CN1645732A - 缓冲器电路 - Google Patents

Abstract

一种包括开关电路和连接到该开关电路的控制电路的设备。所述设备还包括连接到所述开关电路和所述控制电路的偏置缓冲器电路，用于从由所述开关电路切换的电路捕获能量并且用于将所捕获的能量的至少一部分用来偏置所述控制电路。

Description

缓冲器电路

相关申请的交叉参考

本申请要求享有以下的共同未决的申请的优先权：序列号××/×××.×××(代理人案号：200300840-1，标题：交流开关电路)，以及序列号××/×××.×××(代理人案号：200311455-1，标题：电源变换器)，上述各申请于2004年1月23日提交，全部收入于此供参考。

技术领域

本发明涉及交流功率控制，具体地说，涉及用于交流功率控制的缓冲器电路。

背景技术

包括电感负载的交流(AC)电路存储着能量，当电路切断时，必须耗散所述存储的能量。如果在设计所述电路时没有考虑到所述存储的能量，结果会对电路或电路周围的环境造成许多不希望有的影响。

对电路不利的影响之一是在电路中积聚热量。例如，用于开关设备的电路可能发热。结果，设计者需要给开关电路配置散热器。额外增加散热器可能会增加设计的成本。

存储的电感能量对电路的另一个不希望有的影响是，电路的断开可能产生大容量的放电瞬变过程，所述放电电荷耗散在电路的所有其余部分上。所述大容量的放电瞬变过程可能引起对吸收放电瞬变过程的能量的其他电路元件的损害。

还有，另一个不希望有的结果是超过规定电平的射频(RF)辐射。各类行政管理机关将设备分级，并限制可以销售的设备类型。例如，在美国，FCC(联邦通信委员会)根据设备所发射的射频(RF)能量，将设备划分为”A级”和”B级”，“B级”设备可以供家居使用，而”A级”设备只能在办公室使用。

发明内容

本发明的目的是提供用于交流功率控制的缓冲器电路，所述缓冲器电路用于从由开关电路切换的电路捕获能量并将捕获的能量的至少一部分用于偏置控制电路。

根据本发明的第一方面，提供一种设备，它包括：开关电路；与所述开关电路连接的控制电路；以及与所述开关电路和所述控制电路连接的偏置缓冲器电路，用于从由所述开关电路切换的电路捕获能量并且将所述捕获的能量的至少一部分用来偏置所述控制电路。

在一个实施例中，所述开关电路包括DC开关电路。

在另一个实施例中，所述开关电路包括AC开关电路。

在再一个实施例中，所述AC开关电路包括：具有第一源极、第一栅极和第一漏极的第一场效应晶体管(FET)；具有第二漏极、连接到所述第一源极的第二源极和连接到所述第一栅极的第二栅极的第二FET；具有连接到所述第一源极的第一正极和连接到所述第一漏极的第一负极的第一二极管；以及具有连接到所述第二源极的第二正极和连接到所述第二漏极的第二负极的第二二极管。

在又一个实施例中，所述偏置缓冲器电路包括：第一和第二串联电阻器/电容器对，它们相应地连接到所述AC开关电路的第一和第二场效应晶体管(FET)的第一和第二漏极；连接在所述第一FET的第一源极和所述第一串联电阻器/电容器对之间的第一二极管，所述第一二极管的正极连接到所述第一源极，而所述第一二极管的负极连接到所述第一串联电阻器/电容器对；连接在所述第二FET的第二源极和所述第二串联电阻器/电容器对之间的第二二极管，所述第二二极管的正极连接到所述第二源极，而所述第二二极管的负极连接到所述第二串联电阻器/电容器对；第三二极管，所述第三二极管的正极连接到所述第一二极管的负极；第四二极管，所述第四二极管的正极连接到所述第二二极管的负极，而所述第四二极管的负极连接到所述第三二极管的负极；以及电容器，它连接在所述第三和第四二极管的相互连接的负极与所述第一和第二源极之间，所述第一和第二源极是相互连接在一起的。

在又一个实施例中，所述偏置缓冲器电路包括：第一电容器的第一接线端和第二电容器的第一接线端，它们相应地连接到所述AC开关电路的第一和第二场效应晶体管(FET)的第一和第二漏极；连接在所述第一电容器的第二接线端与所述第一FET的第一源极之间的第一串联线性元件/二极管对；连接在所述第二电容器的第二接线端与所述第二FET的第二源极之间的第二串联线性元件/二极管对；第一二极管，其中所述第一二极管的正极连接到所述第一电容器的所述第二接线端；第二二极管，其中所述第二二极管的正极连接到所述第二电容器的所述第二接线端并且所述第二二极管的的负极连接到所述第一二极管的负极；以及偏置电容器，它连接在所述第一和第二二极管的连接在一起的负极与所述第一和第二源极之间，所述第一和第二源极是相互连接在一起的。

在又一个实施例中，所述第一串联线性元件/二极管对包括第一电感器和第三二极管，而所述第二串联线性元件/二极管对包括第二电感器和第四二极管。

在又一个实施例中，所述第三和第四二极管的正极连接到所述相互连接的源极，而所述第三和第四二极管的负极相应地连接到所述第一和所述第二电感器。

在又一个实施例中，所述偏置缓冲器电路还包括：第一电阻器，其中，所述第一电阻器的第一接线端连接到所述第一电容器的所述第一接线端，而所述第一电阻器的第二接线端连接到所述第一电容器的所述第二接线端；以及第二电阻器，其中，所述第二电阻器的第一接线端连接到所述第二电容器的所述第一接线端，而所述第二电阻器的第二接线端连接到所述第二电容器的所述第二接线端。

在又一个实施例中，所述设备还包括连接到所述AC开关电路的负载。

附图说明

下面将通过附图中图解说明的示范性的(而非限制性的)实施例来描述本发明，附图中类似的参考符号表示类似的元件，附图中：

图1图解说明依据一个实施例的包括反并联二极管的交流金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关。

图2图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关的更详细的形态，包括MOSFET的固有寄生二极管。

图3图解说明当交流MOSFET开关的一个实施例用于控制电流时输送给负载的电流。

图4A-4C图解说明依据一个实施例的电源滤波器及其对由交流MOSFET开关驱动的负载所吸取的电流的影响。

图5图解说明依据一个实施例的包括缓冲器的交流MOSFET开关设计。

图6图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关的包括两个N沟道金属氧化物半导体(NMOS)型MOSFET器件的单个集成电路器件。

图7图解说明依据一个实施例的适合于装载使用缓冲器电路的成像设备。

图8图解说明依据一个实施例的利用包括再生式缓冲器的ACMOSFET开关的熔断器功率控制电路。

图9图解说明依据一个实施例的组合的缓冲器和偏置电路。

图10图解说明依据另一个实施例的组合的缓冲器和偏置电路。

图11图解说明根据又一个实施例的组合的缓冲器和偏置电路。

图12图解说明依据另一个实施例的再生式缓冲器。

图13图解说明依据另一个实施例的具有附加直流偏置的再生式缓冲器。

图14图解说明依据一个实施例的用于直流-直流(DC-DC)变换器中的再生式缓冲器。

具体实施方式

尽管在这里将举例说明并叙述特定的实施例，但本专业的普通技术人员应意识到广泛的可选择和/或等效的实现方案可用来取代所展示并描述的特定实施例，而并不背离本发明的范畴。本申请意欲包括这里所讨论的实施例的任何改编或变更。因此，显然，我们的意图是只用权利要求书界定本发明。

以下的讨论是在MOSFET器件的情形下进行的。读者应可理解这里所描述的原理也可应用于其它的晶体管器件。

现在参见图1，其中图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关110，包括反并联二极管112、114。对于图中的MOSFET142、144来说，所述两个MOSFET的源极连接到接点102。在一个实施例中，MOSFET142、144为功率MOSFET。另外，它们的栅极电连接到接点104。这样的连接是为了使两个MOSFET142、144以单一交流MOSFET开关的形式工作。这样，通过把大于阈电压V_TH的栅极-源极电压V_GS加到这两个MOSFET142、144，两个MOSFET都会导通电流120。

图1还图解说明两个二极管112、114。这两个可以是寄生的或外在的二极管112、114与它们相应的MOSFET反向并联。如下面进一步描述的，这两个二极管112、114可用来对MOSFET的内部的反并联二极管进行分流。所以，如图所示，两个二极管112、114的正极被连接到相应的MOSFET的源极，而其负极被连接到相应的漏极。

图1还图解说明用于控制输送给负载的功率的交流MOSFET开关。如前面所提到的，交流MOSFET开关110包括两个MOSFET142、144。交流MOSFET开关110控制着通过负载130的电流120。这可以由开关控制电路140实现，所述电路给构成交流MOSFET开关110的两个MOSFET142、144施加栅极-源极电压。在所展示的实施例中，电荷泵偏置电路150通过交流电源的火线172与中性线174的连接把电流输送到开关控制电路140。

图2图解说明依据一个实施例的利用P型MOSFET的交流MOSFET开关的更详细的形态，包括MOSFET242、244的固有寄生二极管232、234。图中还图解说明可被用来对MOSFET内部的反并联二极管232、234进行分流的反并联二极管212、214。应当指出，两个MOSFET242、244的源极在接点204被连接在一起。另外，两个MOSFET242、244的栅极在接点206被连接在一起。当施加小于阈电压V_TH的电压V_GS280时，MOSFET242、244将被”断开”，并且其内部反向偏置PN结将实质上阻止电流流过MOSFET。

当施加大于阈电压V_TH的电压V_GS280给MOSFET242、244的共同源极和栅极时，MOSFET242、244便被接通以便使电流流过所述交流MOSFET开关。应当指出，所述电流取决于交流电压源的极性而以相反的方向流过MOSFET242或244。即，以通常用于直流电路的相反方向，也就是在N型MOSFET中从漏极到源极，而在P型MOSFET中从源极到漏极。相反的电流不会导致任何问题，因为MOSFET是纯双向器件，即，当施加适当的栅极电压并且形成导电沟道时，电流可从漏极流向源极或从源极流向漏极。通常，当MOSFET的源/漏电压极性相反时，由图2中的寄生二极管234、232所代表的内部PN结，将最终接通以使电流271流过。应当指出，寄生二极管234、232并不与MOSFET244、242分离，举例来说，寄生二极管234是作为晶体管244结构中一部分的PN结。一旦栅极电压被撤除，所述寄生二极管便在电流反向时导通，这便使得单个的MOSFET不适于交流电271、273的控制。图2中的MOSFET242、244的共源极配置使得其中一个寄生二极管处在反向偏置状态，而反向偏置实际上防止电流在MOSFET无论是导通还是断开时流经寄生二极管232、234。

再参见图1，开关控制电路140和电荷泵电路150被用于提供对施加给MOSFET142、144的栅极电压的控制。在所展示的实施例中，开关控制电路140可以是由外部控制的脉宽调制电路。在所展示的实施例中，电荷泵150利用交流电网来给脉宽调制电路供电。另外，调制控制信号的频率可以是固定的，而调制的占空比，如下面所述，被用来确定输送给负载130的功率。在另一个实施例中，交流MOSFET开关的栅极与源极可由具有最小导通时间及变化频率的电路来驱动，以确定输送给负载130的功率。

图3图解说明当一个实施例中的交流MOSFET开关被用来控制电流时输送给负载的电流。例如，正如上面关于图1的讨论，开关控制电路140可以是脉宽调制电路。在这种情况下，输送给负载130的功率可以通过改变脉冲控制信号的占空比来控制。图3图解说明来自火线和中性线的输入电压310的例子。图3还图解说明，在暗影区域320，为交流MOSFET开关110被接通以使电流流过负载130的时间。电压310及电流320被规一化以便使它们共用同一包络线。所以在所展示的实施例中，占空比为50％的栅极-源极电压的驱动信号便会导致等于可用总功率一半的有效功率被输送给负载。通过使用脉宽调制技术，输送给负载的功率电平可以通过控制由开关控制电路中脉宽调制所产生的脉冲宽度来调节。决定传送给负载的功率的方程式为：

$P_{\mathrm{avg}}=\frac{V_{\mathrm{rms}}^2}{R}\·d$

其中V_rms为交流电源的均方根电压值，R为负载的电阻值，而d为驱动交流MOSFET的脉宽调制器的占空系数。通过观察这个方程式，传送给负载的功率为脉宽调制器的占空系数的线性函数。当占空系数为0时负载功率为0，而当占空系数为1时负载功率最大。

在交流MOSFET开关的栅极和源极由具有最小导通时间的电路与频率可变振荡器(VFO)的组合来驱动的另一个实施例中，输送给负载130的功率取决于：

               P＝V²÷R×f×T_min

其中，V为交流电源的均方根电压值，R为负载的电阻值，f为驱动交流MOSFET的频率可变振荡器的频率，而T_min为所允许的最小导通时间。通过观察，这个方程式表明传输送给负载的功率为频率可变振荡器频率的线性函数。当频率可变振荡器的频率为0时负载处的功率为0，而当频率可变振荡器的频率的周期等于或小于所允许的最小导通时间T_min时，负载处的功率最大。

以上实例使交流电流在较高的频率进行切换。以较高的频率切换电流有其优越性。音频之外的开关频率(举例来说，大于20千赫兹)可以用来减少与可闻开关噪音相关联的人为因素问题。另一个优点是工作于较高频率可以降低开关及导通损耗。工作于非常低频的实施例会在线性工作区耗费很多时间。开关时在线性区耗费较多的时间可耗散大量的以热的形式出现的附加功率，因为通过线性区的变化较慢。另外，由于与本公开的交流开关相关联的电压降相对较低，所以由流过的电流与器件两端的电压降的乘积构成的耗散功率较少。还有，以上交流MOSFET开关电路不会在交流电流中引入明显的谐波干扰。这可以降低为了达到国际机构规章要求而滤除这些谐波噪声的相关费用。

图4A图解说明依照一个实施例的交流MOSFET开关的输入电路。其中图解说明滤波器级410，所述滤波器级410为发生在输入端的各种瞬变过程或传导辐射提供高频接地。其中还图解说明滤波器级420，所述滤波器级420为负载430所吸取的交流电流提供平滑作用。这个滤波器的作用是使由脉宽调制或频率可变振荡器驱动的负载所吸取的包括丰富谐波噪声的电流平滑，从而使电源的电流连续并且实际上没有谐波电流分量。

在所述实施例中，开关控制电路450切换如图4B所示的输送给负载的电流472。假定负载为纯电阻性，电流472在切换时会跟随所提供的线电压，即，与电压同相。当开关被断开时，输送给负载的电流便会降到0(如474)。因此，可以看出，当开关闭合和断开时负载所吸取的电流会有引人注目的漂移或阶梯。这些电流的阶梯变化代表添加在交流电源上的所不希望有的电流谐波，而这样的谐波可能会超出规章的极限。为了解决这个问题，在电路中增加了滤波级420。图4C图解说明增加了滤波级420的开关负载从交流电源的火线和中性线连接端吸取的电流。当开断开开时，滤波级420对由负载430吸取476电流进行平滑。在开关由脉宽调制器驱动的情形下，由电路吸取的全部瞬态电流可以是基波电流与纹波电流的瞬态值之和。这个瞬态电流可表示为：

$i_L\left(t\right)=\frac{V\·d}{R}\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_0\·t)+\frac{{\mathrm{\π}}^2}{4}\·(1-d)\·{\left(\frac{f_c}{f_s}\right)}^2\·\frac{V\·d}{R}\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_0\·t)\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_s\·t)$

其中，f_c为滤波级420的谐振频率，f_s为脉宽调制器的切换频率，f₀为交流电源的频率，d为脉宽调制器的占空比，V为峰值电源电压，而R为负载430的电阻。直接考察这个方程式可注意到，当脉宽调制器的频率增加时，在火线和中性线两端所得到的交流电流波形明显地平滑了。

图5图解说明依照一个实施例的交流MOSFET开关设计，包括缓冲器580。缓冲器580用于消耗电路中存储的能量。由于诸如以下的多种与电路相关联的因素而在电路中存储有能量：与提供交流电流相关联的布线的寄生电感；元件引线的寄生电感；以及负载本身的电感。缓冲器用来在电路被断开时俘获一部分存储在电路中的能量。除了其他作用，这样的缓冲器将减少电路的谐振。然而，这样的缓冲器并未设计成消耗所有的能量；它们只是设计成消耗足以减少可能出现的谐振和降低结果谐振”过”电压的能量。

为了耗散电路中的所有能量，可以在缓冲器580的设计中使用体积相当大的电容器573。理想的情况是使电阻577与负载530的电阻近似地相匹配。因此，如果负载电阻近似为20欧姆，则缓冲器的电阻应选为大约20欧姆。另外，按照大约100纳亨来计量用于驱动交流MOSFET开关的典型电路的储能电感575。在某些缓冲器设计中，可以使用能够俘获大约1/5存储在寄生电感中的能量的电容。如前所述，这样大小的电容器仅仅用于避免电路的谐振。然而，剩下的能量则通过开关元件产生的热量或射频辐射的形式耗散。为了避免这种热量或射频辐射，可使用较大的缓冲器电路。

为了使缓冲器充分耗散电路中存储的所有能量，由缓冲器耗散的能量应该等于由电路的电感存储的能量。因此，

          1/2LI²＝1/2CV²，其中I＝V/R

               1/2L(V/R)²＝1/2CV²

求解C我们发现：

                    C＝L/R²

因此，使用的电容与寄生电感的值有直接关系。

耗散热量可能是不受欢迎的，因为热可能导致对电路的损坏。解决这个问题的方案可以是加上散热片。然而，附加的散热片可能增加设计的成本。另外，产生的射频辐射也可能是不受欢迎的，因为这可能导致所述包括交流MOSFET开关的装置在射频鉴定过程中得到较差的级别。为了防止射频辐射，可为射频辐射提供屏蔽。然而同样，附加的屏蔽可增加设计的成本。

因此，在一个实施例中，作为在图5中展示的缓冲器的一部分的电容设计成俘获与交流MOSFET开关相关联的电路中基本上全部存储能量。这样，可以简化射频屏蔽的设计以及任何散热装置的设计。

图6图解说明依照本发明的一个实施例的包括两个NMOS型的MOSFET器件的交流MOSFET开关的单一集成电路器件600。在可供选择的实施例中，两个PMOS型的MOSFET器件可用于构成交流MOSFET开关。记得在交流MOSFET开关中把两个MOSFET的两个源极在逻辑上连接一起。通过在集成电路以单一封装制造这两个MOSFET，所述两个MOSFET可以共用集成电路上公共的源极区域610。在图6展示的实施例中，公共源极区域610被嵌入包括交流MOSFET开关的管芯中。公共源极610的共用可以使得能够利用从包括两个MOSFET的交流MOSFET开关的封装中延伸出单一的源极引线。这样又可以由于去掉一个源极引线及所述源极引线的伴随丝焊的寄生参数的缘故而降低导通电阻，例如从管芯到封装引线的欧姆电阻。例如，在一个实施例中，除掉一个源极引线可降低70毫欧姆的阻抗，相当于与所述交流MOSFET开关的引线之一相关联的伴随阻抗。

70毫欧姆可能是与交流MOSFET开关相关联的总电阻的相当大的部分。例如，假定交流MOSFET开关的每一个MOSFET的接通电阻R_DSON为100毫欧姆。因而如果源极和漏极的每一个引线有70毫欧姆的电阻，源极到漏极整个路径的阻抗就是240毫欧姆。两个分立串联器件就有经过交流MOSFET开关的480毫欧姆的有效电阻。记得交流MOSFET开关的外部源极引线被用于施加栅极电压并在开断开开时用作某些类型的缓冲器应用的导通路经。通过设计外部源极引线，在开关导通时源极连接610将通过很少的电流因而不会给交流MOSFET开关引入串联电阻。这个事实使得交流MOSFET开关的导通电阻被降低了140毫欧姆，或通过在交流MOSFET的管芯上使用公共源极区域并除去一根引线而降低30％的有效电阻。因为功率耗散与电阻直接相关，这样对于所述实施例来说，便降低了15％的功率损耗。在单一管芯上制造交流MOSFET开关还可以省去分离元件实现方案中的一个栅极引线。公共源极和去除栅极引线的结果是形成了四个引线的器件，其中两个大电流的漏极引线和两个小电流的栅极与源极引线。四引线器件的一根引线连接到两个MOSFET的各自的栅极。另一根引线连接到公共的源极区域，而剩下的两根引线中的每一根则连接到不同的漏极。

至此，已公开了交流MOSFET开关设计的多个实施例。这样的设计通常用于交流MOSFET开关的高速运行，尤其允许交流MOSFET开关在远高于音频频谱(举例来说，超过20千赫兹)的情况下工作。所述交流MOSFET开关通常利用较高的频率工作，这又使得所述器件可以用于宽范围的交流功率控制，从而简化整流的使用并减少对电力线的谐波感应。这些优越性简化了昂贵的滤波电路的使用，并使得电子设备能更好的在诸如家庭或办公环境的有人存在的环境中运行。这种设计还为多种应用场合的交流MOSFET开关的单一集成电路设计做好准备。这可以减少引线的数目并因此降低由引线电阻导致的损耗。

虽然图解说明了各种电路元件，但是，本专业的技术人员理解，可以在不改变所公开的实施例的精神的情况下使用等效的元件。例如，在单个偏置电容器的地方，可以将多个电容器并联来获得等效的电容量。这里所使用的术语”电容器”(在说明书和权利要求书中使用)包括本专业的普通技术人员所理解的通常的含义，即，一种具有存储电荷能力的电子装置以及配置成提供存储电荷的能力的其它装置或装置的组合。

用来驱动AC MOSFET开关的控制电路的偏置电路可以和缓冲器电路组合起来。通过将偏置电路与缓冲器电路组合起来，那些否则可能浪费在缓冲器电路中的功率可以用来驱动控制电路。

图7图解说明依据一个实施例的成像系统700，它适合于装载使用缓冲器电路的设备。如图所示，对本实施例而言，成像系统700包括处理器/控制器702、存储器704、成像引擎706和通信接口708，它们通过总线710相互连接。成像引擎706包括熔化子系统720，用于将色粉熔化到纸张上。除了熔化子系统之外，成像系统还包括其它感应加热元件或感应电动机。成像引擎706类似于出现在其它产品中的成像系统，例如在美国加州Palo Alto的Hewlett Packard(惠普)公司生产的成像系统。熔化子系统720通过接口730连接到交流电源。熔化子系统720可以使用本公开所描述的缓冲器电路。

处理器702与成像系统700的其它部分相结合可以执行熔化子系统720的各种控制功能。例如，在一个实施例中，处理器702控制对熔化子系统720的功率管理，当不使用熔断器时，智能化地将熔化子系统的电源切断。另外，处理器702、存储器704、成像引擎706、通信接口708和总线710代表了种类繁多的元件。

图8图解说明依据一个实施例利用包括再生缓冲器810的ACMOSFET开关840的熔断器功率控制电路。控制电路820，例如线性模拟脉宽调制器(PWM)，通过AC MOSFET开关840控制输送到熔化加热元件830的功率。当控制电路820将AC MOSFET电路断开时，电流转向通过再生缓冲器810。再生缓冲器810包括产生偏置电压825的电路。这样，在所述实施例中，通过再生缓冲器810来偏置控制电路820。

这样，那些否则可能会在有耗缓冲器，如电阻和电容缓冲器里以热的形式损耗掉的能量中的相当大的部分现在可以被”再次捕获”并加以利用。如图8所示，这些能量可以被利用来偏置控制电路820。换句话说，可以将所述缓冲器和偏置电路组合成单一的电路。另外，视缓冲器的设计和可以从缓冲器获得的偏置而定，可以通过缓冲器电路向系统中其它部分供电。例如，在需要冷却风扇的耗散大量热量的装置中，除了控制电路之外或者代替控制电路，可以由再生缓冲器来向冷却风扇供电。

图9图解说明依据一个实施例的再生缓冲器。如前所述，MOSFETQ1 942和Q2 940以及它们的相应的显式反并联晶体二极管928、918形成AC MOSFET开关。当电流i990如图示方向流动，且Q1 942和Q2 940断开的时候，电路进入断开状态，电流转而流向能量存储装置C₁910和捕获电路R₁912和d₂914。这种转移导致电荷在能量存储装置-偏置电容器C₃916中积聚。偏置电容器C₃916把节点905和地950之间的偏置电压提供给偏置电路。于是，电流继续流过晶体管Q2 940的显式晶体二极管918。当Q1 942和Q2 940返回导通时，C₁910复位。就是说，C₁910所存储的电荷通过Q1 942和d₁970的电流放电，然后耗散在R₁912中。

缓冲器/偏置电路的对称性为沿着交流电流的两个方向充电作好准备。当电流990反向而Q₁942和Q₂940断开时，电流通过器件C₂920、R₂922、d₃924向C₃916充电，然后，通过Q₁942的显式晶体二极管928。当Q₁942和Q₂940返回导通时，C₂920复位而存储在电容器C₂920的电荷流过MOSFET Q₂940、d₄972并耗散在R₂922中。这样，在AC MOSFET开关断开其间，向偏置电容器C₃916供应电荷，在偏置节点905上产生偏置电压。偏置节点905与地950之间的电压为控制电路提供偏压。

图10图解说明依据另一个实施例的再生缓冲器。电容器C₃₁016存储用来向控制电路提供偏压的电荷。当MOSFET Q₁1042和Q₂₁040断开时，电流i1090流过C₁1010和d₂1014并向C₃1016充电。电流继续流过Q₂₁040的显式晶体二极管1018。在所述实施例中，在断开的电路中没有电阻器耗散能量。这样，在断开期间，可以输送更多的能量向C₃1016充电。

当MOSFET Q₁1042和Q₂1040接通时，C₁1010通过Q₁1042、d₁1070和R₁1012复位。当电流i1090反向流动时，通过缓冲/偏置器件C₂1020。R₂1022，d₄1072、显式晶体二极管1028和d₃1024产生类似的结果。

图11图解说明根据又一个实施例的再生缓冲器。通过修改图10所示的实施例并且用电感器L₁1113和L₂1123替换电阻器，在复位期间的能量损耗也能够大大降低，使得更为大量的被缓冲能量被捕获并泵向C₃1116。当Q₁1142和Q₂1140被断开时，电容器C₃1116或者通过C₂1120和d₃1124或者通过C₁1110和d₂1114充电，正如上面所讨论的，取决于在断开时流过MOSFET的电流方向。假定当Q₁1142和Q₂1140接通时电流为i1190。存储在C₁1110中的电荷引起电流流过L₁1113。L₁C₁电路以下式所表达的频率谐振：

${\mathrm{\ω}}_0=1/2\mathrm{\π}\sqrt{L_1{C}_1}$

为了提供适当的缓冲器复位，可以这样选择L₁C₁和L₂C₂的共振频率，使得所选择的频率至少高到为导通Q₁1142和Q₂1140所期望的最小周期。

当Q₁1142和Q₂1140导通时，L₁C₁的谐振导致力企图将C₁1110的电压反向。当加到二极管d₂1114正极的电压到达稍高于偏置节点1105的电位时，d₂1114导通，允许将额外的能量泵入C₃1116。该实施例的好处是，通过从缓冲器/偏置电路的断开和复位操作中去除电阻而降低能量损失的数量。

还有，图11所展示的是用于缓冲器/偏置电路的有源器件的缓冲器。所述电路包括许多二极管，这些二极管本身就是电路的引线辐射和无线辐射的源。为了便于减少这些引线辐射和无线辐射，可以在二极管两端设置RC缓冲器电路1180。

在一个实施例中，在缓冲器/偏置电路中采用快速开关二极管。例如，在一个实施例中，可以采用具有10ns开关时间或更快的二极管。

当AC MOSFET切换时，与AC MOSFET不切换的时候相比，电路所提供的偏置电流电平处于相对高的电平。例如假定AC MOSFET开关工作在28.5千赫兹(kHz)、线电压120伏有效值(V_RMS)、电容器C₁和C₂的电容量是0.01微法拉(μF)。每一个缓冲器电容器有效地”监视着”横跨它两端的有效值电压，C₁₁110监视第一半周期，而C₂1120监视第二半周期。所述缓冲器电容器以开关频率充电和放电。可以利用来向C₃充电的电流可以通过下面的式子算出：

             Q＝i×t＝c×vi＝(c×v)/t＝c×v×f

                i＝(0.01×10⁶)(120)(28500)

                     i＝34.2毫安(mA)

如果在缓冲器复位期间利用电感器将缓冲器电容器的电压反向，那么，上述数值可以加倍。

然而，当AC MOSFET开关空闲(不工作)，缓冲器电路的开关切换以线路频率进行，例如，50-60赫芝(Hz)。在这种情况下，负责观察电压V峰值的电容器C₃1116的充电电流将非常小：

$i=(0.01\×{10}^6)(120\×\sqrt{2})\left(60\right)$

               i＝0.10mA

图12图解说明根据另外一个实施例的再生缓冲器。在这个实施例中，增加两个串联的电阻器R₃1282和R₄1284以及全波整流器1280。这些元件可以用来帮助提供额外的直流偏置。当电路空闲时，所述附加的直流偏置可以向偏置电容器C₃1216提供附加的充电。例如，正像先前所讲到的，假定电源电压是120伏交流有效值、电阻R₃1282和R₄1284是60千欧(kΩ)，那么，可以提供额外电流

             (120)/(60k)＝2.0mA(毫安)

这样，通过在图示的电路中设置全波整流器1280和串联电阻R₃1282和R₄1284，当AC MOSFET开关空闲时，可以利用来向为控制电路提供偏置的电容器C₃1216充电的电流可以从0.1毫安(mA)增加到2.1毫安(mA)。

图13图解说明依据另一个实施例，带有附加直流偏置的再生缓冲器。在所述电路中，除了由电容器C₁1310和C₂1320提供的电流向C₃1316充电外，电阻R₁1388和R₂1386可以利用来增加向C₃1316的充电电流。类似于上面的计算方法，使用60千欧(kΩ)的电阻R₁1388和R₂1386可以获得附加的2.0毫安(mA)的电流，使偏置电流增加到2.1毫安(mA)。

图13还图解说明利用C₃1316两端的齐纳(zener)二极管1384。存储在C₃1316中的能量可能引起接点1350的电压V_BIAS上升到超过由再生缓冲器偏置的控制电路所允许的最高电平。在这种情况下，通过将具有合适的击穿电压的齐纳二极管1384跨接在容性器件C₃1316两端，可以在偏置节点1305上维持适当的电压值。例如，如果控制电路所需的偏置电压V_BIAS值是13伏(V)，那么，可以在电容器C₃1316两端设置具有15伏(V)击穿电压的齐纳(zener)二极管，以保证C₃1316两端的电压电平不会超过15伏(V)。在另外一个可供选择的实施例中，在C₃1316两端跨接电阻以便有助于维持C₃1316两端的电压。在另外一个实施例中，使用雪崩二极管来确保在偏置节点1350上维持适当电压值。

虽然先前的实施例表明可以将再生缓冲器应用于AC MOSFET开关中，但是，再生缓冲器也可以应用于其它结构。图14图解说明依据一个实施例，将再生缓冲器应用于直流-直流(DC-DC)变换器中的情形。图14所给出的是电绝缘的逆向变换器。电源开关1430用来控制向负载1425输送的功率。电源开关1430接受控制电路1470的控制。由再生缓冲器1440充电的偏置接点1405向控制电路1470施加偏压。虽然图解说明了与再生缓冲器协作的电绝缘逆向变换器直流开关电路，但是也可以使用其它类型的直流开关电路，如升压(boost)和降压-升压(buck-boost)变换器。

再生缓冲器1440在电源开关1430断开期间，被用来捕获存储在电绝缘逆向变换器中的能量。当电源开关1430断开，电流i1490流过C₁₁410和d₁₁414并向C₃1316和相应的偏置节点1405充电。当电源开关1430接通时，C₁1410通过电源开关1430、d₂₁1419和L₁1418复位。

在直流-直流(DC-DC)开关电路以低频率工作期间，单靠C₁1410恐怕不能提供足够的电流实现充分偏置。因此，将电阻R₁1412跨接到C₁1410两端，来提供额外的偏置。为了给偏置节点1405提供足够的偏置电流，将依据应用的具体情况来确定R₁1412的适当数值。

到此，给出了为控制电路提供偏置的独特的方法。虽然这里给出了具体的实施例并加以说明，但是，本专业的普通技术人员将会理解到，存在着各种可供选择的和/或等效的实施例，可以用来替代这里所公开的实施例，而没有离开权利要求书中所申明的主题的精神和范畴。本申请的目的在于涵盖这里所讨论的最佳实施例的任何修改或变化。因此，我们的意图是，本发明仅仅由权利要求书及其等价条款限定。

Claims (10)

1.一种设备，它包括：

开关电路；

与所述开关电路连接的控制电路；以及

与所述开关电路和所述控制电路连接的偏置缓冲器电路，用于从由所述开关电路切换的电路捕获能量并且将所述捕获的能量的至少一部分用来偏置所述控制电路。

2.如权利要求1所述的设备，其中所述开关电路包括DC开关电路。

3.如权利要求1所述的设备，其中所述开关电路包括AC开关电路。

4.如权利要求3所述的设备，其中所述AC开关电路包括：

具有第一源极、第一栅极和第一漏极的第一场效应晶体管(FET)；

具有第二漏极、连接到所述第一源极的第二源极和连接到所述第一栅极的第二栅极的第二FET；

具有连接到所述第一源极的第一正极和连接到所述第一漏极的第一负极的第一二极管；以及

具有连接到所述第二源极的第二正极和连接到所述第二漏极的第二负极的第二二极管。

5.如权利要求3所述的设备，其中所述偏置缓冲器电路包括：

第一和第二串联电阻器/电容器对，它们相应地连接到所述AC开关电路的第一和第二场效应晶体管(FET)的第一和第二漏极；

连接在所述第一FET的第一源极和所述第一串联电阻器/电容器对之间的第一二极管，所述第一二极管的正极连接到所述第一源极，而所述第一二极管的负极连接到所述第一串联电阻器/电容器对；

连接在所述第二FET的第二源极和所述第二串联电阻器/电容器对之间的第二二极管，所述第二二极管的正极连接到所述第二源极，而所述第二二极管的负极连接到所述第二串联电阻器/电容器对；

第三二极管，所述第三二极管的正极连接到所述第一二极管的负极；

第四二极管，所述第四二极管的正极连接到所述第二二极管的负极，而所述第四二极管的负极连接到所述第三二极管的负极；以及

电容器，它连接在所述第三和第四二极管的相互连接的负极与所述第一和第二源极之间，所述第一和第二源极是相互连接在一起的。

6.如权利要求3所述的设备，其中所述偏置缓冲器电路包括：

第一电容器的第一接线端和第二电容器的第一接线端，它们相应地连接到所述AC开关电路的第一和第二场效应晶体管(FET)的第一和第二漏极；

连接在所述第一电容器的第二接线端与所述第一FET的第一源极之间的第一串联线性元件/二极管对；

连接在所述第二电容器的第二接线端与所述第二FET的第二源极之间的第二串联线性元件/二极管对；

第一二极管，其中所述第一二极管的正极连接到所述第一电容器的所述第二接线端；

第二二极管，其中所述第二二极管的正极连接到所述第二电容器的所述第二接线端并且所述第二二极管的的负极连接到所述第一二极管的负极；以及

偏置电容器，它连接在所述第一和第二二极管的连接在一起的负极与所述第一和第二源极之间，所述第一和第二源极是相互连接在一起的。

7.如权利要求6所述的设备，其中所述第一串联线性元件/二极管对包括第一电感器和第三二极管，而所述第二串联线性元件/二极管对包括第二电感器和第四二极管。

8.如权利要求7所述的设备，其中所述第三和第四二极管的正极连接到所述相互连接的源极，而所述第三和第四二极管的负极相应地连接到所述第一和所述第二电感器。

9.如权利要求6所述的设备，其中所述偏置缓冲器电路还包括：

第一电阻器，其中，所述第一电阻器的第一接线端连接到所述第一电容器的所述第一接线端，而所述第一电阻器的第二接线端连接到所述第一电容器的所述第二接线端；以及

第二电阻器，其中，所述第二电阻器的第一接线端连接到所述第二电容器的所述第一接线端，而所述第二电阻器的第二接线端连接到所述第二电容器的所述第二接线端。

10.如权利要求3所述的设备，其中还包括连接到所述AC开关电路的负载。

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