmann wohlbekannten Art und Weise mit IN
verbunden. Die Source von M2 ist mit GND verbunden. Anders als
bei dem Design des Bushalteschaltkreises 10 des Standes der
Technik ist die Source von Transistor M3 aus Gründen, die in
Bezug auf Fig. 3 beschrieben wurden, mit der Pseudoschiene PR
verbunden, anstatt daß sie direkt mit Vcc verbunden ist.
Weiter unter Bezug auf Fig. 4 umfaßt der Schaltkreis 20, wie
zuvor erwähnt, einen neuartigen Leseschaltkreis 30 und einen
neuartigen Verteilerschaltkreis 40. Der Leseschaltkreis 30 um
faßt einen Komparator 31, eine Komparatorverstärkerstufe 32,
und optionale Lesesignalinverter IV3 und IV4. Der Komparator 31
ist vorzugsweise ein differentieller Komparator, der wie folgt
angeschlossen ist. Der immer eingeschaltete Transistor M12 ist
mit der stabilen unabhängigen Spannungszufuhr V1 verbunden, um
für den differentiellen Komparator Strom bereitzustellen. Auch
wenn die Zufuhr V1 Eigenschaften einer Stromabfuhr hat, ist der
Kompromiß vorzuziehen, daß der Schaltkreis 20 vor gleichzeiti
gem Leiten in einer Überspannungssituation bewahrt wird.
Das Gate des ersten differentiellen NMOS-Transistors M14 ist
mit Vcc verbunden, so daß er immer eingeschaltet ist. Das Gate
des zweiten differentiellen NMOS-Transistors M13 ist mit IN
verbunden, so daß sein Betrieb durch das Potential an diesem
Knoten bestimmt wird. Die Sources der Transistoren M13 und M14
sind mit dem Drain des immer eingeschalteten Zufuhrtransistors
M12 verbunden. Das Drain von Transistor M14 ist mit den Gates
der PMOS-Transistoren M15 und M16 verbunden, so daß diese immer
eingeschaltet sind, wobei ihre Gates mit Vcc verbunden sind.
Das Drain von Transistor M15 ist mit dem Drain von Transistor
M13 verbunden, während das Drain von Transistor M16 mit dem
Drain des immer eingeschalteten Transistors M14 verbunden ist.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Drains der Transistoren M13
und M15 auch mit der noch zu beschreibenden Komparatorverstär
kerstufe 32 verbunden sind.
Das Paar der differentiellen PMOS-Transistoren M15 und M16
stellt den vollen differentiellen Signalausgang des Schaltkrei
ses 31 als Funktion der Signale bereit, die über IN dem Gate
des Transistors M13 zugeführt werden. Insbesondere ist, wenn IN
auf einem logisch hohen Pegel ist, sei dieser logisch hohe Pe
gel auf Vcc oder einem höheren Potential, der Transistor M13
eingeschaltet, so daß er den Ausgang des Komparators 31 auf ei
nen logisch niedrigen Pegel herunterzieht. Dieser Ausgang des
Komparators 31 ist mit der Verstärkerstufe 32 verbunden, die
den NMOS-Transistor M9 und den PMOS-Transistor M10 umfaßt. Der
immer eingeschaltete NMOS-Transistor M9 gewährleistet, daß das
Aktivieren des Transistors M10 das Signal aus dem Komparator 31
steuert, dadurch, daß sein Gate mit diesem Ausgang und seine
Source mit Vcc verbunden ist. Der Eingang des aus den Transi
storen M6 und M7 gebildeten Inverters IV3 ist mit dem Ausgang
der Verstärkerstufe 32 verbunden, so daß er dieses Signal in
vertiert. Die Source des PMOS-Transistors M7 ist mit Vcc ver
bunden, und sein Drain ist mit dem Drain des Pulldown-NMOS-
Transistors M6 verbunden. Schließlich ist der Eingang des In
verters IV4, der den Pseudoschienen-Pull-up-Transistor M5 und
den Pulldown-Transistor M4 umfaßt, mit dem Ausgang von IV3 ver
bunden, und sein Ausgang ist mit dem Verteilerschaltkreis 40 in
einer noch zu beschreibenden Weise verbunden. Es ist wichtig,
darauf hinzuweisen, daß die Source des Transistors M5 mit der
Pseudoschiene PR verbunden ist, anstatt daß sie mit Vcc verbun
den ist, um so zu gewährleisten, daß der Verteilerschaltkreis
40 in passender Weise das Verkoppeln des Knotens mit höherem
Potential mit PR bewirkt.
Weiter unter Bezug auf Fig. 4 arbeitet der Verteilerschaltkreis
40 so, daß er gemäß dem Design des Leseschaltkreises 30 entwe
der Vcc oder IN mit der Pseudoschiene PR verbindet. Insbesonde
re umfaßt der Verteilerschaltkreis 40 einen ersten PMOS-Ver
teilertransistor M8 und einen zweiten PMOS-Verteilertransistor
M11. Das Gate des Transistors M8 ist mit dem Ausgang des Inver
ters IV4 des Leseschaltkreises verbunden, seine Source ist mit
Vcc verbunden, und sein Drain ist mit PR verbunden. Das Gate
des Transistors M11 ist mit Vcc verbunden, seine Source ist mit
IN verbunden, und sein Drain ist mit PR verbunden. Im wesentli
chen ist es so, daß wenn der Transistor M8 aktiviert wird, die
Pseudoschiene PR während Nichtüberspannungsbedingungen mit Vcc
verbunden ist. Wenn der Transistor Mil aktiviert wird, wird
während der Überspannung die Pseudoschiene PR mit IN verbunden.
Im Betrieb stellt der Bushalteschaltkreis 20 der vorliegenden
Erfindung eine Überspannungstoleranz in der folgenden Weise be
reit. Während die Inverter IV1 und IV2 während des zu erwarten
den logisch niedrigen Pegels, des logisch hohen Pegels und der
Hochimpedanzzustände in üblicher Weise arbeiten, blockiert der
Rest des Schaltkreises 20 Probleme ab, die mit der Überspannung
zusammenhängen. Insbesondere wirken die Transistoren M8 und M11
so, daß sie die bei IN eingehende Überspannung auf die Schiene
PR leiten, so daß die dem Inverter IV2 zugeführte Spannung auf
dem höheren der beiden Potentiale von Vcc und IN gehalten wird.
Bei jedem Hochpotentialeingang, ob eine Überspannungsbedingung
herrscht oder nicht, ist das Gate von M3 logisch niedrig, so
daß jede anfängliche Überspannung auf PR übertragen wird.
Die Transistoren M9/M10 der Verstärkerstufe 32 und die Transi
storen M12 bis M16 des Komparators 31 erfassen, ob das Potenti
al bei IN größer ist als bei Vcc. Dadurch wird der Transistor
M13 eingeschaltet, der seinerseits den Verstärkertransistor M10
aktiviert. Ein logisch hohes Signal am Eingang von IV3 erzeugt
ein logisch niedriges Signal am Eingang des Inverters IV4, so
daß der Ausgang des Inverters IV4 am Gate von M8 dem Potential
auf PR entspricht. Wenn das Eingangspotential bei IN im Ver
gleich zu dem Potential auf Vcc ein Überspannungspotential ist,
wird der Transistor M8 ausgeschaltet, wodurch das Verkoppeln
des Hochpotentialknotens des Latch-Inverters IV2 über die Pseu
doschiene PR zu der Niedrigpotentialspeiseschiene Vcc blockiert
wird. Gleichzeitig wird bei einer Überspannungsbedingung mit
ausreichendem Spannungsunterschied der Transistor M11 akti
viert, so daß die Pseudoschiene PR mit IN verbunden wird.
Schließlich wird unter normalen Betriebsbedingungen das Gate
von M8 in den niedrigen Zustand getrieben, wodurch unter geeig
neten Bedingungen PR und Vcc miteinander verbunden werden.
Während die vorliegende Erfindung hauptsächlich auf die Über
spannungstoleranz eines Bushalteschaltkreises gerichtet ist,
sei darauf hingewiesen, daß dieselben Merkmale verwendet werden
können, um einen Schutz gegenüber Unterspannungsbedingungen un
ter entsprechenden Umständen zu gewährleisten. Wie in Fig. 5
dargestellt, umfaßt ein Bushalteschaltkreis 200 mit Unterspan
nungstoleranz wie zuvor einen Standardeingangsinverter IV1 und
einen Latch-Inverter IV2. Um einen Schutz gegen eine Unterspan
nungsbedingung zu gewährleisten, wird der Niedrigpotentialkno
ten des Inverters IV2 über die Source des NMOS-Transistors M2
mit der Pseudo-Niedrigpotentialschiene PRN verbunden. Die
Schiene PRN wird wie gezeigt mit dem Unterspannungsleseschalt
kreis 300 und dem Unterspannungsverteilerschaltkreis 400 ver
bunden. Im einzelnen ist der Ausgang des Inverters IV6 mit dem
Gate des NMOS-Blockiertransistors M17 verbunden, so daß ein lo
gisch niedriger Ausgang aus IV6 das Verkoppeln von PRN mit GND
blockiert, wenn das Potential auf IN niedriger ist als das Po
tential, das auf der Niedrigpotentialspeiseschiene GND liegt.
Gleichzeitig verbindet der Transistor M18 PRN mit IN, so daß
kein gleichzeitiges Leiten über IV2 erfolgt. Im normalen Be
trieb ist der Ausgang von IV6 logisch hoch, wodurch M17 einge
schaltet wird und gewährleistet wird, daß PRN direkt mit GND
verbunden ist.
Der Rest des Schaltkreises arbeitet in einer im wesentlichen
gleichen, aber umgekehrten Weise wie der unter Bezug auf Fig. 4
ausführlich beschriebene Schaltkreis. Zusammenfassend umfaßt
der Leseschaltkreis 300 einen Komparator 301 mit Transistoren
M19 bis M22, die so angeordnet sind, daß der Transistor M21 das
Signal steuert, das dem Verstärkertransistor M24 der Verstär
kerstufe 302 zugeführt wird. Der Ausgang aus dieser Stufe wird
dem Eingang des Inverters IV5 zugeführt, der aus Transistoren
M25 und M26 gebildet ist. Der Ausgang des Inverters IV5 wird
mit dem Eingang des Inverters IV6 verbunden, der aus den Tran
sistoren M27 und M28 gebildet ist, die so angeordnet sind, daß
die Source des NMOS-Transistors M28 mit der Pseudo-Niedrigpo
tentialschiene PRN verbunden ist.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung, was den überspan
nungstoleranten Bushalteschaltkreis 20 aus Fig. 4 betrifft,
können in einem Vergleich der I-V-Kurven für diesen Schaltkreis
20 und für den Bushalteschaltkreis 10 des Standes der Technik
aus Fig. 1 gesehen werden.
Im einzelnen stellt Fig. 6 in der Kurve 50 den Strom durch den
Schaltkreis 10 dar, wobei nur die Inverter IV1 und IV2 in der
beschriebenen Weise verwendet werden, wenn das Potential auf
Vcc nominell 3,3 V beträgt, und wenn der Schaltkreis 10 in ei
nem Hochimpedanzzustand ist. Man sieht, daß der Strom bei etwa
4 V abrupt ansteigt, auf etwa 9 Milliampere, wenn das Eingangs
potential auf IN etwa 5 V beträgt. Die vorliegende Erfindung
aus Fig. 4 stellt andererseits ein wirksames Blockieren des.
Stroms durch den Schaltkreis 20 während Überspannungsbedingun
gen bereit. Wie in Fig. 7 mittels der Kurve 60 dargestellt, be
schränkt der Schaltkreis 20 den Strom durch ihn, wenn er in ei
nem Hochimpedanzzustand ist, die Hochpotentialspeiseschiene Vcc
nominell auf 3,3 V liegt und eine Überspannung angelegt wird.
Nach einer sehr kleinen anfänglichen Stromschwankung während
des Schalten des Signals von einem logisch niedrigen Pegel
(0,0 V) zu einem logisch hohen gibt es im wesentlichen keinen
Strom mehr durch den Schaltkreis, wenn das Potential auf IN
3,3 V überschreitet. Das Blockieren des Leseschaltkreises 30 im
Zusammenwirken mit dem Verteilerschaltkreis 40, die in der in
Fig. 4 gezeigten und unter Bezug auf diese beschriebenen Weise
mit dem Latch-Inverter IV2 verbunden sind, ist ersichtlich im
Vergleich zum Bushalteschaltkreis des Standes der Technik be
sonders wirksam.
Claims (12)
1. Überspannungstoleranter Bushalteschaltkreis, der dazu aus
gelegt ist, in drei Funktionen zu arbeiten, darunter in einem
Hochimpedanzzustand, mit einem Eingangsknoten und mit einem
Ausgangsknoten, wobei der Bushalteschaltkreis ein auf CMOS-
Transistoren basierender Schaltkreis ist, der zwischen einer
Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) und einer Niedrigpotential
speiseschiene (GND) verbindbar ist, wobei der Schaltkreis um
faßt:
- a) einen Eingangsinverter (IV1), von dem ein Eingang mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist und ein Ausgang mit dem Aus gangsknoten (OUT) verbunden ist, wobei der Eingangsinverter (IV1) durch die Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) gespeist wird;
- b) einen Latch-Inverter (IV2), von dem ein Eingang mit dem Ausgangsknoten (OUT) verbunden ist und ein Ausgang mit dem Ein gangsknoten (IN) verbunden ist;
- c) einen Leseschaltkreis (30), der mit dem Eingangsknoten (IN) und der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist; und
- d) einen Verteilerschaltkreis (40), der mit dem Leseschalt kreis (30) und dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist, wobei der Leseschaltkreis (30) und der Verteilerschaltkreis (40) zusammenwirkend eine Pseudo-Hochpotentialspeiseschiene (PR) bereitstellen, deren Potential das höhere von einerseits dem Potential, auf dem der Eingangsknoten liegt, oder anderer seits dem Potential, auf dem die Hochpotentialspeiseschiene liegt, ist, wobei die Pseudo-Hochpotentialspeiseschiene (PR) den Latch-Inverter (IV2) speist.
2. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 1, bei dem der Lese
schaltkreis (30) umfaßt:
- a) einen Komparatorschaltkreis (31), von dem ein erster Ein gang mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist und ein zweiter Eingang mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist;
- b) eine Verstärkerstufe (32), von der ein Eingang mit einem Ausgang des Komparatorschaltkreises (31) verbunden ist; und
- c) eine Inverterstufe (IV3, IV4), von der ein Eingang mit ei nem Ausgang der Verstärkerstufe (32) verbunden ist und ein Aus gang mit einem Eingang des Verteilerschaltkreises (40) verbun den ist.
3. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 2, bei dem der Kompara
torschaltkreis (31) umfaßt:
- a) einen ersten NMOS-Transistor (M14), dessen Gate der erste Eingang des Komparatorschaltkreises (31) ist;
- b) einen zweiten NMOS-Transistor (M13), dessen Gate der zwei te Eingang des Komparatorschaltkreises (31) ist;
- c) einen ersten PMOS-Transistor (M16), dessen Gate und Drain mit dem Drain des ersten NMOS-Transistors (M14) verbunden sind, und dessen Source mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) ver bunden ist; und
- d) einen zweiten PMOS-Transistor (M15), dessen Gate mit dem Drain des ersten NMOS-Transistors (M14) verbunden ist, dessen Source mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist, und dessen Drain mit dem Drain des zweiten NMOS-Transistors (M13) verbunden ist.
4. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 3, bei dem die Verstär
kerstufe (32) einen PMOS-Transistor (M10) umfaßt, dessen Gate
mit dem Drain des zweiten NMOS-Transistors (M13) des Kompara
torschaltkreises (31) verbunden ist, und dessen Source mit der
Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist.
5. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 4, bei dem die Inverter
stufe (IV3, IV4) umfaßt:
- a) einen ersten Inverter (IV3), der einen Eingangsknoten, der mit dem Drain des PMOS-Transistors (M10) der Verstärkerstufe verbunden ist und einen PMOS-Transistors (M7) umfaßt, dessen Source mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist; und
- b) einen zweiten Inverter (IV4), wobei ein Ausgang des ersten Inverters (IV3) mit einem Eingang des zweiten Inverters (IV4) verbunden ist, wobei der zweite Inverter (IV4) einen PMOS-Tran sistor (M5) umfaßt, der mit der Pseudo-Hochpotentialspeise schiene (PR) verbunden ist, und wobei ein Ausgang des zweiten Inverters (IV4) mit dem Verteilerkreis (40) verbunden ist.
6. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 5, bei dem der Vertei
lerschaltkreis (40) umfaßt:
- a) einen ersten PMOS-Transistor (M8), dessen Gate mit dem Ausgang des zweiten Inverters (IV4) des Leseschaltkreises (30) verbunden ist, dessen Source mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist, und dessen Drain mit der Pseudo-Hochpoten tialspeiseschiene (PR) verbunden ist; und
- b) einen zweiten PMOS-Transistor (M11), dessen Gate mit der Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) verbunden ist, dessen Source mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist, und dessen Drain mit der Pseudo-Hochpotentialspeiseschiene (PR) verbunden ist.
7. Unterspannungstoleranter Bushalteschaltkreis, der dazu
ausgelegt ist, in drei Zuständen zu arbeiten, darunter einem
Hochimpedanzzustand, einem Eingangsknotenzustand und einem Aus
gangsknotenzustand, wobei der Bushalteschaltkreis ein auf CMOS-
Transistoren basierender Schaltkreis ist, der zwischen einer
Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) und einer Niedrigpotential
speiseschiene (GND) verbindbar ist, wobei der Schaltkreis um
faßt:
- a) einen Eingangsinverter (IV1), von dem ein Eingang mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist und ein Ausgang mit dem Aus gangsknoten (OUT) verbunden ist, wobei der Eingangsinverter durch die Hochpotentialspeiseschiene (Vcc) gespeist wird;
- b) einen Latch-Inverter (IV2), von dem ein Eingang mit dem Ausgangsknoten (OUT) verbunden ist und ein Ausgang mit dem Ein gangsknoten (IN) verbunden ist;
- c) einen Leseschaltkreis (300), der mit dem Eingangsknoten (IN) und der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist; und.
- d) einen Verteilerschaltkreis (400), der mit dem Leseschalt
kreis (300) und dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist,
wobei der Leseschaltkreis (300) und der Verteilerschaltkreis (400) zusammenwirkend eine Pseudo-Niedrigpotentialspeiseschiene (PRN) bereitstellen, deren Potential das niedrigere von einer seits dem Potential, das an dem Eingangsknoten (IN) anliegt, oder andererseits dem Potential, das an der Niedrigpotential speiseschiene (GND) anliegt, ist, wobei die Pseudo-Niedrig potentialspeiseschiene (PRN) mit dem Latch-Inverter (IV2) ver bunden ist.
8. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 7, bei dem der Lese
schaltkreis (300) umfaßt:
- a) einen Komparatorschaltkreis (301), von dem ein erster Ein gang mit der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist und ein zweiter Eingang mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist;
- b) eine Verstärkerstufe (302), von der ein Eingang mit einem Ausgang des Komparatorschaltkreises (301) verbunden ist; und
- c) eine Inverterstufe (IV5, IV6), von der ein Eingang mit ei nem Ausgang der Verstärkerstufe (302) verbunden ist und ein Ausgang mit einem Eingang des Verteilerschaltkreises (400) ver bunden ist.
9. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 8, bei dem der Kompara
torschaltkreis (300) umfaßt:
- a) einen ersten PMOS-Transistor (M19), dessen Gate der erste Eingang des Komparatorschaltkreises (301) ist;
- b) einen zweiten PMOS-Transistor (M2), dessen Gate der zweite Eingang des Komparatorschaltkreises (301) ist;
- c) einen ersten NMOS-Transistor (M20), dessen Gate und Drain mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors (M19) verbunden sind, und dessen Source mit der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist; und
- d) einen zweiten NMOS-Transistor (M22), dessen Gate mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors (M20) verbunden ist, dessen Source mit der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist, und dessen Drain mit dem Drain des zweiten PMOS-Transi stors (M21) verbunden ist.
10. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 9, bei dem die Verstär
kerstufe (302) einen NMOS-Transistor (M24) umfaßt, dessen Gate
mit dem Drain des zweiten PMOS-Transistors (M21) des Kompara
torschaltkreises (301) verbunden ist, und dessen Source mit der
Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist.
11. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 10, bei dem die Inver
terstufe (IV5, IV6) umfaßt:
- a) einen ersten Inverter (IV5), der einen Eingangsknoten, der mit dem Drain des NMOS-Transistors (M24) der Verstärkerstufe (302) verbunden ist, und einen NMOS-Transistor umfaßt, dessen Source mit der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist; und
- b) einen zweiten Inverter (IV6), wobei ein Ausgang des ersten Inverters (IV5) mit einem Eingang des zweiten Inverters (IV6) verbunden ist, wobei der zweite Inverter (IV6) einen NMOS-Tran sistor (M28) umfaßt, der mit der Pseudo-Niedrigpotentialspeise schiene (PRN) verbunden ist, und wobei ein Ausgang des zweiten Inverters (IV6) mit dem Verteilerschaltkreis (400) verbunden ist.
12. Bushalteschaltkreis nach Anspruch 11, wobei der Verteiler
schaltkreis (400) umfaßt:
- a) einen ersten NMOS-Transistor (M17), dessen Gate mit dem Ausgang des zweiten Inverters (IV6) des Leseschaltkreises (300) verbunden ist, dessen Source mit der Niedrigpotentialspeise schiene (GND) verbunden ist, und dessen Drain mit der Pseudo- Niedrigpotentialspeiseschiene (PRN) verbunden ist; und
- b) einen zweiten NMOS-Transistor (M18), dessen Gate mit der Niedrigpotentialspeiseschiene (GND) verbunden ist, dessen Quel le mit dem Eingangsknoten (IN) verbunden ist, und dessen Drain mit der Pseudo-Niedrigpotentialspeiseschiene (PRN) verbunden ist.
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US6504401B1 (en) * | 2001-11-30 | 2003-01-07 | Xilinx, Inc. | Configurable bus hold circuit with low leakage current |
US6774675B1 (en) | 2003-06-24 | 2004-08-10 | Fairchild Semiconductor Corporation | Bus hold circuit with power-down and over-voltage tolerance |
WO2006067859A1 (ja) * | 2004-12-24 | 2006-06-29 | Yamatake Corporation | インターフェース回路 |
JP3948621B2 (ja) * | 2003-06-30 | 2007-07-25 | 株式会社山武 | インターフェース回路 |
US7064593B2 (en) * | 2004-09-20 | 2006-06-20 | Texas Instruments Incorporated | Bus-hold circuit |
US7321238B1 (en) * | 2005-12-22 | 2008-01-22 | Integrated Device Technology, Inc. | Over-voltage tolerant multifunction input stage |
US8279568B2 (en) | 2010-04-14 | 2012-10-02 | Fairchild Semiconductor Corporation | Charge pump switch power down protection |
US8564918B2 (en) | 2011-02-16 | 2013-10-22 | Fairchild Semiconductor Corporation | Pass gate off isolation |
US8710900B2 (en) | 2012-03-22 | 2014-04-29 | Fairchild Semiconductor Corporation | Methods and apparatus for voltage selection for a MOSFET switch device |
US10396571B2 (en) | 2015-02-17 | 2019-08-27 | Fairchild Semiconductor Corporation | Adaptive overvoltage protection for adaptive power adapters |
ES2872334T3 (es) | 2015-06-18 | 2021-11-02 | Esa European Space Agency | Arquitectura del transceptor de detección de fallos de bus y método de funcionamiento del transceptor |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IL96808A (en) * | 1990-04-18 | 1996-03-31 | Rambus Inc | Introductory / Origin Circuit Agreed Using High-Performance Brokerage |
GB2258100B (en) * | 1991-06-28 | 1995-02-15 | Digital Equipment Corp | Floating-well CMOS output driver |
US5266849A (en) * | 1992-02-19 | 1993-11-30 | Hal Computer Systems, Inc. | Tri state buffer circuit for dual power system |
JP3020341B2 (ja) * | 1992-03-18 | 2000-03-15 | 松下冷機株式会社 | 気密端子保護カバー |
US5338978A (en) * | 1993-02-10 | 1994-08-16 | National Semiconductor Corporation | Full swing power down buffer circuit with multiple power supply isolation |
US5381061A (en) * | 1993-03-02 | 1995-01-10 | National Semiconductor Corporation | Overvoltage tolerant output buffer circuit |
US5432462A (en) * | 1993-04-30 | 1995-07-11 | Motorola, Inc. | Input buffer circuit having sleep mode and bus hold function |
US5455732A (en) * | 1993-09-15 | 1995-10-03 | National Semiconductor Corporation | Buffer protection against output-node voltage excursions |
US5457411A (en) * | 1994-12-02 | 1995-10-10 | Texas Instruments Incorporated | Trinary logic input gate |
US5646553A (en) * | 1995-05-10 | 1997-07-08 | 3Com Corporation | Driver for tri-state bus |
JP3865408B2 (ja) * | 1995-12-01 | 2007-01-10 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | バス導線及びバスインタフェース回路を具えている回路 |
US5828233A (en) * | 1996-09-12 | 1998-10-27 | Quality Semiconductor, Inc. | Mixed mode CMOS input buffer with bus hold |
US6049242A (en) * | 1997-10-14 | 2000-04-11 | Cypress Semiconductor Corp. | Voltage reference source for an overvoltage-tolerant bus interface |
US5914844A (en) * | 1997-10-14 | 1999-06-22 | Cypress Semiconductor Corp. | Overvoltage-tolerant input-output buffers having a switch configured to isolate a pull up transistor from a voltage supply |
-
1999
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