CN201663582U - 一种上变频混频器和双平衡式上变频混频器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种上变频混频器，包括晶体管M1和M2，和2个电阻R2、R3，电阻分别与晶体管的漏极相连，其特征在于，还包括：电流源，电阻R1和2个运算放大器OP1和OP2，其中OP1输出端与M1栅极连接，OP2输出端与M2栅极连接，OP1反相输入端与M1的源端连接，OP2的反相输入端与M2的源端连接，运算放大器的同相输入端分别与输入信号VIF的两端连接，R1两端分别与运算放大器的反相输入端相连。本实用新型同时公开了一种双平衡式上变频混频器。本实用新型能够使得输出信号随输入信号线性变化，具有电路结构简单，电路面积小，电路线性度高的优点。

Description

一种上变频混频器和双平衡式上变频混频器 

技术领域

本实用新型涉及混频器，具体涉及射频集成电路的一种高线性上变频混频器电路。 

背景技术

射频收发机模拟前端在本质上主要完成频率转换的功能，接收机模拟前端将接收到的射频信号转换成低频信号，而发射机模拟前端将要发射的低频信号转换成射频信号，频率转换的功能就是由混频器完成的。 

混频器核心的工作原理是将两个输入信号在时域上相乘，然后输出已达到频率转换的目的。假设两个正弦信号输入到乘法器中，在数学上可以表示为： 

$\left(A\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\left(B\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t\right)=\frac{\mathrm{AB}}{2}[\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t]---\left(1\right)$

两者相乘的结果包含频率相加和相减，信号幅度为与IF信号和LO信号成正比的关系。因此，如果LO的信号幅度为常数，那么输出信号的幅度就会与IF输入信号成正比关系。 

但实际上混频器不能做到理想的乘法器，由于混频器是一个非线性器件，所以会有串绕效应(cross-modulation)。如式(2)所示： 

ω_IF＝mω_RF+nω_LO                                        (2) 

其中m和n为自然数。如果两个信号相加减就会产生很多除了正常的ω_IF信号外其它不需要的输出信号，而且其中会有一个分量在2ω_LO-ω_RF附近，这个信号我们很容易联想到镜像干扰信号，也就是说如果正常的ω_IF信号和2ω_LO-ω_RF信号如果同时存在于两级变频结构前一级混频器的输出端的话，对于后一级的混频器输入来说会产生很严重的影响。 

在现代通信系统中，输入信号的动态范围是一个很重要的性能，它决定着系统性能的好坏，通常输入信号的动态范围在80dB到100dB的范围内。 线性度就是决定输入信号幅值不能大于多少才不至于失真，线性度越好那么系统的输入动态范围也就可以越大，系统的性能就越好。 

图1为典型的吉尔伯特(Gilbert)单元混频器，如果本振信号足够强，晶体管M1-M4可以近似为理想开关，则Gilbert单元混频器的输出电流为： 

I_o＝I_o1-I_o2＝(I₁-I₂)-(I₄-I₃) 

＝sgn[cosω_LOt](I_B+i_s)-sgn[cosω_LOt](I_B-i_s) 

＝2sgn[cosω_LOt]i_s                                    (3) 

其中，sgn[cosω_LOt]是一个幅度为1、频率为ω_LO的方波信号 

$\mathrm{sgn}\left[\cos {\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}t\right]=\left\{\begin{array}{cc}-1& \cos {\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}t<0\\ 1& \cos {\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}t>0\end{array}\right.---\left(4\right)$

将方波信号sgn[cosω_LOt]进行傅立叶变换，可得： 

$\begin{array}{cc}\mathrm{sgn}\left[\cos {\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}t\right]=\underset{k=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_k\cos k{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}t& A_k=\frac{\sin (\mathrm{k\&pi;}/2)}{\mathrm{k\&pi;}/4}\end{array}---\left(5\right)$

方波信号是本振信号的各奇次谐波组成的。 

图1中M5、M6和电阻R1构成跨导器，对于跨导器来说，它的输出为 

2i_s＝g_mv_RFcosω_RFt                                    (6) 

g_m为差分对M5、M6的跨导，g_m＝g_m5＝g_m6。 

因此Gilbert单元混频器的输出电流为 

$I_o=g_m{v}_{\mathrm{RF}}\underset{k=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\sin \mathrm{k\&pi;}/2}{\mathrm{k\&pi;}/2}[\cos (k{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{KO}}+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{RF}})t+\cos (k{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}-{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{RF}})t]---\left(7\right)$

由(7)式可知，M5、M6两个MOS管线性度的好坏决定了整个混频器线性度的好坏，如果输入IF信号的动态范围超过了M5和M6的饱和区范围，M5和M6将工作在线性区，输出的电流也不再与输入电压保持正比关系。 

图2为由吉尔伯特(Gilbert)单元组成的双平衡式混频器，其线性度的好坏同样受到MOS管线性度的好坏的影响。 

因此迫切的需要一种新型的上变频混频器，其线性度的好坏不再受MOS管线性度好坏的影响。 

实用新型内容

本实用新型旨在提供一种高线性度的上变频混频器，以解决现有技术存在的混频器线性度较低的问题。 

为解决上述技术问题，一方面，本实用新型提供一种上变频混频器，包括晶体管M1和M2，和电阻R2、R3，电阻R2、R3分别与晶体管M1、M2的漏极相连，还包括：电流源I1和I2，一端分别与M1、M2的源极相连，另一端接地；电阻R1和运算放大器OP1和OP2，其中，运算放大器OP1的输出端与晶体管M1的栅极连接，运算放大器OP2的输出端与晶体管M2的栅极连接，运算放大器OP1的反相输入端与晶体管M1的源端连接，运算放大器OP2的反相输入端与晶体管M2的源端连接，运算放大器OP1和OP2的同相输入端分别与输入信号的两端连接，电阻R1两端分别与运算放大器OP1和OP1的反相输入端相连，电阻R2与M1的漏极相连，电阻R3与M2的漏极相连，电阻R2、R3的另一端分别和直流电压源VDD相连。 

另一方面，本实用新型还提供一种双平衡式上变频混频器，包括两个上变频混频器，每个上变频混频器电路分别完成正交IQ信号中I路和Q路的上变频混频。 

本实用新型通过采用运算放大器和MOS管共同构成射随器电路，从而使得输出信号随输入信号线性变化，具有电路结构简单，电路面积小，电路线性度高的优点，适用于射频收发器的发射链路。 

附图说明

图1为典型的吉尔伯特(Gilbert)单元混频器； 

图2为由吉尔伯特(Gilbert)单元组成的双平衡式混频器(mixer)结构图； 

图3为本实用新型实施例提供的上变频混频器工作原理示意图； 

图4为本实用新型实施例提供的双平衡式上变频混频器。 

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本实用新型。 

本实用新型的上变频混频器(up-mixer)的电路结构如图3所示，包括： 电流源I1和I2，一端分别与M1、M2的源极相连，另一端接地；NMOS管M1和M2；电阻R1、R2、R3，电阻R1两端分别与运算放大器OP1和OP1的反相输入端相连，电阻R2与M1的漏极相连，电阻R3与M2的漏极相连，电阻R2、R3的另一端和直流电压源VDD相连；运算放大器OP1和OP2，其中运算放大器OP1的输出端与NMOS管M1的栅极连接，运算放大器OP2的输出端与NMOS管M2的栅极连接，运算放大器OP1的反相输入端与NMOS管M1的源端连接，运算放大器OP2的反相输入端与NMOS管M2的源端连接，构成射随器电路。运算放大器的同相输入端分别与差分输入VIF信号的两端连接。NMOS管的组成和结构与现有的吉尔伯特单元的组成和结构相同，不再赘述。前述NMOS管可以为PMOS管或者三极管。 

通过选择运算放大器内部MOS管的合适尺寸，以及调整NMOS管M1、M2的尺寸，使得节点C1、C2的电压分别等于VIF+和VIF-，并且跟随VIF+和VIF-变化而变化。这样流过电阻R1的电流ΔI就等于： 

$\mathrm{\&Delta;I}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{IF}}}{R1}---\left(8\right)$

同时，由于流经电流源的电流都为IO，则支路1，2的电流分别为： 

$I1=I_0+\mathrm{\&Delta;I}=I_0+\frac{\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{IF}}}{R1}---\left(9\right)$

$I2=I_0-\mathrm{\&Delta;I}=I_0-\frac{\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{IF}}}{R1}---\left(10\right)$

由上两式可知，输出电流随输入电压线性变化，与MOS管的跨导gm无关，此电路具有很好的线性度。 

本实用新型的双平衡式上变频混频器(up-mixer)的电路结构如图4所示，包括两个相同的上变频混频器，分别完成正交IQ信号中I路和Q路的上变频混频功能。具体包括4个电流源I1-I4，一端分别与M13、M14、M15和M16的源极相连，另一端接地；16个NMOS管M1-M16，M1-M8的漏极分别与电阻R3、R4、R3、R4、R5、R6、R5和R6相连，M1-M8的栅极分别与输入的正交信号(I+、I-、I-、I+、Q+、Q-、Q-和Q+)连接，M1和M2的源极通过M9的漏极与M13的漏极相连，M3和M4的源极通过M10的漏极与M14的 漏极相连，M5和M6的源极通过M1的漏极与M15的漏极相连，M7和M8的源极通过M2的漏极与M16的漏极相连；6个电阻R1-R6；4个运算放大器OP1-OP4，其中，运算放大器(OP1-OP4)的输出端分别与NMOS管(M13-M16)的栅极连接，运算放大器(OP1-OP4)的反相输入端分别与NMOS管(M13-M16)的源极连接，运算放大器(OP1-OP4)的同相输入端分别与输入的正交信号(I+、I-、Q+和Q-)连接，构成射随器电路。电阻R1、R2的两端分别与NMOS管(M13和M14，M15和M16)的源极连接。电流源(I1、I2、I3和I4)的输入极分别与NMOS管的源极连接，电流源(I1、I2、I3和I4)的输出极与地(GND)连接。其中NMOS管M19-M12可以省略。双平衡式上变频混频器输出电流随输入电压线性变化，与MOS管的跨导gm无关，此电路具有很好的线性度。 

前述NMOS管可以为PMOS管或者三极管，当然也可以部分为PMOS管，部分为NMOS管或者三极管。 

采用射随器结构的上变频混频器和双平衡式上变频混频器，具有电路结构简单，电路面积小，线性度高的优点，尤其适用于射频收发器的发射链路。 

以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。 

Claims (6)

1.一种上变频混频器，包括晶体管M1和M2，和电阻R2、R3，电阻R2、R3分别与晶体管M1、M2的漏极相连，其特征在于，还包括：电流源I1和I2，一端分别与M1、M2的源极相连，另一端接地；电阻R1和运算放大器OP1和OP2，其中，运算放大器OP1的输出端与晶体管M1的栅极连接，运算放大器OP2的输出端与晶体管M2的栅极连接，运算放大器OP1的反相输入端与晶体管M1的源端连接，运算放大器OP2的反相输入端与晶体管M2的源端连接，运算放大器OP1和OP2的同相输入端分别与输入信号的两端连接，电阻R1两端分别与运算放大器OP1和OP1的反相输入端相连，电阻R2与M1的漏极相连，电阻R3与M2的漏极相连，电阻R2、R3的另一端分别和直流电压源VDD相连。

2.根据权利要求1所述的上变频混频器，其特征在于，所述晶体管为NMOS管，PMOS管或三极管。

3.根据权利要求1或2所述的上变频混频器，其特征在于，所述输入信号为差分输入信号，所述电阻R1两端的节点C1、C2的电压分别等于差分输入信号的电压VIF+和VIF-。

4.根据权利要求2所述的上变频混频器，其特征在于，电阻R1的电流ΔI为，ΔI＝ΔVIF/R1。

5.根据权利要求4所述的上变频混频器，其特征在于，当电流源的电流为I0时，则电阻R2和电阻R3所在的支路的电流分别为I0+ΔI和I0-ΔI。

6.一种双平衡式上变频混频器，其特征在于，包括两个权利要求1的上变频混频器，每个上变频混频器电路分别完成正交IQ信号中I路和Q路的上变频混频。 

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