CN1910530A - 具有温度补偿的晶体管装置和用于温度补偿的方法 - Google Patents

Abstract

说明一种具有温度补偿的晶体管装置，在该情况下，晶体管(1)具有至少一个可调几何参数。温度测量装置(15)输出依赖于温度的信号，根据该依赖于温度的信号，控制单元(2)以这样的方式驱动晶体管(1)的几何参数，使得该晶体管的电气特征量是独立于温度的。可调几何参数优选地是晶体管(1)的沟道宽度。

Description

具有温度补偿的晶体管装置和用于温度补偿的方法

本发明涉及一种晶体管装置，其中基本的晶体管特性独立于工作温度，并且涉及晶体管装置在集成半导体电路中的应用以及用于温度补偿的方法。

由于现今能够以现代金属氧化物半导体(MOS)电路技术实现的小于0.3μm的特征尺寸，实现甚至用于GHz范围内的信号频率的收发器已经成为可能。随着无线通信不断地进入日常生活的所有领域，对更高的数据传输速率的需求同时增长。因为在更低GHz范围内的可被用于自由无线通信的频带受限制，所以未来将使用更高的调制方法，其目的是不管该限制而能够传输更高的数据速率。在此情况下，本发明不必增加可用的信道宽度。对于收发器中的一些模拟功能群来说，诸如4QPSK、正交相移键控之类的更高的调制方法要求能够实现线性或者至少更加线性的信号处理的新电路解决方案。在此情况下，本发明至少应保持这种电路的迄今所实现的特性及其优点。此外，意图能够实现与当前现有的例如基于GFSK、即高斯频移键控的移动无线电标准的兼容性。

因此，所期望的是，使MOS电路中的诸如电流消耗、动态范围、增益或者过渡频率之类的基本电特性在从大约-40°至+140°的技术上相关的温度范围内保持基本恒定。这里目的是不只是分别使集成电路的特征量之一保持恒定，而是使所有所述特征量在该温度上同时保持恒定。

原则上，用于模拟线性信号处理的MOS电路同样是公知的。例如文献M.Grfe、J.Oehm、K.Schumacher的“A Wide Range dB-LinearVariable Gain CMOS Amplifier”(Proceedings ESSCIRC′97，1997年9月)说明了一种所谓的平方律电路，其能够线性地处理模拟电压信号。

然而，这种类型的电路具有以下特性，即诸如电流消耗、动态范围、增益和过渡频率的电路特征量不能在技术上相关的温度范围内都同时被保持恒定，而是能够分别只针对这些特征量中的一些来实现温度独立性。

例如晶体管放大器的跨导的恒定性能够通过流经晶体管的电流受温度控制来改善。然而，在所述的相关的温度范围内，有必要使电流大约加倍，以便仍能够尤其是在高温时确保恒定的情况。然而，这些高电流消耗是不希望有的。

本发明的目的是提供一种具有温度补偿的晶体管装置，该晶体管装置能够使例如电流消耗、动态范围、增益和过渡频率的电气特征量同时在技术上相关的温度范围内保持基本上恒定。

根据本发明，该目的在装置方面通过具有温度补偿的晶体管装置来实现，该晶体管装置具有：

-至少一个晶体管，该至少一个晶体管具有控制输入端、具有受控路径并且具有至少一个可调几何参数，

-温度测量装置，该温度测量装置被设计用于输出依赖于温度的信号，

-控制单元，该控制单元将所述温度测量装置耦合到所述晶体管上，用于根据依赖于温度的信号来调整所述晶体管的至少一个几何参数。

在方法方面，该目的通过用于温度补偿的方法来实现，该方法具有以下步骤：

-测量温度，并且提供依赖于温度的信号，

-根据所述依赖于温度的信号来控制至少一个晶体管的至少一个可调几何参数。

这符合所建议的原理，即晶体管特征量的温度补偿不是通过对流经晶体管的电流进行温度控制来实现，而是根据温度来改变晶体管的至少一个几何参数。

在此情况下，有利地这样来驱动和调整所述至少一个几何参数，使得提供晶体管特征量、例如电流消耗、动态范围、增益和过渡频率的消失的或者最小可能的温度依赖性。

这导致以下重要优点，即电路的电流需求在高温时不显著增加。

温度通过温度测量装置来检测。然而，这不需要集成单独用于此目的的传感器，而是可以利用总之部分地存在的元件的依赖于温度的特性。

如果晶体管优选地是单极晶体管、也即例如是金属氧化物半导体(MOS)晶体管，则所述至少一个几何参数优选地包括所述晶体管的沟道长度和/或沟道宽度。

在此情况下，根据通过温度测量装置所检测的温度，晶体管的沟道长度和/或沟道宽度通过控制单元这样来改变，使得晶体管的上述电气特征量、例如电流消耗、跨导和过渡频率保持恒定或者基本上恒定。

晶体管的沟道长度和/或沟道宽度可以优选地是以离散的步骤可调的。

沟道宽度和/或沟道长度可以有利地借助于将晶体管分成多个部分晶体管来改变，其中所述多个部分晶体管以并联和/或串联的形式被相互连接起来，并且能够分别彼此独立地并且单独地根据依赖于温度的信号被接通和断开。因此，沟道宽度和/或沟道长度以离散的步骤来改变。能够被接通和/或断开的各个晶体管的并联电路和/或串联电路能够利用集成电路技术特别简单并且精确地产生。

控制单元优选地包括比较器，该比较器将由温度测量装置所提供的依赖于温度的信号与作为基准量的独立于温度的信号进行比较，并且根据比较结果来调整所述晶体管的所述至少一个几何参数。

作为替代方案，可以设置分配表，该分配表被用于将控制字分配给依赖于温度的信号，以便调整所述晶体管的所述至少一个几何参数。这种表格也被称为查找表。

带隙电路优选地被设置用于产生独立于温度的信号。

温度测量装置优选地包括晶体管。因此，可以根据晶体管的温度特性这样来驱动在温度方面要被补偿的晶体管装置，使得晶体管装置的温度特性的补偿的高精度被保证。

温度测量装置也可以例如是二极管路径或者任何其他的依赖于温度的装置。

另外，控制回路可以有利地通过将具有可调几何参数的晶体管连接到比较器的反馈路径中来形成。

接通和断开部分晶体管的可能性优选地借助于将开关晶体管分配给每个部分晶体管来实现，其中所述部分晶体管被并联和/或串联起来并且可被用于改变晶体管的沟道宽度和/或沟道长度。

为了调节沟道宽度，每个部分晶体管和每个开关晶体管优选地彼此形成串联电路。各自包括部分晶体管和开关晶体管的所述串联电路被相互并联起来。在此情况下，开关晶体管优选地具有控制输入端，该控制输入端被耦合到控制单元上，用于使它们彼此独立地接通和断开。

因此，期望数量的部分晶体管可以被相互并联起来，使得特性要在温度上被补偿的晶体管的整个晶体管装置的沟道宽度是可调的。

作为替代方案，代替与部分晶体管串联的开关晶体管，也可以分别设置一些其他开关装置，用于接通和断开部分晶体管。

尤其，部分晶体管优选地被实施为金属绝缘体半导体晶体管。在此情况下，被分配给部分晶体管的开关晶体管可以被布置在部分晶体管的源极路径和/或漏极路径中。

优选地，开关晶体管分别被连接到所分配的部分晶体管的漏极端子上。开关晶体管在部分晶体管的漏极路径中的布置具有以下优点，即由于互连，开关两端的电压降实际上对级的放大特性没有影响。

优选地，共源共栅级分别被分配给每个能够单独地被接通和断开的部分晶体管。在此情况下，共源共栅晶体管可以有利地同时用作开关。尤其当晶体管在其电气有效的沟道宽度方面是电子可调的时，这可被有利地应用。

所建议的原理的其他细节和配置是从属权利要求的主题。

下面利用多个示例性实施例参考附图来更详细地阐明本发明。

在图中：

图1示出根据所建议的原理的、具有温度补偿的晶体管装置的第一示例性实施例，

图2示出根据所建议的原理的、具有温度补偿的晶体管装置的第二示例性实施例，

图3示出在差动级的情况下具有温度补偿的晶体管装置的第三示例性实施例，

图4示出用于基准电流产生以应用于图1或者2的电路中的电路装置的示例性实施例，

图5a示出具有数字可调沟道宽度的晶体管的示例性实施例，

图5b示出图5a的电路的等效电路图，

图6示出在源极路径中可切换的具有数字可调沟道宽度的晶体管的示例性实施例及其等效电路图，

图7示出在漏极路径中可切换的具有数字可调沟道宽度的晶体管的示例性实施例及其等效电路图，

图8基于图形示出所谓的平方律动态范围，

图9示出具有数字可调沟道宽度和共源共栅级的晶体管的示例性实施例及其等效电路图，

图10示出具有数字可调沟道长度的晶体管的示例性实施例及其等效电路图，

图11示出用于图示平方律技术的图形，以及

图12示出根据所建议的原理的、具有温度补偿的晶体管装置的第四示例性实施例。

图1基于电路图示出具有温度补偿的晶体管装置的示例性实施例。设有具有用于温度补偿的调节装置的放大器3。第一晶体管1具有控制输入端和受控路径。晶体管1被实施为MOS场效应晶体管。晶体管1具有可调的几何参数、也即沟道宽度。控制单元2在被耦合到晶体管1上的输出端处输出具有多个位的宽度的数字控制字，用于调整沟道宽度。晶体管1被布置在放大器3中。放大器3也可以具有多个晶体管，其中每个晶体管具有与晶体管1相同的结构和其沟道宽度的相同的驱动装置。具有两个输入端的比较器4被连接到控制单元2的输入端上。比较器4的每个输入端被连接到电路节点K1、K2上。每个电路节点K1、K2经由相应的所分配的电流源5、6被连接到电源电压端子VDD上。第一电路节点K1经由电阻器7和电压源8被连接到基准电势端子9上。第二电路节点K2经由晶体管10被连接到基准电势端子9上。晶体管10被实施为MOS晶体管并且被连接起来作为二极管。电压源8提供依赖于温度的信号、也即MOS阈值电压VTH0。由电压源8提供的信号用作基准变量，并且具有在计算中被排除在外的温度响应。由于形成晶体管二极管的晶体管以与晶体管1相同的方式具有可调沟道宽度的事实，所以二极管10就均方根栅极电压而言是温度稳定的。为此，控制单元2的输出端同样也被耦合到晶体管10上。在电阻器7上降落在根据电阻器7的电阻和流经其的电流、即基准电流的乘积的计算中被排除的电压。所述基准电流可以例如以这样的方式从带隙电路中获得，使得电压降作为带隙电压的部分值出现，并且同样是温度稳定的。

在当前情况下，控制回路由比较器4、控制单元2和晶体管二极管10形成。在此情况下，晶体管10的沟道宽度被影响。调节的目的是保证电路节点K1处的电压和电路节点K2处的电压大致匹配。

比较器4比较在电路节点K1、K2处由于基准电流IREF1、IREF2而产生的两个电势。下式对第一电路节点K1处的电压UK1适用：

              UK1＝VTH0+IREF1·R1，

其中R1表示电阻器7的值。

下式对第二电路节点K2处的电压UK2适用：

              UK2＝VTH0+Vgrms，

其中Vgrms表示均方根栅极电压。

如果UK1＜UK2适用，则在比较器的输出端处由电势UK1、UK2的比较产生逻辑0。该惯例也可以相反地被实施。控制单元2包括逻辑装置，该逻辑装置以受比较器的输出端处的逻辑状态控制的方式产生具有字宽i的控制信号。控制单元2的逻辑由内部时钟或者外部时钟控制。内部时钟可以有利地从比较器输出端处的信号中得出。控制单元2的调节信号存储具有字宽i的数字控制字的当前状态。只要调节信号允许数字控制字的改变，其就在以下意义上被改变，即在调节周期结束时，当数字字每次在逻辑0和逻辑1之间发生改变之后，比较器的输出变化。于是，数字字的改变仅仅是这样的类型，使得发生晶体管1和晶体管10的数字受控MOS几何尺寸的最小可能的改变。于是，节点K1和K2处的电压大约相同。于是电压节点K1和K2之间的最大可能的差异由晶体管10的数字受控MOS几何尺寸的最小可能的改变决定。在调节之后下式对电压UK2适用：

                UK2＝VTH0+IREF1·R1。

具有字宽i的数字控制字同时也出现在放大器3处，使得放大器3中的所有几何尺寸受控的MOS晶体管1同样根据调节操作的结果被编程。如果独立于温度的工作电流被施加到所有几何尺寸受控的MOS晶体管中，则在每个调节周期结束时所有MOS晶体管总是独立于工作温度极其近似地具有分别所提供的均方根栅极电压Vgrms，并且因此如稍后更详细阐明的那样也具有分别所提供的小信号跨导gm和所提供的过渡频率fT，因此它们同样是独立于温度的。

图2示出图1的示例性实施例的改进方案，该改进方案在基本电路部分、所使用的元件、和互连及其有利的功能方面对应于图1的示例性实施例。在这点上，在此不重复该描述。

电压源8在图2的情况下被实施为晶体管二极管。为此，设置有MOS晶体管，其栅极端子被连接到其漏极端子上，并且因此也被连接到电阻器7上。放大器3根据所谓的平方律原理被实施。为此，除了至少一个晶体管1之外还设置有另一晶体管11。在当前情况下用电压源14表示的输入电压信号Uin可以在晶体管1、11的栅极端子之间被馈送。此外，晶体管1、11的栅极端子经由相应的串联电阻器12被连接到第二电路节点K2上。晶体管1、11的源极端子被连接到基准电势端子9上。晶体管1、11的漏极端子形成放大器的输出端，并且另外经由相应的负载电阻器13被连接到电源电势端子VDD上。晶体管1的沟道宽度和晶体管11的沟道宽度都通过来自控制单元2的具有i位的字宽的控制字来改变。MOS阈值电压VTH0借助于晶体管8用以下方式获得，即针对电流IREF1这样来确定晶体管8的尺寸，使得从漏极到源极的电压降实际上尽可能精确地对应于MOS阈值电压VTH0。于是，晶体管8以适度的沟道反型方式或者在亚阈值电压范围的极限处工作。在温度调节周期结束时，晶体管10的均方根栅极电压Vgrms等于或者近似地等于电阻器R1的值与基准电流IREF1的乘积。第二电路节点K2处的电压UK2借助于电阻器12被传递到晶体管1、11的栅极端子。因此，晶体管1、11的均方根共模栅极电压具有与晶体管10的均方根栅极电压相同的值。数字控制字同时存在于晶体管1、11、10处。放大器3的两条路径1、11中的第二基准电流IREF2和第三基准电流IREF3之间的电流比总是独立于数字字保持相同。针对第二基准电流IREF2在温度上保持恒定的情况，独立于温度的共模工作电流被施加在所有几何尺寸受控的MOS晶体管1、10、11中。因此，在调节周期结束时，它们独立于工作温度总是极其近似地具有分别所提供的均方根栅极电压Vgrms，并且因此如下面更详细描述的那样具有分别所提供的小信号跨导和过渡频率。因此，根据平方律放大器的规律，差动输入电压Uin与放大器3的跨导gm3被线性地转换为在放大器3的输出端处的差动输出电流，其在负载电阻器13处又被转换为输出电压Uout。因此，对于在根据差动输出电压Uout相对于差动输入电压Uin的商的计算中被排除的放大器3的电压增益，适用的是，它等于放大器3的小信号跨导gm与负载电阻器13的双倍值RL的乘积。均方根共模栅极电压并且因此可被处理的电压动态范围保持恒定。

图3示出具有温度补偿的晶体管装置的另一示例性实施例。设置有温度传感器15，其经由字宽为n位的数字接口被连接到控制单元2上。在输出侧，在图1和2中已经描述了结构的控制单元2被耦合到放大器装置的晶体管1、11上，用于根据所测量的温度来控制晶体管1、11的沟道宽度。差动输入端14被形成在晶体管1、11的栅极端子之间。晶体管1、11的源极端子经由公共电流源16被连接到基准电势端子9上。晶体管1、11的漏极端子经由电流镜12相互连接。电流镜12的电流镜晶体管被连接到电源电势端子VDD上。在电流镜12和晶体管11之间的连接节点处形成放大器的单端输出端17，在所述输出端上提供单端输出信号。

图3的放大器是差动放大器1、11、12。将适当的沟道宽度分配给分别所测量的温度的表格被存储在控制单元2中。因此，差动放大器1、11、12的特性、例如小信号跨导和/或差动级的静态传递响应有利地也可以被保持恒定。显然，本发明不局限于平方律原理的应用。

差动放大器1、11、12的输入差动级的晶体管1、11在其沟道宽度W方面是数字可编程的。在静止的位置点处、也就是说假设在输入端14处输入电压Uin为0，由电流源16提供的独立于温度的基准电流Iref分别流经晶体管1、11。于是晶体管1、11以强沟道反型方式工作。因为输入差动级的晶体管1、11的均方根栅极电压Vgrms在给定恒定的基准电流Iref时不是输入端14处的电压的共模位置的函数，所以可以通过适当地改变控制单元I的数字调节字来实现差动放大器1、11、12的跨导gm在数字调节精度范围内在工作温度上保持近似恒定。这相应地同样适用于在输入端14处的输入电压Uin和在单端输出端17处的输出电流Iout之间的静态传递响应。

图4示出用于获得例如可以在图1和图2的电路中被采用的独立于温度的基准电流Iref1的电路装置的示例性实施例。此外，该电路也用于为图1的控制回路中的具有可调沟道宽度的晶体管10产生另一基准电流Iref2。在此情况下，独立于温度的基准电流Iref以这样的方式从带隙电路中获得，使得在电阻器两端的电压降对应于带隙电压VGB，并且像该带隙电压一样是温度稳定的。在图4的电路中，差动放大器18设置有倒相输入端，该倒相输入端经由带隙电压源19被连接到基准电势9上。运算放大器18的输出经由受控MOS晶体管20被反馈到运算放大器18的非倒相输入端。运算放大器18的非倒相输入端经由电阻器21被附加地连接到基准电势上。运算放大器18的输出驱动另一晶体管5，该另一晶体管的受控路径在一端被连接到电源电势端子VDD上，而在另一端经由电阻器7和电压源24被连接到基准电势端子9上。该另一晶体管5作为电流源工作。电流源24提供MOS晶体管的阈值电压VTH0。运算放大器18的输出端此外被连接到作为电流源工作的晶体管6的控制输入端上。晶体管6的受控路径与晶体管10串联地被布置在电源电势端子VDD和基准电势端子9之间。

电压源19供应具有1.2V的典型电压值的、温度稳定的带隙电压VBG。控制回路18、20、21确保电压VBG′存在于电阻器21两端，所述电压近似地等于带隙电压VGB。下式适用：

$\mathrm{Iref}0=\frac{V\_{\mathrm{BG}}^{\′}}{R0}\≈\frac{V\_\mathrm{BG}}{R0},$

其中R0是电阻器21的电阻。针对PMOS电流源晶体管20、5相同的情况，假设从漏极到源极的电压降分别足够大，则近似相同的电流在两个晶体管中流动。针对电阻器21以与电阻器7相同的方式具有可忽略的温度响应的情况，流经电阻器7的基准电流IREF实际上是独立于温度的。如果晶体管20、5在结构上相同并且从漏极到源极的电压降足够大，则在电阻器7两端的电压降Vx在计算中作为

$\mathrm{Vx}\≈V\_\mathrm{BG}\·\frac{R1}{R0}$

被排除，其中R0表示电阻器21的电阻，并且R1表示电阻器7的电阻。在此情况下，电阻器21、7有利地在类型方面相同地被实施。

在当前情况下，电阻器R1不是直接接地，而是经由电压VTH0接地，如果基准电流没有相对于地显示出电压依赖性，则该电压VTH0被添加到电压Vx上。

图4的电阻器7有利地对应于图1和图2的电阻器7，在图4的电阻器7处施加基准电流Iref1。图4的电流源24同样类似地对应于图1和2的电压源8。

图5a示出至少一个具有可调沟道宽度W的晶体管1的示例性实施例。在此情况下，晶体管包括五个部分晶体管25、26、27、28、29，其栅极端子直接相互连接并形成晶体管1的栅极端子，并且其第一漏极-源极端子在公共节点30处同样相互连接。部分晶体管25-29的第二漏极-源极端子经由相应的开关31、32、33、34、35被连接到第二公共漏极-源极节点36上。开关31-35的控制输入端被连接到控制单元2的输出端上。因此，开关31-35能够根据所期望的总沟道宽度彼此独立地被接通和断开。

图5b示出图5a的具有可调沟道宽度W的晶体管1的等效电路图。

根据图5a、5b的晶体管1适合于作为具有可调几何参数的晶体管应用在根据图1、2和3的具有温度补偿的晶体管装置中。

因为当在MOS晶体管1处有固定的电势时漏极电流与宽度线性地成比例地缩放，所以在宽度方面数字可编程的晶体管可以由i个部分晶体管形成，其中所述i个部分晶体管就漏极、栅极、源极和整体而言并联连接，并且在部分晶体管的电流路径中分别具有串联开关。串联开关可以位于漏极路径中、源极路径中或者同时位于两个路径中。部分晶体管25-29的沟道宽度的交错排列可以有利地根据规范2n被二进制加权。然而，根据所要求的应用，任何其他细分也是可设想的。

图6示出图5a的电路的改进方案，该改进方案在结构和功能方面在很大程度上与图5a的电路对应。被分配给部分晶体管25-29的开关31-35在当前情况下被实现为以开关方式工作的MOS晶体管37-41。开关37-41的控制输入端形成其栅极端子。受控路径是源极-漏极路径。

为了使晶体管在其电气有效的沟道宽度方面电子可调，开关可以被布置成与部分晶体管25-29的漏极端子串联或者与源极端子串联。由于所有开关的成对特性的原因，所有开关都被布置在源极路径中，或者优选地都被布置在漏极路径中。

图7示出图6的电路，但是其中开关37-41被布置在部分晶体管25-29的漏极路径中。部分晶体管25-29的漏极路径中的开关37-41的布置具有以下优点，即由于互连，在开关两端的电压降实际上对级的放大特性没有影响。

图8基于图形示出所谓的平方律动态范围，该平方律动态范围是在工作点附近的偏移范围。该工作点在根据阈值电压VTH0与均方根栅极电压Vgrms的总和的计算中被排除。因此，该偏移范围对应于均方根栅极电压的两倍2·Vgrms，因为该偏移范围向下受阈值电压VTH0限制。在图8中，漏极电流ID的根值相对于栅极-源极电压VGS被画出，因此得到线性关系。在偏移范围、即对应于均方根电压的两倍的所谓的平方律范围内，针对允许基于平方律原理线性工作的电路得出线性特性。因此，如利用所建议的原理正好所实现的那样，均方根栅极电压独立于温度是所期望的。因此，针对平方律范围得出：平方律放大器的可处理的动态范围是独立于温度的。

跨导gm在温度上的恒定性的重要性将在下面被说明。

假设强沟道反型，则下式大致适用于MOS漏极电流ID：

            ID＝B·Vgrms²，Vgrms＝Ugs-Vt，

其中ID表示漏极电流，B表示常数，Vgrms表示均方根栅极电压，Ugs表示栅极-源极电压，以及Vt表示热电压。

MOS小信号跨导gm被定义为：

$\mathrm{gm}=\frac{\∂\mathrm{ID}}{\∂\mathrm{Ugs}}=\frac{\∂\mathrm{ID}}{\∂\mathrm{Vgrms}}.$

根据所述公式，针对MOS小信号跨导gm得出：

               gm＝2·B·Vgrms和

$\⇒\mathrm{gm}=\frac{2\·\mathrm{ID}}{\mathrm{Vgrms}}.$

从最后的公式可以得出：如果均方根栅极电压恒定并且漏极电流恒定，则跨导gm是恒定的。

但是，过渡频率fT也因此是恒定的，因为过渡频率被定义为跨导gm除以每单位长度MOS栅极-源极电容Cgs的商：

$\mathrm{fT}=\frac{\mathrm{gm}}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{Cgs}}.$

每单位长度电容Cgs实际上不具有温度依赖性，因此在ID恒定并且Vgrms恒定的前提下，也可以得出过渡频率fT是恒定的。

如果具有负载电阻器和MOS晶体管的简单的MOS放大器被构造，则下式相当近似地适用于具有电阻负载RL的小信号电压增益Vu：

$\mathrm{Vu}=\frac{u\_\mathrm{out}}{u\_\mathrm{in}}=\frac{\mathrm{gm}}{\frac{1}{\mathrm{RL}}}\mathrm{gm}\·\mathrm{RL}.$

如果为有效电阻RL假定温度独立性，则利用关于跨导恒定的上述前提也可以得出电压增益Vu是恒定的。

因此，仍要强调的是，假定恒定的漏极电流ID和恒定的均方根栅极电压Vgrms，电压增益Vu和过渡频率fT以及小信号跨导gm也保持恒定。

下面说明MOS晶体管的均方根栅极电压和晶体管几何尺寸之间的关系：

对于MOS漏极电压ID来说，假定强沟道反型，下式大致适用：

              ID＝B·Vgrms²，其中

$B=\mathrm{KP}\·{\left(\frac{T}{\mathrm{Tnom}}\right)}^{-\frac{3}{2}}\·\frac{W}{2\·L}$

              Vgrms＝Ugs-Vt。

在此情况下，T表示以开尔文为单位的温度，T_nom表示以开尔文为单位的基准温度(针对其KP被指定)，并且KP是考虑移动性和氧化物厚度的技术常数。对于恒定的漏极电流ID来说，针对均方根栅极电压的必要的温度响应得出：

$\⇒\mathrm{Vgrms}\∝{\left(\frac{T}{\mathrm{Tnom}}\right)}^{\frac{3}{4}}.$

均方根栅极电压Vgrms随着温度而增加。为了在恒定的电流ID时使Vgrms同样保持恒定，必须以适当的方式来改变沟道的宽度W和/或长度L的晶体管几何尺寸。预先假定温度响应的有效性，则下式必须适用：

$\frac{W_T}{L_T}=\frac{W_{\mathrm{Tnom}}}{L_{\mathrm{Tnom}}}\·{\left(\frac{T}{\mathrm{Tnom}}\right)}^{\frac{3}{2}}.$

商W_T/L_T是在以开尔文为单位的当前温度时所要求的几何尺寸比，为了在固定的漏极电流时均方根栅极电压保持恒定，该几何尺寸比是必要的。商W_Tnom/L_Tnom是在以开尔文为单位的标称基准温度时所要求的几何尺寸比，为了均方根栅极电压在标称基准温度时具有所期望的标称值，该几何尺寸比是必要的。

为了使均方根栅极电压在温度上保持恒定，例如适当地改变仅仅一个晶体管几何尺寸、也即宽度或者长度就足够了。于是可以从上面的公式针对晶体管宽度得出：

$W_T=W_{\mathrm{Tnom}}\·{\left(\frac{T}{\mathrm{Tnom}}\right)}^{\frac{3}{2}},$ 其中L_T＝L_Tnom＝L。

给定固定的沟道长度L，W_T是在以开尔文为单位的当前温度时所要求的晶体管宽度，为了均方根栅极电压保持恒定，该晶体管宽度是必要的。因此，下式相应地对晶体管长度L_T适用：

$W_T=W_{\mathrm{Tnom}}\·{\left(\frac{T}{\mathrm{Tnom}}\right)}^{\frac{3}{2}},$ 其中W_T＝W_Tnom＝W。

给定固定的沟道宽度W，L_T是在以开尔文为单位的当前温度时所要求的晶体管长度，为了均方根栅极电压保持恒定，该晶体管长度是必要的。

当然，布局中的晶体管几何尺寸是固定的、不变的量。然而，在当前情况下，晶体管优选地由多个单独的MOS晶体管组成，晶体管的子集通过借助开关来转接而被添加到有效MOS晶体管中或者从有效MOS晶体管中被去除。因此，使有效MOS晶体管几何尺寸以离散的步骤数字可调。

下面的表格描述了针对在固定的沟道长度时和在固定的漏极电流时所要求的晶体管宽度的变化的温度响应，为了使均方根栅极电压保持恒定，根据上述数学关系，晶体管宽度的变化是必要的。在此情况下，Tnom是-40摄氏度，也即大约233开尔文度。

下面的表格针对均方根栅极电压的不同值示出：在固定的沟道长度时和在固定的漏极电流时，沟道宽度W必须如何改变，以便均方根栅极电压在温度上分别保持恒定。

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	300mV	300mV	300mV	300mV
W	3.3μm(*1.00)	4.73μm(*1.43)	6.8μm(*2.06)	8.29μm(*2.51)
					gm	544.60μS(*1.00)	574.68μS(*1.06)	626.32μS(*1.15)	660.71μS(*1.21)

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	200mV	200mV	200mV	200mV
W	6.53μm(*1.00)	9.77μm(*1.5)	15.08μm(*2.31)	19.11μm(*2.93)
					gm	0.833mS(*1.00)	0.893mS(*1.07)	0.974mS(*1.17)	1.007mS(*1.21)

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	100mV	100mV	100mV	100mV
W	20.14μm(*1.00)	32.1μm(*1.59)	52.19μm(*2.59)	66.45μm(*3.3)
					gm	1.48mS(*1.00)	1.52mS(*1.02)	1.5mS(*1.01)	1.45mS(*0.98)

在此情况下采用了以下参数：沟道宽度为0.5μm，漏极电流为100μA，阈值电压为0.4V，TOX为6nm并且是n沟道型。Vgrms表示均方根栅极电压，W表示沟道宽度，并且gm表示跨导。

根据上述公式的晶体管宽度在理论上的一阶变化与根据表格的仿真变化的比较显示出非常好的一致性。同时，该表格显示出：在所选择的MOS仿真模型的情况下，如果漏极电流恒定并且均方根栅极电压恒定，则跨导gm也几乎是恒定的。

下面，和上述研究形成对比，并且不根据所建议的原理，改变漏极电流，而不是改变晶体管几何尺寸，以便使均方根栅极电压保持恒定。在此情况下采用了具有相同边界条件的相同仿真模型。

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	300mV	300mV	300mV	300mV
ID	151μA(*1.00)	106μA(*0.70)	74μA(*0.49)	60μA(*0.4)
					gm	823μS(*1.00)	607μS(*0.74)	461μS(*0.56)	399μS(*0.48)

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	200mV	200mV	200mV	200mV
ID	76.6μA(*1.00)	51.3μA(*0.67)	33.3μA(*0.43)	26.2μA(*0.34)
					gm	638uS(*1.00)	458μS(*0.72)	323μS(*0.51)	264μS(*0.41)

	-40℃	+27℃	+100℃	+140℃
					Vgrms	100mV	100mV	100mV	100mV
ID	24.9μA(*1.00)	15.6μA(*0.63)	9.6μA(*0.39)	7.6μA(*0.30)
					gm	369μS(*1.00)	237μS(*0.64)	144μS(*0.39)	109μS(*0.3)

显然，在通过漏极电流来代替晶体管几何尺寸进行补偿的情况下，所要求的电流变化非常大，并且此外跨导不保持恒定，而是同样在很大程度上发生变化。

图9基于示例性实施例示出具有可调沟道宽度的MOS晶体管，其中在该MOS晶体管的情况下设置有同时用作开关的共源共栅级。

部分晶体管如在图5a、6和7中那样被连接起来，并且用附图标记25、26、27、28、29标明。如在图7中已经示出的那样，相应的开关晶体管37、38、39、40、41被连接到部分晶体管25-29的漏极路径中，并且同时形成被分配给它的部分晶体管25、26、27、28、29的共源共栅级。然而，作为开关工作的共源共栅晶体管37、38、39、40、41不直接由控制单元2驱动，而是分别插入倒相级42、43、44、45、46，这些倒相级的输出端被连接到开关37-41的所分配的控制输入端上。倒相器42、43、44、45、46的输入端被连接到控制单元2的输出端上。倒相器的电源电压VKAS如此被选择，使得在相应的倒相器被激活时所期望的共源共栅电压作为模拟基准电压存在于相应的共源共栅晶体管37、38、39、40、41处，并且因此相应的所分配的部分晶体管25、26、27、28、29同时被激活。相反，在逻辑零位于倒相器输出端处的情况下，共源共栅晶体管被转换为断开，也就是说所分配的部分晶体管是未激活的。因此，共源共栅电路的功能可以毫无问题地并且以空间节省的方式与开关晶体管的功能相结合。

图10示出具有可调沟道长度的晶体管的示例性实施例。设置有多个部分晶体管47、48、49、50、51，其就其受控路径而言形成串联电路。开关52、53、54、55、56被设置成与部分晶体管47-51的每条受控路径并联，所述开关由拉制单元2驱动。由于如果固定的电势位于MOS晶体管处，漏极电流则与长度线性地成反比例地缩放，所以图10的电路表示在沟道长度方面数字可编程的晶体管。部分晶体管47、48、49、50、51的长度的交错排列例如可以被二进制加权，并且其他的细分也可能是有利的。

当然，如在图5a和图10中所示的沟道宽度和沟道长度的调整例如也可以被相互结合。

图11示出平方律放大器的基本原理，该平方律放大器的例子应被用于说明所建议的原理的其他有利的特性。

图11的放大器的MOS晶体管57、58的栅极电势在正好相反的意义上在共模位置附近受到偏移，所述共模位置在根据阈值电压Vth0与均方根栅极电压Vgrms的总和的计算中被排除，如图8中所示。晶体管在相反的意义上在所述共模位置附近偏移输入电压Uin的量值。给定强沟道反型，下式相当近似地对漏极电流适用：

            ID＝B·Vgrms²，Vgrms＝Ugs-Vt

                 (Vsb＝0Vt＝Vth0)。

来自放大器的感兴趣的信号输出电流ΔIOUT如下由放大器的两条电流路径产生：

              ΔIout＝IDr-IDl。

因此，下式对部分电流ID1和IDr适用：

              IDr＝B·(Vgrms-Uin/2)²

              IDl＝B·(Vgrms+Uin/2)²。

因此，针对信号输出电流ΔIOUT得出：

              ΔIout＝B·2·Vgrms·Uin。

应该注意的是，输出电流与输入电压线性地成比例。

小信号跨导gm被定义为：

$\mathrm{gm}=\frac{\∂\left(\mathrm{\ΔIout}\right)}{\∂\mathrm{Uin}}.$

针对小信号跨导得出下式：

             gm＝B·2·Vgrms。

显然，小信号跨导不是输入电压的函数。这意味着小信号跨导等于大信号跨导：

             gm＝Gm，

因此良好的大信号线性被提供。

因此，下式对输出电流和大信号跨导适用：

                ΔIout＝Gm·Uin

               Gm＝gm＝B·2·Vgrms。

只要被组合以形成输出电流的部分漏极电流IDr、ID1大于零，就满足最后的等式。

图12示出根据所建议的原理的、具有温度补偿的晶体管装置的另一示例性实施例。设置有放大器3，其包括至少一个具有至少一个可调几何参数的晶体管1。在当前情况下，晶体管1的沟道宽度是以离散的步骤可调的。为此，设置有控制单元2，其输出端通过具有i位的字宽的线路被耦合到放大器3上。温度传感器15经由分配表、即查找表59被耦合到控制单元2上。

分配表59将数字控制信号分配给每个温度值，根据所述数字控制信号，控制单元以这样的方式在沟道宽度方面精确地调整放大器3中的晶体管1，使得晶体管特征量、例如跨导、过渡频率和电流消耗在温度范围内保持恒定或者基本上恒定。分配表59可以利用数字电路技术特别简单地来实施。

在本发明的上下文中，所示的所有示例性实施例当然也可以利用互补电路技术来实施。因此，例如MOS电流源可以利用n沟道MOS晶体管和利用p沟道MOS晶体管来实现。晶体管的零场阈值电压VTH0的量值从根本上是不重要的。同样，电路是以CMOS n型阱工艺、CMOS p型阱工艺、三阱工艺还是利用类似的制造技术来构造是无关紧要的。可以以简单或者复杂的方式、例如利用共源共栅级来实现电流镜电路。所示的所有晶体管都可以通过共源共栅级来补充，其目的是改善晶体管特性。

当然，为了提供可调沟道宽度和/或长度，也可以设置不同于五个的部分晶体管的数量。

附图标记清单：

1  晶体管

2  控制单元

3  放大器

4  比较器

5  电流源

6  电流源

7  电阻器

8  电压源

9  基准电势端子

10 晶体管二极管

11 晶体管

12 串联电阻器

13 负载电阻器

14 输入电压源

15 温度传感器

16 基准电流源

17 电流输出端

18 运算放大器

19 带隙源

20 晶体管

21 电阻器

24 电压源

25 部分晶体管

26 部分晶体管

27 部分晶体管

28 部分晶体管

29 部分晶体管

30 漏极-源极端子

31 开关

32 开关

33 开关

34 开关

35 开关

36 漏极-源极端子

37 开关晶体管

38 开关晶体管

39 开关晶体管

40 开关晶体管

41 开关晶体管

42 倒相器

43 倒相器

44 倒相器

45 倒相器

46 倒相器

47 部分晶体管

48 部分晶体管

49 部分晶体管

50 部分晶体管

51 部分晶体管

52 开关

53 开关

54 开关

55 开关

56 开关

57 晶体管

58 晶体管

59 分配表

Claims (17)

1.一种具有温度补偿的晶体管装置，具有：

-至少一个晶体管(1)，该至少一个晶体管具有控制输入端、具有受控路径并且具有至少一个可调几何参数，

-温度测量装置(15)，该温度测量装置被设计用于输出依赖于温度的信号，

-控制单元(2)，该控制单元将所述温度测量装置(15)耦合到所述晶体管(1)上，用于根据依赖于温度的信号来调整所述晶体管(1)的至少一个几何参数。

2.如权利要求1所述的晶体管装置，其特征在于，

所述晶体管(1)是单极晶体管，并且所述至少一个几何参数包括所述晶体管的沟道长度和/或沟道宽度。

3.如权利要求2所述的晶体管装置，其特征在于，

由于所述晶体管包括多个部分晶体管(25，26，27，28，29；47，48，49，50，51)的事实，所述晶体管(1)的沟道宽度和/或沟道长度是可变的，其中所述多个部分晶体管被并联和/或串联起来，并且能够根据依赖于温度的信号单独地被接通和断开。

4.如权利要求1至3之一所述的晶体管装置，其特征在于，

存在被耦合到所述控制单元(2)上的比较器(4)，所述比较器具有用于馈入独立于温度的信号和用于耦合到所述温度测量装置(8)上的输入端。

5.如权利要求4所述的晶体管装置，其特征在于，

为了产生所述独立于温度的信号，带隙电路(18，19，20，21，5)被设置并且被间接地或者直接地连接到所述比较器(4)的第一输入端上。

6.如权利要求4或5所述的晶体管装置，其特征在于，

设置有控制回路(2，4，10)，该控制回路包括具有至少一个可调几何参数的另一晶体管(10)，为了调整所述至少一个可调几何参数，所述另一晶体管(10)被耦合到所述控制单元(2)上，并且所述另一晶体管被耦合到所述比较器(4)的第二输入端上，存在被连接到所述比较器(4)的第一输入端上的用于馈入信号(7，8)的装置，所述信号由带隙电压的部分值和晶体管(8)的阈值电压(VTH0)组成并且用作所述控制回路(2，4，10)的基准变量。

7.如权利要求1至3之一所述的晶体管装置，其特征在于，

设置有分配表(59)，该分配表将温度传感器(15)耦合到所述控制单元(2)上，并且将校正值分配给所述依赖于温度的信号。

8.如权利要求1至7之一所述的晶体管装置，其特征在于，

所述温度测量装置包括晶体管(10)。

9.如权利要求1至8之一所述的晶体管装置，其特征在于，

-所述至少一个晶体管(1)包括多个部分晶体管(25，26，27，28，29)，所述多个部分晶体管分别以串联电路的形式与所分配的开关晶体管(31，32，33，34，35)连接起来，

-各自包括部分晶体管(25，26，27，28，29)和开关晶体管(31，32，33，34，35)的所述串联电路相互并联起来，以及

-所述开关晶体管(31，32，33，34，35)各自具有控制输入端，该控制输入端被耦合到所述控制单元(2)上。

10.如权利要求9所述的晶体管装置，其特征在于，

所述部分晶体管(25，26，27，28，29)被实施为金属绝缘体半导体晶体管。

11.如权利要求10所述的晶体管装置，其特征在于，

所分配的开关晶体管(31，32，33，34，35)分别被连接到所述部分晶体管(25，26，27，28，29)的漏极端子上。

12.如权利要求1至11之一所述的晶体管装置，其特征在于，

所述至少一个晶体管(1)包括多个部分晶体管(25，26，27，28，29)，所述多个部分晶体管可以单独地被接通和断开并且分别被分配共源共栅级(37，38，39，40，41)。

13.如权利要求1至12之一所述的晶体管装置应用在集成半导体电路中。

14.一种用于对晶体管进行温度补偿的方法，该方法具有以下步骤：

-测量温度，并且提供依赖于温度的信号，

-根据所述依赖于温度的信号来控制至少一个晶体管(1)的至少一个可调几何参数。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，

所述晶体管(1)的沟道宽度根据所述依赖于温度的信号来调整。

16.如权利要求14或者15所述的方法，其特征在于，

所述晶体管(1)的沟道长度根据所述依赖于温度的信号来调整。

17.如权利要求15或者16所述的方法，其特征在于，

所述晶体管(1)的沟道长度和/或沟道宽度通过分别接通和断开被并联和/或串联起来的多个部分晶体管(25，26，27，28，29；47，48，49，50，51)来调整。

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