CN1702310A - 信号处理装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种可用1个控制信号分别调整并改变电路的最大增益和滤波器特性的信号处理装置。该装置包括产生并供给控制信号脉冲串的微处理器(110)、含有利用控制信号脉冲串控制通断的开关元件(17)和决定对输入信号电压的放大率的电阻(15、16)并且通过控制开关元件(17)通断使电阻(15、16)的电阻值可随控制信号脉冲串的脉冲占空比变化以便控制对输入信号电压的放大率的可变增益电路(10)、以及含有利用控制信号脉冲串控制通断的开关元件(21、23)和连接开关元件(21、23)的充放电电容器(22)并且使滤波器特性可随控制信号脉冲串的脉冲频率变化的可变电容滤波器电路(20)，供给开关元件(17、21、23)共同的控制信号脉冲串。

Description

信号处理装置
技术领域
本发明涉及信号处理装置，尤其涉及用于内燃机的信号处理装置。
背景技术
用于内燃机等的信号处理装置中，已公知输入信号处理电路具有增益调整和频率特性调整两种调整功能的模拟输入信号处理电路，例如专利文献1(日本国专利公开2002-16460号公报，图1、说明书摘要)所揭示。专利文献1记载涉及增益控制电路的发明，根据该记载，提示的概念为：通过改变与决定运算放大器增益的电阻串联或并联的开关元件的通断占空比进行增益调整，同时还进行交流放大器的滤波器频率特性控制。
又，作为滤波器电路的组成单元，开关电容滤波器电路已广泛付诸实用，例如专利文献2(日本国专利公开平11-205113号公报，第0002～0013节)所揭示。专利文献2记载涉及开关电路和开关电容滤波器电路的发明，解说的概念为：通过使电容C1的电容器在可变的周期Ts充放电，取得用R＝Ts/C1表示的等效可变电阻。
作为用于内燃机的信号处理装置，专利文献3(日本国专利公开2002-130043号公报，图1、第0017、0018节)记载涉及信号处理装置的发明，提示采用作为带通滤波器的开关电容滤波器电路、增益可变放大器、峰值保持电路的发动机震动判断装置的概念。
此外，专利文献4(日本国专利公开平5-306645号公报，图11、第0044节)记载涉及内燃机用震动检测装置的发明，提示根据内燃机运转状态调整构成带通滤波器的开关电容滤波器电路的信号通频带的概念。
发明内容
背景技术中说明的专利文献1的增益控制电路，不包含改变开关元件的开关频率的概念。即，专利文献1通过改变开关元件的通断占空比，使增益和滤波器的频率特性联动变化，不能分别使最大增益和频率特性可变。
专利文献3和专利文献4的信号处理电路，将改变滤波器特性的信号和改变增益特性的信号各自分离、分别供给。即，专利文献3和专利文献4中，控制部需要供给2种控制信号。
用于内燃机等的信号处理装置中，例如要使输入信号处理电路的最大增益或滤波器特性增加10％时，假设部件偏差造成的误差有10％，结果使最大增益或滤波器特性为20％～0％中的某一个，存在不能满足要改善的原意的问题。而且，要进行增减微调时，部件偏差的影响成为较大的障碍。因此，对输入信号处理电路进行增益和滤波器特性调整方面，进行电路部件偏差校正成为现实的课题，输入信号处理电路的增益和频率特性有密切的关系。
因此，本发明的目的为：提供一种信号处理装置，能用一个控制信号分别调整改变信号处理装置最大增益和滤波器特性。本发明的目的又为：提供一种信号处理装置，不需要添加中间校验端子，而且不需要复杂、昂贵的校正设备就能校正电阻和电容器等电路部件的个体偏差变动，进行廉价且高精度的增益调整和滤波器调整。
本发明的解决手段，包括产生并供给控制信号脉冲串的微处理器、含有利用微处理器供给的控制信号脉冲串控制通断的第1开关元件和决定对输入信号电压的放大率的电阻并且通过控制第1开关元件通断，使电阻的电阻值可随控制信号脉冲串的脉冲占空比变化以便控制对输入信号电压的放大率的可变增益电路、以及含有利用微处理器供给的控制信号脉冲串控制通断的第2开关元件和连接第2开关元件的充放电电容器并且使滤波器特性可随控制信号脉冲串的脉冲频率变化的可变电容滤波器电路，供给第1开关元件和第2开关元件共同的控制信号脉冲串。
本发明记载的信号处理装置，对可变增益电路的第1开关元件和开关电容滤波器电路的第2开关元件供给共同的控制信号脉冲串，因而其具有的效果为：不需要分别对可变增益电路和开关电容滤波器电路产生并供给分开的控制信号脉冲串，可用一个控制信号脉冲串分别调整改变最大增益和滤波器特性。
附图说明
图1是本发明实施方式1的信号处理装置的电路组成图。
图2是本发明实施方式1的信号处理装置的时序图。
图3是本发明实施方式1的信号处理装置的校正操作流程图。
图4是本发明实施方式1的信号处理装置的校正操作流程图。
图5是本发明实施方式2的信号处理装置的电路组成图。
图6是本发明实施方式3的信号处理装置的电路组成图。
图7是本发明实施方式3的信号处理装置的校正操作流程图。
图8是本发明实施方式3的信号处理装置的校正操作流程图。
图9是本发明实施方式3的信号处理装置的校正操作流程图。
图10是本发明实施方式3的信号处理装置的校正操作流程图。
图11是本发明实施方式4的信号处理装置的电路组成图。
图12是本发明实施方式4的信号处理装置的电路组成图。
图13是示出本发明实施方式4的信号处理装置的工作特性的图。
图14是本发明实施方式4的信号处理装置的校正操作流程图。
图15是本发明实施方式4的信号处理装置的校正操作流程图。
图16是本发明实施方式4的信号处理装置的校正操作流程图。
图17是本发明实施方式4的信号处理装置的校正操作流程图。
图18是本发明实施方式5的信号处理装置的电路组成图。
图19是本发明实施方式5的信号处理装置的校正操作流程图。
图20是本发明实施方式5的信号处理装置的校正操作流程图。
附图中，10a、10b、10c、70a、70b、是可变增益电路，17a、17b、75是放大率调整用开关元件，19a、19b是平滑用滤波器电路，20a、20b、20c、80a、80b是开关电容滤波器电路，21a、21b、23a、23b、83a、83b、84a、84b、88a、88b、89a、89b是开关元件，22a、22b、82、87是充放电电容器，30a、30b是模拟比较电路，30c、30e是第1比较电路，30d、30f是第2比较电路，31a、31b、31c、31d、31e、31f是比较基准电压，40c、40e、40f是多路转换器，50是AD变换器，90a、90b是峰值保持电路，92是抗反向电流二极管，94是最大值存储用电容器，95是放电开关元件，100a、100b、100c、100d、100e、100f、100g、100h是可变模拟信号源，100～105是模拟输入信号处理电路，110是微处理器，111～115是程序存储器，120是RAM存储器，121、122是非易失性数据存储器，132a是曲轴转角传感器，172、272、372是重复单元，472、572是重复单元，180、280、380、380a、480a、580是第1校正单元，181、281、381、381a、481a、481、581是第2校正单元，182、282、382、482、582是传送保存单元，CNT、CNTa、CNTb是控制信号脉冲串，MPX是连接切换信号，WIN是获取定时信号。
具体实施方式
实施方式1
图1中示出本实施方式的信号处理装置的电路组成图。下面根据图1进行说明。将图1所示的模拟输入信号处理电路101设在可变模拟信号源100a、100b与微处理器110之间。本实施方式的模拟输入信号处理电路101由增益调整电路10a、10b以及构成低通滤波器电路的开关电容滤波器电路20a、20b和作为数据变换电路的模拟比较电路30a、30b组成。然后，将输入到模拟输入信号处理电路101的模拟信号源100a、100b的输出电压与比较基准电压31a、31b比较，并将其结果作为数字逻辑信号DIa、DIb输入到微处理器110。
详细说明增益调整电路10a。增益调整电路10a由非反相端输入连接输入电阻11a的放大器12a、连接放大器12a的输出端子的平滑电阻13a和平滑电容14a、连接放大器12a的输出端子的分压电阻15a和16a、将输入信号端子接地的放大率调整用开关元件17a、以及对放大率调整用开关元件17a供给通断信号的反相器18a组成。通过输入电阻11a将来自可变模拟信号源100a的输入电压(下文也称为信号电压)Vi供给放大器12a的非反相端输入。在放大器12a的反相端输入上连接分压电阻15a和16a的连接点。而且，平滑电阻13a和平滑电容14a组成平滑用滤波器电路19a。
将平滑电容器14a两端的电压作为增益调整电路10a的输出电压E0，施加在开关电容滤波器电路20a的输入上。开关电容滤波器电路20a的开关元件21a导通时，在充放电电容器22a与平滑电容14a之间进行充放电，使充放电电容器22a变成与平滑电容14a相同的电压E0。这时，充放电电容器22a储存的电荷Q1成为Q1＝E0×C22a。其中，C22a是充放电电容器22a的静电容。
使进行翻转操作的开关元件23a导通，以代替开关元件21a时，在充放电电容器22a与积分电容器24a之间进行充放电，并成为相同的电压Ed。这时，留存在充放电电容器22a的电荷Q2成为Q2＝Ed×C22a。
开关电容滤波器电路20a的开关元件21a、23a以脉冲周期Ta进行通断。因此，在脉冲周期Ta的期间中的电荷移动为ΔQ＝Q1-Q2＝(E0-Ed)×C22a，从平滑电容14a流到积分电容器24a的平均电流为I＝ΔQ/Ta＝(E0-Ed)×C22a/Ta。
因此，用下面的式(1)表示开关元件21a、23a和充放电电容器22a所形成的开关电容滤波器电路20a的等效电阻Ra，该电阻具有随脉冲周期Ta的值变化的可变电阻的作用。
Ra＝(E0-Ed)/I＝Ta/C22a      ……(1)
作为数据变换电路的模拟比较电路30a的非反相输入上施加积分电容器24a的输出电压Ed，并且在反相输入上施加规定电压Vc的比较基准电压31a。
开关元件23a利用微处理器110产生的控制信号脉冲串CNTa进行通断操作。开关元件21a通过反相器25a，也利用控制信号脉冲串CNTa进行通断操作。将反相器25a的输出供给反相器18a的输入，以便控制开关元件17a的通断操作。图1所示的增益调整电路10a在开关元件17a导通时，开关元件21a不导通，但也可构成废弃反相器18a，使开关元件17a和开关元件21a同时导通。
也同样构成增益调整电路10b、开关电容滤波器电路20b和比较电路30b，使其利用微处理器110产生的控制信号脉冲串CNTb进行控制。
如图1所示，本实施方式的微处理器110以总线连接非易失性程序存储器111和RAM存储器120。非易失性程序存储器111由快速擦写存储器、FMEM等构成，存放控制信号脉冲串产生单元、等效改变单元、第1和第2校正单元以及传送保存单元的程序、与外部工具140的通信程序、适合微处理器110的用途的控制程序等。RAM存储器120暂时存放作为模拟比较电路30a、30b的比较结果和第1、第2校正单元的比较结果的校正系数。
本实施方式的微处理器110还具有总线连接或串行连接的EEPROM存储器等非易失性数据存储器121和串行连接的外部工具140。非易失性数据存储器121从RAM存储器120传送并保存作为第1、第2校正单元的校正结果的校正系数。外部工具140对微处理器110发送第1、第2校正指令。
程序存储器111中使用的快速擦写存储器是能进行电写入、读出并且可作通断存储的大容量非易失性存储器，但写入时需要进行电成批擦除。非易失性数据存储器121中使用的EEPROM是能以一字节单元进行自由电写入、读出并且可作停电存储的小容量存储器。RAM存储器120能以一字节单元自由进行高速写入、读出，但停电就消失存储信息。
接着，说明本实施方式的信号处理装置的运作。图2示出信号处理装置的时序图。图2(a)示出控制信号脉冲串CMTa的波形，按照频率fa的倒数(即脉冲周期Ta)使逻辑电平交替反相。这里，将周期Ta的脉冲占空比α定义为逻辑电平形成“L”的持续时间与脉冲周期Ta的比率。图2(b)示出示出控制信号脉冲串CMTb的波形，按照频率fb的倒数(即脉冲周期Tb)使逻辑电平交替反相。这里，将周期Tb的脉冲占空比β定义为逻辑电平形成“L”的持续时间与脉冲周期Tb的比率。
图2(c)示出放大器12a的输出电压V0的波形，在控制信号脉冲串CNTa的逻辑电平为“L”，开关元件17a不导通时，输出电压V0变成Ga×VI的电压，而在控制信号脉冲串CNTa的逻辑电平为“H”，开关元件17a导通时，输出电压V0变成0V。其中，增益Ga＝(分压电阻15a的电阻值R15+分压电阻16a的电阻值R16)/分压电阻16a的电阻值R16。
图2(d)示出平滑用滤波器电路19a的输出电压E0的波形。这里，设(平滑用滤波器电路19a的积分时间常数τs)＝(平滑电阻13a的电阻值R13a)×(平滑电容器14a的静电容C14)时，如果Ta＜＜τs＝R13×C14，则输出电压E0变成E0≈E2≈E1，并且用下面的式(2)算出该电压。
E0＝Ga×α×Vi
Ga＝(R15+R16)/R16     ……(2)
图2(e)示出规定的脉冲占空比中，使可变模拟信号源100a的输出电压恒定并施加在增益调整电路10a的对经历时间t的开关电容滤波器电路20a的输出电压Ed的波形。图2(e)中，在曲线201、曲线202和曲线203示出使脉冲占空比α变化时的输出电压Ed。图2(e)的纵轴示出队曲线201所示输出电压Ed的饱和电压的比率。从式(2)可知，输出电压Ed与脉冲占空比α成正比。因此，曲线202的脉冲占空比α为曲线201的脉冲占空比α的1.5倍，曲线203的脉冲占空比α为曲线201的脉冲占空比α的2.0倍。图2(e)中，经历时间t为足够大的值时的饱和输出电压变成与增益调整电路10a的输出电压E0相同的电压，成为式(2)所示的值。
各电压输出波形中，输出电压Ed到达饱和输出电压的63％的经历时间相当于积分时间常数τa。而且，此积分时间常数τa在积分电容器24a的静电容为C24a时，能用下面的式(3)算出。图2(e)的横轴用经历时间t除以积分时间常数τa所得的值表现。
τa＝Ra×C24a＝Ta×C24a/C22a    ……(3)
开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压与比较基准电压Vc一致时，用下面的式(4)表示信号电压Vi与脉冲占空比α的关系。
Ga×α×Vi＝Vc
∴Vi＝Vc/(Ga×α)    ……(4)
接着，对设想比较基准电压Vc、增益Ga和积分电容器22a、24a的静电容C22a、C24a的偏差变动的值进行校正。图3和图4示出本实施方式的信号处理装置的校正操作流程图。图3所示的步骤150通过对微处理器110供电启动校正操作。后续的步骤151a判断是否从外部工具140收到第1校正指令，并且在未收到第1校正指令时，返回步骤151a等待接收第1校正指令。在外部工具140发送第1校正指令前，本实施方式的信号处理装置如方框151b所示，连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100a，以施加例如校正用基准电压Vt＝3.15V，作为增益调整电路10a的输入电压。用下面的方法该基准电压Vt。例如，模拟比较电路30a的比较基准电压31a的设计理论值为Vc＝3.15V时，设基准脉冲占空比α0＝0.5，并且增益Ga的设计理论值Ga＝2，则根据式(4)的关系，Vi＝Vc/(Ga×α5)＝3.15/(2×0.5)＝3.15，因而将校正用基准电压设定为Vt＝3.15V。
如果实际产品像设计理论值那样，形成脉冲占空比α0＝0.5，比较基准电压Vc＝3.15V，增益Ga＝2.0，则作为输入电压Vi，施加校正用基准电压Vt＝3.15V时，在模拟比较电路30a判断开关电容滤波器电路20a的输出电压Ed与比较基准电压Vc一致，从而使数字逻辑信号DIa的逻辑电平变化。然而，实际产品中，增益Ga和比较基准电压Vc存在误差时，脉冲占空比保持α0＝0.5不变的情况下，输出电压Ed与比较基准电压Vc不一致，因而需要寻求使输出电压Ed与比较基准电压Vc一致用的脉冲占空比αt。
图3所示的步骤151a的判断中，在收到第1校正指令时为“是”，并执行步骤152。步骤152中，作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上的平均值设定为典型值T0，同时将脉冲占空比设定为α＝0。后续的步骤153中，在使脉冲占空比从现状仅微量增加Δα的状态下，将校正用基准电压Vt＝3.15V输入到增益调整电路10a。后续的步骤154中，进行等待，其时间充分大于开关电容滤波器电路20a的积分常数τa。后续的步骤107中，判断作为模拟比较电路30a的输出信号的数字逻辑信号DIa的逻辑电平是否变化。步骤157中，数字逻辑信号DIa的逻辑电平没有变化，则返回步骤153，又使脉冲占空比微增Δα，如果有变化，转移第步骤158，并存储变化时的脉冲占空比αt。
步骤158后接着执行的步骤159中，算出存储的脉冲占空比αt与作为已知值的校正用基准电压的积，并存储该结果，作为增益校正系数K10＝αt×Vt。步骤159中，驱动并设定表示基于第1校正指令的第1校正已完成的标记。用下面的式(5)算出根据式(4)设想偏差变动的比较基准电压Vc与增益Ga的商。
Vc/Ga＝αt×Vt＝K10    ……(5)
用式(5)的校正系数K10表现式(4)时，变成下面的式(6)。下面的式(6)示出使开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压与比较基准电压Vc一致用的输入信号源电压Vi。于是，该输入信号源电压Vi与校正系数K10成正比，意味着该电压可因脉冲占空比α而变化。
Vi＝K10/α    ……(6)
接着，外部工具140收到步骤159的标记操作时，通过控制单元(未示出)更改校正用基准电压Vt，使其为例如1.59倍，从而设定成5.0V后，发送第2校正指令。步骤159后接着执行的图4所示的步骤161a中，判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤161a，等待接收第2校正指令。
步骤161a的判断中，收到第2校正指令，并判断为“是”时，执行步骤161c，并通过监视步骤159中设定的标记的操作判断第1校正操作是否完成，如果未完成校正，返回步骤151a，完成校正，则转移到步骤162。步骤162中，作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上的平均值设定为典型值，同时将脉冲占空比α设定为步骤158中存储的值αt。
步骤162后接着执行的步骤164a中，根据来自方框164a所示的外部工具140的计时启动指令，对施加5.0V的校正用基准电压Vt后经历的时间进行计时。后续的步骤167中，判断作为模拟比较电路30a的比较输出的数字逻辑信号DIa的逻辑电平是否变化，如果逻辑电平没有变化，返回步骤164a继续进行计时，逻辑电平变化，则转移到步骤168，存储步骤164a的当前计时值，作为到达时间τ0。
由于校正用基准电压Vt为5.0V，开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压也变成5.0V，成为比较基准电压Vc＝3.15V的1.59倍。该饱和输出电压的63％的电压等于3.15V，因而步骤168求出的到达时间τ0相当于开关电容滤波器电路20a的积分时间常数。
步骤168后接着执行的步骤169中，算出将步骤168存储的积分常数τ0除以步骤162设定的脉冲周期T0所得的值，作为滤波器特性校正系数K20。进而，在步骤169驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。
将根据校正操作实测的积分时间常数τ0和脉冲周期T0代入式(3)，则能将设想偏差变动C24a/C22a作为下面的式(7)算出。将下面的式(7)的关系再次代入式(3)式，就能用下面的式(8)表示脉冲周期为Ta时的积分时间常数τa。
(C24a/C22a)＝τ0/T0＝K20        ……(7)
τa＝Ta×K20                             ……(8)
接着，在步骤169后执行的步骤170中，使校正次数计数用计数器递增，并且在后续的步骤171更新步骤159和步骤169算出的校正系数的存放地址。后续的步骤172中，判断规定次数的校正是否完成，如果未完成，返回步骤151a，重新启动校正操作。完成规定次数的校正，则转移到步骤173。步骤173中，算出存储在RAM存储器120的多个增益校正系数K10和多个滤波器特性校正系数K20的平均值或最频繁出现的值、中值等统计值，存放到步骤171中更新并指定地址的RAM存储器120内。
后续的步骤174中，判断步骤173判断步骤173算出并存储的校正系数K10、K20是否在容许的数值范围，如果无异常，转移到步骤175。存在异常，则转移到步骤176。步骤175中，将步骤173算出并存储的校正系数K10、K20传送并保存到非易失性数据存储器121；步骤176中，通过设定异常标记，对外部工具140表示异常。在后续于步骤175后步骤176执行的步骤177完成校正操作。
步骤152中使脉冲占空比α＝0，但也可按以下方式进行校正操作：使例如α＝1，并且在后续的步骤153使脉冲占空比些微减小。本实施方式的方框161b中，使校正用基准电压Vt为1.59倍，但也可不使校正基准电压Vt为1.59倍，而使脉冲占空比αt为原来的1.59倍。进行多次校正操作时，还能有意使校正用信号源的电压为不同的值，以进行实用范围宽大的实测校正。
以上的校正操作由步骤151a至步骤159组成的步骤组180构成第1校正单元，用已知电压的校正用信号源一面监视模拟比较电路30a的输出，一面算出增益校正系数K10。又由步骤161a至步骤169组成的步骤组181构成第2校正单元，用已知电压的校正用信号源一面监视模拟比较电路30a的输出，一面算出滤波器特性校正系数K20。由步骤170至步骤175组成的步骤组182构成传送保存单元，并且步骤172成为反复校正单元。
图3和图4中，描述了增益调整电路10a、开关电容滤波器电路20a和模拟比较电路30a所涉及的校正操作，但也同样实施增益调整电路10b、开关电容滤波器电路20b和模拟比较电路30b所涉及的校正操作。
从以上的说明可知，本实施方式的信号处理装置将可变模拟信号源100a、100b的信号电压处理后，输入到微处理器110。于是，本实施方式的信号处理装置由模拟输入信号处理电路101和微处理器110等组成，模拟输入信号处理电路101至少具有开关电容滤波器电路10a、10b和作为数据变换电路的模拟比较电路30a、30b。微处理器110在协同工作的非易失性程序存储器111中控制信号脉冲串产生单元、第1和第2校正单元180和181以及传送保存单元182等程序。
本实施方式的信号处理装置中，结构上做成微处理器110利用控制信号脉冲串产生单元对开关电容滤波器电路20a、20b和增益调整电路10a、10b供给共同的控制信号脉冲串CNTa、CNTb。开关电容滤波器电路20a、20b包含利用微处理器110指令的控制信号脉冲串CNTa、CNTb控制通断的开关元件21a、23a、21b、23b和充放电电容器22a、22b，并被控制成可随控制信号脉冲串CNTa、CNTb的脉冲频率改变滤波器特性。
增益调整电路10a、10b受微处理器110指示，利用控制信号脉冲串CNTa、CNTb控制放大率调整用开关元件17a、17b通断，并且将对输入信号电压的放大率控制成可随控制信号脉冲串CNTa、CNTb的导通时间/周期，即脉冲占空比，变化。作为数据变换电路模拟比较电路30a、30b将随通过开关电容滤波器电路20a、20b和增益调整电路10a、10b取得的可变模拟信号源的信号电压检测出的当前值变换成数字逻辑信号DIa、DIb，输入到微处理器110。通过微处理器110将数字逻辑信号DIa、DIb写入并保存到作为检测数据存储器的RAM存储器120。
接着，第1校正单元180在连接规定的校正信号源以代替可变模拟信号源的状态下，根据第1校正指令实测增益调整电路的脉冲占空比α与数据变换电路状态的关系，并算出作为第1校正系数的增益校正系数K10。利用传送保存单元182将增益校正系数K10存放到非易失性数据存储器121加以保存。第2校正单元181在连接规定的校正信号源以代替可变模拟信号源的状态下，根据第2校正指令，将控制信号脉冲串的脉冲周期与实际获得的滤波器特性的关系作为第2校正系数，并算出滤波器特性校正系数K20。利用传送保存单元182将增益校正系数K20存放到非易失性数据存储器121加以保存。
微处理器110具有在校正操作结束的时刻起作用将第1、第2校正单元180、181的校正结果传送并保存到所述非易失性数据存储器121的传送保存单元182、以及在完成校正的常规运转中根据将实际使用部件对设计理论值的个体偏差变动存放到非易失性数据存储器121的增益校正系数K10和特性校正系数K20进行校正并产生频率可变和脉冲占空比可变的控制信号脉冲串的控制信号脉冲串产生单元。本实施方式的信号处理装置由于具有上述组成结构，可用1个控制信号分别调整最大增益和滤波器特性，同时还能校正电阻和电容器等电路部件的个体偏差变动。
本实施方式的信号处理装置的数据变换电路将通过开关电容滤波电路20a、20b和所述增益调整电路10a、10b获得的信号电压与规定的基准电压比较，并将该比较结果作为所述数字逻辑信号DIa、DIb输入到微处理器110；微处理器110还具有等效更改单元，更改控制信号脉冲串CNTa、CNTb的占空比，从而等效更改比较基准电压31a、31b。因此、即使比较基准电压31a、31b为固定值，也能通过调整增益调整电路10a、10b的放大率调整并更改表观上的比较基准电压。
本实施方式的信号处理装置的开关电容滤波器电路20a、20b构成阻断高频噪声信号用的低通滤波器电路，同时在增益调整电路10a、10b的输出级设置积分时间常数小于电容开关滤波器电路20a、20b的最小积分时间常数的的平滑用滤波器电路19a、19b。因此，能用微处理器110输出的控制信号脉冲串CNTa、CNTb自由调整设在开关电容滤波器电路20a、20b的噪声滤波器的频率特性，同时还能用控制信号脉冲串CNTa、CNTb独立调整增益调整电路10a、10b的放大率。
本实施方式的信号处理电路的第1校正单元180一面使将校正用信号源产生的电压作为Vt供给增益调整电路的脉冲占空比递增或递减，一面检测出在比较基准电压为Vc的模拟比较电路的比较判断结果变化的时刻的比较一致脉冲占空比αt，并算出增益校正系数K10＝αt×Vt。第2校正单元181使校正用信号源产生的电压为大于第1校正单元180中应用的电压Vt的电压(例如为1.59倍Vt的电压)，使脉冲占空比为第1校正单元180检测出的比较一致脉冲占空比αt，并测量从连接校正用信号源开始，到模拟比较电路的比较判断结果变化为止的时间t。根据测量所得的时间t，算出低通滤波器的积分时间常数τ0，从而算出对校正时的控制信号脉冲串的脉冲周期T0的特性校正系数K20＝τ0/T0。在执行第2校正单元181前，先执行第1校正单元180。第1校正单元180的脉冲占空比递增或递减以步进的方式间隔设想的低通滤波器积分时间常数以上的时间进行变化。
综上所述，本实施方式的信号处理装置预先利用第1校正单元180校正增益特性，因而能用实测存储的已知增益特性精度良好且有效地进行低通滤波器的积分时间常数的校正。即使模拟比较电路的比较基准电压存在个体偏差，也能进行总增益校正，将该偏差包含在内。
本实施方式的信号处理装置的传送保存单元182还具有反复校正单元172，执行多次第1、第2校正单元180、181的校正系数计算，将其平均值或中值、最频繁出现的值等统计值传送并写入到非易失性数据存储器121，因而能提高校正精度，同时又由于将最终结果传送并保存到非易失性数据存储器121，还能已知对非易失性数据存储器121的写入次数。
实施方式2
图5示出本实施方式的信号处理装置的电路组成。图5中，将模拟输入信号处理电路102设置在可变模拟信号源100c、100d与微处理器110之间。本实施方式的模拟输入信号处理电路102由增益调整电路10c、构成低通滤波器电路的开关电容滤波器电路20c、作为数据变化电路的第1和第2比较电路30c和30d、以及多路变换器40c组成。而且，将模拟信号源100c与比较基准电压31c、31d的比较结果作为数字逻辑信号DI 1、DI 2输入到微处理器110，把比较结果存放到RAM存储器120。
多路变换器40c利用微处理器110产生的连接切换信号MPX将与可变模拟信号源100c的连接切换到可变模拟信号源100d。利用该切换，进行模拟信号源100d与比较基准电压31c、31d的比较，将其结果作为数字逻辑信号DI 1、DI 2输入到微处理器110，存放在RAM存储器120的不同的地址区。
增益调整电路10c和开关电容滤波器电路20c的详细组成与图1中的增益调整电路10a和开关电容滤波器电路20a相同。而且，微处理器110对增益调整电路10c和开关电容滤波器电路20c构成的电路组130c供给控制信号脉冲串CNT。该脉冲串CNT相对于图1中的控制信号脉冲串CNTa。
本实施方式的模拟比较电路由第1和第2比较电路30c、30d构成，与第1比较电路30c中使用的第1比较基准电压31c相比，将第2比较电路30d中使用的比较基准电压设定成较大的值。因而，微处理器110能分别判断3级的模拟信号源100c、100d的信号电压。
图1所示的信号处理装置中，一面大小交替地调整更改脉冲占空比α，一面进行比较判断，并加以区分地读入其结果，从而可进行多级判断。然而，图1所示的信号处理装置由于进行脉冲占空比调整更改操作的影响，存在难以改善比较判断的响应性的问题。因此，本实施方式的信号处理装置多级模拟比较电路，用于一面由电路转换器40c切换连接多个模拟信号源，一面进行比较判断，以改善响应性。
本实施方式的信号处理装置中，初始校正的方法与实施方式1相同，但本实施方式需要对应于第1和第2比较基准电压31c、31d测量并存储2种增益校正系数。作为进行多次校正操作的单元，也可连接多个校正用信号源，以代替多个可变模拟信号源，并且一面切换多路电路变换器40c，一面利用各校正用信号源进行校正操作。
从上面的说明可知，本实施方式的信号处理装置与实施方式1不同，其数据变换电路具有第1和第2比较电路30c、30d。作为数据变换电路的第1和第2比较电路30c、30d将随通过开关电容滤波器电路20c和增益调整电路10c取得的可变模拟信号源100c、100d的信号电压检测出的当前值变换成数字逻辑信号DI 1、DI 2，输入到微处理器110。通过微处理器110将数字逻辑信号DI 1、DI 2写入并保存到作为检测数据存储器的RAM存储器120。
本实施方式的信号处理装置中，也利用等效更改单元更改控制信号脉冲串CNT的占空比，使增益调整电路10c的输入输出比改变，从而等效更改比较基准电压31c、31d。因此、即使比较基准电压31c、31d为固定值，也能通过调整增益调整电路10c的放大率调整并更改表观上的比较基准电压。
本实施方式的信号处理装置，其模拟比较电路至少具有第1和第2的多个比较电路30c、30d，第1比较电路31c把通过开关电容滤波器电路20c和增益调整电路10c取得的信号电压与第1比较基准电压31c比较，并将该比较结果作为数字逻辑信号DI 1输入到微处理器110，第2比较电路31d把通过开关电容滤波器电路20c和增益调整电路10c取得的信号电压与值大于第1比较基准电压31c的第2比较基准电压DI 2比较，并将该比较结果作为数字逻辑信号DI 2输入到微处理器110，因而能快速且多级地判断可变模拟信号源的信号电压。本发明也可构成具有3个以上的比较电路，并且分别具有不同的比较基准电压。
本实施方式的信号处理装置还具有依次切换多个可变模拟信号源与开关电容滤波器电路20c和增益调整电路10c的连接的多路转换器40c，并且微处理器110具有对多路转换器40c依次产生连接切换信号MPX的连接切换信号产生单元，因而即使连接多个可变模拟信号源，也不必增加开关电容滤波器电路20c、增益调整电路10c和作为数据变换电路的第1和第2比较电路30c、30d，可仅设2个微处理器110的输入点。又，在可变模拟信号源100c、100d的信号电压变化缓慢且作为低通滤波器的开关电容滤波器电路20c的积分时间常数比较小的情况下、即使各可变模拟信号源的信号电压的最大值不同，也能通过逐一改变增益调整电路10c的放大率，使模拟输入信号处理装置101的输出统一。连接切换信号产生单元还通过第1和第2比较电路30c、30d以及微处理器110将写入到RAM存储器120的数据分离，并分别写入各可变模拟信号源。
实施方式3
图6示出本实施方式的信号处理装置。下面，以和图1所示的信号处理装置的不同点为中心进行说明。首先，图6所示的信号处理装置将模拟输入信号处理电路103设在可变模拟信号源100a、100b与微处理器110之间。而且，模拟输入信号处理电路103由增益调整电路10a和10b、构成低通滤波器电路的开关电容滤波器电路20a和20b、以及作为数据变换电路的AD变换器50组成。来自模拟信号源100a、100b的信号电压由AD变换器50加以数字变换后，输入到微处理器110。
增益调整电路10a、10b和开关电容滤波器电路20a、20b与图1所示的相同。然而，本实施方式中，设置AD变换器50，以代替图1所示的模拟比较电路。此AD变换器50是将多个模拟输入信号加以数字变换后依次存放到缓存器51的多路AD变换器，根据微处理器110产生的片选信号CS将指定的数字变换数据DATAa或DATAb供给微处理器110。微处理器110将取入的数字变换数据DATAa或DATAb存放到RAM存储器120。
以总线连接微处理器110的非易失性程序存储器113(快速擦写存储器等)中，存放校正操作结束阶段暂时存放在RAM存储器120的控制信号脉冲串产生单元和数据处理单元的程序、图中未示出的与外部工具140的通信程序、以及适应微处理器110的用途的控制程序等。还对非易失性程序存储器113的部分区域传送并写入校正系数。
利用掩模型ROM存储器存放的引导程序(未示出)，从外部工具140将校正操作所需的各种程序暂时传送到以总线连接微处理器110的运算处理用的RAM存储器120，其中的一部分在校正操作的结束阶段被传送到非易失性程序存储113。
传送到RAM存储器120的程序除形成控制信号脉冲串产生单元、数据处理单元、第1和第2校正单元、传送保存单元的程序外，还存放与外部工具140的通信程序(未示出)、适应微处理器110的用途的控制程序等。
进行校正操作时，与微处理器110串行连接的外部工具140对微处理器110发送第1、第2校正指令。校正操作结束并且将所述各种程序和校正系数等传送保存到非易失性程序存储器113时，在其后的常规阶段，微处理器110根据写入并保存在非易失性程序存储器113的各种程序和校正系数进行运作。
从外部工具140暂时存放到RAM存储器120的各种程序中，第1、第2校正单元和校正系数的传送保存单元是仅在校正操作时需要的程序，因而校正操作结束的阶段不需要传送并保存到非易失性程序存储器1130。然而，遇到进行维护检修等而在日后需要再次进行校正操作时，暂时将第1、第2校正单元和校正系数传送保存单元传送并保存到非易失性程序存储器113，则不必从外部工具140对RAM存储器120传送程序，可仅使用从非易失性程序存储器对RAM存储器120的读出。
本实施方式中，如上文所述那样说明了将第1、第2校正单元等的程序存放到RAM存储器120的结构，但这是示例，也可以是实施方式1中说明的结构。
接着，说明本实施方式的信号处理装置的校正操作。图7和图8示出本实施方式的信号处理装置的校正操作流程图，首先，图7所示的流程图中，在步骤350a对微处理器110供电，并启动校正操作。后续的步骤350b中，利用未示出的引导程序，从外部工具140对RAM存储器120传送并写入全部控制程序。其后，微处理器110利用写入到RAM存储器120的控制程序进行运作。
后续于步骤350b的步骤351中，判断是否从外部工具140收到第1校正指令，未收到第1校正指令时，返回步骤351a，等待接收第1校正指令。在外部工具140发送第1校正指令前，如方框351b所示，预先连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100a。校正用信号源使校正用基准电压Vt为3.15V，该值相当于最大输入电压5V的63％。施加该校正用基准电压Vt，作为增益调整电路10a的输入电压。
收到第1校正指令，并且步骤351a的判断为“是”时，在步骤352中作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上平均值设定为典型值T0，同时还将脉冲占空比设定为标准值，例如α0＝0.5。这时，根据式(2)，微处理器110读取的AD变换器50的检测数字电压的最大值Dt为下面的式(9)。
Dt＝Ga×α0×Vt      ……(9)
增益Ga的设计理论值为Ga＝2时，如果脉冲占空比为α0＝0.5、校正用基准电压为Vt＝3.15V，则根据式(9)，Dt＝3.15V，但实际上有时增益Ga并不等于设计理论值。因此，从实测的检测数字电压最大值Dt的值反过来算出实际的增益Ga，将该值作为增益校正系数K11。即，根据输入校正用基准电压Vt时得到的检测数字电压最大值Dt，求出增益校正系数K11为下面的式(10)。
K11＝Ga＝Dt/(Vt×α0)    ……(10)
一旦算出增益校正系数K11，就根据该增益校正系数K11求出检测数字电压最大值Dt。例如，信号源电压为Vi时，微处理器110读取的AD变换器50的检测数字电压最大值Dt为下面的式(11)。
Dt＝K11×α×Vi    ……(11)
后续于步骤352的步骤354中，进行时间足够长于开关电容滤波器电路20a的积分常数τa的等待，并且在后续的步骤355将微处理器110读取的AD变换器50的检测数字电压最大值Dt的值写入并存储到RAM存储器120。步骤355后接着执行的步骤359中，根据步骤355存储的检测数字电压最大值Dt、步骤352设定的脉冲占空比α0和作为已知值的校正用基准电压Vt的值，算出并存储式(10)所示的增益校正系数K11。然后，驱动并设定表示基于第1校正指令的第1校正已完成的标记。
外部根据140收到步骤359的标记运作时，通过未示出的控制单元将校正用信号源的电压更改并设定为例如1.59倍的值、即5.0V后，发送第2校正指令。步骤359后接着执行的、图8中示出的步骤361a中，判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤361a，等待接收第2校正指令。
收到第2校正指令并且步骤361a的判断为“是”时，在步骤361c监视步骤359设定的标记的运作。利用步骤361c的监视判断第1校正操作是否完成，未完成校正则返回步骤351a，完成校正就转移到步骤362。步骤362中，作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上的平均值设定为典型值T0，同时还将脉冲占空比α设定为步骤352中设定的值α0。
步骤362后执行的步骤364a中，根据方框364b所示的来自外部工具140的计时启动指令，对施加上述5.0V校正电压后经历的时间进行计时。后续的步骤365中，将作为AD变换器50的数字变换值的检测数字电压取入微处理器110。后续的步骤366中，对步骤355存储的检测数字电压最大值Dt和步骤365读入的检测数字电压进行比较。后续的步骤367中，判断步骤366的大小比较结果是否变化，比较结果没有变化则返回步骤364a继续进行计时，比较结果变化就转移到步骤368，将步骤364a的当前计时值作为到达时间τ0加以存储。
使校正用信号源的电压为第1校正值的3.15V的1.59倍，因而微处理器110读入的数字电压最大值也为第1校正时的1.59倍。另一方面，步骤366的比较基准电压由于面对步骤355中存储的检测数字电压最大值Dt，该电压的值为1.59倍检测数字电压最大值Dt的63％。因此，到达时间τ0相当于开关电容滤波器电路20a的积分时间常数。
步骤362后执行的步骤369中，算出将步骤368存储的积分时间常数τ0除以步骤363中设定的脉冲周期T0后得到的值，作为滤波器特性校正系数K20加以存储。然后，驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。将基于上述校正操作的实测积分时间常数τ0和脉冲周期T0代入式(3)，则由式(7)算出设想偏差变动(C24a/C22a)。将式(7)的关系再次代入式(3)时，脉冲周期为Ta时的积分时间常数τa为式(8)。方框361b中施加1.59倍的校正电压，但也可使施加电压为与第1校正操作时相同的电压Vt，并使步骤362中的脉冲占空比αt为原来的1.59倍。
步骤369后执行的步骤370中，使校正次数计数用计数器递增，并且在后续的步骤371更新步骤359和步骤369中的校正系数K11、K20的存放地址。后续的步骤372中，判断是否完成规定次数的校正，未完成则返回步骤351a，重新启动校正操作，完成就转移到步骤373。步骤373中，算出存储在RAM存储器120的多个增益校正系数K11和多个滤波器特性校正系数K20的平均值或最频繁出现的值、中值等统计值，存放到步骤371中更新并指定地址的RAM存储器120内。后续的步骤375中，将步骤373中算出并存储的校正系数K11、K20传送并保存到非易失性存储器113的数据存储区122，同时还将步骤350b从外部工具140传送到RAM存储器120的各种控制程序传送并保存到程序存储器113后，接着转移到步骤377，完成校正操作。
概括说明以上的校正操作。即，由步骤351a至步骤359组成的步骤组380构成第1校正单元，该单元用校正用信号源的已知电压Vt在微处理器110读出AD变换器50的检测数字电压最大值Dt，并算出增益校正系数。
由步骤361a至步骤369组成的步骤组381构成第2校正单元，该单元通过用已知电压的校正用信号源监视AD变换器50的检测数字电压的变化算出滤波器特性校正系数K20。由步骤370至步骤375组成的步骤组382构成传送保存单元，并且步骤372成为反复校正单元。
图7和图8中，描述了增益调整电路10a、开关电容滤波器电路20a和AD变换器50所涉及的校正操作，但也同样实施增益调整电路10b、开关电容滤波器电路20b和AD变换器50所涉及的校正操作。
接着，在图9和图10的流程图中示出图7和图8所示的校正操作的代替单元。本实施方式与实施方式1不同，用微处理器110进行数字比较，以代替模拟比较电路30a、30b。因此，在程序存储器113内存放比较基准数字电压Ec，以代替实施方式1的比较基准电压31a、31b。
图9中，在步骤350a对微处理器110供电，并启动校正操作。后续的步骤350b中，利用未示出的引导程序，从外部工具140对RAM存储器120传送并写入全部控制程序。其后，微处理器110利用写入到RAM存储器120的控制程序进行运作。后续于步骤350b的步骤351中，判断是否从外部工具140收到第1校正指令，未收到第1校正指令时，返回步骤351a，等待接收第1校正指令。
在外部工具140发送第1校正指令前，如方框351b所示，预先连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100a。例如，施加校正用基准电压Vt＝3.15V作为增益调整电路10a的输入电压。用以下的方法决定该校正用基准电压Vt。例如，比较基准数字电压为Ec＝3.15V，并且脉冲占空比α0＝0.5、增益设计理论值Ga＝2时，校正用基准电压Vt根据式(2)的关系，成为3.15＝(2×0.5)×3.65。
实际产品如设计理论时那样，如果脉冲占空比α0＝0.5、增益Ga＝2.0，则信号电压Vi＝3.1V时，微处理器110的开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压成为与比较基准数字电压Ec一致的临界值。然而，实际产品中，增益Ga存在误差时，仍使脉冲占空比α0＝0.5不变，则开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压与比较基准数字电压Ec不一致。因此，需要寻求比较一致的脉冲占空比αt。
收到第1校正指令，并且步骤351a的判断为“是”时，在步骤352中作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上平均值设定为典型值T0，同时还将脉冲占空比设定为α0＝0.5。后续的步骤353a中，使脉冲占空比从现状微量增加Δα，并且在后续的步骤354a进行时间长于开关电容滤波器电路20a的积分时间常数τa的等待。后续的步骤357a中判断微处理器110的数字比较结果是否变化，如果没有变化就返回步骤353a，使脉冲占空比进一步微量增加，而变化时，转移到步骤358a，存储变化时的脉冲占空比αt。
后续于步骤358a执行的步骤359a中，根据步骤358a存储的脉冲占空比αt、作为已知值的校正用基准电压Vt和比较基准数字电压Ec，算出并存储校正系数K11。校正系数K11为设想偏差变动的增益Ga，由下面的式(5a)算出。
Ga＝Ec/(Vt×αt)＝K11    ……(5a)
用式(5a)中定义的增益校正系数K11表现式(4)时，变成下面的式(6a)。下面的式(6a)中，将Ec/K11＝Vt×αt＝K10作为校正系数代替校正系数K11进行存储，则与实施方式1中说明的式(6)相同。
Vi＝Ec/(K11×α)    ……(6a)
式(6a)表示使开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压与比较基准数字电压Ec一致用的信号源电压Vi，意味着该电压可因脉冲占空比α而变化。进而，在步骤359a驱动并设定表示基于第1校正指令的第1校正完成的标记。
外部工具140收到步骤359a的标记操作时，通过控制单元(未示出)更改校正用基准电压Vt，使其为例如1.59倍，从而设定成5.0V后，发送第2校正指令。步骤359a后接着执行的图10所示的步骤361a中，判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤161a，等待接收第2校正指令。
收到第2校正指令，从而步骤361a的判断为“是”时，转移到步骤361c，并通过监视步骤359中设定的标记的操作判断第1校正操作是否完成，如果未完成校正，返回步骤351a，完成校正则转移到步骤362a。步骤362a中，作为控制信号脉冲串CNTa的脉冲周期Ta，将实用上的平均值设定为典型值，同时将脉冲占空比α设定为步骤358中存储的值αt。
步骤362a后接着执行的步骤364a中，根据来自方框164a所示的外部工具140的计时启动指令，对施加5.0V的校正用基准电压Vt后经历的时间进行计时。后续的步骤365a中，将AD变换器50的数字变换数据取入微处理器110，并且在后续的步骤367a判断微处理器110的该数字变换数据与比较校正数字电压E c的数字比较判断结果是否变化，如果数字比较结果没有变化，返回步骤364a继续进行计时，逻辑电平变化则转移到步骤168，存储步骤364a的当前计时值，作为到达时间τ0。
由于校正用基准电压Vt为第1校正时的3.15V的1.59倍，开关电容滤波器电路20a的饱和输出电压变成比较基准数字电压Ec＝3.15V的1.59倍而且，比较基准数字电压Ec＝3.15V的1.59倍(即5.0V)的63％为3.15V，到达时间τ0相当于开关电容滤波器电路20a的积分时间常数。
步骤368a后接着执行的步骤369中，算出将步骤368a存储的积分常数τ0除以步骤362a设定的脉冲周期T0所得的值，作为特性校正系数K20，同时还驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。将根据校正操作实测的积分时间常数τ0和脉冲周期T0代入式(3)，则能由式(7)算出设想偏差变动的C24a/C22a。
将下面的式(7)的关系再次代入式(3)式，则脉冲周期为Ta时的积分时间常数τa如式(8)所示。方框361b中施加1.59倍的校正电压，但也可使施加的电压为与第1校正操作时相同的电压，并且使步骤362a中的脉冲占空比αt为原来的1.59倍。
在步骤369a后执行的步骤370中，使校正次数计数用计数器递增，并且在后续的步骤371更新步骤359a和步骤369a算出的校正系数K11、K20的存放地址。后续的步骤372中，判断规定次数的校正是否完成，如果未完成，返回步骤351a，重新启动校正操作。完成规定次数的校正，则转移到步骤373。
步骤373中，算出存储在RAM存储器120的多个增益校正系数K10或K11和多个滤波器特性校正系数K20的平均值或最频繁出现的值、中值等统计值，存放到步骤371中更新并指定地址的RAM存储器120内。后续的步骤375中，将步骤373算出并存储的校正系数K10或K11、K20传送并保存到数据存储器113的数据存储区122，同时还将步骤350b中外部工具140传送到RAM存储器120的各种控制程序传送并保存到RAM存储器120。接着，转移到步骤377完成校正操作。
步骤352a中使脉冲占空比α＝0，但也可使例如α＝1，并且在后续的步骤353a使脉冲占空比些微减小。进行多次校正操作时，还能有意使校正用信号源的电压为不同的值，以进行实用范围宽大的实测校正。
概括说明以上的校正操作。即，由步骤351a至步骤359a组成的步骤组380a构成第1校正单元，用已知电压的校正用信号源在微处理器110一面监视AD变换器50的输出，一面算出增益校正系数K10或K11。
由步骤361a至步骤369a组成的步骤组381a构成第2校正单元，用已知电压的校正用信号源在微处理器110一面监视AD变换器50的输出，一面算出滤波器特性校正系数K20。由步骤370至步骤375组成的步骤组382构成传送保存单元，并且步骤372成为反复校正单元。本实施方式的传送保存单元中，与实施方式1相同，也能进行校正系数是否在容许的数值范围的异常判断。
图9和图10中，描述了增益调整电路10a、开关电容滤波器电路20a和AD变换器50所涉及的校正操作，但也同样实施增益调整电路10b、开关电容滤波器电路20b和AD变换器50所涉及的校正操作。
从以上的说明可知，本实施方式的信号处理装置与实施方式1不同，其中作为数据变换电路，具有AD变换器50。作为数据变换电路的AD变换器50将通过开关电容滤波器电路20a、20b和增益调整电路10a、10b取得的信号电压变换成数字变换数据DATa、DATb，输入到微处理器110。通过微处理器110将数字变换数据DATa、DATb写入作为检测数据存储器的RAM存储器120。
本实施方式的信号处理装置，其数据变换电路是将通过开关电容滤波器电路20a、20b和增益调整电路10a、10b取得的信号电压变换成数字信号电压后输入到微处理器110的AD变换器50，微处理器110更改控制信号脉冲串CNTa、CNTb的脉冲占空比，使增益调整电路10a、10b的输入输出比改变，从而等效改变比较基准数字电压，而且还具有对来自AD变换器50的检测数字电压和比较基准数字电压进行比较并将该比较结果作为数字逻辑信号的数据处理单元，进而微处理器110能算出输入的检测数字电压与比较基准数字电压的偏差值。在使比较基准数字电压为较大的值的状态下进行工作时，通过加大增益调整电路10a、10b的放大率，也相当于表观上等效设定小的比较基准数字电压，从而能避免实用低输出区，提高AD变换器50的数字变换精度。
本实施方式的信号处理装置通过使AD变换器50成为依次对来自多个可变模拟信号源100a、100b的所述信号电压进行数字变换的多路AD变换器，对各可变模拟信号源100a、100b的控制信号为1个，因而微处理器110的输入信号个数与可变模拟信号源100a、100b的个数相同，能处理多个可变模拟信号源。即使各可变模拟信号源100a、100b的信号电压最大值分别不同，通过调整各增益调整电路10a、10b的放大率，使可变模拟信号源的信号电压最大值与AD变换器50的输入电压最大值大致相等，也能提高AD变换器50的数字变换精度。
本实施方式的信号处理装置，其第1校正单元380将校正用信号源产生的电压取为电压Vt，脉冲占空比取为典型值α0，并检测出AD变换器50的检测数字电压最大值Dt加以存储，从而算出增益校正系数K11＝Dt/(Vt×α0)；第2校正单元381在第1校正单元380后将校正用信号源产生的电压取为大于第1校正单元380中用的电压Vt的电压(例如电压Vt的1.59倍)，又将脉冲占空比取为第1校正单元380中设定的脉冲占空比α0，并测量从连接校正用信号源开始，至增加到第1校正单元380中存储的检测数字电压的最大值Dt为止的时间t，从而算出低通滤波器的积分时间常数τ0，以算出对校正时的控制信号脉冲串的脉冲周期T0的特性校正系数K20＝τ0/T0。
综上所述，本实施方式的信号处理装置预先用第1校正单元380校正增益特性，因而能精度良好且有效地进行低通滤波器积分时间常数的校正。而且、即使AD变换器50的变换特性存在个体偏差，也能进行总增益校正，其中包含该偏差。
本实施方式的信号处理装置，作为其不同的校正单元，第1校正单元380a将校正用信号源产生的电压取为Vt，一面使供给增益调整电路的控制信号脉冲串的脉冲占空比递增或递减，一面检测出比较校正数字电压Ec和数字比较判断结果变化的时刻的比较一致脉冲占空比αt，并算出增益校正系数K10＝αt×Vt或K11＝Ec/(Vt×αt)；第2校正单元381a在第1校正单元380a后将校正用信号源产生的电压取为大于第1校正单元380a中用的电压Vt的电压(例如电压Vt的1.59倍)，又将脉冲占空比取为第1校正单元380a中设定的脉冲占空比αt，并测量从连接校正用信号源开始，至增加到第1校正单元380a中使用的比较基准数字电压Ec为止的时间t，从而算出低通滤波器的积分时间常数τ0，以算出对校正时的控制信号脉冲串的脉冲周期T0的特性校正系数K20＝τ0/T0。
这样，本实施方式的信号处理装置具有的特征为：预先用第1校正单元380a校正增益特性，因而能用实测存储的已知增益特性精度良好且有效地进行低通滤波器积分时间常数的校正。即使AD变换器50的变换特性存在个体偏差，也能进行总增益校正，其中包含该偏差。
实施方式4
图11示出本实施方式的信号处理装置的电路组成图。下面，根据图11说明本实施方式的信号处理装置。图11中，将模拟输入信号处理电路104设在作为用于例如检测发动机震动的震动传感器的可变模拟信号源100e、100f与构成发动机控制装置的微处理器110之间。从作为震动传感器的模拟信号源100e、100f产生脉动信号。
图11所示的模拟输入信号处理电路104依次连接多路变换器40e、差动放大器60a、增益调整电路70a和带通滤波器电路80a组成的电路组130e、峰值保持电路90a、AD变换器50的状况。这里，由开关电容滤波器电路构成带通滤波器电路80a。
模拟传感器131a是温度传感器(发动机冷却水温传感器、外气温传感器等)、加速器位置传感器(APS)、节流阀位置传感器(TPS)等的传感器群。来自模拟传感器113a的模拟输入信号通过接口电路(AIF)131b连接到多路AD变换器50的模拟输入端子，依次受到数字变换后，存放到缓存器51。开关传感器132a是对发动机的曲轴转角传感器、旋转传感器等进行各种通/断操作的开关群，通过接口电路(DIF)132b连接微处理器110的输入端口DI。
微处理器110利用片选信号CS分别读出缓存器51内的多个数字变换数据，传送到RAM存储器120，同时对峰值保持电路90a供给获取定时信号WIN。微处理器110还对多路变换器40e供给连接切换信号MPX，或对由增益调整电路70a和开关电容滤波器电路构成的带通滤波器电路80a供给控制信号脉冲串CNT。
以总线连接微处理器110的非易失性程序存储器114(快速擦写存储器)除存放成为控制信号脉冲串产生单元、数据处理单元、数据取入定时产生单元、连接切换信号产生单元、第1和第2校正单元和传送保存单元的程序外，还存放未示出的与外部工具140的通信程序、进行发动机控制用的使用微处理器110的用途的控制程序等。
以总线连接微处理器110的运算处理用的RAM存储器120中写入由AD变换器50加以数字变换的各种模拟输入信号的数字变换值、校正操作中算出的校正系数等。从RAM存储器120将后文阐述的作为第1、第2校正单元的校正结果的校正系数传送并保存到以总线连接或串行连接微处理器110的EEPROM等非易失性数据存储器121。进行校正操作时，串行连接微处理器110外部工具140对微处理器110发送第1、第2校正指令。
接着，在图12示出本实施方式的模拟输入信号处理电路104的电路图。图12中，多路变换器40e由连接在可变模拟信号源100e与差动放大器60a之间的选择开关元件41a和42a、连接在可变模拟信号源100f与差动放大器60a之间的选择开关元件41b和42b、以及反相器43构成。这里，微处理器110产生的连接切换信号MPX的逻辑电平为“H”时，使选择开关元件41a、42a导通；连接切换信号MPX的逻辑电平为“L”时，通过反相器43使选择开关元件41b、42b导通。
设在增益调整电路70a的放大器71的反相输入通过输入电阻72、73连接差动放大器60a的输出端子，放大器71的非反相输入被施加例如直流(DC)2.6V的偏压。在输入电阻72、73的连接点的位置与放大器71的非反相输入端子之间连接放大率调整用开关元件75，放大器71的输出端子与反相输入端子之间并联积分电容器76和反馈电阻77。
设在带通滤波器电路80a的放大器71的非反相输入连接偏压74，反相输入连接充放电电容器82。此充放电电容器82结构上做成开关元件83a、84a导通时连接在放大器71的输出端子与放大器81的非反相输入端子之间，开关元件83b、84b导通时连接在放大器81的反相输入端子与非反相输入端子之间。放大率调整用开关元件75和开关元件83a、84a在微处理器110产生的控制信号脉冲串CNT的逻辑电平为“H”时导通，通过反相器85取得的开关元件83b、84b在控制信号脉冲串CNT的逻辑电平为“L”时导通。
放大器81的反相输入端子与输出端子之间连接积分电容器86。充放电电容器87在开关元件88a、89a导通时连接在放大器81的输出端子与放大器71的反相输入端子之间，而且开关元件88b、89b一导通就将充放电电容器87的两端短路，并进行放电。开关元件88a、89a在控制信号脉冲串CNT的逻辑电平为“H”时导通，通过反相器85驱动的开关元件88b、89b在控制信号脉冲串CNT的逻辑电平为“L”时导通。
接着，设在峰值保持电路90a的放大器91的非反相输入连接放大器71的输出端子，放大器91的输出通过抗反向电流二极管92、充电电阻93连接最大值存储用电容器94。将该电容器94和充电电阻93的串联电路两端的电压通过AD变换器50输入到微处理器110。作为放电开关元件的晶体管95在微处理器110产生的获取定时信号WIN的逻辑电平为“H”时，通过驱动电阻96驱动而导通，使最大值存储用电容器94短路并放电。然而，从获取定时信号WIN变成逻辑电平“L”而放电开关元件95不导通开始，经过规定时间后，微处理器110读取AD变换器50的输出电压。
图13是说明本实施方式信号处理装置的运作的图。图13(a)示出控制信号脉冲串CNT的波形，在脉冲周期Tc(即脉冲频率fc)内，逻辑电平从“L”变成“H”。于是，将脉冲占空比γ定义为逻辑电平变成“L”的持续时间与周期Tc的比率。接着，图13(b)示出整个电路组130e的输入输出比ΔV2/ΔV1、即增益特性G130。这里，ΔV1是输入到电路组130e的信号电压，ΔV2是从电路组130e输出的信号电压。
整个电路组130e的增益特性G130如下面式(12)所示，可分解成增益调整电路70a部分的增益G70和带通滤波器电路80a部分的增益G80。增益G70可用下面的式(13)表示。增益G80可用下面的式(14)表示。
G130＝G70×G80    ……(12)
G70＝[R77/(R72+R73)]×γ    ……(13)
G80＝1/√1+(f02-f2)/(fb×f)}2    ……(14)
f0＝√[C82×C87/(C76×C86)]×fc/(2π)    ……(15)
fb＝1/(2πC76×R77)    ……(16)
其中，R72、R73、R77为输入电阻72、73和反馈电阻77的电阻值，C76、C86为积分电容器76、86的静电容，C82、C87为充放电电容器82、87的静电容，f0为可变模拟信号源100e、100f(震动传感器)的中心频率，fb为可变模拟信号源100e、100f的带宽频率，f为可变模拟信号源100e、100f的脉动频率。
从式(15)可知，增益G80变成最大值的中心频率f0与控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc成正比，可通过改变脉冲频率使中心频率f0成为f01或f02，如图13(b)所示。图13(b)中，曲线900、901示出在中心频率f01使脉冲占空比γ变化的增益特性，曲线902、903示出在中心频率f02使脉冲占空比γ变化的增益特性。使脉冲占空比γ变化时，从式(13)可知，由于增益G70变化，增益特性G130也与脉冲占空比γ成正比地增减。
根据式(15)，中心频率f0可用f0＝K80×fc表示，但由于特性校正系数K80因各电容器的静电容C76、C82、C86、C87的部件偏差而变动，需要每一产品对应于当前部件实测特性校正系数K80的校正值。
使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc固定，而让可变模拟信号源的频率f递增时，例如将中心频率f0前后的频率取为第1频率f1和第2频率f2，并且设由式(14)求出的f1和f2的增益G80一致，则变成(f02-f12)/(fb×f1)＝(f22-f02)/(fb×f2)、即(f02-f12)×f2＝(f22-f02)×f1。也就是说，第1频率f1与第2频率f2之间建立式(17)所示的关系。下面的式(17)中，几何平均√(f1×f2)在f1≈f2时，大致等于算术平均(f1+f2)/2。
f0＝√(f1×f2)≈(f1+f2)/2
f1≈f2                                                     ……(17)
反之，使可变模拟信号源的频率f为固定值ft，而让控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc变化时，例如设脉冲频率为fc1和fc2，则中心频率变成f01＝K80×fc1、f02＝K80×fc2，相当于取得2种增益G80。这里，假设将2种增益调整成在可变模拟信号源的频率ft成为相同的增益，则从式(14)能导出(f022-ft2)/(fb×ft)＝(ft2-f012)/(fb×ft)的关系。即，成为2ft2＝f012+f022＝K802(fc12+fc22)，从而特性校正系数K80变成下面的式(18)。
K80＝√2ft2/(fc12+fc22)＝ft/fc0    ……(18)
fc0＝√(fc12+fc22)/2                           ……(19)
接着，说明本实施方式的信号处理装置的校正操作。图14和图15是本实施方式的信号处理装置的校正操作的流程图。首先，在图14所示的步骤450对微处理器110供电，启动校正操作后，在后续的步骤451a判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤451a，等待接收第2校正指令。在外部工具140发送第2校正指令前，如方框451b所示，连接并施加信号频率ft、信号振幅e0的校正用信号源，作为增益调整电路70a的输入电压，以代替可变模拟信号源100e。
将控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比γ取为标准典型值(例如γ0＝0.5)，并且带通滤波器电路80a的中心频率与可变模拟信号源的频率ft一致时，决定信号振幅e0的估算值，使通过峰值保持电路90a和AD变换器50输入到微处理器110的检测数字电压的最大值Dt为例如3.15V。校正用信号源的频率ft则为可变模拟信号源的频率ft的实用上的标准典型值。
收到第2校正指令时，步骤451a的判断为“是”，从而转移到步骤452。步骤452中，将控制信号脉冲串CNT的脉冲频率取为0，将脉冲占空比γ取为典型值，例如设定成γ0＝0.5。后续的步骤453中，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率从现状微量增加Δf后，在后续的步骤454用微处理器110读入并存储AD变换器50的数字输出。后续的步骤455中，判断上次读入并存储的数字输出和这次读入并存储的数字输出哪个大，以逐次将存储数据更新成大的值。
后续的步骤456中，判断步骤455的更新存储数据是停止增大还是开始减小，如果依然增大，返回步骤453；停止增大，则转移到步骤457。转移到步骤457时，存储并保持当前时刻的控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc0。后续的步骤459中，算出校正用信号源的频率ft与步骤457中存储的脉冲频率fc0的比率，将该比率作为特性校正系数K80加以存储。步骤459中，驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。
外部工具140收到步骤459的标记操作时，以仍旧连接校正用信号源不变的状态发送第1校正指令。步骤459后，接着在图15所示的步骤461a判断是否从外部工具140收到第1校正指令，未收到第1校正指令时，返回步骤461a等待接收第1校正指令。收到第1校正指令，则步骤461a的判断为“是”，从而转移到步骤461c。步骤461c中，通过监视步骤459设定的标记的运作，判断第2校正操作是否完成，如果校正未完成，返回步骤451a；校正完成，则转移到步骤462。
步骤462中，将步骤457中检测并存储的fc0设定为控制信号脉冲串CNT的脉冲频率，同时设定步骤452中设定的γ0＝0.5。后续于步骤462的步骤464中，从获取定时信号WIN工作开始，等待规定的响应时间，并且在后续的步骤465将微处理器110读取的AD变换器50的检测数字电压最大值Dt的值写入并存储到RAM存储器120。步骤465后接着执行的步骤469中，将步骤465中存储的检测数字电压最大值Dt、步骤461中设定的脉冲占空比γ0和作为已知值的校正用信号源的振幅e0的值代入下面的式(20)，算出并存储增益校正系数K71。进而，在步骤469驱动并设定表示基于第1校正指令的第1校正已完成的标记。
K71＝Dt/(e0×γ0)       ……(20)
步骤469后接着执行的步骤470中，让用于进行多次校正的校正次数计数用计算器累加，并且在后续的步骤471更新步骤459和步骤469中的校正系数K80、K71的存放地址。后续的步骤472中，判断是否完成规定次数的校正，如果未完成，返回步骤451a，重新启动校正操作；完成规定次数的校正，则转移到步骤473。
步骤473中，算出RAM存储器120存储的多个增益校正系数K71和特性校正系数K80的平均值或最频繁程序的值、中值等统计值，存放到步骤471中更新并指定的地址的RAM存储器120。后续的步骤475中，将步骤473算出并存储的校正系数K71、K80传送并保存到非易失性数据存储器121后，接着转移到步骤477，完成校正操作。
步骤452中将脉冲频率取为0，但也可预先使脉冲频率足够高，再由步骤453使其逐次降低。进行多次校正操作时，还能有意使校正用信号源的电压为不同的值，以进行实用范围宽大的实测校正。
概括说明以上的校正操作。即，由步骤451a至步骤459组成的步骤组481构成第2校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视AD变换器50的输出，一面算出特性校正系数K80。
由步骤461a至步骤469组成的步骤组480构成第1校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视AD变换器50的输出，一面算出增益校正系数K71。
由步骤470至步骤475组成步骤组482构成传送保存单元，并且步骤472是反复校正单元。本实施方式的传送保存单元中，与实施方式1相同，也可进行校正系数是否在容许数值范围的异常判断。图14和图15中，连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100e，但也在可变模拟信号源100f的为止连接校正用信号源，并且每次启动反复校正单元472都一面使多路变换器40e工作，一面进行多次校正。
本实施方式的信号处理装置不限于图14和图15所示的校正操作。下面说明与图14和图15不同的校正操作。图16和图17是示出与图14和图15所示校正操作不同的操作的流程图。图16所示的步骤450对微处理器110供电，启动校正操作后，在后续的步骤451a判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤451a，等待接收第2校正指令。
在外部工具140发送第2校正指令前，如方框451b所示，连接并施加信号频率ft、信号振幅e0的校正用信号源，作为增益调整电路70a的输入电压，以代替可变模拟信号源100e。
将控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比γ取为标准典型值(例如γ0＝0.5)，并且带通滤波器电路80a的中心频率与可变模拟信号源的频率ft一致时，将信号振幅e0的估算值确定为通过峰值保持电路90a和AD变换器50输入到微处理器110的检测数字电压的最大值Dt，例如3.15V。校正用信号源的频率ft则为可变模拟信号源的频率ft的实用上的标准典型值。
收到第2校正指令时，步骤451a的判断为“是”，从而转移到步骤452。步骤452中，将控制信号脉冲串CNT的脉冲频率取为0，将脉冲占空比γ取为典型值，例如设定成γ0＝0.5。后续的步骤453a中，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率从现状微量增加Δf后，在后续的步骤454a用微处理器110读入并存储AD变换器50的数字输出。后续的步骤455a中，判断步骤454a读入并存储的数字输出和比较基准数字电压Ec哪个大，并且在后续的步骤456a判断步骤455a的比较结果是否变化，如果未变化，返回步骤453a；有变化，则转移到步骤457a。
步骤457a中，存储并保持比较结果变化时的控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc1。后续的步骤453b中，继续使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率微量增加Δf。后续的步骤454b用微处理器110读入并存储AD变换器50的数字输出，在并且后续的步骤455b判断步骤454b读入并存储的数字输出和比较基准数字电压Ec哪个大。后续的步骤456a中，判断步骤455b的数字比较结果是否变化，如果未变化，返回步骤453b；有变化，则转移到步骤457b。步骤457b中，存储并保持数字比较结果变化时的控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc2。
步骤457b后校正执行的步骤458中，根据式(19)算出控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc0并加以存储。后续的步骤459a中，算出校正用信号源的频率ft与步骤458存储的脉冲频率fc0的比率，将其作为特性校正系数K80加以存储。进而，在步骤459a驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。
外部工具140收到步骤459a的标记操作时，以保持连接校正用信号源不变的状态发送第1校正指令。步骤459a后，接着在图17所示的步骤461a判断是否从外部工具140收到第1校正指令，未收到第1校正指令时，返回步骤461a，等待接收第1校正指令。收到第1校正指令，则步骤461a的判断为“是”，从而转移到步骤461c。步骤461c中，通过监视步骤459a设定的标记的运作，判断第2校正操作是否完成，如果校正未完成，返回步骤451a；校正已完成，则转移到步骤462a。
步骤462a中，将步骤458算出并存储的fc0设定为控制信号脉冲串CNT的脉冲频率，同时还将脉冲占空比γ设定为0。后续于步骤462a的步骤463a中，使脉冲占空比γ微量增加Δγ，并且在后续的步骤464a从获取定时信号WIN工作开始，等待规定的响应时间。后续的步骤467a中，判断微处理器110读取的AD变换器50的检测数字电压Dt与比较基准数字电压Ec的比较结果是否变化，如果无变化，返回步骤463a，再次使脉冲占空比γ微量增加；有变化，则转移到步骤468a。
步骤468a中，存储数字比较结果有变化时的脉冲占空比γ1。后续的步骤469a中，根据式(21)算出增益校正系数K70并加以存储，或者根据式(22)算出增益校正系数K71并加以存储。进而，在步骤469a驱动并设定表示基于第1校正指令的第2校正操作已完成的标记。
K70＝e0×γt        ……(21)
K71＝Ec/(e0×γt)        ……(22)
步骤469a后接着执行的步骤470中，让用于进行多次校正的校正次数计数用计算器累加，并且在后续的步骤471更新步骤459a和步骤469a中的校正系数K80和校正系数K70或K71的存放地址。后续的步骤472中，判断是否完成规定次数的校正，如果未完成，返回步骤451a，重新启动校正操作；完成规定次数的校正，则转移到步骤473。
步骤473中，算出RAM存储器120存储的多个增益校正系数K71或K70和特性校正系数K80的平均值或最频繁程序的值、中值等统计值，存放到步骤471中更新并指定的地址的RAM存储器120。后续的步骤475中，将步骤473算出并存储的校正系数K71或K70和K80传送并保存到非易失性数据存储器121后，接着转移到步骤477，完成校正操作。
步骤452中将脉冲频率取为0，但也可预先使脉冲频率足够高，再由步骤453a和步骤453b使其逐次降低。同样，步骤462a中将脉冲占空比取为0，但也可预先使脉冲占空比γ＝1，再由步骤463a使其逐次减小。进行多次校正操作时，还能有意使校正用信号源的电压为不同的值，以进行实用范围宽大的实测校正。
概括说明以上的校正操作。即，由步骤451a至步骤459a组成的步骤组481a构成第2校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视AD变换器50的输出是否比较基准数字电压Ec以上，一面算出特性校正系数K80。
由步骤461a至步骤469a组成的步骤组480a构成第1校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视AD变换器50的输出是否比较基准数字电压以上，一面算出增益校正系数K71或K70。
由步骤470至步骤475组成步骤组482构成传送保存单元，并且步骤472是反复校正单元。本实施方式的传送保存单元中，与实施方式1相同，也可进行校正系数是否在容许数值范围的异常判断。图16和图17中，连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100e，但也在可变模拟信号源100f的位置连接校正用信号源，并且每次启动反复校正单元472都一面使多路变换器40e工作，一面进行多次校正。
从以上的说明可知，本实施方式的信号处理装置与实施方式1不同，从可变模拟信号源100e、100f产生脉冲信号。而且，带通滤波器电路80a结构上做成将中心频率控制成可随控制信号脉冲串CNT的脉冲频率变化。模拟输入信号处理电路104还在带通滤波器电路和作为数据变换电路的AD变换器50之间具有峰值保持电路90a，并且微处理器110具有数据取入定时产生单元。
峰值保持电路90a具有通过抗反向电流二极管92充电的最大值存储用电容器94和使该电容器94的充电电荷定期释放的放电开关元件95。数据取入定时产生单元定期产生获取定时信号WIN，该信号在使放电开关元件95闭路并释放最大值存储用电容器94的充电电荷后将该放电开关元件95开路以对最大值存储用电容器94再次充电的规定持续时间后，通过作为数据变换电路的AD变换器和微处理器110将该充电电压关联的数字逻辑信号传送并存放到RAM存储器120。
综上所述，本实施方式的信号处理装置检测出可变模拟信号源100e、100f的特定频率上的信号电压最大值，并且能使带通滤波器的中心频率配合信号源100e、100f的特定频率，以检测出该特定频率的信号电压最大值。又能通过控制调整滤波器特性的控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比γ，独立控制输入信号处理电路的放大率。
本实施方式的信号处理装置，其第2校正单元481连接产生具有规定信号振幅e0和信号频率ft的电压作为校正用信号源100e、100f产生的电压的标准信号源，而且将供给增益调整电路70a的控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比取为实用标准值γ0，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率递增或递减，将AD变换器50中的检测数字电压趋势变化时的脉冲频率作为中心脉冲频率fc0加以存储，从而算出特性校正系数K80＝ft/fc0。第1校正单元480在第2校正单元481后，将信号频率和信号振幅取为第2校正单元481使用的信号频率ft和信号振幅e0，将控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比和脉冲频率取为第2校正单元使用的γ0和中心脉冲频率fc0，读出AD变换器50的检测数字电压最大值Dt并加以存储，从而算出增益校正系数K71＝Dt/(e0×γ0)。
这样，本实施方式的信号处理装置具有的特征为：即使第2校正单元中不知道正确的增益特性，也能校正控制信号脉冲串CNT的脉冲频率对中心频率的关系，同时还能用校正使用的控制信号脉冲串CNT精度良好且有效地校正整个输入信号处理电路的增益。其特征还在于、即使AD变换器的变换特性存在个体偏差，也能进行总增益校正，其中包含该偏差。
本实施方式的信号处理装置，作为其另一种校正单元，第1校正单元480a在第2校正单元481a后，将信号频率和信号振幅取为第2校正单元481a使用的信号频率ft和信号振幅e0，将控制信号脉冲串CNT的脉冲频率取为第2校正单元481a检测出的中心脉冲频率fc0，一面时脉冲占空比递增或递减，一面检测出AD变换器50的检测数字电压与比较基准数字电压Ec的数字比较判断结果变化时的脉冲占空比γt并加以存储，从而算出增益校正系数K70＝γt×e0或K71＝Ec/(γt×e0)。因此，不将标准脉冲占空比假设为γ0并进行使用，就能确定比较基准数字电压E c，并算出增益校正系数K70或增益校正系数K71，从而能提高实用电压区上的校正精度。
本实施方式的信号处理装置，作为其另一种校正单元，第2校正单元481a连接具有规定的信号振幅e0和信号频率ft的标准信号源，作为校正用信号源，而且将供给增益调整电路70a的控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比取为实用标准值γ0，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率递增或递减，以检测出AD变换器50的检测数字电压与比较基准数字电压Ec的数字比较结果变化的第1频率fc1和第2频率fc2，从而求出脉冲频率fc0＝√[(fc12+fc22)/2]，算出特性校正系数K80＝ft/fc0。因此，不检测出增益对频率的变化率减小的频率特性的峰值点上的中心频率，就在增益变化率大的频带上检测出第1和第2频率fc1、fc2，从而能使中心频率检测精度提高。
本实施方式的信号处理装置，其可变模拟信号源100e、100f是设在内燃机的多个汽缸上的检测汽缸震动用的震动传感器，通过多路变换器40e依次切换连接该多个震动传感器100e、100f，作为带通滤波器电路80a的输入。
而且，带通滤波器电路80a由将中心频率控制成可随控制信号脉冲串CNT的脉冲频率变化的开关电容滤波器电路构成在作为数据变换电路的AD变换器50的前级具有峰值保持电路90a。微处理器110具有数据取入定时产生单元和连接切换信号产生单元。峰值保持电路90a由通过抗反向电流二极管92充电的最大值存储用电容器94和定期释放该电容器的充电电荷的放电开关元件95构成，数据取入信号产生单元定期产生获取定时信号WIN，该信号在使放电开关元件95闭路并释放最大值存储用电容器94的充电电荷后将该放电开关元件95开路以再次对最大值存储用电容器94充电的规定持续时间后，将该充电电压关联的数字逻辑信号的数字值通过AD变换器50和微处理器110传送并存放到RAM存储器120。
连接切换信号产生单元对多路变换器40e供给连接切换信号MPX，以便随内燃机曲轴转角传感器的检测角度选择连接爆发行程前设在某汽缸的震动传感器100e或100f中的某一个。数据取入定时产生单元随曲轴转角传感器的检测角度决定数据的取入定时。
以上那样构成的本实施方式的信号处理装置即使连接多个震动传感器100e、100f，也可依次进行震动检测，微处理器110的输入仅一个即可，不必重新添加带通滤波器电路80a、增益调整电路70a和作为数据变换电路的AD变换器50。还能根据发动机转速和负载条件分别调整滤波器特性和增益调整电路的放大率，进行精确的震动判断。
实施方式5
图18示出本实施方式的信号处理装置的总体电路组成图。下面，根据图18说明本实施方式信号处理装置。图18中，将模拟输入信号处理电路105设在可变模拟信号源100g、100h与微处理器110之间。
本实施方式的模拟输入信号处理电路105具有与图12中详述的相同的多路变换器40f、差动放大器60b、增益调整电路70b和带通滤波器电路80b组成的电路组130f、峰值保持电路90b。然而，本实施方式的模拟输入信号处理电路105中，在数据变换电路使用第1和第2模拟比较电路30e、30f，以代替AD变换器50。而且，第1和第2模拟比较电路30e、30f分别连接第1和第2比较基准电压31e、31f。带通滤波器电路80b由开关电容滤波器电路构成。
微处理器110对峰值保持电路90b供给获取定时信号WIN，对多路变换器40f供给连接切换信号MPX，对增益调整电路70b和带通滤波器电路80b供给控制信号脉冲串CNT。微处理器110中输入第1和第2模拟比较电路30e、30f的比较判断输出，作为数字逻辑信号DI1、DI2。
以总线连接微处理器110的非易失性程序存储器115(快速擦写存储器等)中，除存放成为控制信号脉冲串产生单元、等效更改单元、数据取入定时产生单元、连接切换信号产生单元、第1和第2校正单元、传送保存单元的程序外，还存放与外部工具140的通信程序和适应微处理器110的用途的控制程序。
以总线连接微处理器110的运算处理用的RAM存储器120中，写入第1和第2比较电路30e、30f的比较判断结果、校正运转中算出的校正系数等。从RAM存储器120将作为第1、第2校正单元的校正结果的校正系数传送并保存到以总线连接或串行连接微处理器110的EEPROM存储器等非易失性数据存储器121。进行校正操作时，串行连接微处理器110的外部工具140对微处理器110发送第1、第2校正指令。
接着，说明本实施方式的信号处理装置的校正操作。图19和图20是本实施方式的信号处理装置的校正操作的流程图。首先，在图19所示的步骤550对微处理器110供电，启动校正操作后，在后续的步骤551a判断是否从外部工具140收到第2校正指令，未收到第2校正指令时，返回步骤551a，等待接收第2校正指令。
在外部工具140发送第2校正指令前，如方框551b所示，连接并施加信号频率ft、信号振幅e0的校正用信号源，作为增益调整电路70b的输入电压，以代替可变模拟信号源100e。
将控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比γ取为标准典型值(例如γ0＝0.5)，并且带通滤波器电路80b的中心频率与可变模拟信号源的频率ft一致时，决定信号振幅e0的估算值，使峰值保持电路90a的输出电压等于第1比较基准电压31e或第2比较基准电压31f。校正用信号源的频率ft则为可变模拟信号源的频率ft的实用上的标准典型值。
收到第2校正指令时，步骤551a的判断为“是”，从而转移到步骤552。步骤552中，将控制信号脉冲串CNT的脉冲频率取为0，将脉冲占空比例如设定成γ0＝0.5。后续的步骤553a中，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率从现状微量增加Δf，并且在后续的步骤556a例如判断第1模拟比较电路30e的比较结果是否变化，如果无变化，返回步骤553a；有变化，则转移到步骤557a.。步骤557a中，存储并保持比较结果变化时的控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc1。
后续的步骤553b中，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率继续微量增加Δf，并且在后续的步骤556b例如判断第1模拟比较电路30e的比较结果是否变化，如果无变化，返回步骤553b；有变化，则转移到步骤557b.。步骤557b中，存储并保持比较结果变化时的控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc2。
步骤557b后接着执行的步骤558中，根据式(19)算出控制信号脉冲串CNT的脉冲频率fc0并加以存储。后续的步骤559中，算出校正用信号源的频率ft与步骤558中存储的脉冲频率fc0的比率，将该比率作为特性校正系数K80加以存储，同时还驱动并设定表示基于第2校正指令的第2校正已完成的标记。
外部工具140收到步骤459的标记操作时，以仍旧连接校正用信号源不变的状态发送第1校正指令。步骤459后，接着在图20所示的步骤561a判断是否从外部工具140收到第1校正指令，未收到第1校正指令时，返回步骤561a等待接收第1校正指令。收到第1校正指令，则步骤561a的判断为“是”，从而转移到步骤561c。步骤561c中，通过监视步骤559设定的标记的运作，判断第2校正操作是否完成，如果第2校正未完成，返回步骤551a；校正完成，则转移到步骤562。
步骤562中，将步骤558中检测并存储的fc0设定为控制信号脉冲串CNT的脉冲频率，同时还将脉冲占空比γ设定为0。后续于步骤562的步骤563中，使脉冲占空比微量增加Δγ，并且在后续的步骤564从获取定时信号WIN工作开始，等待规定的响应时间。后续的步骤567中，判断微处理器110读取的第1模拟比较电路30e的比较结果是否变化，如果无变化，返回步骤563，再次使脉冲占空比微量增加；有变化，则转移到步骤568。
步骤568中，存储数字比较结果有变化时的脉冲占空比γt。后续的步骤569中，根据式(21)算出增益校正系数K70并加以存储。进而，在步骤568驱动并设定表示基于第1校正指令的第2校正操作已完成的标记。
步骤569后接着执行的步骤570中，让用于进行多次校正的校正次数计数用计算器累加，并且在后续的步骤571更新步骤559和步骤569中的校正系数K80、K70的存放地址。后续的步骤572中，判断是否完成规定次数的校正，如果未完成，返回步骤551a，重新启动校正操作；完成规定次数的校正，则转移到步骤573。
步骤573中，算出RAM存储器120存储的多个增益校正系数K70和特性校正系数K80的平均值或最频繁程序的值、中值等统计值，存放到步骤571中更新并指定的地址的RAM存储器120。后续的步骤575中，将步骤573算出并存储的校正系数K70和K80传送并保存到非易失性数据存储器121后，接着转移到步骤577，完成校正操作。
步骤552中将脉冲频率取为0，但也可预先使脉冲频率足够高，再由步骤553a和步骤553b使其逐次降低。同样，步骤562中将脉冲占空比取为0，但也可预先使脉冲占空比γ＝1，再由步骤563使其逐次减小。进行多次校正操作时，还能有意使校正用信号源的电压为不同的值，以进行实用范围宽大的实测校正。对第2模拟比较电路30f也同样进行校正操作，并算出对第2比较基准电压31f的个体基准电压偏差的基准系数。
概括说明以上的校正操作。即，由步骤551a至步骤559组成的步骤组581构成第2校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视第1和第2模拟比较电路30e、30f的比较结果，一面算出特性校正系数K80。由步骤561a至步骤569组成的步骤组580构成第1校正单元，用已知电压、已知频率的校正信号源一面监视第1和第2模拟比较电路30e、30f的比较结果，一面算出增益校正系数K70。
由步骤570至步骤575组成步骤组582构成传送保存单元，并且步骤572是反复校正单元。本实施方式的传送保存单元中，与实施方式1相同，也可进行校正系数是否在容许数值范围的异常判断。图19和图20中，连接校正用信号源，以代替可变模拟信号源100g，但也在可变模拟信号源100h的位置连接校正用信号源，并且每次启动反复校正单元572都一面使多路变换器40f工作，一面进行多次校正。
从以上的说明可知，本实施方式的信号处理装置与实施方式4不同，将第1和第2比较电路30e、30f作为数据变换电路。作为数据变换电路的第1和第2比较电路30e、30f将通过带通滤波器电路80b和增益调整电路70b驱动的信号电压与基准电压31e、31f比较，从而变换成数字逻辑信号DI1、DI2，输入到微处理器110。
本实施方式的信号处理装置，其第2校正单元581连接产生具有规定的信号振幅e0和信号频率ft的电压作为校正用信号源100g、100h产生的电压的标准信号源，而且将供给增益调整电路70b的控制信号脉冲串CNT的脉冲占空比取为实用标准值γ0，使控制信号脉冲串CNT的脉冲频率递增或递减，以检测出模拟比较电路30e或30f的比较结果变化的第1频率fc1和第2频率fc2，从而求出中心脉冲频率fc0＝√[(fc12+fc22)/2]，算出特性校正系数K80＝ft/fc0。
而且，第1校正单元580在第2校正单元581后，将脉动频率和脉动振幅取为第2校正单元481a使用的信号频率ft和信号振幅e0，将控制信号脉冲串CNT的脉冲频率取为第2校正单元581中算出并存储的中心脉冲频率fc0，一面时脉冲占空比γ递增或递减，一面检测出基于比较基准电压Vc的模拟比较电路30e或30f的比较结果变化时的脉冲占空比γt并加以存储，从而算出增益校正系数K70＝γt×e0。
这样，本实施方式的信号处理装置即使第2校正单元中不知道正确的增益特性，也能校正控制信号脉冲串CNT的脉冲频率对中心频率的关系，同时还能用校正中使用的控制信号脉冲串CNT精度良好且有效地校正整个输入信号处理电路的增益。而且、即使模拟比较电路30e、30f的比较基准电压31e、31f存在个体偏差，也能进行总增益校正，其中包含该偏差。

Claims (15)

1.一种信号处理装置，其特征在于，具备
产生并供给控制信号脉冲串的微处理器、
含有利用所述微处理器供给的所述控制信号脉冲串控制通断的第1开关元件和决定对输入信号电压的放大率的电阻，并且通过控制所述第1开关元件的通断，使所述电阻的电阻值随所述控制信号脉冲串的脉冲占空比变化，以控制对所述输入信号电压的所述放大率的可变增益电路、以及
含有利用所述微处理器供给的所述控制信号脉冲串控制通断的第2开关元件和连接所述第2开关元件的充放电电容器，控制滤波器特性使其随所述控制信号脉冲串的脉冲频率变化的可变电容滤波器电路，
供给所述第1开关元件和所述第2开关元件共同的所述控制信号脉冲串。
2.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，
还包括将通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路从可变模拟信号源获得的信号电压变换成数字逻辑信号并输入到所述微处理器的数据变换电路，
所述微处理器，包括
连接规定的校正用信号源以代替所述可变模拟信号源，而且实测供给所述增益可变电路的所述控制信号脉冲串的所述占空比和所述数据变换电路的状态的关系，并求出第1校正系数的第1校正单元、
连接规定的校正用信号源以代替所述可变模拟信号源，而且实测所述控制信号脉冲串的所述脉冲频率或脉冲周期和所述开关电容滤波器电路的所述滤波器特性的关系，并求出第2校正系数的第2校正单元、
将所述第1校正系数和所述第2校正系数传送并保存到所述非易失性数据存储器或非易失性程序存储器的部分区域的传送保存单元、以及
根据非易失性数据存储器或所述非易失性程序存储器的所述部分区域保存的第1校正系数和所述第2校正系数，校正所述脉冲占空比和所述脉冲串频率或所述脉冲周期，并产生所述控制信号脉冲串的控制信号脉冲串产生单元。
3.如权利要求2所述的信号处理装置，其特征在于，
所述数据变换电路是模拟比较电路，该模拟比较电路将通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路获得的所述信号电压与规定的基准电压比较，并将该比较结果作为所述数字逻辑信号输入到所述微处理器；
所述微处理器还具有等效更改单元，该等效更改单元更改所述控制信号脉冲串的所述占空比而使所述可变增益电路的输入输出比改变，从而等效更改所述模拟比较电路的比较基准电压。
4.如权利要求3所述的信号处理装置，其特征在于，
所述模拟比较电路至少包括第1比较电路和第2比较电路；
所述第1比较电路比较通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路获得的所述信号电压和第1比较基准电压，并将该比较结果作为第1所述数字逻辑信号输入到所述微处理器；
所述第2比较电路比较通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路获得的所述信号电压和值大于第1比较基准电压的第2基准电压，并将该比较结果作为第2所述数字逻辑信号输入到所述微处理器。
5.如权利要求2所述的信号处理装置，其特征在于，
所述数据变换电路是AD变换器，该AD变换器将通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路获得的所述信号电压变换成检测数字电压，输入到所述微处理器；
所述微处理器还具有数据处理单元，该数据处理单元更改所述控制信号脉冲串的所述脉冲占空比使所述可变增益控制电路的输入输出比改变，从而等效更改比较基准数字电压，并比较来自所述AD变换器的所述检测数字电压和所述基准数字电压，将该比较结果作为所述数字逻辑信号。
6.如权利要求5所述的信号处理装置，其特征在于，
所述AD变换器是依次对来自多个所述可变模拟信号源的信号电压进行数字变换的多路AD变换器。
7.如权利要求2至6任一项所述的信号处理装置，其特征在于，
所述开关电容滤波器电路构成截断高频噪声信号用的低通滤波器电路，同时在所述可变增益电路的输出级设置具有小于所述电容开关滤波器电路的最小积分时间常数的积分时间常数的平滑用滤波器电路。
8.如权利要求2至6任一项所述的信号处理装置，其特征在于，
还包括具有通过抗反向电流二极管进行充电的最大值存储用电容器、以及定期释放所述最大值存储用电容器的充电电荷的放电开关元件，并且连接在带通滤波器与所述数据变换电路之间的峰值保持电路；
所述可变模拟信号源产生脉动信号；
所述开关电容滤波器电路构成控制成中心频率随所述控制信号脉冲串的所述脉冲频率可变的所述带通滤波器；
所述微处理器还具有数据取入定时产生单元，该数据取入定时产生单元在使所述放电开关元件闭路并释放所述最大值存储用电容器的充电电荷后，将所述放电开关元件开路以再次对所述最大值存储用电容器充电的规定时间后，定期产生通过所述数据变换电路和所述微处理器将与该充电电压相关的所述数字逻辑信号传送并存放到RAM存储器的获取定时信号。
9.如权利要求7所述的信号处理装置，其特征在于，
还包括依次切换多个所述可变模拟信号源与所述开关电容滤波器电路和可变增益电路的连接的多路转换器；
所述微处理器具有对所述多路转换器依次产生连接切换信号的连接切换信号产生单元。
10.如权利要求8所述的信号处理装置，其特征在于，
还包括依次切换多个所述可变模拟信号源与所述开关电容滤波器电路和可变增益电路的连接的多路转换器；
所述微处理器具有对所述多路转换器依次产生连接切换信号的连接切换信号产生单元。
11.如权利要求7所述的信号处理装置，其特征在于，
所述第1校正单元一面使所述控制信号脉冲串的所述脉冲占空比递增或递减，一面实测通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路从所述校正用信号源取得的信号电压与所述数据变换电路的所述比较基准电压一致的所述脉冲占空比、即比较一致脉冲占空比，并且算出所述校正用信号源的电压与所述比较一致占空比的积，作为所述第1校正系数；
所述第2校正单元在所述第1校正单元后，通过用所述规定的校正信号源测量所述模拟比较电路的比较判断结果变化前的时间，实测所述开关电容滤波器电路的积分时间常数，并算出所述积分时间常数对所述控制信号脉冲串的所述脉冲周期的比率，作为所述第2校正系数。
12.如权利要求7所述的信号处理装置，其特征在于，
所述第1校正单元根据已知的所述脉冲占空比，实测利用AD变换器对通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路从所述规定的校正用信号源取得的信号电压进行数字变换后所得的检测数字电压，并且算出所述检测数字电压对所述校正用信号源电压与已知的所述脉冲占空比的积的比率，作为第1校正系数；
所述第2校正单元在所述第1校正单元后通过测量使用所述规定的校正用信号源时的所述AD变换器的输出变成所述第1校正单元的所述检测数字电压前的时间，实测所述开关电路滤波器电路的积分时间常数，并且算出所述积分时间常数对所述控制信号脉冲串的所述脉冲周期的比率，作为所述第2校正系数。
13.如权利要求7所述的信号处理装置，其特征在于，
所述第1校正单元一面使所述控制信号脉冲串的所述脉冲占空比递增或递减，一面实测通过所述开关电容滤波器电路和所述可变增益电路从所述规定的校正用信号源利用AD变换器进行数字变换后所得的检测数字电压与比较基准电压一致的所述脉冲占空比、即比较一致脉冲占空比，并且算出所述比较基准数字电压对所述校正用信号源的电压与已知的所述脉冲占空比的积的比率，作为所述第1校正系数；
所述第2校正单元在所述第1校正单元后通过测量使用所述规定的校正用信号源时的所述AD变换器的输出成为所述比较数字电压前的时间，实测所述开关电容滤波器电路的积分时间常数，并算出所述积分时间常数对所述控制信号脉冲串的所述脉冲周期的的比率，作为所述第2校正系数。
14.如权利要求8所述的信号处理装置，其特征在于，
所述第2校正单元使用具有规定的信号振幅和信号频率的所述规定的校正用信号源，使具有规定脉冲占空比的所述控制信号脉冲串的所述脉冲频率递增或递减，并实测AD变换器的检测数字电压趋势变化时的脉冲频率，作为中心脉冲频率，而且算出所述信号频率对所述中心脉冲频率的比率，作为第2校正系数；
所述第1校正单元在所述第2校正单元后使用所述第2校正单元中的所述规定的校正用信号源和所述第2校正单元中的所述中心脉冲频率，一面时所述控制信号脉冲串的所述脉冲占空比递增或递减，一面实测所述AD变换器的检测数字电压与比较基准数字电压的比较结果变化时的所述脉冲占空比，作为检测脉冲占空比，并且算出所述比较基准数字电压对所述信号振幅与所述检测脉冲占空比的积的比率，作为第1校正系数。
15.如权利要求8所述的信号处理装置，其特征在于，
所述可变模拟信号源是设在内燃机的多个汽缸上的汽缸震动检测用的震动传感器，并且由所述震动传感器产生所述脉动；
所述信号处理装置还包括依次切换多个所述震动传感器与所述开关电容滤波器电路和可变增益电路的连接的多路变换器；
所述微处理器包括连接切换信号产生单元，该连接切换信号产生单元对所述多路变换器依次产生连接切换信号，以便随所述内燃机的曲轴转角传感器检测出的角度选择并连接处在爆发行程前的所述汽缸上设置的震动传感器；
所述数据取入定时产生单元随所述曲轴转角传感器的所述检测出的角度决定数据取入定时。
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