CN1578115A - 载波检测电路及使用它的红外线通信装置 - Google Patents

Abstract

以往，载波检测电路根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，在对进行上述积分动作的积分器中的积分电容进行充放电时，进行以下其中一种。即，对应于用上述载波检测电平鉴别上述接收信号的电平的结果只进行充电或放电中的一个，或者在始终进行恒定电平的放电的状态下进行与上述鉴别结果对应的充电。相反，本发明提供一种载波检测电路，始终对上述积分电容进行充电和放电这两者，对应于上述鉴别结果来改变其电平。即，用充电电路的充电电流和放电电路的放电电流的差分电流，来进行积分电容的充放电。由此，不会产生减小流过晶体管的电流而发生的问题，能够缩小芯片面积。

Description

载波检测电路及使用它的红外线通信装置

技术领域

本发明涉及适合作为包含载波的信号的解调器来实施的载波检测电路及搭载它形成用于接收的红外线通信装置。

背景技术

以往广泛使用着例如红外线遥控的接收机等能够接收红外线的红外线通信装置。在该红外线通信装置中，接收到的红外线的发送代码信号例如由光电二极管等变换为电信号后进行放大。进而，在上述红外线通信装置中，带通滤波器从放大过的信号中，提取预定的载频分量；载波检测电路根据该带通滤波器的输出信号，来判定有无载波，输出判定结果。

图12是载波检测电路120的一结构例的等效电路图。该载波检测电路120包括：检波电路121，根据上述带通滤波器的输出信号Sig(参照图13)来生成载波检测电平Det；积分电路109，根据该检波电路121的输出Det，对有载波的时间进行积分；以及迟滞比较器110，通过将该积分电路的积分输出Int与阈值电平Vt进行比较，从而判定有无载波。

该检波电路121由检波器122及积分器123构成，大致进行以下动作。即，检波器122根据上述带通滤波器的输出Sig，来生成表示其基带分量(10kHz以下)的波形的信号Dett(以下，简称基带分量Dett)。进而，积分器123比较上述基带分量Dett和基准电压Vf，对积分电容C102进行充放电。由此，作为积分电容C102的两端电压，生成上述载波检测电平Det。上述载波检测电平Det在上述积分电路109中与上述带通滤波器的输出Sig进行比较。其中，该检波电路121如(日本)特开2002-51093号公报(公开日：2002年2月15日)及US-2002-0098818-A1所示。

在该载波检测电路120的检波电路121中，检波器122按组来检测应检测的载频的脉冲，积分器123对该脉冲组存在的时间进行积分，将积分出的输出Int作为上述载波检测电平Det。即，上述检波器122不是直接形成整个接收系统的载波检测电平Det，而是为了被用于生成该载波检测电平Det。

上述检波器122包括：高速放大器124，足以响应载频地高速放大上述输出Sig和上述载波检测电平Det的差分，以电压来输出放大结果；二极管D101，对该高速放大器124的输出进行整流；电容C101，经上述二极管D101用上述高速放大器124的输出电压来充电；以及恒流源125，使上述电容C101以恒流I100来放电。

此外，上述积分器123包括：放大器126，输出与上述电容C101的充电电压(即，上述检波器122的输出Dett)和来自未图示的基准电压源的预定的上述基准电压Vf之差对应的电流；和上述积分电容C102，用该放大器126的输出电流来充电，将其充电电压作为上述载波检测电平Det来输出。

图13是如上所述构成的载波检测电路120的波形图。高速放大器124放大图13中标号β1所示的带通滤波器的输出Sig、和标号β2所示的载波检测电平Det的差分后，如图13中β11(Dett)及β12(Vf)所示，通过二极管D101的作用，在检测出载频的脉冲的期间W1内，电容C101被充电，载频的脉冲组的检测电平—上述输出Dett升高。而在到达未检测出脉冲的期间W2后，通过上述恒流源125的电流I101的放电，上述输出Dett持续降低。这样，期间W1为如上所述应检测的载频的脉冲组存在的时间，积分器123对该期间W1进行积分。由此，积分输出为上述图13中标号β2所示的载波检测电平Det。

此外，在图13中，标号α11是后级的积分电路109的积分输出Int，标号α12是迟滞比较器110的阈值电平。此外，在图13中，Dout是上述迟滞比较器110解调出的基带分量构成的数字输出的输出信号。

这里，红外线遥控的发送信号是用30～60kHz的载波调制过的ASK信号，1个发送代码是50～150msec左右。此外，在该载波检测电路120中，检波器122按组来检测应检测的载频(上述30～60kHz)的脉冲，积分器123对该脉冲组存在的时间W1进行积分，将积分出的输出Int作为上述载波检测电平Det。

因此，要求检波器122足以响应载频地高速工作。其结果是，可以使电容C101的电容比较小。相反，在积分器123中，放大器126需要具备上述基带分量以上的响应速度(10kHz以下)。因此，为了根据上述基带分量来生成载波检测电平Det，需要长100msec左右的时间常数，要求上述积分电容C102有比较大的电容。

一般，用微小电流难以确保高响应性，但是近年来，作为上述载波检测电路120的积分器123，出现了能够以高响应性、和可集成的电容值(100pF左右)来确保上述100msec左右的时间常数的芯片。

另一方面，目前正在将上述红外线遥控的接收机等红外线通信装置搭载到便携信息终端等上，强烈希望削减成本。因此，以往作为外置片状电容器(0.1μF左右)的载波检测电路的积分电容器现在也如上所述内置到集成电路中(上述100pF左右)，这已成为常识。

然而，即使如上所述能够内置，在集成电路内，电容器所占的比例也很大(10～15pF/100μm×100μ左右)，缩小电容器就是缩小芯片尺寸，对进一步削减成本非常有效。因此，在内置了积分电容器的载波检测电路中，需要有效地进行SN(信号、噪声)分离。

图14是作为上述积分器123来使用的典型的现有技术的积分器131的具体结构的电路图。该积分器131如上述特开2002-51093号公报所示，大致包括上述积分电容C102、充电电路132、以及放电电路133。

充电电路132包括：晶体管qn101、qn102，构成差分对；恒流源f101；基准电压源134；晶体管qn103、qp101，取出来自上述差分对的输出；晶体管qp103、qp104，构成电流镜电路，映出来自上述晶体管qp101的输出电流；晶体管qp102，将来自晶体管qp104的输出电流注入到上述积分电容C102中；以及晶体管qp105、qp106，构成例如与(日本)特开平3-262153号公报(公开日：1991年11月21日)所示的同样的光漏泄电流补偿电路。

另一方面，放电电路133包括：晶体管qn104、qn105，构成差分对；恒流源f102、f103；晶体管qp107、qp108，构成电流镜电路，映出来自上述晶体管qn104的输出电流；晶体管qn106，将来自上述晶体管qp108、qn105的输出作为上述载波检测电平Det来输出；以及光漏泄电流补偿用的晶体管qp109、qp110。

在如上所述构成的积分器131中，在上述电容C101的充电电压、即上述检波器122的输出Dett低于来自上述基准电压源134的上述基准电压Vf的情况下，晶体管qn102导通。因此，晶体管qn103、qp101、qp103、qp104、qp102导通，上述积分电容C102用充电电流Icj来充电。其中，上述积分电容C102用放电电路133的放电电流Icf来放电，所以上述充电电流Icj是从晶体管qp102的充电电流中减去放电电路133的放电电流Icf所得的电流。

这里，设恒流源f101从晶体管qn101、qn102的发射极引出的恒流为i101，同样设恒流源f102从晶体管qn104、qn105的发射极引出的恒流为i102，设晶体管qn103、qn104的电流放大倍数为hfe(qn103)、hfe(qn104)，则

Icj＝i101/hef(qn103)-i102/hfe(qn104)    ...(1)。

相反，在上述输出Dett高于上述基准电压Vf的情况下，晶体管qn102截止，晶体管qn103、qp101、qp103、qp104、qp102也截止。因此，没有来自晶体管qp102的充电，只用上述放电电流Icf对上述积分电容C102进行放电。因此，有

Icf＝i102/hfe(qn104)                    ...(2)

作为一般值，设i101＝30nA、i102＝30nA、hfe(qn)＝150、C102＝100pF，则Icj＝100pA、Icf＝100pA；根据t＝CV/I，充放电时间常数为100msec/0.1V。此时，充放电电流比(Icj/Icf)为1，能够接收发送代码的占空比最大为50％的信号。

然而，如果为了上述进一步削减成本，而想削减积分电容C102，则需要使差分对的工作电流i101、i102都减少，确保同等程度的时间常数。

而如果上述工作电流i101、i102为10nA以下的低电流，则充放电电路的晶体管的阻抗提高，发生有可能不能正常工作的问题。此外，也发生工艺偏差或温度依赖性的影响也增大的问题。

即，单个晶体管的输入输出电阻在集电极电流Ic减小时增大，用

输入电阻：rπ＝hfe*Vt/Ic              ...(3)

输出电阻：ro＝Va/Ic                   ...(4)来表示。其中，Vt＝k*T/q(k：玻耳兹曼常数，T：绝对温度，q：电子的基本电荷)，Va＝厄雷电压。

因此，如果想使上述积分电容C102为50pF的1/2，则需要减少到i101＝15nA、i102＝15nA，特别是在放电电路133中，需要使晶体管qn104、qn105的集电极电流为i102/2＝7.5nA。其结果是，发生上述问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种载波检测电路及搭载它的红外线通信装置，不会发生积分器的充电电路或放电电路的工作电流减少造成的问题，能够削减积分电容。

为了实现上述目的，本发明的载波检测电路根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其中，用进行上述积分动作的积分器的充电电路和放电电路的差分电流来进行积分电容的充放电。

在红外线遥控接收机等上搭载的载波检测电路中，在积分器根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平、用该载波检测电平来检测有无载波的结构中，例如通过用上述载波检测电平来鉴别上述接收信号的电平而除去载波上叠加的噪声后，对其鉴别结果进行积分，来形成上述载波检测电平。

这里，通常，在形成载波检测电平时，积分电容的充放电是只进行与上述鉴别结果对应的充电或放电中的一个，或者是在始终进行恒定电平的放电的状态下，进行与上述鉴别结果对应的充电。

相反，在本发明中，始终进行充电和放电这两者，对应于上述鉴别结果来改变其电平。

这里，在缩小上述积分电容来缩小集成电路的芯片面积时，为了确保期望的时间常数，需要减小上述充放电电流。在此情况下，如果跟随充放电电流的削减来减小充电电路的晶体管中流过的工作电流、及放电电路的晶体管中流过的工作电流，则有可能发生流过各晶体管的电流减小造成的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题。

相反，在上述结构中，用充电电路和放电电路的差分电流来进行积分电容的充放电。因此，即使在削减上述充放电电流的情况下，也无需跟随它来过度减小流过上述充电电路及放电电路的工作电流。由此，不会产生减小流过晶体管的电流而发生的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题，能够有效地缩小上述芯片面积。

此外，为了实现上述目的，本发明的载波检测电路根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其中，进行上述积分动作的积分器具有充电电路和放电电路；上述放电电路以与上述载波检测电平对应的电流来始终进行放电；根据构成上述充电电路及放电电路的晶体管的发射极面积比，来设定充电电流和放电电流的电流值。

在红外线遥控接收机等上搭载的载波检测电路中，在积分器根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平、用该载波检测电平来检测有无载波的结构中，例如通过用上述载波检测电平来鉴别上述接收信号的电平而除去载波上叠加的噪声后，对其鉴别结果进行积分，来形成上述载波检测电平。

这里，在形成载波检测电平时，放电电路对积分电容以与上述载波检测电平对应的电流始终进行放电，充电电路进行与上述鉴别结果对应的充电。而且在本发明中，根据构成上述充电电路及放电电路的晶体管的发射极面积比来设定这些充电电流和放电电流的电流值。

这里，在缩小积分器的积分电容来缩小集成电路的芯片面积时，为了确保期望的时间常数，需要减小上述充放电电流。在此情况下，如果跟随充放电电流的削减来减小充电电路的晶体管中流过的工作电流、及放电电路的晶体管中流过的工作电流，则有可能发生流过各晶体管的电流减小造成的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题。

相反，在上述结构中，根据构成上述充电电路及放电电路的晶体管的发射极面积比来设定充电电流和放电电流的电流值。因此，即使在削减上述充放电电流的情况下，也无需跟随它来过度减小流过上述充电电路及放电电路的工作电流。由此，不会产生减小流过晶体管的电流而发生的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题，能够有效地缩小上述芯片面积。

本发明的其他目的、特征、及优点通过以下所示的记载将会十分清楚。此外，本发明的好处通过参照附图进行的下述说明将会变得很明白。

附图说明

图1是本发明一实施方式的载波检测电路中的积分器的具体结构的电路图。

图2是横向PNP晶体管的构造的示意图。

图3是图2的等效电路图。

图4是本发明另一实施方式的载波检测电路中的积分器的具体结构的电路图。

图5是本发明另一实施方式的载波检测电路的一结构例的等效电路图。

图6(a)示出比较例，是将间歇工作的电源用作图11的载波检测电路的电源的情况下的工作的波形图。

图6(b)将间歇工作的电源用作图5所示的载波检测电路的电源的情况下的工作的波形图。

图7是本发明另一实施方式的红外线遥控的接收机的电结构的方框图。

图8(a)用于说明在图7所示的接收机中AGC用的检波电路的充放电时间常数不同时的工作，是上述AGC用的检波电路的充放电时间常数小于接收信号用的检波电路的充放电时间常数的情况下的波形图。

图8(b)用于说明在图7所示的接收机中AGC用的检波电路的充放电时间常数不同时的工作，是上述AGC用的检波电路的充放电时间常数大于接收信号用的检波电路的充放电时间常数的情况下的波形图。

图9是包含上述各实施方式的载波检测电路的红外线遥控的接收机的一结构例的方框图。

图10是图9所示的接收机的各部的波形图。

图11示出本发明的实施方式，是载波检测电路的一结构例的等效电路图。

图12示出现有技术，是载波检测电路的一结构例的等效电路图。

图13是用于说明图12所示的载波检测电路的工作的波形图。

图14是作为上述图12所示的载波检测电路的积分器来使用的典型的现有技术的积分器的具体结构的电路图。

具体实施方式

以下，根据图1～图3、图9～图11来说明本发明一实施方式。

首先，简单说明包含本实施方式的载波检测电路的接收机的结构。图9是红外线通信装置之一—红外线遥控的接收机1的结构例的方框图，图10是该接收机1的各部的波形图。在该接收机1中，如图10所示，外置的二极管2将红外线的发送代码信号变换为光电流信号Iin，将变换后的光电流信号Iin输入到接收芯片3中。进而，集成电路化的该接收芯片3对输入的变换后的光电流信号Iin进行解调，将数字信号Dout输出到控制电子设备的微型计算机等。上述红外线信号是用30～60kHz左右的预定频率的载波调制过的ASK(Amplitude Shift Keying，幅移键控)信号。

在上述接收芯片3内，上述光电流信号Iin在初级放大器(HA)4、第2级放大器(2ndAMP)5及第3级放大器(3rdAMP)6中依次被放大，适合载频的带通滤波器(BPF)7从第3级放大器6的输出信号中如图10中标号α1所示提取载波分量的输出Sig。然后，下一级的检波电路8用标号α2所示的后述载波检测电平Det对上述输出Sig进行检波，如后详述，根据检波结果，来生成载波检测电平Det。进而，积分电路9如图10中标号α11所示，对有载波的时间进行积分，迟滞比较器10通过将积分电路9的积分输出Int、和标号α12所示的预定的阈值电平进行比较，来判别有无载波，将判别结果作为上述输出信号Dout来数字输出。

在上述初级放大器4的输出端，设有低通滤波器11，该低通滤波器11从上述初级放大器4的输出中，检测荧光灯或太阳光的直流电平。而下一级的第2级放大器5从初级放大器4的直接输出中，除去上述低通滤波器11检测出的直流电平部分并放大。由此，从第2级放大器5的输出中，除去了上述荧光灯或太阳光的影响。

此外，与上述初级放大器4关联而设有ABCC电路12，该ABCC电路12按照上述低通滤波器11的输出来控制初级放大器4的直流偏置。再者，与带通滤波器7关联而设有fo微调电路13，该fo微调电路13通过微调从未图示的分压电阻的连接点引出的端子TRM1～TRM5间的未图示的齐纳二极管，来调整该带通滤波器7的中心频率fo。

本实施方式的载波检测电路20包括上述检波电路8、积分电路9、以及迟滞比较器10。更详细地说，上述检波电路8由检波器22及积分器23构成，大致进行以下工作。即，检波器22根据上述带通滤波器的输出Sig，来生成表示其基带分量(10kHz以下)的波形的信号Dett(以下，简称基带分量Dett)。进而，积分器23比较上述基带分量Dett和基准电压Vf，对积分电容C2进行充放电。由此，作为积分电容C2的两端电压，生成上述载波检测电平Det。上述载波检测电平Det在上述积分电路9中与上述带通滤波器5的输出Sig进行比较。

在上述检波电路8中，检波器22按组来检测应检测的载频的脉冲，积分器23对该脉冲组存在的时间进行积分，将积分出的输出Int作为上述载波检测电平Det。即，上述检波器22不是直接形成整个接收系统的载波检测电平Det，而是为了被用于生成该载波检测电平Det。

上述检波器22包括：高速放大器24，足以响应载频地高速放大上述输出Sig和上述载波检测电平Det的差分，以电压来输出放大结果；二极管D1，对该高速放大器24的输出进行整流；电容C1，经上述二极管D1用上述高速放大器24的输出电压来充电；以及恒流源25，使上述电容C1以恒流IO来放电。

此外，上述积分器23包括：放大器26，输出与上述电容C1的充电电压(即，上述检波器22的输出Dett)和来自未图示的基准电压源的预定的上述基准电压Vf之差对应的电流；和上述积分电容C2，用该放大器26的输出电流来充电，将其充电电压作为上述载波检测电平Det来输出。

这里，本实施方式的检波电路8使用以下结构的积分器41作为上述积分器23。即，图1是本发明一实施方式的积分器41的具体结构的电路图。该积分器41大致包括上述积分电容C2、充电电路42、以及放电电路43。其中，图1记载的电路中除基准电压源44(后述)外的充电电路42、和放电电路43构成图11的放大器26。

充电电路42包括：晶体管QN1、QN2，构成输入差分对；恒流源F1；基准电压源44；晶体管QN3、QP1，取出来自上述差分对的输出；晶体管QP3、QP4，构成电流镜电路，映出来自上述晶体管QP1的输出电流；晶体管QP2，将来自晶体管QP4的输出电流注入到上述积分电容C2中；以及晶体管QP5、QP6，构成光漏泄电流补偿电路。再者，在本实施方式的充电电路42中，在上述结构之上，还设有恒流源F4。

更详细地说，构成上述输入差分对的晶体管QN1、QN2的发射极相互连接在一起，两个晶体管QN1、QN2的发射极经恒流源F1接地。此外，向上述晶体管QN1的基极施加了上述检波器22的输出Dett，上述基准电压源44向上述晶体管QN2的基极施加了恒压Vf。此外，经电源线LVcc向上述晶体管QN1的集电极施加了电源电压Vcc。此外，晶体管QN2的集电极经晶体管QN3连接在上述电源线LVcc上。此外，晶体管QN2的集电极经恒流源F4接地。

此外，上述晶体管QN3的基极被连接在晶体管QP1的基极上。该晶体管QP1的集电极接地，发射极被连接在上述电流镜电路上。

构成上述电流镜电路的晶体管QP3、QP4的基极被相互连接，并且被连接在上述晶体管QP3的集电极及上述晶体管QP1的发射极上。其中，上述两个晶体管QP3、QP4的发射极被连接在上述电源线LVcc上。

再者，上述晶体管QP4的集电极经上述晶体管QP2接地。此外，上述晶体管QP2的基极作为充电电路42的输出端子被连接在上述积分电容C2上。

此外，构成上述光漏泄电流补偿电路的晶体管QP5、QP6的基极被相互连接，并且被连接在晶体管QP5的集电极上。另一方面，晶体管QP6的集电极被连接在上述晶体管QP3、QP4的基极上，以便补偿光漏泄电流。其中，两个晶体管QP5、QP6的发射极被连接在上述电源线LVcc上。

另一方面，放电电路43包括：晶体管QN4、QN5，构成差分对；恒流源F2、F3；晶体管QP7、QP8，构成电流镜电路，映出来自上述晶体管QN4的输出电流；晶体管QN6，将来自上述晶体管QP8、QN5的输出作为上述载波检测电平Det来输出；以及光漏泄电流补偿用的晶体管QP9、QP10。

更详细地说，上述晶体管QN4、QN5的发射极被相互连接，并且经上述恒流源F2接地。此外，晶体管QN4的基极作为输入放电电流的端子，被连接在上述积分电容C2上。另一方面，晶体管QN5的基极被连接在输出载波检测电平Det的端子上。此外，该端子经上述恒流源F3接地。再者，从上述电源线LVcc经上述晶体管QN6向该端子施加电源电压Vcc。此外，晶体管QN6的基极被连接在上述晶体管QN5的集电极上。

另一方面，构成上述电流镜电路的晶体管QP7、QP8的基极被相互连接，并且被连接在上述晶体管QP7的集电极及晶体管QN4的集电极上。此外，上述晶体管QP8的集电极被连接在上述晶体管QN5的集电极上。

再者，构成上述光漏泄电流补偿电路的晶体管QP9、QP10的基极被相互连接，并且被连接在晶体管QP9的集电极上。另一方面，晶体管QP10的集电极被连接在上述晶体管QP7、QP8的基极上，以便补偿光漏泄电流。其中，两个晶体管QP9、QP10的发射极被连接在上述电源线LVcc上。

在如上所述构成的积分器41中，应该注意的是，“对输入差分对设有作为旁路电流源的恒流源F4，对恒流源F1、F2向上述差分对提供的工作电流I1、I2，缩小给积分电容C2的充放电电流Icj、Icf”。即，通常，积分电容C2的充放电是只进行与上述检波器22的输出Dett对应的充电或放电中的一个，或者是在放电电路始终进行恒定电平的放电的状态下，充电电路进行与上述输出Dett对应的充电。相反，本实施方式的积分器41用上述输入差分对的工作电流I1及流过上述旁路电流源的电流I4之和、和上述差分对的工作电流I2之差来设定上述充放电电流Icj、Icf。

因此，在上述电容C1的充电电压、即上述检波器22的输出Dett低于低于来自上述基准电压源44的上述基准电压Vf的情况下，晶体管QN2导通。其结果是，晶体管QN3、QP1、QP3、QP4、QP2导通，与上述工作电流I1、和始终流动的上述恒流源F4的旁路电流I4之和成正比的电流作为晶体管QP2的基极电流而流入到上述积分电容C2中。另一方面，与始终流动的上述恒流源F2的工作电流I2对应的电流作为晶体管QN4的基极电流而从积分电容C2流出。因此，积分电容C2用从充电电路42流入的电流、和向放电电路43流出的电流的差分电流来充电，设晶体管QN3、QN4的电流放大倍数为hfe(QN3)、hfe(QN4)，则其充电电流Icj为

Icj＝(I1+I4)/hfe(QN3)-I2/hfe(QN4)          ...(5)。

相反，在上述输出Dett高于上述基准电压Vf的情况下，晶体管QN2截止，但是恒流源F4的旁路电流I4流动。因此，晶体管QN3、QP1、QP3、QP4、QP2导通，与上述旁路电流I4成正比的电流作为上述晶体管QP2的基极电流而从充电电路42输出。其结果是，上述积分电容C2的放电电流Icf为向放电电路43流出的电流、和从上述充电电路42流入的电流的差分电流。因此，

Icf＝I4/hfe(QN3)+I2/hfe(QN4)               ...(6)。

因此，即使将工作电流I2设为比上述工作电流i102有余量的70nA，设I1＝15nA、hfe(QN)＝150，通过设I4＝27.5nA，也能够使Icj＝50pA、Icf＝50pA。其结果是，尽管将工作电流I2设为比上述工作电流i102有余量的70nA，设定为比积分器131小的值C2＝50pF，也能够确保充放电时间常数为与上述积分器131相同的值100msec/0.1V。

这里，在缩小上述积分电容C2来缩小集成电路的芯片面积时，为了确保期望的时间常数，需要减小上述充放电电流Icj、Icf。在此情况下，在现有技术的电路结构中，如果想减小流过构成差分对的晶体管qn101、qn102；qn104、qn105的工作电流i101、i102来减小上述充放电电流Icj、Icf，则有可能发生流过各晶体管的电流减小造成的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题。

相反，在本实施方式的积分器41上，设有旁路电流源F4，所以即使在为了确保上述期望的时间常数而减小上述充放电电流Icj、Icf的情况下，由于旁路电流源F4的作用，也无需跟随充放电电流Icj、Icf的削减来过度减小流过构成差分对的晶体管QN1、QN2；QN4；QN5的电流。由此，能够防止减小流过晶体管QN1、QN2；QN4；QN5的电流而发生的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题的发生，能够有效地缩小上述芯片面积。

其中，上述积分电容C2的电容值也可以根据I1、I2、I4的值比上述50pF削减。

此外，本实施方式的检波电路8如下输出上述载波检测电平Det。具体地说，上述检波器22通过用上述载波检测电平Det来鉴别接收信号Sig的电平，来检测应检测的载频的脉冲。此外，上述积分器41通过对来自上述检波器22的输出在预定的积分基准值Vf以上的时间进行积分来按组检测上述载频的脉冲，将其积分输出作为上述载波检测电平Det来输出。

因此，检波器22高速地响应载波上叠加的噪声，使积分器41形成的载波检测电平Det上升。另一方面，在上升积分器41中，对应于有无上述载波来对输出载波检测电平Det的上升积分电容C2进行充放电的上述充电电路42及放电电路43的晶体管不是对载频，而是对基带分量的频率有响应性即可。因此，能够在对该晶体管的响应确保余量的同时，将给上述积分电容C2的充放电电流Icj、Icf设为更加微小的电流。

此外，在如上所述用来自充电电路42的电流和来自放电电路43的电流的差分来进行充放电时，在本实施方式的充电电路42上，对被提供了来自上述检波器22的输出Dett的输入差分对，设有始终产生恒定电平的充电电流的旁路电流源F4。由此，即使将用于驱动以上述接收信号Sig的频率来工作的该输入差分对的电流值I1维持在比较小的值，也能够通过旁路电流源F4产生要加上的恒定电平的充电电流I4，来确保比较大的充电电流。另一方面，通过在上述充电电路42上设旁路电流源F4，在以基带频率来工作的上述放电电路43中，能够将现有电路的电流值设定为应从上述积分电容C2放电的电流值加上上述旁路电流源F4的电流值I4所得的大值。

因此，能够具体地实现上述始终充放电，并且能够将必须高速工作的充电电路42的输入差分对仍旧设为比较小的电流值I1。其结果是，也能够以低功耗来实现积分器41。

此外，在上述积分器41上，与晶体管QP3、QP4；QP7、QP8组成的PNP电流镜电路相邻，设有晶体管QP5、QP6；QP9、QP10组成的光漏泄电流补偿电路。其中，补偿光漏泄电流的PNP电流镜电路(QP3、QP4；QP7；QP8)、和作为光漏泄电流补偿电路的PNP电流镜电路(QP5、QP6；QP9、QP10)相邻，具有同样的电路结构。

这里，图2示意性地示出横向PNP晶体管51的构造，图3示出其等效电路图。在P型衬底层52上叠层N型外延层53，该N型外延层53由沟槽54分离为各元件区域。然后，在集成电路的构造上，在作为基极扩散区域的上述N型外延层53和衬底层52之间产生寄生光电二极管55，该寄生光电二极管55被连接在PNP晶体管51的基极端子和衬底层52(接地)之间。

因此，由于光入射而如图3所示从N型外延层向衬底层52产生光电流Ipd后，该光电流Ipd起PNP晶体管51的基极电流Ib的作用，对电路的特性影响很大。该光电流Ipd对应于入射光量来增加，所以在与上述光电二极管2接近来布置的情况下很大。此外，上述光电流Ipd对应于N型外延层53的面积来增加，所以该PNP晶体管51的电流容量越大，则其越大。

因此，在由特别容易受光影响的PNP晶体管组成的电流镜电路中，在以低电流方式使用的情况下，通过在相邻位置上设由同样的PNP电流镜电路组成的光漏泄电流补偿电路，能够形成精确的充放电电流。其中，该手法被详细记载于例如特开平3-262153号公报等中。

此外，在上述积分器41中，将充放电时间常数设计为100msec/0.1V。这里，各公司的遥控发送代码互不相同，但是如前所述一般是50～150msec左右。因此，通过如上所述设计充放电时间常数，能够对上述遥控发送代码进行最佳的载波检测。

以下，根据图4来说明本发明另一实施方式。

图4是作为上述积分器23来使用的本发明另一实施方式的积分器61的具体结构的电路图。该积分器61类似于前述积分器41，对于对应的部分附以相同标号，省略其说明。其中，图4记载的电路中除基准电压源44(后述)外的充电电路62、和放电电路63构成图11的放大器26。

在该积分器61中，从前述积分器41中删除了恒流源F4。不仅如此，还应注意的是，一部分晶体管的发射极面积不同。对该面积不同的晶体管，在图1的标号上附以尾标a来表示。

即，在充电电路62中，构成电流镜电路的晶体管QP3a、QP4a的发射极面积比被做成m∶1。此外，在放电电路63中，构成差分对的晶体管QN4a、QN5a的发射极面积比被做成1∶n，并且构成电流镜电路的晶体管QP7a、QP8a的发射极面积比也被做成1∶n。

因此，在上述检波器22的输出Dett低于上述基准电压Vf的情况下，给积分电容C2的充电电流Icj为

Icj＝I1/m/hfe(QN3)-I2/(n+1)/hfe(QN4)        ...(7)。

相反，在上述输出Dett高于上述基准电压Vf的情况下，上述积分电容C2的放电电流Icf为

Icf＝I2/(n+1)/hef(QN4)                      ...(8)。

因此，作为一般值，设I1＝45nA、I2＝45nA、hfe(QN)＝150、C2＝50pf、m＝3、n＝5，则Icj＝50pA、Icf＝50pA，充放电时间常数为100sec/0.1V。此时，充放电电流比(Icj/Icf)为1，能够接收发送代码的占空比最大为50％的信号。

在此情况下，I2＝45nA、n＝5，所以晶体管QN4a的集电极电流为7.5nA，为上述10nA以下的低电流，但是在整个积分器中，电流值很大，所以整个放电电路63的阻抗的上升小，不成问题。

其中，上述积分电容C2的电容值也可以根据I1、I2、m、n的值比上述50pF削减。

即使这样，在缩小上述积分电容C2来缩小集成电路的芯片面积时，也不会发生减小流过晶体管的电流造成的问题。

以下，根据图5、图6(a)及图6(b)来说明本发明另一实施方式。

图5是本发明另一实施方式的载波检测电路70的一结构例的等效电路图。该载波检测电路70类似于前述图9所示的载波检测电路，对于对应的部分附以同一标号，省略其说明。该载波检测电路70由取代检波电路8而设的检波电路71、和上述积分电路9及迟滞比较器10构成。如图5所示，上述检波电路71包括与上述图11同一结构的检波器22、和取代图11所示的积分器23而设的积分器73。

上述积分器73具有与积分器23大致相同的结构，但是应注意的是，在该载波检测电路70中，在积分器73的上述积分电容C2中与提供上述充放电电流的端子相反一侧的端子上，设有施加预定的恒压V1的偏压源74。

这里，图6(a)及图6(b)示出将间歇工作的电源用作载波检测电路的电源的情况下、即在红外线遥控的接收机中为了降低功耗而进行间歇接收的情况下的工作波形。图6(a)是包括图11所示的检波电路8的载波检测电路20产生的波形，图6(b)是包括图5所示的检波电路71的载波检测电路70产生的波形。

如图6(a)所示，在上述载波检测电路20中，如果由于切断电源而放掉了积分电容C2的电荷，则在接通电源后，在该大电容被充电到规定的载波检测电平Det之前的期间(100～300msec)内，不能正常工作。因此，如果这样为电路的稳定而浪费时间，则在上述间歇接收的接收期间内，实际接收遥控代码的时间很短，有可能不能正常进行接收。

相反，如图6(b)所示，在本实施方式的载波检测电路70中，即使由于切断电源而放掉了积分电容C2的电荷，上述载波检测电平Det也能够通过上述偏压V1迅速上升到规定的电平，在间歇接收的接收期间内，使用许多时间来接收遥控代码。因此，该载波检测电路70在用间歇工作电源来使用的情况下很有效。

这里，近年来，强烈希望节省能源，有时以间歇工作来使用遥控的待机电源。在此情况下，如果如前述图6(a)所示，载波检测电路的充放电时间常数大，则接通电源后电路达到稳定要花费时间，此前不能正常进行接收。另一方面，如果减少上述充放电时间常数，则载波检测电平Det不能维持对遥控发送代码稳定地进行载波检测所需的稳定性。在此情况下，载波检测电平Det急剧变化，载波检测电路不能稳定地检测载波。

相反，在本实施方式的上述载波检测电路70中，在积分器73的上述积分电容C2中与提供上述充放电电流的端子相反一侧的端子上，设有施加预定的恒压V1的偏压源74。

因此，通过使用该载波检测电路70，能够在确保足以稳定地进行载波检测的充放电时间常数的同时，如前述图6(b)所示，接通电源后迅速提高上述载波检测电平Det，能够正常进行接收。

作为一例，在本实施方式的载波检测电路70中，作为足以稳定地进行载波检测的充放电时间常数，将上述充放电时间常数设为100msec以上。由此，载波检测电平Det稳定在能对遥控发送代码稳定地进行载波检测的程度，载波检测电路70能够稳定地检测载波。

此外，上述偏压V1最好设定得接近或等于上述带通滤波器5的输出Sig(接收信号)的电平。通过这样进行设定，能够使接通电源后达到电路稳定的时间最短。

以下，根据图7、图8(a)及图8(b)来说明本发明另一实施方式。

图7是本发明另一实施方式的红外线遥控接收机81的电结构的方框图。该接收机81类似于前述图9所示的接收机1，对于对应的部分附以同一标号，省略其说明。

应注意的是，在该接收机81中，与构成包含上述积分器41、61的载波检测电路20或上述载波检测电路70的接收信号用的上述检波电路8或71一起，包括AGC (Auto Gain Control，自动增益控制)用的检波电路82，在该检波电路82上，搭载了上述积分器41、61或73。上述检波电路82检测上述带通滤波器5的输出Sig的噪声峰值，AGC电路83响应其检测结果，来控制上述第2级放大器5及第3级放大器6的增益。

家庭用的逆变器荧光灯放射的光包含上述30～60kHz的上述红外线遥控的载波分量。因此，如果在接收机的周围存在逆变器荧光灯，则有下述问题：接收机检测该逆变器荧光灯的噪声分量，进行误操作，或者在最坏的情况下，不能正确接收发送信号。因此，通过设上述AGC用的检波电路82，用AGC电路83来进行增益控制，能够提高抗荧光灯干扰噪声的特性。

然而，在用AGC电路83来进行增益控制的情况下，需要如上所述设与信号检测用的载波检测电路不同的AGC用的载波检测电路。这里，再添加1级包括100pF之大的电容的电路，将导致芯片尺寸增大，成本增大。因此，通过在AGC用的检波电路82上，也与接收信号用的上述检波电路8同样设积分器41、61，能够在抑制芯片面积来抑制成本的同时，兼顾抗荧光灯干扰的特性。

这样，本实施方式的红外线通信装置不仅包括包含上述积分器41、61的载波检测电路20或上述载波检测电路70，还包括根据接收信号进行积分动作来生成用于AGC控制的AGC电压的AGC用的检波电路82，而且在该检波电路82上也搭载了上述积分器41、61或73。

具体地说，用AGC用的检波电路82来进行上述积分动作的积分器41(73)具有充电电路42和放电电路43，用该充电电路42和放电电路43的差分电流来进行积分电容C2的充放电。

或者，用AGC用的检波电路82来进行上述积分动作的积分器61(73)具有充电电路62和放电电路63。此外，上述AGC用的检波电路82的上述放电电路63始终以与上述AGC用的检波电路的输出电平对应的电流来进行放电，根据构成上述AGC用的检波电路82的上述充电电路62及放电电路63的晶体管的发射极面积比，来设定上述AGC用的检波电路82的充电电流和放电电流的电流值。

在该结构中，AGC用的检波电路82的积分器采用上述积分器41、61或73。因此，能够在抑制芯片面积来抑制成本的同时，兼顾抗荧光灯干扰的特性。

此外，上述AGC用的检波电路82中的载波检测电路最好比接收信号用的上述检波电路8(71)的载波检测电路增大充放电时间常数。用图8(a)及图8(b)对此进行说明。

图8(a)示出AGC用的检波电路82的充放电时间常数小于接收信号用的检波电路8(71)的充放电时间常数的情况下的波形，而图8(b)示出如上所述AGC用的检波电路82的充放电时间常数大于接收信号用的检波电路8(71)的充放电时间常数的情况下的波形。

一般，对上述载波检测电平Det，上述检波电路8(71)的载波检测电路为了提高抗荧光灯干扰的特性，包括快速充电电路。因此，标号γ12、γ22所示的该载波检测电平Det跟随标号γ11、γ21所示的上述带通滤波器5的输出Sig而迅速上升。用该载波检测电平Det来鉴别上述输出Sig的电平，用上述积分电路9及迟滞比较器10进行波形整形后，能够得到按组来检测上述鉴别结果的脉冲所得的标号γ13、γ23所示的基带信号(输出信号Dout)。

另一方面，在AGC用的检波电路82的充放电时间常数小于图8(a)所示的接收信号用的检波电路8(71)的充放电时间常数的情况下，如标号γ14所示，该AGC电压跟随上述标号γ11所示的带通滤波器5的输出Sig而迅速上升。进而，用该AGC电压来抑制上述第2级放大器5及第3级放大器6的增益，如标号γ3所示，上述输出Sig的振幅电平也急速减小。因此，即使用上述载波检测电平Det来鉴别上述输出Sig的电平也不能检测出脉冲。其结果是，用迟滞比较器10进行波形整形后，上述基带信号发生脉冲遗失。

相反，在AGC用的检波电路82的充放电时间常数大于图8(b)所示的接收信号用的检波电路8(71)的充放电时间常数的情况下，如标号γ24所示，该AGC电压跟随上述标号γ21所示的带通滤波器5的输出Sig而缓慢上升。进而，用该AGC电压将上述第2级放大器5及第3级放大器6的增益维持得比较高，上述输出Sig的振幅电平维持在足够的电平上。因此，如果用上述载波检测电平Det来鉴别上述输出Sig的电平，则能持续检测出脉冲。其结果是，通过迟滞比较器10对积分电路9的输出Int进行波形整形，能够得到连续的基带信号。这样，能够避免AGC工作的不稳定造成的脉冲遗失。

如上所述，本发明的载波检测电路(20/70)根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其中，用进行上述积分动作的积分器(23；41)的充电电路(42)和放电电路(43)的差分电流来进行积分电容(C2)的充放电。

此外，本发明的载波检测电路(20·70)包括：检波器(22)，根据接收信号来按组检测应检测的载频的脉冲；积分器(23；41)，根据上述检波器的输出信号，对上述脉冲组存在的时间进行积分，输出作为积分结果的载波检测电平；积分电路(9)，根据上述载波检测电平及上述接收信号，对有载波的时间进行积分；以及判定电路(迟滞比较器10)，根据上述积分电路(9)的输出，来判定有无载波；上述积分器包括：积分电容(C2)；充电电路(42)，向该积分电容始终进行充电；以及放电电路(43)，从该积分电容始终进行放电；根据上述检波器的输出信号来变更上述充电电路的充电电流的电平及放电电路的放电电流的电平中的至少一方。

在红外线遥控接收机等上搭载的载波检测电路中，在积分器根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平、用该载波检测电平来检测有无载波的结构中，例如通过用上述载波检测电平来鉴别上述接收信号的电平而除去载波上叠加的噪声后，对其鉴别结果进行积分，来形成上述载波检测电平。

这里，通常，在形成载波检测电平时，积分电容的充放电是只进行与上述鉴别结果对应的充电或放电中的一个，或者是在始终进行恒定电平的放电的状态下，进行与上述鉴别结果对应的充电。

相反，在本发明中，始终进行充电和放电这两者，对应于上述鉴别结果来改变其电平。

这里，在缩小上述积分电容来缩小集成电路的芯片面积时，为了确保期望的时间常数，需要减小上述充放电电流。在此情况下，如果跟随充放电电流的削减来减小充电电路的晶体管中流过的工作电流、及放电电路的晶体管中流过的工作电流，则有可能发生流过各晶体管的电流减小造成的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题。

相反，在上述结构中，用充电电路和放电电路的差分电流来进行积分电容的充放电。因此，即使在削减上述充放电电流的情况下，也无需跟随它来过度减小流过上述充电电路及放电电路的工作电流。由此，不会产生减小流过晶体管的电流而发生的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题，能够有效地缩小上述芯片面积。

此外，在上述结构之上，也可以包括：检波器(22)，通过用上述载波检测电平鉴别上述接收信号的电平，来检测应检测的载频的脉冲；上述积分器(23；41)通过对来自上述检波器的输出在预定的积分基准值以上的时间进行积分来按组检测上述载频的脉冲，将其积分输出作为上述载波检测电平来输出。

根据上述结构，检波器高速地响应载波上叠加的噪声，使积分器形成的载波检测电平上升。另一方面，在上升积分器中，对应于有无上述载波来对输出载波检测电平的上升积分电容进行充放电的上述充电电路及放电电路的晶体管不是对载频，而是对基带分量的频率有响应性即可。因此，能够在对该晶体管的响应确保余量的同时，将给上述积分电容的充放电电流设为更加微小的电流。

此外，在上述结构之上，上述充电电路也可以对被提供了来自上述检波器的输出的输入差分对(QN1·QN2)包括旁路电流源(F4)，用该旁路电流源来始终产生恒定电平的充电电流；以基带频率来工作的上述放电电路具有应从上述积分电容放电的电流值加上上述旁路电流源的电流值所得的载流量。

根据上述结构，充电电路的输入差分对被提供了来自上述检波器的输出，以上述接收信号的频率来工作，对该输入差分对所设的旁路电流源仍旧以比较小的电流值来产生要加上的恒定电平的充电电流。另一方面，在工作频率为基带频率的放电电路中，通过增大现有电路的电流值，也产生上述旁路电流源要加上的电流。

因此，能够具体地实现上述始终充放电，并且能够将必须高速工作的充电电路的输入差分对仍旧设为比较小的电流值。其结果是，也能够实现低功耗的载波检测电路。

此外，本发明的载波检测电路(20·70)根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其中，进行上述积分动作的积分器(23；61)具有充电电路(62)和放电电路(63)；上述放电电路以与上述载波检测电平对应的电流来始终进行放电；根据构成上述充电电路(62)及放电电路(63)的晶体管(QP3a、QP4a、QP7a、QP8a)的发射极面积比，来设定充电电流和放电电流的电流值。

此外，本发明的载波检测电路包括：检波器(22)，根据接收信号来按组检测应检测的载频的脉冲；积分器(23；61)，根据上述检波器的输出信号，对上述脉冲组存在的时间进行积分，输出作为积分结果的载波检测电平；积分电路(9)，根据上述载波检测电平及上述接收信号，对有载波的时间进行积分；以及判定电路(迟滞比较器10)，根据上述积分电路的输出，来判定有无载波；上述积分器包括：充电电路(62)，具有积分电容(C2)、和用于生成用于向上述积分电容进行充电的电流的充电用电流镜电路(QP3a、QP4a)，向上述积分电容进行充电；和放电电路(63)，具有用于生成用于从上述积分电容进行放电的电流的放电用电流镜电路(QP7a、QP8a)，从上述积分电容进行放电；上述充电用电流镜电路的发射极面积比、和上述放电用电流镜电路的发射极面积比被设定为互不相同的比率。

在红外线遥控接收机等上搭载的载波检测电路中，在积分器根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平、用该载波检测电平来检测有无载波的结构中，例如通过用上述载波检测电平来鉴别上述接收信号的电平而除去载波上叠加的噪声后，对其鉴别结果进行积分，来形成上述载波检测电平。

这里，在形成载波检测电平时，放电电路对积分电容以与上述载波检测电平对应的电流始终进行放电，充电电路进行与上述鉴别结果对应的充电。而且在本发明中，根据构成上述充电电路及放电电路的晶体管的发射极面积比来设定这些充电电流和放电电流的电流值。

这里，在缩小积分器的积分电容(C2)来缩小集成电路的芯片面积时，为了确保期望的时间常数，需要减小上述充放电电流。在此情况下，如果跟随充放电电流的削减来减小充电电路的晶体管中流过的工作电流、及放电电路的晶体管中流过的工作电流，则有可能发生流过各晶体管的电流减小造成的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题。

相反，在上述结构中，根据构成上述充电电路及放电电路的晶体管的发射极面积比来设定充电电流和放电电流的电流值。因此，即使在削减上述充放电电流的情况下，也无需跟随它来过度减小流过上述充电电路及放电电路的工作电流。由此，不会产生减小流过晶体管的电流而发生的问题，例如晶体管的阻抗上升造成的误操作、工艺偏差或温度依赖性的影响增大等问题，能够有效地缩小上述芯片面积。

此外，在上述结构之上，也可以设有：光漏泄电流补偿电路(QP5、QP6、QP9、QP10)，与上述积分器中的PNP电流镜电路(QP3a、QP4a、QP7a、QP8a)相邻，由同样的PNP电流镜电路组成。

这里，在根据上述红外线等光信号来检测载波的情况下，来自外部的光有可能入射到搭载该载波检测电路的光信号接收电路芯片中。特别是PNP晶体管产生的寄生光电二极管容易受上述光的影响。

然而，在上述结构中，对由PNP晶体管组成的电流镜电路，在相邻位置上，设有由同样的PNP电流镜电路组成的光漏泄电流补偿电路。因此，能够补偿PNP电流镜电路的光漏泄电流的影响，形成精确的充放电电流。

此外，在上述结构之上，也可以在上述积分电容(C2)中与提供上述充放电电流的端子相反一侧的端子上，设有施加预定的恒压的偏压源(74)。

根据上述结构，通过向与进行积分电容的充放电的一侧相反一侧的端子施加偏压，能够降低接通电源后所需的电荷量。其结果是，能够缩短达到电路稳定的时间。

因此，在按间歇工作电源方式使用该载波检测电路的情况下很有效。

此外，在上述结构之上，也可以将上述偏压源的偏压设定得接近或等于上述接收信号电平。

根据上述结构，能够使接通电源后达到电路稳定的时间最短。

此外，本发明的红外线通信装置使用上述载波检测电路。

根据上述结构，能够实现可缩小芯片面积、削减成本的红外线通信装置。

此外，在上述结构之上，也可以将上述积分器的充放电时间常数设定为大约100msec/0.1V。

根据上述结构，在作为红外线遥控接收机来实现的红外线通信装置中，能够对遥控发送代码进行最佳的载波检测。

此外，在上述结构之上，也可以使用信号检测用(82)和AGC用(8、71)这2个上述载波检测电路。

根据上述结构，通过将上述载波检测电路不仅用于信号检测，而且用于AGC，提高抗荧光灯干扰的特性的AGC电路也能够缩小芯片面积，削减成本。

此外，在上述结构之上，也可以使上述AGC用检波电路的充放电时间常数大于上述信号检测用的载波检测电路的充放电时间常数。

根据上述结构，能够避免AGC工作的不稳定造成的脉冲遗失。

具体实施方式部分给出的具体实施方式或实施例充其量是用于说明本发明的技术内容，不应只限定于这种具体例来狭义地进行解释，在本发明的精神和所附权利要求书的范围内，可以进行各种变更来实施。

Claims (15)

1、一种载波检测电路(20·70)，根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其特征在于，

用进行上述积分动作的积分器(23；41)的充电电路(42)和放电电路(43)的差分电流来进行积分电容(C2)的充放电。

2、如权利要求1所述的载波检测电路(20·70)，其中，

包括检波器(22)，该检波器通过用上述载波检测电平鉴别上述接收信号的电平，来检测应检测的载频的脉冲；

上述积分器(23；41)通过对来自上述检波器(22)的输出为预定的积分基准值以上的时间进行积分来按组检测上述载频的脉冲，将其积分输出作为上述载波检测电平输出。

3、如权利要求2所述的载波检测电路(20·70)，其中，

上述充电电路(42)对被提供了来自上述检波器(22)的输出的输入差分对(QN1·QN2)包括旁路电流源(F4)，由该旁路电流源(F4)始终产生恒定电平的充电电流；

以基带频率而动作的上述放电电路(43)具有应从上述积分电容(C2)放电的电流值加上上述旁路电流源(F4)的电流值所得的载流量。

4、一种载波检测电路(20·70)，包括：

检波器(22)，从接收信号中按组检测应检测的载频的脉冲；

积分器(23；41)，根据上述检波器(22)的输出信号，对上述脉冲组存在的时间进行积分，输出作为积分结果的载波检测电平；

积分电路(9)，根据上述载波检测电平及上述接收信号，对有载波的时间进行积分；以及

判定电路(10)，根据上述积分电路(9)的输出，来判定有无载波；

其中，

上述积分器(23；41)包括：积分电容(C2)；充电电路(42)，向该积分电容始终进行充电；以及放电电路(43)，从该积分电容(C2)始终进行放电；

根据上述检波器(22)的输出信号来变更上述充电电路(42)的充电电流的电平及放电电路(43)的放电电流的电平中的至少一方。

5、一种载波检测电路(20·70)，根据接收信号进行积分动作来形成载波检测电平，用该载波检测电平来检测有无载波，其特征在于，

进行上述积分动作的积分器(23；61)具有充电电路(62)和放电电路(63)；

上述放电电路(63)以与上述载波检测电平对应的电流来始终进行放电；

根据构成上述充电电路(62)及放电电路(63)的晶体管(QP3a、QP4a、QP7a、QP8a)的发射极面积比，来设定充电电流和放电电流的电流值。

6、一种载波检测电路，包括：

检波器(22)，从接收信号中按组检测应检测的载频的脉冲；

积分器(23；61)，根据上述检波器(22)的输出信号，对上述脉冲组存在的时间进行积分，输出作为积分结果的载波检测电平；

积分电路(9)，根据上述载波检测电平及上述接收信号，对有载波的时间进行积分；以及

判定电路(10)，根据上述积分电路(9)的输出，来判定有无载波；

其中，

上述积分器(61)包括：积分电容(C2)；充电电路(62)，具有用于生成用于向上述积分电容(C2)进行充电的电流的充电用电流镜电路(QP3a、QP4a)，向上述积分电容(C2)进行充电；和放电电路(63)，具有用于生成用于从上述积分电容(C2)进行放电的电流的放电用电流镜电路(QP7a、QP8a)，从上述积分电容(C2)进行放电；

上述充电用电流镜电路(QP3a、QP4a)的发射极面积比、和上述放电用电流镜电路(QP7a、QP8a)的发射极面积比被设定为互不相同的比率。

7、如权利要求1或5所述的载波检测电路(20·70)，其中，

设有：光漏泄电流补偿电路，与上述积分器(23；41；61)中的PNP电流镜电路(QP3、QP4、QP7、QP8；QP3a、QP4a、QP7a、QP8a)相邻，由同样的PNP电流镜电路(QP5·QP6·QP9·QP10)组成。

8、如权利要求1或5所述的载波检测电路(20·70)，其中，

在上述积分电容(C2)中与提供上述充放电电流的端子相反一侧的端子上，设有施加预定的恒压的偏压源(74)。

9、如权利要求8所述的载波检测电路(20·70)，其中，

将上述偏压源(74)的偏压设定得接近或等于上述接收信号电平。

10、一种红外线通信装置，具有如权利要求1～6中任一项所述的载波检测电路(20·70)。

11、如权利要求10所述的红外线通信装置，其中，

将上述积分器(23；41；61)的充放电时间常数设定为大约100msec/0.1V。

12、如权利要求10所述的红外线通信装置，其中，

还包括：AGC用检波电路(82)，根据接收信号进行积分动作来生成用于AGC控制的AGC电压，并且用进行上述积分动作的积分器(23；41)的充电电路(42)和放电电路(43)的差分电流来进行积分电容(C2)的充放电。

13、如权利要求10所述的红外线通信装置，其中，

还包括AGC用检波电路(82)，该电路根据接收信号进行积分动作来生成用于AGC控制的AGC电压；

用上述AGC用检波电路(82)进行上述积分动作的积分器(23；61)具有充电电路(62)和放电电路(63)；

上述AGC用检波电路(82)的上述放电电路(63)以与上述AGC用检波电路(82)的输出电平对应的电流来始终进行放电；

根据构成上述AGC用检波电路(82)的上述充电电路(62)及放电电路(63)的晶体管(QP3a、QP4a、QP7a、QP8a)的发射极面积比，来设定上述AGC用检波电路(82)的充电电流和放电电流的电流值。

14、如权利要求12所述的红外线通信装置，其中，

使上述AGC用检波电路(82)的充放电时间常数大于上述信号检测用的载波检测电路(20；70)的充放电时间常数。

15、如权利要求13所述的红外线通信装置，其中，

使上述AGC用检波电路(82)的充放电时间常数大于上述信号检测用的载波检测电路(20；70)的充放电时间常数。

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