CN1518199A - 开关电源电路及使用它的电子设备 - Google Patents

Abstract

设置于驱动电路的脉冲宽度控制电路在比驱动控制信号的无效期间更短的期间对OFF驱动电路指示动作。因而，一旦上述驱动控制信号变成无效OFF驱动电路便开始动作，从开关元件的基极取出电流，使开关元件截止。而且，OFF驱动电路在比驱动控制信号变成有效更早的时刻停止动作。这样，OFF驱动电路可比上述无效期间持续动作减小电耗，提高电源变换效率。其结果是，实现了电源变换效率高的开关电源电路。

Description

开关电源电路及使用它的电子设备

发明领域

本发明涉及开关电源电路及使用它的电子设备。

背景技术

使输入电力断续之后经平滑并提供给负荷的开关电源电路，与线性稳压器相比由于容易用高效且小型的电路来实现而历来广泛地用作例如车载设备(汽车音响等)、液晶电视、或个人计算机的外围设备等的电源电路。

例如特开平7-288974号公报(1995年10月31日公布)及特开平8-214541号公报(1996年8月20日公布)等所示出的现有开关电源电路101如图13所示，输入电压Vin由开关元件111使其断续之后，经平滑电路112平滑，作为输出电压输出到负荷103。

另一方面，开关电源电路101的控制电路113中，分压电路121将输出电压Vout分压，生成反馈电压Vadj，差动放大器123放大反馈电压Vadj与基准电压Vref之间的误差。进而PWM比较器125对差动放大器123输出的误差电压Verr与三角波Vosc作比较，如图14所示，生成根据误差的占空比的PWM信号Vpwm。当PWM信号Vpwm的占空比不超过预定的上限值时，门电路127原样地输出PWM信号Vpwm作为驱动控制信号Vdrv。

又，ON驱动电路131在驱动控制信号Vdrv有效期间中动作，将电流供给开关元件111的基极。由此，开关元件111导通(图14中t101～t102期间)。另一方面，OFF驱动电路132在驱动控制信号Vdrv无效期间中动作，从开关元件111的基极取出电流。由此，开关元件111被截止(t102～t103期间)。

更详细地说，如图15所示，一当驱动控制信号Vdrv为有效，所述ON驱动电路131中，开关SW121就导通，来自恒流源I121的恒定电流I121输入由晶体管Q121及Q122组成的电流镜电路。在此状态下，该电流镜电路将该恒定电流相关的电流供给开关元件111的基极。结果开关元件111导通。

又当驱动控制信号Vdrv为无效时，所述开关SW121就关断，中止了恒流源121向所述电流镜电路的电流供给。另一方面，一当驱动控制信号Vdrv为无效，在OFF驱动电路132，开关SW131就导通，来自恒流源I131的恒定电流I131输入由晶体管Q131及Q132组成的电流镜电路。在此状态下，该电流镜电路将该恒定电流相关的电流供给晶体管Q130的基极，晶体管130从开关元件111的基极取出电流。由此，开关元件111截止。

发明内容

开关电源电路中，提高电源变换效率是最重要的课题之一，近年来随着用电池驱动的便携型电子设备大范围普及或者对环境问题关心的高涨，对电源变换效率的提高要求当然更为强烈，然而如上所述构成的开关电源电路的电源变换效率提高不能说一定很充分，还留有改善的余地。

本发明是对开关电源电路的正常动作必要的截止驱动电路的动作期间的考察后而作出的，其目的在于提供电源变换效率高的开关电源电路，以及使用该电路的电子设备。

本发明的开关电源电路，为达到上述目的，具备：生成使开关元件导通用的导通驱动电流的导通驱动电路，生成使所述开关元件截止用的截止驱动电流的截止驱动电路，控制所述两驱动电路并调整所述开关元件的占空比使输出电压的预定值的控制电路，随着所述开关元件的截止期间的开始而使所述截止驱动电路开始动作，同时在比开关元件的截止期的结束时刻更早的时刻使所述截止驱动电路的动作停止的截止驱动控制电路。

上述结构中，导通驱动电路根据控制电路的指示生成导通电流，导通开关元件。另一方面，截止驱动电路根据控制电路的指示生成截止驱动电流，截止开关元件。这里控制电路控制导通及截止电路、在使开关元件断续之际调整占空比，控制输出电压使等于预定的值。这样，开关电源电路不管输入电压变动或负荷变动，能对负荷稳定地供给预定的电压。

又，截止驱动控制电路使例如控制电路对截止驱动电路指示动作的脉冲信号(截止驱动控制信号)的脉冲宽度缩短等，并随着所述开关元件的截止期间的开始而使所述截止驱动电路开始的动作，同时在比开关元件的截止期的结束时刻更早的时刻使所述截止驱动电路的动作停止。

上述结构中由于截止驱动电路随着开关元件的截止期间开始而动作，故能无任何困难地截止开关元件。又，由于截止驱动电路在比开关元件的截止期间结束时刻更早的时刻停止动作，故可比在截止期间中动作并持续生成截止驱动电流的结构减小截止驱动电流的平均值，减小电力消耗。又，在截止驱动电路停止期间虽然不生成截止驱动电流，但由于开关元件在截止驱动电路的动作期间中已经截止，故开关元件在剩余的截止期间中即至导通驱动电路再开始动作的期间可无任何困难地继续截止。

其结果，与截止驱动电路在开关元件的截止期间中持续动作的结构相比，能实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构上，所述截止驱动电路具备：恒流源，以该恒流源输出的电流相关的电流作为截止驱动电流供给所述开关元件的控制端子或从该控制端子取出的电流镜电路，以及在所述截止驱动控制电路指示动作停止期间使所述恒流源的电流输出停止的停止电路。

在该结构中，为对开关元件的控制端子供给截止驱动电流或从该控制端子取出截止驱动电流采用了电流镜电路，截止驱动电路中形成与截止驱动电流通路不同的恒流源输出电流的通路。因此，当截止驱动电路在开关元件的截止期间中持续动作时，截止驱动电路不仅消耗截止驱动电流，而且消耗恒流源输出的电流。然而在上述结构中设置了停止电路，在所述截止驱动控制电路指示动作停止期间使恒流源的电流输出停止。结果，尽管用了电流镜电路但仍能实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构中，所述截止驱动电路具备：恒流源，输出与该恒流源输出的电流相关的电流的电流镜电路，将放大该电流镜电路的输出电流后的电流作为所述截止驱动电流供给所述开关元件的控制端子或从该控制揣子取出的电流放大电路，以及在所述截止驱动控制电路指示动作停止期间使所述恒流源的电流输出停止的停止电路。

该结构与有上述的停止电路的结构同样地设置停止电路，在截止驱动控制电路指示动作停止期间使所述恒流源的电流输出停止。因此，尽管用了电流镜电路但能实现电源变换效率高的开关电源电路。又，该结构由于设置了电流放大电路，故能增加供给开关元件的控制端子的电流量或从控制端子取出的电流量。结果与无电流放大电路的结构相比，可缩短开关元件的累积时间、下降时间，可进一步提高电源变换效率。

又，也可以在上述各结构中，所述截止驱动控制电路向所述控制电路输出决定所述开关元件的占空比的上限用的占空比限制信号，同时设定该占空比限制信号使占空比为上限值时的开关元件的截止期间比所述截止驱动电路的动作期间还要长。

该结构中例如通过脉冲宽度的设定等，设定该占空比限制信号使占空比为上限值时的开关元件的截止期间比所述截止驱动电路的动作期间还要长。因此，截止驱动电路的动作期间，不管输入电压或负荷状态如何总是短于开关元件的截止期间。

又，所述截止驱动控制电路控制截止驱动电路的动作期间，同时生成占空比限制信号。因此，独立于截止驱动控制电路的电路与生成占空比限制信号的结构不同，例如，即使由于制造偏差或周围温度变化等原因使截止驱动电路的动作期间偏离设计值，占空比为上限值时的上述开关元件的截止期间也以同样的倾向偏离设计值。

结果，可以设定截止驱动电路的动作期间短于开关元件的截止期间且不与开关元件的导通期间重叠。因此，即使在占空比为上限值时也能可靠地截止开关元件，而且可实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构中，所述截止驱动控制电路具备：生成成为基准恒定电流的基准恒流源，生成与该基准恒流源输出的恒定电流相关的第1及第2恒定电流的、恒定电流生成用电流镜电路，以第1恒定电流为基准，决定表示所述截止驱动电路的动作期间的截止驱动控制信号的脉冲宽度的第1脉冲生成电路，以及以第2恒定电流为基准，决定所述占空比限制信号的脉冲宽度的第2脉冲生成电路。

该结构中，决定截止驱动控制信号的脉冲宽度的第1脉冲生成电路与决定占空比限制信号的脉冲宽度的第2脉冲生成电路，均以与基准恒流源生成的恒定电流相关的某一恒定电流(第1或第2恒定电流)为基准，决定各自的脉冲宽度。因此，即使例如由于制造离散性或周围温度变化等原因使截止驱动电路的动作期间成为偏离设计值的值，占空比为上限值时的上述开关元件的截止期间也以同样倾向成为偏离设计值的值。结果，即使在占空比为上限值时也能可靠地截止开关元件，而且可实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，本发明有关的电子设备，具备上述结构的开关电源电路的任一种。因此可实现耗电少的电子设备。

本发明的其他目的、特征及优点将通过以下的说明而得到充分了解。又，本发明的有利之处通过参照附图及以下说明而变得明白。

附图说明

图1表示本发明的实施形态，是开关电源电路的主要部分结构的方框图。

图2为上述开关电源电路中ON驱动电路及OFF驱动电路的主要结构电路图。

图3示出上述开关电源电路的动作波形图。

图4示出本发明的另一实施形态，示出开关电源电路的主要部分结构的方框图。

图5示出上述开关电源电路的动作波形图。

图6示出设置于上述开关电源电路的脉冲宽度控制电路的结构例方框图。

图7详细示出上述脉冲宽度控制电路的电路图。

图8示出设置于上述脉冲宽度控制电路的占空比限制信号生成电路的动作波形图。

图9示出设置于上述脉冲宽度控制电路的截止驱动控制信号生成电路的动作波形图。

图10示出设置于上述脉冲宽度控制电路的恒流源结构例的电路图。

图11示出上述开关电源电路的变形例的电路图。

图12示出上述开关电源电路另一变形例的电路图。

图13示出现有技术的电路，示出开关电源电路的主要结构方框图。

图14示出上述开关电源电路动作波形图。

图15示出上述开关电源电路中，ON驱动电路及OFF驱动电路的主要结构的电路图。

具体实施方式

第1实施形态

根据图1至图3说明本发明的一实施形态如下。即，本实施形态的开关电源电路1如图1所示，是将从电源2加到输入端子Tin的电压Vin经稳定化后通过输出端子Tout供给负荷3的电路，例如被适当地用作如对电子设备供给电力的电源电路或通用的电源电路。

在上述开关电源电路1中，设置有：配置于两个端子Tin、Tout间的开关元件11，使开关元件11的输出电压Vo平滑化并供给上述输出端子Tout的平滑化电路12，根据输出端子Tout的电压Vout控制开关元件11的导通期间与截止期间的比例以使该输出电压Vout为一定的值Vc的控制电路13。

本实施形态的开关元件11由NPN型的双极晶体管构成，控制电路13通过对该晶体管的基极供给电流或取出电流来控制晶体管的导通、截止。

本实施形态的平滑化电路12具备例如：配置于开关元件11与输出端子Tout之间的线圈L1，负极接于线圈L1与开关元件11之间的连接点，正极接地的二极管D1，一端接到线圈L1与输出端子Tout的连接点，另一端接地的电容器C1。又，本实施形态输入端子Tin经由电容器C11接地，使输入电压Vin平滑。

另一方面，控制电路13设有：由电阻R11和R12组成的、对输出电压Vout进行分压生成反馈电压Vadj的分压电路21，生成预定基准电压Vref的基准电压源22，把电压Vadj、Vref的差值放大的差动放大器23，发生三角波Vosc的振荡器24，将差动放大器23输出的误差电压Verr与振荡器24输出的三角波Vosc进行比较，生成与误差电压Verr的占空比对应的PWM(脉宽调制)信号Vpwm的PWM比较器25，与振荡器24的输出信号Vosc同步而且在预定期间生成成为有效的占空比限制信号Vlim的占空比限制信号生成电路26，只是在PWM信号Vpwm为有效且占空比限制信号Vlim为无效时使输出为有效的门电路27，以及用门电路27输出的驱动控制信号Vdrv的占空比使开关元件11导通/截止的驱动电路28。上述各部件23、25、27对应于权利要求范围中所述的控制手段。

上述结构中例如当由于输出电压Vin下降或负荷3的电流消耗增大等使输出电压Vout低于规定值Vc时，随着输出电压Vout的变动，所述反馈电压Vadj也要低于基准电压Vref。另一方面，差动放大器23放大两电压Vadj、Vref的误差，实时地响应输出电压Vout的微小变化，PWM比较器25的输出信号Vpwm的占空比变大。据此，驱动电路28延长了开关元件11导通期间的比例，抑制输出电压Vout的下降。

反之，当输出电压Vout上升时，由于PWM比较器25的输出信号Vpwm的占空比变小，驱动电路和28缩短开关元件11导通期间的比例，抑制输出电压Vout的增加。

这里，为了将由于输入电压Vin或负荷3的电流消耗变动等引起的输出电压Vout的变动纳入预定的允许范围内，以充分高的精度且高速地设定差动放大器23根据反馈电压Vadj的变动检测输出电压Vout的变动时的精度，与在差动放大器23检测出输出电压Vout的变动之后驱动电路28为抵消输出电压Vout的变动而控制开关元件11的导通期间的比例时的响应速度。因此，开关电源电路1尽管输入电压Vin或负荷3的电耗变动也能对负荷3继续施加一定的电压Vc。

本实施形态的驱动电路28中设有：驱动控制信号Vdrv在有效期间对开关元件11的基极供给电流使开关元件11导通的ON驱动电路31，在截止驱动控制信号Voff指示动作期间从开关元件11的基极取出电流使开关元件11截止的OFF驱动电路32，此外还设有，仅在从上述驱动控制信号Vdrv成无效的时刻起的预定期间，也即驱动控制信号Vdrv变成短于无效期间的预定期间，设定上述截止驱动控制信号Voff为表示动作的值的脉冲宽度控制电路(截止驱动控制手段)33。

上述ON驱动电路31具备例如图2所示那样：恒流源I21，由PNP双极晶体管Q21和Q22构成，将与恒流源I21供给的电流I21相关的某一电流(如大致成比例的电流)作为导通电流供给开关元件11的基极的电流镜电路，以及使恒流源I21的电流供给开始、停止的开关(停止手段)SW21。

详细地说，上述晶体管Q21与Q22的基极连在一起并接到晶体管Q21的集电极。此外，晶体管Q21的集电极接到上述恒流源I21，所述Q22的集电极接到开关元件11的基极。又，所述恒流源I21经由开关SW21接地。又开关SW21在驱动控制信号Vdrv为有效时导通，为无效时关断。两个晶体管Q21、Q22的发射极上通过输入端子Tin施加输入电压Vin，两个晶体管Q21、Q22的基极上经过电阻21加上输入电压Vin。

同样地，OFF驱动电路32具备1：配置于开关元件11的基极-射极间的NPN型双极晶体管(电流放大手段)Q30，恒流源I31，由PNP型双极晶体管Q31与Q32构成，将与恒流源I31供给的电流I31相关的某一电流供给晶体管Q30的基极的电流电路，以及使恒流源I31的电流供给开始、停止的开关(停止手段)SW31。

详细地说，晶体管Q30的集电极接到开关元件11的基极，发射极接到开关元件11的发射极。其他部件Q31、Q32、I31、SW31、R31的连接与ON驱动电路31的各部件Q21、Q22、I21、SW21、R21的连接大致相同。但是Q32的集电极与Q22的集电极不同，接到Q30的基极。又，所述开关SW31根据截止驱动控制信号Voff而代替驱动控制信号Vdrv进行动作，在截止控制信号Voff指示动作时导通，指示动作停止时截止。

上述OFF驱动电路32为了缩短开关元件11的累积时间和下降时间，与ON驱动电路31不同，电流镜电路不直接驱动开关元件11，而是驱动接在电流开关元件11的基极的晶体管Q30。因此，OFF驱动电路32能够以大于ON驱动电路31供给电流的电流(希望是几倍的电流)作为截止电流从开关元件11的基极取出。

作为一例，设恒定电流I21＝2.65[mA]，电阻R21＝1[kΩ]，晶体管Q21与Q22基极一射极间电压为0.65[V]，晶体管Q21与Q22的集电极比为1∶40，则ON驱动电路向开关元件11的基极供给的电流为：(2.65[mA]-0.65/1[kΩ])×40＝80[mA]。

又，设恒定电流I31＝3.05[mA]，电阻R31＝1[kΩ]，晶体管Q31与Q32的基极-射极间电压为0.65V，晶体管Q3 1与Q32的发射极面积比为1∶2，晶体管Q30的hfe＝50，则OFF驱动电路32从开关元件11的基极取出的电流为：(3.05[mA]-0.65/1[kΩ])×2×50＝240[mA](最大值)。

上述结构中图1所示的PWM比较器25对如图3所示的差动放大器23输出的误差电压Verr与振荡器24输出的三角波Vosc进行比较，生成与误差电压Verr对应的占空比的PWM信号Vpwm。又，图3中作为一例，示出随着反馈电压Vadj低于基准电压Vref，误差电压Verr变高的情况，PWM比较器25在误差电压Verr高于三角波Vosc时，使PWM信号Vpwm为有效。又，图3的例中PWM信号Vpwm在有效状态时为高电平。

这里图3的例中示出误差电压Verr较低，PWM信号Vpwm的无效期间比占空比限制信号V1im的有效期间来得长的情况。因此，门电路27输出与PWM信号Vpwm相同占空比的驱动控制信号Vdrv。

驱动控制信号Vdrv在有效的期间(t1～t2期间)使图2所示的开关SW21导通，ON驱动电路31开始动作，对开关元件11的基极供给电流。结果开关件11导通。

具体地说，一当开关SW21导通，由于形成从输入端子Tin经晶体管Q21、恒流源I21以及开关SW21向接地电平的电流通路，恒定电流I21流过晶体管Q21。因此，由两晶体管Q21、Q22形成的电流镜电路开始动作，晶体管Q22对开关元件11的基极供给与流过晶体管Q21的恒定电流I21相关的某一电流。由此，开关元件11导通。

又，驱动控制信号Vdrv在有效期间，由于截止驱动信号Voff表示动作停止，故图2所示的开关SW31截止。因此，OFF驱动电路32停止动作，不从开关元件11的基极取出电流。因此，ON驱动电路31可以无任何困难地使开关元件11导通。

反之，在t2时刻一当驱动控制信号Vdrv为无效时，截止驱动控制信号Voff成为表示动作的值(图3例中H电平)，因此，OFF驱动电路32开始动作，从开关元件11的基极取出电流。

具体地说，当截止驱动控制信号Voff成为表示动作的值，所述开关SW31就导通。这样，形成从输入端子Tin经晶体管Q31、恒流源I31以及开关SW31到接地电平的电流通路，恒定电流I31流过晶体管Q31。因此，由两晶体管Q31、Q32形成的电流镜电路开始动作，晶体管Q32对晶体管Q30的基极供给与流过晶体管Q31的恒定电流I31相关的某一电流。这样，晶体管Q30导通，从开关元件11的基极取出电流。结果开关元件11截止。

又，驱动控制信号Vdrv在无效期间(t2～t3期间)，由于ON驱动电路31的开关SW21截止，ON驱动电路31停止动作，停止对开关元件11的基极供给电流。因此，OFF驱动电路32可无任何障碍地截止开关元件11。

这里，本实施形态的开关电源电路1如图3所示，在驱动控制信号Vdrv到达有效的时刻更早的时刻(t11)，截止驱动控制信号Voff成为表示动作停止的值。结果，OFF驱动电路32的驱动控制信号Vdrv在比无效时间更短的期间停止动作，不从开关元件11的基极取出电流。

具体地说，OFF驱动电路32中由于开关SW31被关断，故阻断了从输入端子Tin经晶体管Q31、恒流源I31以及开关SW31到接地电平的电流通路。这样，由于电流不流过晶体管Q31，故由晶体管Q31及Q32组成的电流镜电路也停止动作，晶体管Q32停止对晶体管Q30的基极的电流供给。结果晶体管Q30截止，不从开关元件11的基极取出电流。

这里，尽管驱动控制信号Vdrv为无效，但在OFF驱动电路32停止动作期间(t11～t3期间)中，在OFF驱动电路32中由于开关SW31关断，故也停止恒流源I31对电流镜电路的恒定电流供给。因此，与在驱动控制信号Vdrv无效期间中(t2～t3期间中)OFF驱动电路32持续动作，OFF驱动电路32的恒流源I31对电流镜电路持续供给恒定电流的结构相比，可削减开关电源电路1的电耗。

另一方面，开关元件11由于在OFF驱动电路32动作期间(t2～t11)从基极取出充分的电流，故在OFF驱动电路32停止动作的时刻(t11)已经变成截止状态。因此，在下一次ON驱动电路31开始动作，对开关元件11的基极开始供给电流的时刻(t3)之前的期间(t11～t3期间)，开关元件11可以无任何障碍地继续截止。

又，当驱动控制信号Vdrv再次为有效时(t3时刻)，与所述时刻t1同样地，ON驱动电路31开始动作，使开关元件11导通。这样，开关元件11以驱动控制信号Vdrv所示的占空比来导通/截止。

这样，本实施形态的开关电源电路1中设置了在比驱动控制信号Vdrv的无效期更短的期间使OFF驱动电路32动作的脉宽控制电路33。结果，与无效期中OFF驱动电路32持续动作，从开关元件11的基板持续取出电流的结构相比，可减小从开关元件11的基极电流取出电流(从开关元件11的基极取出电流用的电流)，因此，可降低流过控制电路13的电流的平均值(驱动控制信号Vdrv在无效期中全体的平均值)，可提高开关电源电路1的效率。

这里，设开关电源电路1中输入电力为Pin，输出电力为Pout时，则电源变换效率η如式(1)所示，为

η＝Pout/Pin                                           (1)

又设开关电源电路1的损耗为P1时，则电源变换效率η如式(2)所示，为

η＝Pout/(Pout+P1)                                     (2)

又，设开关元件11的电耗为Pt，平滑化电路12的二极管D1的电耗为Pd，电路的电阻成分的损耗为Pe，控制电路13的电耗为Pq时，则电源电路损耗P1如式(3)所示，为

P1＝Pq+Pt+Pd+Pe                                        (3)

又，设开关损耗为Psw，开关元件11导通时的两端电压及电流分别为Vsat、Isw，占空比为D时，则开关元件电耗Pt如式(4)所示，为

Pt＝Psw+Vsat×Isw×D                                   (4)

又，设二极管D1的正向电压为VF，流过二极管D1的电流为Id时，则二极管电耗Pd为：

Pd＝VF×Id×(1-D)                                      (5)

这里，占空比D如式(6)所示，为

D＝(Vout+VF)/(Vin-Vsat+VF)                             (6)

设负载电流为Iout，开关元件11的上升沿时间和下降沿时间分别为tr、tf，开关元件11的导通/截止的周期为T，则开关损耗Psw如式(7)所示，为

Psw＝Vin×Iout×(tr+tf)/T                              (7)

又，上述负载电流Iout为Iout＝Tsw×D＝Id×(1-D)。

又，电路电阻成分引起的损失Pe是由从端子Tin至Tout之间的电路的电阻成分发生的损耗，该电阻成分包含配线电阻及线圈L1的等效串联电阻分量。

另一方面，设控制电路13的电流为Iq时，则控制电路13的电耗Pq如式(8)所示，为

Pq＝Iq×Vin                                            (8)

又，将本实施形态的控制电路13分类成ON驱动电路31、OFF驱动电路32、以及其他电路(例如振荡器24等)时，则消耗电流Iq的平均值如式(9)所示，为

Iq＝Iq31×D31+Iq32×D32+Iqoth                          (9)

又，式(9)中，Iq31及Iq32分别表示ON驱动电路31及OFF驱动电路32动作时的消耗电流，D31及D32分别表示ON驱动电路31及OFF驱动电路32的动作期间的比率。Iqoth为其他电路的消耗电流。

作为一例，设Vin＝40[V]、Vout＝5.0[V]、Iout＝0.50[A]、Vsat＝1.0[V]、VF＝0.50[V]、tr＝tf＝20[ns]、T＝10[us]、则由式(6)得占空比D＝0.14。又由式(4)及式(7)，得开关元件11的电耗Pt＝150[mW]，由式(5)得二极管电耗Pd＝215[mW]。

这里，作为比较例，驱动控制信号Vdrv无效期间中OFF驱动电路32持续动作的结构，由于D31＝D，D32＝1-D，两电路31、32的电路参数是上述数值，并设其他电路的消耗电流Iqoth＝2[mA]时，则控制电路13的消耗电流Iq的平均值为2.65[mA]×0.14+3.05[mA]×0.86+2[mA]＝5.00[mA]。因此，控制电路13的电耗Pq为200[mW]。结果，电源电路损耗P1为200+150+215＝565[mW]。另一方面，由于上述数值例中输出电力Pout＝2.5[W]，故电源变换效率η为81.6％。

与之相对，本实施形态限制OFF驱动电路32的动作时间。因此，两电路31、32的电路参数以及其他电路的消耗电流Iqoth与上述比较例相同，并设截止驱动控制信号Voff的脉宽(表示OFF驱动电路32的动作期间)为400[ns]时，则控制电路13的消耗电流Iq的平均值为2.65[mA]×0.14+3.05[mA]×0.04+2[mA]＝2.493[mA]。结果，控制电路1 3的电耗Pq削减到99.72[mW]，电源变换效率η提高至84.3％。

这里，上述截止驱动控制信号Voff的脉宽(表示OFF驱动电路32的动作期间)设定为对累积在开关元件11的基极-射极间(在后述的FET情况为栅极)的电荷充分取出的时间。例如，设基极-射极间电容量为5[pF]，基极-射极间电压为0.8[V]，OFF驱动电路32从开关元件11的基极取出的电流(截止驱动电流)为10[mA]时，则上述时间为0.8[V]×500[pF]/10[mA]＝40[nS]。因此，截止驱动控制信号Voff的脉宽设在40[nS]以上。

另一方面，当截止驱动控制信号Voff的脉宽变长时，如上述那样，控制电路13的电耗Pq就变大，因此从效率角度考虑，希望截止驱动控制信号Voff的脉宽尽可能短些。

因而，将截止驱动控制信号Voff的脉宽设定为不妨碍开关元件11的可靠截止驱动而且能充分削减电耗Pq的值。例如，若OFF驱动电路32的动作期间相对于开关周期为百分之几时，则OFF驱动电路32上电耗平均值为充分小，电耗Pq也为充分小。一般若设动作期间为开关周期的1％左右，则OFF驱动电路32能可靠地截止开关元件11。因此作为OFF驱动电路32的动作期间，较适合采用开关周期1～5％左右的值(上述数值例400[nS]时为4％)。此外，当担心开关周期短、有碍于开关元件11的可靠截止驱动时，也可设定高于5％的值。

又，本实施形态由于OFF驱动电路32动作期间受到限制，故驱动控制信号Vdrv的无效期间中与OFF驱动电路32动作的结构不同，即使图2所示的电阻R31的电阻值用得小，无用电流的时间平均值也不变大，所以电阻R31的值可更小些。因而，可提高开关元件11的动作速度，并可减小开关元件11的开关损耗。其结果进一步提高电源变换效率η。

详细地说，累积于晶体管Q31、Q32的基极-射极间电容上的电荷通过上述电阻R31放电，故当电阻R31的值取得小时，就可更加缩短该两晶体管Q31、Q32的截止时间。另一方面，当电阻R3 1的值取得小时，由于两晶体管Q31、Q32截止期间流过电阻R31的电流增大，所以增大OFF驱动电路32的电耗。因此，驱动控制信号Vdrv的无效期间中OFF驱动电路32一直动作的结构中，电阻R31的值不能取得十分小。

然而本实施形态的开关电源电路1通过脉宽控制电路33，将OFF驱动电路32的动作时间缩短到对累积于开关元件11的基一发间(后述的FET情况为栅极)的电荷能充分取出的程度。因此，可将电阻R31的值设定得更小，可提高开关电源电路1的电源变换效率η。

第2实施形态

本实施形态的开关电源电路1a如图4所示，是与第1实施形态的开关电源电路1大致相同的结构，但是删去了占空比限制信号生成电路26。此外，该开关电源电路1a中取代脉宽控制电路33设置的脉宽控制电路33a以比截止驱动控制信号Voff更长的期间变为有效而且生成同步于三角波Vosc的占空比限制信号Vlim。

该结构中生成截止驱动控制信号Voff的脉宽控制电路33a兼有占空比限制信号生成电路26的功能，生成占空比限制信号Vlim。因此，生成占空比限制信号Vlim的电路与独立于生成截止驱动信号Voff的电路，与生成占空比限制信号Vlim的结构不同，能使截止控制信号Voff的脉宽确实地小于占空比限制信号Vlim的脉宽(有效期间)。

这里，开关元件n被截止的期间的最小值为占空比限制信号Vlim的有效期间的长度。因此，不管负荷电流Iont或输入电压Vin如何，可以把OFF驱动电路32动作的期间设定得比开关元件11被截止的期间短，能可靠地减小开关电源电路1的电耗。

这里，图5表示例如短路状态等由占空比限制信号Vlim决定开关元件11的截止时间的状态。该状态中，PWM信号Vpwm的脉宽比占空比限制信号Vlim无效期间长。图5的例表示PWM信号Vpwm的占空比100％(常时有效)的情况。

因而，驱动控制信号Vdrv的占空比变成最大值为(1-占空比限制信号Vlim的占空比)，驱动控制信号Vdrv仅在占空比限制信号Vlim的有效期间，成为无效。

这样，驱动控制信号Vdrv为无效的时间即使成为最小的情况，也将截止驱动控制信号Voff的脉宽设定为小于占空比限制信号Vlim的脉宽。

因此，即使在截止时间为最小的情况，脉宽控制电路33a也仅在比开关元件11截止的期间(t2～t3期间)更短的期间(t2～t11期间)使OFF驱动电路32动作。结果，即使在截止时间为最小的情况也能削减开关电源电路1a的电耗。

以下说明脉宽控制电路33a的结构例。本结构例的脉宽控制电路33a如图6所示具备：生成根据输入的电流决定脉宽的截止驱动控制信号Voff的截止驱动控制信号生成电路(第1脉冲生成手段)41，生成根据输入的电流决定脉宽的占空比限制信号Vlim的占空比限制信号生成电路(第2脉冲生成手段)42，作为基准恒流源的恒流源I41，以及由PNP型双极晶体管Q41～Q43组成的、对两电路41、42分别供给与来自恒流源I41的恒定电流I41相关的某一电流的电流镜电路。

上述晶体管Q41～Q43的基极互相连接，并与晶体管Q41的集电极相连。此外，晶体管Q41～Q43的集电极分别接恒流源I41、截止驱动控制信号生成电路41以及占空比限制信号生成电路42。各晶体管Q41～Q43的发射极上分别通过电阻R41～R43施加来自未图示的内部恒压源的恒压VS。

该结构中由晶体管Q41～Q43构成电流镜电路，在截止驱动控制信号生成电路41及占空比限制信号生成电路42上流过互相相关的某一电流。因此，即使由于开关电源电路1制造时的制造离散性或周围温度的变化等原因使供给上述两电路41、42的电流成为偏离设计值的值。截止驱动控制信号voff及占空比限制信号Vlim的脉宽成为偏离设计值的值，它们的变化也变成具有互相相关的变化。另一方面，两电路41、42根据供给它们各自的电流决定各自生成的信号Voff、Vlim的脉宽。其结果，不管制造离散性和周围温度的变化如何，但截止驱动控制信号生成电路41能确实生成脉宽比占空比限制信号生成电路42生成的占空比限制信号Vlim的脉宽短的截止驱动控制信号Voff。

上述截止驱动控制信号生成电路41及占空比限制信号生成电路42由如下的结构来实现：例如在从输入作为触发信号的时刻起至电容器的两端电压超过阈值为止的期间，保持输出为第1值，同时向电容器继续供给恒定电流，在超过阈值后至输入下一个触发信号为止的期间，保持输出为第2值。又，该电容器在超过阈值后至输入下一个触发信号期间被放电。

详细地说，如图7所示，例如本结构的截止驱动控制信号生成电路41具备接受来自晶体管Q42的恒定电流供给的电容器C51。该电容器C51上并联连接晶体管Q51，该晶体管Q51的基极上通过输入端子P3施加作为上述触发信号的驱动控制信号Vdrv。本结构例是驱动控制信号为高有效的情况的结构例，作为上述NPN型双极晶体管的晶体管Q51将驱动控制信号Vdrv的电平从高到低的变化作为触发而截止。因此，截止驱动控制信号生成电路41以驱动控制信号Vdrv的电平从高到低的变化(从有效向无效变化)作为触发信号，开始对电容器C51的恒定电流充电。

另一方面，在晶体管Q51与电容器C51的连接点上连接有NPN型双极晶体管(信号生成电路)Q52的基极，该晶体管Q52的集电极作为输出端子P4接到OFF驱动电路32。电容器C51的另一端(与晶体管Q51相反一侧的端子)及Q51、Q52的发射极接地。

又，上述输出端子P4上由PNP型双极晶体管Q44供给电流。本结构例由晶体管Q41和Q44组成的电流镜电路对输出端子P4供给具有与来自恒定电流I41的恒定电流I41相关的电流，然而如能对输出端子P4供给电流的话，则也可以由独立于恒流源I41之外的电流源或设置于电源线与输出端子P4之间的电阻等来供给与恒定电流I41无相关关系的电流。

又，输出端子P4与晶体管Q51连动通过导通/截止的晶体管Q53接地。本例中晶体管Q53为NPN型双极晶体管，基极上加驱动控制信号Vdrv。又，输出端P4上由与所述晶体管Q44相同的晶体管Q45供给电流。

另一方面，占空比限制信号生成电路42也具备与所述截止驱动控制信号生成电路41的各部件Q51～Q53及C51相同地连接的各部件Q61～Q63及C61。但占空比限制信号生成电路42输出端子P2接到门电路27的负逻辑输入，可输出高有效的占空比限制信号Vlim。在输入端子P1上作为上述触发信号施加了与三角波Vosc同步地作高/低电平变化的矩形波Vr。本结构例中，该矩形波Vr在三角波Vosc到达最大电平时刻从高电平向低电平变化，在最小电平时刻从低电平到高电平变化，作为上述NPN型双极晶体管的晶体管Q51以矩形波Vr的从高电平到低电平变化作为触发信号而截止。因此，占空比限制信号生成电路42以该变化作为触发信号开始对电容器C61进行恒定电流充电。

又，上述结构例中互相相同地设定截止驱动控制生成电路41及占空比限制信号生成电路42的电阻R42、R43的阻值，用相同的元件实现各晶体管Q42、Q43。设定电容器C51的静电电容量使小于电容器C61的。这样，对电容器C51充电的电路时间常数小于对电容器C61充电的电路时间常数。结果，由截止驱动控制信号生成电路41生成的截止驱动控制信号Voff表示动作的期间被设定得比占空比限制信号生成电路42生成的占空比限制信号Vlim成为有效的期间来得短。

上述结构中如图8所示，在短形波Vr的高电平期间(t41前的期间)由于占空比限制信号生成电路42的晶体管Q61导通，电容器C61的晶体管Q42侧端部A2的电位V61保持在低电平。该状态下，由于晶体管Q63导通，输出端子P2的电位即占空比限制信号Vlim保持在低电平。

又，当在t41时刻矩形波Vr电平从高向低变化时，由于晶体管Q63截止，故占空比限制信号Vlim变成高电平。又，从上述时刻t41起由于晶体管Q61导通，故由晶体管Q43开始对电容器C61的充电。因此在时刻t41到t42之间，电容器C61的端部A2的电位V61徐徐上升。

在时刻t42，当该电位V61上升超过晶体管(信号生成电路)Q62的Vbe时，Q62导通。这样，占空比限制信号Vlim变为低电平。

在时刻t43，当矩形波Vr变为高电平时，所述晶体管Q61和Q63导通。这样，累积于电容器C61的电荷被放电，端部A2的电位V61变为低电平。

这里，占空比限制信号Vlim为高电平的时间T2(有效期间)是对电容器C61充电所要的时间(从t41至t42的时间)，由流经晶体管Q43的电流I43与电容器C61的静电电容量C61所决定。

例如，设I43＝10[mA]，C61＝10[pF]，晶体管Q62的Vbe为0.65V时，则上述时间T2由式(10)

T2＝Vbe×C61/I43                                         (10)得T2＝650[nS]。又，本结构例中，设定恒流源I41的电流值为10[μA]，用相同元件构成晶体管Q41和Q43，并设定电阻R41和R43的阻值各为1[kΩ]，设定I43＝10[μA]。

同样，截止驱动控制信号生成电路41如图9中所示，在驱动控制信号Vdrv有效期间(tS1前的期间)晶体管Q51、Q53导通，输出端子P4的电位即高有效的截止驱动控制信号Voff成低电平。

又，在t51时刻当驱动控制信号Vdrv变为无效时，由于晶体管Q53截止，截止驱动控制信号Voff变为高电平(有效)。又，从时刻t51起，由于晶体管Q51截止，开始通过晶体管Q42对电容器C51的充电。因此在时刻t51至t52期间，电容器C51的端部A1的电位V51慢慢上升。

在t52时刻当电位V51上升超过晶体管Q52的Vbe时，晶体管Q52导通。这样，输出端子P4的电位变为低电平，截止驱动控制信号Voff变为无效。

在t53时刻当驱动控制信号Vdrv变为有效时，所述晶体管Q51和Q53导通。这样，积累所述在电容器C51上的电荷被放电，所述端部A1的电位V51变为低电平。

在该截止驱动控制信号生成电路41，截止驱动控制信号Voff高电平时间T1(有效时间)也是电容器C51充电需要的时间(t51至t52期间)，由流过晶体管Q42的电流I42与电容器51的静电电容量所决定。

例如，设I42＝10[μA]，C51＝5[pF]，晶体管Q52的Vbe为0.65[V]时，则上述时间T1由式(11)

T1＝Vbe×C51/I42                                       (11)

得T1＝325[ns]。又，本结构例用相同元件构成晶体管Q41和Q42，同时设定电阻R41和R42的阻值各为1[kΩ]，设定I42＝10[μA]。

这样，上述结构例通过相同地设定供给电容器C51、C61的电流量，同时通过设定电容器C51的静电容量值小于电容器C61的，设定截止驱动控制信号生成电路41生成的截止驱动控制信号Voff表示动作的期间T1，比占空比限制信号生成电路42生成的占空比限制信号Vlim有效的期间T2短。

上面对通过将对两电路41、42供给的恒定电流(I42、I43)设定为相同值并将各电容器(C51或C61)的容量设定为互不相同的值，将期间T1设定得比期间T2短的情况作了说明，但并不限于此。

反之，也可通过将两电容器C51、C61的静电电容值设定为相同值，同时将恒定电流I42设定得比I43大的值，设定所述期间T1比期间T2短。

例如，上述恒定电流I42、I43如设定电阻R42、R43的阻值为不同的值，变更晶体管Q42、Q43的集电极比，则可设定恒定电流I42值与I43不同。

作为一例，设定电阻R41与R43的值为1[kΩ]，电阻R42的值为2[kΩ]，并设定晶体管Q41、Q42及Q43的集电极比(Q41∶Q42∶Q43)为1∶2∶1。这时，设恒定电流I41＝10[μA]，则上述两恒定电流I42、I43分别为20[μA]和10[μA]。因此，即便两电容  C51、C61的容量设定为相同值10[pF]，截止驱动控制信号生成电路41生成的截止驱动控制信号Voff表示动作期间T1和占空比限制信号生成电路42生成的占空比限制信号Vlim有效的期间T2也各为325[μS]和650[μS]，期间T1设定得短于期间T2。

可是来自恒流源I41的恒定电流I41，通过晶体管Q41～Q43组成的电流镜电路供给截止驱动控制信号生成电路41及占空比限制信号生成电路42。因此，在恒流源I41不受温度影响的情况下，由于温度变化引起晶体管Q41～Q43的Vbe变化时，分别供给两电路41、42的电流I42、I43变化。

相反，本结构例的恒流源I41的结构为，以晶体管的Vbe作为基准，生成恒定电流I41，根据晶体管的Vbe变化引起恒定电流I41变化，抵消因晶体管Q41～Q43的Vbe的变化引起的电流I42、I43的变动。

具体地说，如图10所示，恒流源I41具备NPN型双极晶体管Q71与配置于该晶体管Q71的基极-射极间的电阻R71。晶体管Q71的集电极上经由电阻72加有上述的内部恒压Vs。在所述晶体晶Q71与电阻R72的连接点上接NPN型双极晶体管(电流输出手段)Q72的基极，该晶体管Q72的发射极接到所述电阻R71的两端中的晶体管Q71的基极侧的一端。又，该晶体管Q72的集电极作为输出端接到构成所述电流镜电路的晶体管Q41的集电极。

该结构中当流过电阻R71的电流I41增加并超过晶体管Q71的Vbe时，晶体管Q71导通。由此降低晶体管Q72的基极电位，减小电流I41。反之，当流过电阻R71的电流I41减少并低于晶体管Q71的Vbe时，晶体管Q71就截止。由此，晶体管Q71的基极电位上升，电流I41增加。因此，控制所述恒定电流I41使电阻R71的两端电压为晶体管Q71的Vbe，表示成下式(12)，为

I41＝Vbe/R71                                           (12)

这里，以上各结例中两电流I42、I43保持与I41相关，可表示为I42＝α1×I41，I43＝α2×I41。α1和α2是分别由电阻值R41～R43决定的常数。

从而，上面的式(10)和(11)分别表示成式(13)和(14)，为

T2＝Vbe×C61/(α2×Vbe/R71)

  ＝C61×R71/α2                                       (13)

T1＝Vbe×C51/(α1×Vbe/R71)

  ＝C51×R71/α1                                       (14)

上述各期间T1、T2不取决于晶体管的Vbe。结果，可抑制各期间T1、T2相对于温度变动的变动。

上述各实施形态都以作为开关元件的功率晶体管为NPN双极晶体管的情况作为例子来说明的，但并不以此为限。

例如，如图11所示，作为开关元件11b也可设置PNP双极晶体管。这里，图2中构成ON驱动电路31的部件Q21、Q22、I21、SW21、R21作为OFF驱动电路32b动作，图2中构成OFF驱动电路32的部件Q30、Q31、Q32、I31、SW31、R31作为ON驱动电路31b动作。此外，与之相随，开关SW21在截止驱动控制信号Voff指示动作时导通，开关SW31在驱动控制信号Vdrv有效时导通。

此外，也可如图12所示采用作为功率晶体管的FET(场效应晶体管)取代双极晶体管，作为开关元件11c。FET，p沟道和n沟道的都可以，图12中作为一例示出p沟道的情况。这时，设置与图11相同的ON驱动电路31b和OFF驱动电路32b、OFF驱动电路32b的晶体管Q22对开关元件11C的栅极供给电荷，使栅极电位上升，截止开关元件11c。又，ON驱动电路31b的晶体管Q30取出累积于开关元件11c的栅极上的电荷，使栅极电位降低，导通开关元件11c。

即使是在上述情况下，由于OFF驱动电路32b仅在短于开关元件11b的截止期间的期间动作，故与上述各实施形态同样也能提高电源变换效率。

上面以用作对电子设备供给电力的电源电路或通用的电源电路的情况作为例子进行说明，但如上所述，通过将OFF驱动电路32的动作时间限制为开关元件11的截止期间的一部分期间，使电源变换效率提高，因此特别适合用作小型化、高效率化要求高的设备的电源装置。

作为这样设备的例子，例如可举出汽车音响等的车载设备、液晶电视，或个人计算机的外围设备(CD-ROM驱动器)。

如上述那样，本发明的开关电源电路(1，1a)具备：生成使开关元件(11、11a～11c)导通用的导通驱动电流的导通驱动电路(31，31b)，生成使所述开关元件截止用的截止驱动电流的截止驱动电路(32，32b)，控制上述两驱动电路、调整上述开关元件的占空比使输出电压为预定值的控制电路(差动放大器23、PWN比较器25、门电路27)，在所述开关电源电路中，其中具备在所述开关元件的截止期间的开始的同时所述截止驱动电路开始动作，并同时在此开关元件的截止期的结束时刻更早的时刻使所述截止驱动电路的动作停止的截止驱动控制电路(脉宽控制电路33、33a)。

上述结构中，导通驱动电路根据控制电路的指示生成导通电流，导通开关元件。另一方面，截止驱动电路根据控制电路的指示生成截止驱动电流，截止开关元件。这里控制电路控制导通及截止驱动电路、在使开关元件断续之际调整占空比，控制输出电压使等于预定的值。这样，开关电源电路不管输入电压变动或负荷变动如何，都能对负荷稳定地供给预定的电压。

又，截止驱动控制电路使例如控制电路对截止驱动电路指示动作的脉冲信号(截止驱动控制信号)的脉冲宽度缩短等，在所述开关元件的截止期间的开始同时使所述截止驱动电路开始动作，并同时在比开关元件的截止期的结束时刻更早的时刻使所述截止驱动电路的动作停止。

上述结构中由于截止驱动电路与开关元件的截止期间开始一起动作，故能无任何困难地截止开关元件。又，由于截止驱动电路在比开关元件的截止期间结束时刻更早的时刻停止动作，故可比在截止期间中动作并持续生成截止驱动电流的结构减小截止驱动电流的平均值，减小电力消耗。又，在截止驱动电路停止期间虽然不生成截止驱动电流，但由于开关元件在截止驱动电路的动作期间中已经截止，故开关元件在剩余的截止期间中即至导通驱动电路再开始动作的期间可无任何困难地继续截止。

其结果，与截止驱动电路在开关元件的截止期间中持续动作的结构相比，能实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构上，所述截止驱动电路具备：恒流源(I31，I21)，以该恒流源输出的电流相关的电流作为截止驱动电流供给所述开关元件的控制端子或从该控制端子取出的电流镜电路(晶体管Q31、Q32，晶体管Q21、Q22)，在所述截止驱动控制电路指示动作停止期间使所述恒流源的电流输出停止的停止电路。

在该结构中，为对开关元件的控制端子供给截止驱动电流或从该控制端子取出截止驱动电流采用电流镜电路，截止驱动电路中形成与截止驱动电流通路不同的恒流源输出电流的通路。因此，当截止驱动电路在开关元件的截止期间中持续动作时，截止驱动电路就不仅消耗截止驱动电流，而且消耗恒流源输出的电流。然而在上述结构中设置了停止电路，在截止驱动控制电路指示动作停止期间使恒流源的电流输出停止。结果，尽管用了电流镜电路但仍能实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构中，所述截止驱动电路具备：恒流源(I31)，输出与该恒流源输出的电流相关的电流的电流镜电路(晶体管Q31、Q32)，以放大该电流镜电路的输出电流后的电流作为所述截止驱动电流供给所述开关元件的控制端子或从该控制端子取出的电流放大电路(晶体管Q30)，在所述截止驱动控制电路指示动作停止期间使所述恒流源的电流输出停止的停止电路(开关SW31)。

该结构与有上述的停止电路的结构同样地设置停止电路的结构，在截止驱动控制电路指示动作停止期间使恒流源的电流输出停止。因此，尽管用了电流镜电路但能实现电源变换效率高的开关电源电路。又，该结构由于设置了电流放大电路，故能增加供给开关元件的控制端子的电流量或从控制端子取出的电流量。结果与无电流放大电路的结构相比，可缩短开关元件的累积时间、下降时间，可进一步提高电源变换效率。

又，也可以在上述各结构中，所述截止驱动控制电路向所述控制电路输出决定所述开关元件的占空比的上限用的占空比限制信号(Vlim)，同时设定该占空比限制信号使占空比为上限值时的开关元件的截止期间比所述截止驱动电路的动作期间还要长。

该结构中例如通过脉冲宽度的设定等，设定该占空比限制信号使占空比为上限值时的开关元件的截止期间比截止驱动电路的动作期间还要长。因此，截止驱动电路的动作期间，不管输入电压或负荷状态如何总是短于开关元件的截止期间。

又，所述截止驱动控制电路控制截止驱动电路的动作期间，同时生成占空比限制信号。因此，与独立于截止驱动控制电路的电路生成占空比限制信号的结构不同，例如，即使由于制造偏差或周围温度变化等原因使截止驱动电路的动作期间成为偏离设计值的值，占空比为上限值时的上述开关元件的截止期间也变成以同样的倾向偏离设计值的值。

结果，可以设定截止驱动电路的动作期间使短于开关元件的截止期间且不与开关元件的导通期间重叠。因此，即使在占空比为上限值时也能可靠地截止开关元件，而且可实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在以上结构中，所述截止驱动控制电路具备：生成成为基准恒定电流的基准恒流源(I41)，生成与该基准恒流源输出的恒定电流相关的第1及第2恒定电流的、恒定电流生成用电流镜电路(晶体管Q41～Q43)，以第1恒定电流为基准，决定表示截止驱动电路的动作期间的截止驱动控制信号(Vdrv)的脉冲宽度的第1脉冲生成电路(截止驱动控制信号生成电路和41)，以及以第2恒定电流为基准，决定所述占空比限制信号的脉冲宽度的第2脉冲生成电路(占空比限制信号生成电路42)。

该结构中，决定截止驱动控制信号的脉冲宽度的第1脉冲生成电路与决定占空比限制信号的脉冲宽度的第2脉冲生成电路，两者都以基准恒流源生成的恒定电流相关的某一恒定电流(第1或第2恒定电流)为基准，决定各自的脉冲宽度。因此，即使例如由于制造偏差或周围温度变化等原因使截止驱动电路的动作期间成为偏离设计值的值，占空比为上限值的上述开关元件的截止期间也变成以同样倾向成为偏离设计值的值。结果，即使在占空比为上限值时也能可靠地截止开关元件，而且可实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以在上述结构中，第1及第2脉冲生成电路用各自作为基准的恒定电流量与分别设置的电容器(C51、C61)的电容量来决定各自的脉宽。

又，也可以在上述结构中，所述第1及第2脉冲生成电路具备：电容器(C51、C61)；和控制截止驱动控制信号或占空比限制信号的信号生成电路(晶体管Q52、Q62)，使对各电容器开始充电各自作为基准的恒定电流起至各该电容器的两端电压到达预定阈值为止的时间作为有效或无效的期间。

这里，在上述各结构中，即可以所述第1及第2恒定电流是互相相同的电流，并设定所述两脉冲生成电路的电容器的静电容量为互不相同的值，所述第1和第2恒定电流为互不相同的电流量，并设定所述两脉冲生成电路的电容器的静电容量为互相相同的值。

这些结构中，所述第1及第2脉冲生成电路用各自作为基准的恒定电流量与分别设置的电容器的静电容量来决定各自的脉宽。因此，通过使各自的恒定电流量与各自的静电容量中的至少一方互不相同，从而可设定各自的脉冲。又，即使发生制造偏差或周围温度的变化等，各自的恒定电流量与各自的静电容量也保持互相相关的变化。结果，在占空比为上限值时也可能可靠地截止开关元件，实现电源变换效率高的开关电源电路。

又，也可以上述基准恒流源具备：电阻(R71)，控制流过上述电阻的电流量使该电阻两端的电压变成晶体管的基极-射极间电压时阈值的电流控制电路(晶体管Q71)，输出与流过上述电阻的电流量对应的电流量的电流的电流输出电路(晶体管Q72)作为成为上述基准的恒定电流。

这里，当温度变化时，由于晶体管的基极-射极间电压的阈值(Vbe)变化，故构成上述恒定电流生成用的电流镜电路的晶体管的Vbe也变化。结果，即使基准恒流源输出的恒定电流的量为一定，该电流镜电路输出的第1及第2恒定电流的量也改变了。

可是，上述结构中基准恒流源也是取决于Vbe的恒流源，基准恒流源输出的恒定电流的量按照晶体管的Vbe变化。因而，可用基准恒流源的输出电流的变化来抵消电流镜电路的Vbe变化引起的第1及第2恒定电流的量的变化。结果可抑制与温度变动相对应的上述各信号的脉宽变化。

此外，本发明有关的电子设备具备上述结构的开关电源电路的任何一种。因此，可实现电耗小的电子设备。

在发明的详细说明项中所举的具体实施形态或实施例，始终是为了解本发明的技术内容的例子，不应仅限于这种具体例作狭义解释，在本发明的精神与以下所述的权利要求项范围内可作种种变更并实施。

Claims (11)

1.一种开关电源电路(1，1a)，具有：生成使开关元件(11，11a～11c)导通用的导通驱动电流的导通驱动电路(31，31b)，生成使所述开关元件(11，11a～11c)截止用的截止驱动电流的截止驱动电路(32，32b)，控制所述两驱动电路(31·32，31b·32b)并调整所述开关元件(11，11a～11c)的占空比使输出电压为预定值的控制手段(23，25，27)，其特征在于，

具备在所述开关元件(11，11a～11c)的截止期开始的同时使所述截止驱动电路(32、32b)动作，同时在比所述开关元件(11，11a～11c)的截止期的结束时刻更早的时刻使所述截止驱动电路(32，32b)的动作停止的截止驱动控制手段(33，33a)。

2.如权利要求1所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述截止驱动电路(32，32b)具备

恒流源(I31，I21)；

以与该恒流源(I31，I21)输出的电流相关的电流作为所述截止驱动电流，提供给所述开关元件(11，11a～11c)的控制端子或从该控制端子取出的电流镜电路(Q31·Q32、Q21·Q22)；

在所述截止驱动控制手段(33，33a)指示动作停止的期间使所述恒流源(I31，I21)的电流输出停止的停止手段(SW31，SW21)。

3.如权利要求1所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述截止驱动电路(32)具备：恒流源(I31)；输出与该恒流源(I31)输出的电流相关的电流的电流镜电路(Q31、Q32)；以放大该电流镜电路(Q31、Q32)的输出电流的电流作为所述截止驱动电流，提供给所述开关元件(11，11a～11c)的控制端子，或从该控制端子取出的电流放大手段(晶体管Q30)；在所述截止驱动控制手段(33)指示动作停止的期间使所述恒流源(I31)的电流输出停止的停止手段(SW31)。

4.如权利要求1所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述截止驱动控制手段(33，33a)向所述控制手段(23，25，27)输出决定所述开关元件(11，11a～11c)的占空比的上限用的占空比限制信号，同时设定该占空比限制信号，使占空比为上限值时的所述开关元件(11，11a～11c)的截止期间比所述截止驱动电路(32，32b)的动作期间还要长。

5.如权利要求4所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述截止驱动控制手段(33，33a)具备

生成作为基准的恒定电流的基准恒流源(141)，

生成与该基准恒流源(I41)输出的恒定电流相关的第1及第2恒定电流的，恒定电流生成用电流镜电路(Q41～Q43)，

以所述第1恒定电流为基准，决定表示所述截止驱动电路(32，32b)的动作期间的截止驱动控制信号的脉冲宽度的第1脉冲生成手段(41)，以及

以所述第1恒定电流为基准，决定所述占空比限制信号的脉冲宽度的第2脉冲生成手段(42)。

6.如权利要求5所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述第1及第2脉冲生成手段(41、42)利用分别作为基准的恒定电流量和分别设置的电容器(C51、C61)的静电容量决定各脉冲宽度。

7.如权利要求5所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述第1及第2脉冲生成手段(41、42)具备

电容器(C51，C61)，以及

控制截止驱动控制信号或占空比限制信号，以将从分别对各电容器(C51、C61)开始充以分别作为基准的恒定电流起到使该电容器(C51、C61)的两端电压达到预定的阈值为止的时间，作为有效或无效的期间的信号生成电路(Q52、Q62)。

8.如权利要求6或7所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，

所述第1及第2恒定电流的电流量是相同的，

所述两脉冲生成手段(41，42)的电容器(C51、C61)的静电容量设定为互不相同的值。

9.如权利要求6或7所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，

所述第1及第2恒定电流的电流量互不相同，

所述两脉冲生成手段(41、42)的电容器(C51、C61)的静电容量设定为相同值。

10.如权利要求6或7所述的开关电源电路(1，1a)，其特征在于，所述基准恒流源(I41)具备：电阻(R71)，控制流过所述电阻(R71)的电流量，使该电阻(R71)的两端电压等于晶体管的基极一射极间电压的阈值的电流控制手段(Q71)，输出与流过所述电阻(R71)的电流量的电流量相应的电流量作为所述基准恒定电流的电流输出手段(Q72)。

11.一种电子设备，其特征在于，具备权利要求1～7中任一项所述的开关电源电路(1，1a)。

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