CN1697314A - 抽样信号放大器 - Google Patents

Abstract

用于对信号进行放大的抽样差分放大器，具有：信号输入(2)，用于施加要放大的输入信号；信号放大晶体管(N1，N1)，其控制连接端通过抽样电容器(CA，CA)与信号输入(2)相连；其中，信号放大晶体管(N1，N1)的每一个均通过串联负载电阻(R_L1，R_L2)与正电源电压(V_DD)相连，并通过电流源(N3)与负电源电压(V_SS)相连；信号输出(3)，用于发出放大后的输出信号，其中信号输出(3)分支到信号放大晶体管(N1，N1)；还具有抽样开关晶体管(N2，N2)，每一个均连接在串联负载电阻(R_L1，R_L2)和信号放大晶体管(N1，N1)的控制连接端之间，其中抽样开关晶体管(N1，N1)的控制连接端与控制信号输入(13)相连。

Description

抽样信号放大器

技术领域

本发明涉及一种抽样信号放大器，用于对信号进行放大，所述放大器适合于特别用作比较器。

背景技术

图1a、1b示出了根据现有技术的抽样信号放大器，其中图1A示出了简单的实施例，而图1B示出了差分实施例。抽样信号放大器用于对施加到信号输入E的模拟输入信号进行抽样和放大，其中通过信号输出A来发射放大后的信号。为此，根据现有技术的抽样信号放大器，如图1a、1b所示，包含抽样电容器C_A和反相放大器，通过控制开关将其输出反馈到所述输入。所述控制开关由抽样控制信号来驱动。

图2示出了根据现有技术的另一抽样差分放大器，具有特别简单的电路。所述抽样信号放大器是差分形式，并且包含信号放大晶体管N1、 N1，在图1所示的实施例中，是NMOS场效应晶体管的形式。抽样电容器CA、 CA与信号放大晶体管的栅极连接端相连，并且与信号输入E相连。将要放大的输入信号施加到信号输入E。信号放大晶体管N1、 N1的源极连接线通过NMOS晶体管N3与负电源电压V_SS相连，其中NMOS晶体管N3形成了电流源。为此，将偏置电压施加到晶体管N3的栅极连接端。信号放大晶体管N1、 N1的漏极连接端通过负载电阻RL和 RL与正电源电压V_DD相连。此外，抽样差分放大器的信号输出A分支到NMOS场效应晶体管N1、 N1的漏极连接端。

如图2所示，根据现有技术的抽样差分放大器还包含抽样开关晶体管N2、 N2，其同样为NMOS晶体管。NMOS晶体管N2、 N2的栅极连接端与控制输入相连，向所述控制输入施加抽样控制信号。所述抽样控制信号是周期信号，其中两个抽样开关晶体管N2、 N2在第一时钟阶段或抽样阶段导通。该抽样阶段还被称为补偿阶段或自动调零阶段，这是由抽样电容器CA、 CA将所施加的输入电压与放大级的偏移电压同时进行存储。在第二时钟阶段中，开启抽样开关晶体管N2、 N2，从而使抽样放大器对输入电压的变化存在敏感的反应。

如图2所示，抽样信号放大器的增益，即，输入电压V_out与输入电压V_in的比值取决于信号放大晶体管N1、 N1的梯度和负载电阻RL和 RL两端的电压降。

因此：

$K=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}\≈\mathrm{RL}\·\mathrm{gm}---\left(1\right)$

因此，信号增益K直接与负载电阻RL两端的电压降成正比。

如图2所示，根据现有技术的抽样差分放大器的缺点在于：抽样差分放大器不能够以非常低的诸如小于1伏的电源电压V_DD-V_SS，产生任何显著信号增益。这是由于如果电源电压V_DD-V_SS下降，则负载电阻R_L两端的电压降减小，并且信号增益同样减小。

因此，已经提出了具有图3所示的电路的抽样差分放大器。在如图3所示的根据现有技术的抽样差分放大器中，电流源与负载电阻RL和RL并联。通过对其栅极连接端施加了偏置电压的场效应晶体管来形成电流源。随着偏置电压Vbiasl增加，由电流源所产生的每一种情况下的电流I_SQ也会增加，从而如果流过信号放大晶体管N1的电流I_N1是恒定的，则流过负载电阻RL的电流I_RL会减小。因此，能够增加负载电阻RL，从而增加了抽样差分放大器的信号增益K。

然而，如图2所示的根据现有技术的抽样差分放大器同样具有多个显著缺点。由于必须附加提供的电流源，增加了电路复杂度。此外，寄生电容增加。此外，在电流源(与负载电阻并联)和电流源N3之间可能会出现不匹配，从而需要提供共模反馈电路。

发明内容

因此，本发明的目的是提出一种抽样信号放大器，避免现有技术中所产生的缺点，特别地，即使当电源电压较低时，也确保较高的信号增益。

根据本发明，通过具有权利要求1所限定的特征的抽样差分放大器和具有权利要求9所限定的特征的抽样放大器来实现该目的。本发明提出了一种用于对信号进行放大的抽样差分放大器，具有：信号输入，用于施加要放大的输入信号；信号放大晶体管，其控制连接端通过抽样电容器与信号输入相连；其中，信号放大晶体管的每一个均通过串联负载电阻与正电源电压(V_DD)相连，并通过电流源与负电源电压(V_SS)相连；信号输出，用于发出放大后的输出信号，其中信号输出分支到信号放大晶体管；并且具有抽样开关晶体管，每一个均连接在串联负载电阻和信号放大晶体管的控制连接端之间，其中抽样开关晶体管的控制连接端与控制信号输入相连，以便施加抽样控制信号。

在一个优选实施例中，第一串联负载电阻由晶体管形成。

在另一实施例中，所述电流源同样由晶体管形成。

在可选第一实施例中，所述晶体管由双极型晶体管形成。

在可选实施例中，所述晶体管由场效应晶体管形成。

优选地，正电源电压和负电源电压之间的电压差小于一伏。

优选地，用于驱动抽样电路晶体管的抽样控制信号是周期方波信号。

在一个实施例中，所述抽样差分放大器具有移位限制电路。

本发明还提出了一种用于对信号进行放大的抽样放大器，具有：信号输入，用于施加要放大的输入信号；信号放大晶体管，具有第一连接端、第二连接端和控制连接端，其控制连接端通过抽样电容器与信号输入相连；并且其中，信号放大晶体管的第一连接端通过串联负载电阻与正电源电压相连，并且第二连接端与负电源电压相连；且具有：

信号输出，用于发出放大后的输出信号，其中信号输出分支到信号放大晶体管的第一连接端；并且具有抽样开关晶体管，连接在串联负载电阻和信号放大晶体管的控制连接端之间，其中抽样开关晶体管的控制连接端与控制信号输入相连，以便施加抽样控制信号。

附图说明

为了解释本发明的显著特征，在下文中将参考附图来描述根据本发明的抽样信号放大器的优选实施例。

在附图中：

图1a、1b示出了根据现有技术的抽样信号放大器；

图2示出了根据现有技术的另一抽样差分放大器；

图3示出了根据现有技术的另一抽样差分放大器；

图4示出了根据本发明的抽样信号放大器的第一实施例；

图5示出了根据本发明的抽样信号放大器的第二实施例；

图6示出了根据本发明的抽样信号放大器的第三实施例；

图7示出了用于解释根据本发明的抽样信号放大器的抽样控制信号的时序图；

图8是示出了用于解释作为比较器的根据本发明的抽样信号放大器的操作方法的信号图；

图9示出了多个串联的根据本发明的抽样信号放大器的方框图；

图10a、10b示出了用于解释根据本发明的抽样信号放大器的操作方法的特性图。

附图中的参考符号列表

1  抽样信号放大器

2  信号输入

3  信号输出

4  电源电压连接端

5  电源电压连接端

6  节点

7  线

8  电压连接端

9  节点

10 节点

11 节点

12 线

13 控制连接端

具体实施方式

从图4中可以看到，第一实施例的抽样信号放大器1具有信号输入2-1、2-2，可以向其施加要放大的输入信号。在第一实施例中，如图4所示，抽样差分放大器1处于差分放大器的形式。所述抽样信号放大器1还具有信号输出3-1、3-2，用于发出反相、放大后的输出信号。

抽样差分放大器1与正电源电压V_DD和负电源电压V_ss相连。为此，抽样差分放大器1具有正电源电压连接端4和负电源电压连接端5。

抽样差分放大器1包含信号放大晶体管N1、 N1，在图4所示的实施例中，处于NMOS晶体管的形式。信号放大晶体管N1、 N1的源极连接端在节点6处彼此相连。电流源N3设置在节点6和针对负电源电压V_SS的连接节点5之间，其中通过NMOS晶体管来形成电流源N3。NMOS晶体管N3的栅极连接端通过连线7与抽样差分放大器1的电压连接端8相连，其中将偏置电压V_bias施加到电压连接端。所述偏置电压V_bias控制电流源N3。信号放大晶体管N1、 N1的栅极连接端与节点9-1、9-2相连，其中抽样电容器CA、 CA连接在信号输入2和每一个节点9之间。

信号放大晶体管N1、 N1的漏极连接端与节点10-1、10-2相连。抽样差分放大器1的输出信号连接端3-1、3-2分支到节点10-1、10-2。

两个串联负载电阻RL1、RL2分别连接在电源电压连接端4和节点10-1、10-2之间。两个负载电阻RL1、RL2和 RL1和 RL2在节点11-1、11-2处彼此串联。如图4所示，抽样差分放大器1还包括抽样开关晶体管N2、N2，分别连接在串联负载电阻RL1、RL2和节点9-1、9-2之间。如图4所示的本实施例的抽样开关晶体管N2、 N2同样由NMOS晶体管形成。抽样开关晶体管N2、 N2的栅极连接端通过线12彼此相连。线12与抽样差分放大器1的控制连接端13相连。

将抽样控制信号施加到控制输入13，并且优选地，所述信号是周期方波信号，如图7中作为示例所示的。

在时间段t1的第一抽样阶段，使两个抽样开关晶体管N2、 N2导通，并且在每一种情况下，将信号放大晶体管N1、 N1的栅极连接端分别与两个串联负载电阻RL1、RL2和 RL1和 RL2的中心分支11-1、11-2相连。由抽样电容器CA、 CA来存储施加到控制输入2的输入电压。

在抽样阶段之后，由抽样控制信号在时间段t2内开启所述抽样开关晶体管N2、 N2。与抽样电容器CA、 CA的放电时间相比，时间段t2短得多。在该信号放大阶段中，即，在时间段t2期间，根据本发明的抽样差分放大器1对信号输入2处的突然电压变化敏感地反应。在这种情况下，根据本发明和如图4所示的抽样差分放大器1与根据现有技术的传统抽样差分放大器相比，针对相同的电源电压，具有更高的信号增益，如图2中作为示例所示的。

在如图2所示的传统抽样差分放大器中：

$V_{{\mathrm{sat}}_{N3}}+V_{{\mathrm{tot}}_{N1}}+V_{\mathrm{RL}}\≤V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{SS}}---\left(2\right)$

其中，如图2所示的传统抽样差分放大器的增益K1与负载电阻RL两端的电压降V_RL成比例：

K1≈V_RL                                   (3)

相反，对于根据本发明的抽样差分放大器1，如图4所示：

$V_{{\mathrm{sat}}_{N1}}+V_{{\mathrm{tot}}_{N1}}+V_{\mathrm{RL}1}\≤V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{SS}}---\left(4\right)$

其中根据本发明的抽样差分放大器1的增益K2与在两个串联的负载电阻RL1、RL2两端下降的电压成比例：

K2≈V_RL1+V_RL2                             (5)

如果假定信号增益是相同的(K1＝K2)，即

V_RL＝V_RL1+V_RL2                            (6)

然后：

$V_{{\mathrm{sat}}_{N3}}+V_{{\mathrm{tot}}_{N1}}+(V_{\mathrm{RL}}-V_{\mathrm{RL}2})\≤V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{SS}}---\left(7\right)$

如从等式(7)中可以看到，在根据本发明且具有相同信号增益的抽样差分放大器1的情况下，需要较低的电源电压(V_DD-V_SS)，或者针对相同的电源电压(V_DD-V_SS)，根据本发明的抽样差分放大器1与根据现有技术的传统抽样差分放大器相比具有更高的信号增益K，如图2所示。根据本发明，通过将负载电阻R_L分割为两个串联负载电阻RL1、RL2，来实现其，其中抽样开关晶体管N2与两个负载电阻之间的接合点相连。因此，根据本发明的抽样差分放大器1与传统抽样差分放大器相比，具有相同的电源电压和更高的信号增益K，而没有增加电路的复杂度。相反，如果最初信号增益令人满意，则对于根据本发明的抽样差分放大器1，降低了V_DD-V_SS之间的电源电压。

在图4所示的实施例中，通过场效应晶体管来形成这些晶体管。在可选实施例中，通过双极型晶体管来形成这些晶体管。混合实施例也是可能的，其中一些晶体管处于场效应晶体管的形式而一些晶体管处于双极型晶体管的形式。在第一实施例中，在这种情况下的抽样差分放大器1包括NMOS晶体管和npn双极型晶体管。在可选实施例中，抽样差分放大器包括PMOS晶体管和pnp双极型晶体管。

在一个优选实施例中，向根据本发明的抽样差分放大器1提供小于1伏的电源电压。

图5示出了根据本发明的抽样差分放大器1的另一优选实施例。在如图5所示的第二实施例中，有利地，抽样差分放大器1包括移位限制电路。在图5所示的实施例中，该移位限制电路由背对背并联的两个二极管D1、D2形成。在过驱动的情况下，该移位限制电路引起了更快的恢复时间。如图4和5所示的两个实施例是差分的。

图6示出了根据本发明的抽样信号放大器的第三实施例，其中抽样信号放大器是单端的，用于放大和(/或)比较非差分输入信号。

图7示出了用于解释根据本发明的抽样信号放大器1的操作方法的信号图。根据本发明的抽样差分放大器1适合于用作比较器电路。如果在抽样差分放大器1的信号输入2处的输入信号V_in大于抽样时的信号输入2处的电压电位，则实际上，在抽样差分放大器1(在这种情况下，处于反相放大器的形式)的信号输出3处发出负电源电压V_SS。如果来自信号输入2的电压下降到抽样时的电位之下，则实际上，抽样差分放大器1发出正电源电压V_DD。

作为示例，图8示出了在信号放大阶段期间，在抽样差分放大器1的信号输入2处的正弦输入信号V_in。该图还示出了相应的输出信号V_out和一个可能的抽样信号的曲线。在这种情况下，特别是在图8所示的输出信号的情况下，应该注意，所述典型实施例处于反相抽样差分放大器的形式。

图9示出了串联在一起的根据本发明的多个抽样差分放大器1。在这种情况下，在每一种情况下，抽样差分放大器1-i的一个信号输入与前面的抽样差分放大器1-(i-1)的信号输出相连。优选地，该抽样差分放大器1并行地接收抽样控制信号。

抽样差分放大器1的串联连接允许实现几乎理想的比较器特性。

图10a示出了根据本发明的抽样差分放大器级1的非理想特性。根据本发明的抽样差分信号放大器1是具有非理想特性的反相放大器，其中操作点AP取决于两个负载电阻RL1、RL2的大小。根据本发明的多个抽样差分放大器1的串联连接带来几乎理想的比较器特性，如图10b所示。这样的比较器没有滞后现象。

优选地，将具有高阈值电压的晶体管用于根据本发明的抽样差分放大器1。

根据本发明的抽样差分放大器1可以用作比较器，或者作为开关电容放大器。

优选地，两个负载电阻RL1、RL2同样由晶体管形成。根据本发明的抽样放大器1具有较小的电路复杂度，并且可以容易地集成。

尽管已经参考特定典型实施例解释了本发明，但是本发明并不局限于此。特别地，还可以将根据本发明的抽样放大器设计为非反相的形式。尽管作为示例，已经描述了具有NMOS晶体管的实现，但是还能够使用PMOS晶体管，这需要通常已知的、简单的专业电路修改。还能够容易地使用混合电路，例如，包括作为信号放大晶体管的PMOS晶体管和作为抽样开关晶体管的NMOS晶体管。

此外，还可以使用除了如图5作为示例所示的背对背并联的二极管之外的其他相关移位限制电路。

Claims (9)

1、一种用于对信号进行放大的抽样差分放大器，具有：

(a)信号输入(2)，用于施加要放大的输入信号；

(b)信号放大晶体管(N1， N1)，其控制连接端通过抽样电容器(CA， CA)与信号输入(2)相连；

(c)其中，信号放大晶体管(N1， N1)的每一个均通过串联负载电阻(R_L1，R_L2)与正电源电压(V_DD)相连，并通过电流源(N3)与负电源电压(V_SS)相连；

(d)信号输出(3)，用于发出放大后的输出信号，其中信号输出(3)分支到信号放大晶体管(N1， N1)；并且具有

(e)抽样开关晶体管(N2， N2)，每一个均连接在串联负载电阻(R_L1，R_L2)和信号放大晶体管(N1， N1)的控制连接端之间，其中抽样开关晶体管(N1， N1)的控制连接端与控制信号输入(13)相连，以便施加抽样控制信号。

2、根据权利要求1所述的抽样差分放大器，其特征在于，所述串联负载电阻(R_L1，R_L2)由晶体管形成。

3、根据权利要求1所述的抽样差分放大器，其特征在于，所述电流源(N3)由晶体管形成。

4、根据权利要求1到3任一个所述的抽样差分放大器，其特征在于，所述晶体管是双极型晶体管。

5、根据权利要求1到3任一个所述的抽样差分放大器，其特征在于，所述晶体管是场效应晶体管。

6、根据权利要求1所述的抽样差分放大器，其特征在于，正电源电压(V_DD)和负电源电压(V_SS)之间的电压差小于一伏。

7、根据权利要求1所述的抽样差分放大器，其特征在于，所述抽样控制信号是周期方波信号。

8、根据权利要求1所述的抽样差分放大器，其特征在于，设置移位限制电路(D1，D2)。

9、一种用于对信号进行放大的抽样放大器，具有：

(a)信号输入(2)，用于施加要放大的输入信号；

(b)信号放大晶体管(N1)，具有第一连接端、第二连接端和控制连接端，其控制连接端通过抽样电容器(CA， CA)与信号输入(2)相连；

(c)其中，信号放大晶体管(N1)的第一连接端通过串联负载电阻(R_L1，R_L2)与正电源电压(V_DD)相连，并且第二连接端与负电源电压(V_SS)相连；

(d)信号输出(3)，用于发出放大后的输出信号，其中信号输出(3)分支到信号放大晶体管(N1)的第一连接端；并且具有

(e)抽样开关晶体管(N2)，连接在串联负载电阻(RL1，RL2)和信号放大晶体管(N1)的控制连接端之间，其中抽样开关晶体管(N2)的控制连接端与控制信号输入(13)相连，以便施加抽样控制信号。

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