CN1575543A - 平衡跨导和电子装置 - Google Patents

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Abstract

一种具有一对电压输入和一对电流输出的平衡跨导，它包括一对单端跨导，每个信号通路和抵消网络一个。抵消网络在单端跨导的输入处抵消一个在电压输入出现的共模电压，使得不产生共模输出电流。抵消网络可以包括四个半尺寸单端跨导，用以吸引全尺寸单端跨导的供电电流的一半。

Description

平衡跨导和电子装置
技术领域
本发明涉及一种适合于用在有源电子滤波器中的平衡跨导和一种包含平衡跨导的电子装置。
背景技术
在无线通信领域，用以获得高灵敏度、充分集成的无线收发信机的优选无线接收机结构是低的IF(中频)多相接收机结构。这种多相结构能够取得成功的一个关键是集成信道滤波器的能力。为了提高电路集成水平并减少功耗，人们希望以混合的模拟和数字集成电路(IC)来实现无线收发信机，并且希望以低电压数字CMOS工艺实现这种混合的信号IC。
一种能够用于实现集成信道滤波器的组件是跨导。跨导是用于多种电子电路的重要组件。它们形成的跨导电容(Gm-C)类的有源滤波器的基础，并且，通过额外的开关，它们创建用于采样数据滤波器的开关电流存储器。理想情况下，它们线性地将输入电压转换成输出电流，使输入和输出端口都呈现无穷大的阻抗。
因此，人们希望设计出具有高性能并能够以低电压数字CMOS工艺实现的跨导电路。
图1(电路示意图)和图2(框图示意图)示出的单端跨导单元使用了PMOS/NMOS晶体管对。如果该PMOS和NNOS晶体管被定下尺寸以具有相同的跨导gm，那么这个单端跨导单元的总跨导是-G＝-2.gm。进一步，如果它们具有相同的门限电压，并且使用一对电压供电轨(rail)Vss和Vdda，为了简单起见，假定Vss＝0，并且，使输入电压偏置在中间轨(mid-rail)电压Vdda/2，则在PMOS和NMOS晶体管中都产生相等的漏电流J，且输出电流iout为零。当输入电压改变vin时，两个晶体管的漏电流是不平衡的，且在输出端流动着一个线性相关的电流iout＝-G.vin。该跨导非常有效，因为它工作在AB类中，且一直到输出电流iout达到4.J时才出现削波现象。
在图3(电路示意图)和图4(框图示意图)中示出了一种平衡跨导，它将平衡的输入电压转换成平衡的输出电流。它包括两个图1和图2中的单端跨导单元，其中一个用于转换正信号电压而另一个用于转换负信号电压，并得到一个差分跨导Gd＝G/2。在有源滤波器中，经常需要并能通过简单地使信号对交叉而获得信号的反相。不幸的是，如果将这种简单的平衡跨导用在例如那些在有源滤波器中出现的反馈网络中，则电路将变得不稳定。图5示出了与反馈网络一起的使用，且在图6中等同地示出，图6中包括反相和非反相单端跨导(图5)的负反馈环路是通过用有线交叉产生额外反相的全部反相的单端跨导来实现(图6)。在这个配置中，四个反相的单端跨导形成一个正反馈环路，而实际上，该电路像数字锁存器一样工作，其输入和输出切换到该供电轨的一个或另一个。
不稳定的问题可以通过使用一个共模反馈网络来解决，该共模反馈网络具有按照1989年3月30日Vol.25 No.7，B.Nauta and E.Seevinck，Electronics Letters，“Linear CMOS transconductanceelement for VHF filters(用于VHF滤波器的线性CMOS跨导元件)”的描述来配置的四个另外的单端跨导。假定PMOS和NMOS晶体管具有相同的参数，那么产生零输出电流的共模输入电压为vin +＝vin -＝Vdda/2。如果有纯差分输入信号电压vdm，即vin +＝Vdda/2+vdm/2和vin -＝vdda/2-vdm/2，则共模反馈网络产生抵消的电流，并且两个输入端之间的网络呈现无穷大的阻抗。如果有纯共模输入信号电压vcm，即vin +＝vin -＝vdda/2+vcm，则共模反馈网络产生相加的电流，并且网络在输出端产生电阻性负载。在图8和图9中分别示出了差模和共模等效的示意框图。
图7中包括两个平衡跨导的反馈环路是稳定的，因为每个额外的单端跨导的共模电压增益为0.5，从而带来0.25的环路增益。然而，同时包括这种结构和图3中的简单平衡跨导的环路是不稳定的。用图7的平衡跨导专门制造的滤波器将消耗用图3的简单平衡跨导制造的滤波器(虽然这种滤波器不稳定)3倍的功率，这是很大的性能损失。而且，图7的平衡跨导的共模抑制仅为0.5(6dB)。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种改进的平衡跨导和一种包括平衡跨导的电子装置。
根据本发明的一个方面，提供了一种平衡跨导，它包括：第一输入端和第一输出端之间的第一信号通路，第二输入端和第二输出端之间的第二信号通路，该第一信号通路包括第一单端跨导装置，该第二信号通路包括第二单端跨导装置，以及该平衡跨导还包括与第一和第二信号通路耦合的抵消网络(cancellation network)，其中该抵消网络被配置成在第一和第二单端跨导装置的输入端口提供对施加于该第一和第二输入端的共模电压的抵消。
通过提供对共模电压的抵消而得到改进的共模抑制比，而且，在使用根据本发明的两个平衡跨导制造、或者甚至是从一个这样的平衡跨导和一对单端跨导制造的反馈环路中都能获得改进的稳定度。
优选地，该抵消网络包括半尺寸的单端跨导装置，其使用半宽度的晶体管并且牵引第一和第二单端跨导装置供电电流的一半，因而有助于减少功耗。替代地，可使用其他尺寸的晶体管。小的晶体管将吸引(draw)小的电流。
根据本发明第二方面，提供了一种电子装置，它包括按照本发明第一方面的一个平衡跨导。
附图说明
现在将参照附图，通过例子来对本发明进行详细的描述。其中：
图1是单端跨导的电路示意图；
图2是单端跨导的框图示意图；
图3是平衡跨导的电路示意图；
图4是平衡跨导的框图示意图；
图5是具有共模反馈网络的平衡跨导的框图示意图；
图6是具有共模反馈网络并使用反相单端跨导的平衡跨导的等效框图示意图；
图7是具有稳定化的共模反馈网络的平衡跨导的框图示意图；
图8是图7的平衡跨导的差模等效框图；
图9是图7的平衡跨导的共模等效框图；
图10是根据本发明的平衡跨导的框图示意图；
图11是图10的平衡跨导的差模等效框图；
图12是图10的平衡跨导的共模等效框图；
图13是偏置控制电路；
图14是包括平衡跨导的电子滤波器的框图示意图；以及
图15是无线接收机的框图示意图。
具体实施方式
参考10，其中示出了平衡跨导100具有第一和第二输入10、15，第一和第二输出20、25，并且第一和第二主单端跨导30、35各有跨导-G并与第一和第二输出20、25的供电电流分别耦合。在平衡跨导100的第一和第二输入10、15以及第一和第二主单端跨导30、35的输入40、45之间耦合有一个共模反馈抵消网络200。
抵消网络200包括：一个阻值为R的第一电阻50，其耦合在平衡跨导100的第一输入10和第一主单端跨导40的输入40之间，和一个阻值为R的第二电阻55，其耦合在平衡跨导100的第二输入15和第二主单端跨导45的输入45之间。抵消网络200进一步包括四个半尺寸的单端跨导60、61、62、63，它们各具有跨导-G/2。半尺寸的单端跨导60、61、62、63使用半宽度的晶体管并且吸引主单端跨导30、35的供电电流的一半。
第一半尺寸跨导60的输入与平衡跨导100的第一输入10耦合，而第一半尺寸跨导60的输出与第二主单端跨导35的输入45耦合。第二半尺寸跨导61的输入与平衡跨导100的第一输入10耦合，而第二半尺寸跨导61的输出与第一主单端跨导30的输入40耦合。第三半尺寸跨导62的输入与平衡跨导100的第二输入15耦合，而第三半尺寸跨导62的输出与第一主单端跨导30的输入40耦合。第四半尺寸跨导63的输入与平衡跨导100的第二输入15耦合，而第四半尺寸跨导63的输出与第二主单端跨导35的输入45耦合。
第一和第二电阻50、55的阻值R与跨导-G的关系可以用表达式R＝1/G表示。在通常情况下，抵消网络200的跨导值可以表示为-G’/2，且R的值通过R＝1/G’给出。
下面给出平衡跨导100的操作。首先，考虑平衡跨导处于静止状态(quiescent condition)的情况，其中，输入信号电压为vin +＝vin -＝Vdda/2。在半尺寸跨导60、61、62、63的每个共模反馈MOS晶体管中的电流为J/2，且反馈电流为if +＝if -＝0。由于在第一和第二电阻50、55中没有电流流动，所以加到第一和第二主单端跨导30、35的输入40、45的电压也是Vdda/2，并且在平衡跨导100的输出20、25处的电流为零。
下一步，考虑平衡跨导100具有一个纯差分输入信号电压vdm，即输入电压为vin +＝Vdda/2+vdm/2、vin -＝Vdda/2-vdm/2的情况。反馈电流再次地是if +＝if -＝0，因为半尺寸跨导60、61产生的电流与半尺寸跨导62、63产生的电流相等但反向。第一和第二电阻50、55不产生压降，因此，输入电压vin +和vin -分别直接加到第一和第二主单端跨导30、35的输入40、45，在平衡跨导的输出20、25流动着vdm.G/2的电流。
现在，考虑平衡跨导100具有一个纯共模输入信号电压vcm，即输入电压为vin +＝vin -＝Vdda/2+vcm的情况。现在反馈电流为if +＝if -＝vcm.G并且它们在第一和第二电阻50、55上产生从vin +和vin -中减去的vcm的压降，以使在第一和第二主跨导30、35的输入40、45的电压为Vdda/2，而在平衡跨导100的输出20、25的电流为零。
平衡跨导100的差模和共模等效电路图在图11和12中分别示出。共模输入信号在主跨导30、35的输入40、45经历虚短路，这使得用两个平衡跨导100，或者甚至是用平衡跨导100和一对单端跨导制造的反馈环路变得稳定。
用于获得所需的电阻R和跨导-G之间关系R＝1/G的偏置控制电路在图13中示出，图中对供给该平衡跨导100的偏置电流进行控制，以迫使G＝1/R。参照图13，晶体管P1、P2、N1、N2的环路(其中P1的宽度是P2的4倍)设定在那个环路中的电流，使得P2的跨导为1/2R。这个电流通过P3被镜像并与来自N3的电流相加，来自N3的电流是二极管连接的跨导P、N中电流的镜像。如果N3中的电流比P3中的电流低，那么被提供给时钟Ck的电荷泵70在端子en被使能，而且Nreg的栅极被泵送得很高。这便升高供给平衡跨导100的电压Vdd，一直到在N3和P3中的电流变得相等，在电流相等的这一点，电荷泵70被停用，且环路变得稳定。
包括根据本发明的第一方面的平衡跨导的电子装置的一个例子在图14中示出，其示出了电子滤波器300的框图示意图，该电子滤波器300适合用作低的IF无线接收机中的信道滤波器并且被安排来对同相(I)和正交相位(Q)信号进行滤波。该电子滤波器300包括互连的平衡跨导和电容。在一些应用中，可能并不是电子滤波器300中的每个平衡跨导都必须包含根据本发明第一方面的平衡跨导。例如，只要输入的平衡跨导310是根据本发明的第一方面的平衡跨导，就可能得到足够的共模抵消。
图15中示出了包含根据本发明的第一方面的平衡跨导的电子装置的一个例子，其示出了无线接收机400的框图示意图。该无线接收机400具有输入410，其被耦合以从天线405接收信号。所接收的信号被天线滤波器420滤波，并在混频器440中被下变频以产生同相和正交相位IF信号I和Q之前，在低噪声放大器(LNA)430中进行放大。I和Q信号被电子滤波器300滤波，然后在数字信号处理器(DSP)480中被解调之前，在模数转换器(ADC)460中进行数字化，其中该数字信号处理器DSP在输出470上提供解调信号。
工业实用性
集成电子滤波器适用于例如集成无线接收机。

Claims (3)

1.一种平衡跨导，包括：第一输入端和第一输出端之间的第一信号通路，第二输入端和第二输出端之间的第二信号通路，该第一信号通路包括第一单端跨导装置，而第二信号通路包括第二单端跨导装置；以及该平衡跨导还包括与第一和第二信号通路耦合的抵消网络，其中该抵消网络被配置成在该第一和第二单端跨导装置的输入端口处提供施加于该第一和第二输入端的共模电压的抵消。
2.如权利要求1所述的平衡跨导，其中，第一和第二单端跨导装置各具有跨导-G，并且该抵消网络包括：第一电阻装置，具有耦合在第一输入端和第一单端跨导装置的输入端口之间的阻值R；第二电阻装置，具有耦合在第二输入端和第二单端跨导装置的输入端口之间的阻值R；和，各具有跨导-G’/2的第三、第四、第五和第六单端跨导装置，这里G’＝1/R；其中，第三跨导装置的输入与该第一输入端耦合，第四跨导装置的输入端与该第一输入端耦合，第五跨导装置的输入与该第二输入端耦合，第六跨导装置的输入与该第二输入端耦合；第三跨导装置的输出与第二跨导装置的输入端口耦合，第四跨导的输出与该第一跨导装置的输入端口耦合，第五跨导装置的输出与第一跨导装置的输入端口耦合，而第六跨导装置的输出与第二跨导装置的输入端口耦合。
3.一种包含如权利要求1或2所述的平衡跨导的电子装置。
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Address before: Holland Ian Deho Finn

Applicant before: Koninklijke Philips Electronics N.V.

C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Open date: 20050202