CN1581006A - 电源电路和半导体集成电路设备 - Google Patents

Abstract

在电源电路中，当开关断开时，电流从电池电源线通过电阻器，输入终端，二极管和终端流出，并进一步从终端流入IC。当微型计算机工作在低功耗工作方式时，电源电压高于目标电压，并且从运算放大器输出的控制电压增加，以便晶体管被断开。这时，电流吸收电路工作并且晶体管被接通，以便过电流流入电流吸收电路，以抑制电源电压的增大。

Description

电源电路和半导体集成电路设备

                      技术领域

本发明涉及一种用于产生和输出与目标电压相等的电压的电源电路，以及一种利用该电源电路的半导体集成电路设备。

                      背景技术

JP-A-2001-5542公开了一种电源电路，其通过将集成电路(IC)内部配有的控制电路与IC外部配有的降压晶体管组合来构造。JP-A-5-211527公开了一种DC终端电路，用于根据DC输入电压将用作低阻抗的电流吸收电路和低功耗负载连接到电压输入终端。JP-A-5-144271公开了一种半导体设备，用于防止当高电压输入被施加到输入电路和高电压检测电路与其公共连接的外部终端时，用于正常操作的输入电路的第一级栅的栅氧化膜被破坏。JP-A-2002-43924公开了一种半导体集成电路设备的输入接口电路，当等于电源电压或者高于电源电压的高电压可以被施加到输入终端时被使用。

图13示出了在输入端口的电源电路和保护电路，它们被使用在车辆的电子控制单元(此后称为ECU)中。电源电路1的控制器，输入端口和输入保护电路2，3作为IC4的一部分构成，用于进行控制。IC4有一个微型计算机5，并且电源电路1产生的电源电压Vcc被提供给微型计算机5。

为了防止当车辆保持在不驱动时电池被用完，微型计算机5被设计成工作在低功耗工作方式和正常工作方式。最近IC技术的发展可以在IC4工作在低功耗工作方式时进一步减少IC4中的电流消耗。然而，这将产生一个新的问题，在低功耗工作方式中具有相对大的消耗电流的常规IC中这个新的问题至今为止还没有发生。这个问题在下文中将详细描述。

在图13中，电源电路1包括一个串联调节器，其被提供有电池电压VB(12V)作为输入电压，从输入电压VB产生一个电源电压Vcc(5V)。运算放大器6包括一个误差信号放大器，用于控制在IC4的终端7产生的电源电压Vcc，以便这样产生的电源电压Vcc与目标电压(5V)一致。此外，分别连接到输入终端8和9的输入保护电路2和3分别由二极管D1，D2和二极管D3，D4来构造。二极管D1，D2(二极管D3，D4)被连接到终端10，11之间。终端10被连接到在IC4外面的终端7。

从0V到5V范围内的外部信号开始被输入到这些输入终端8和9。然而，超过5V的电压可以通过积极地(positively)利用输入保护电路2和3被直接施加到输入终端8和9。例如，正像图13所示出的，在电阻器R1和开关S1在电池电源线12和接地线13之间彼此串联连接在一起，同时它们之间的一个公共连接点被连接到输入终端8的情况下，当开关S1导通时，输入终端8的电压被设置为0V。另一方面，当开关S1断开时，电流流过电阻器R1，输入终端8，二极管D1，终端10和终端7，并且由此输入终端8的电压被设置成大约5.6V。在连接有电阻器R2和开关S2的输入终端9执行相同的操作。

当断开开关S1，S2时，由电池电压VB，电源电压Vcc和电阻器R1，R2的电阻值确定电流流向终端7(流入电流)。当微型计算机5被设置成低功耗工作方式，由此IC4消耗的电流小于上述的流入电流，通过其将有关的流入电流注入(吸收)的电流通路在IC4中消失了。因此，运算放大器6保持在不可控制，并且因此电源电压Vcc增大。当处于低功耗工作方式的IC4的消耗电流减少或者是直接连接到电池电压VB以供使用的输入终端的数量增加时，这样的现象更加严重。

因此，用作伪负载的电阻器R3通常被添加到终端7，以便保持电流注入(吸收)通路。作为选择，齐纳二极管D5被添加到终端7，以便抑制电源电压Vcc的增大。然而，为了稳妥地抑制电源电压Vcc的增大，考虑到输入端口的数量(输入保护电路的数量)，电池电压VB的变化，电源电压Vcc的变化，电阻器R1，R2的电阻值，电阻值随温度的变化，制作过程中的偏差(dispersion)等，需要使用一个电阻器R3，其具有足以消耗从输入保护电路2，3到终端7的电流的电阻值。

因此，迄今为止，不管微型计算机5电流消耗的减少，不能够获得足够低电流消耗效果这样一个问题已经存在。此外，当电阻器R3或者齐纳二极管D5外部连接到IC4，基底面积增加，制造成本也增加。

                        发明内容

考虑到前述的情况，提出了本发明，并且目的在于提供一种用于即使当电流流入电源输出终端时获得稳定电源电压的电源电路，并具有减少的电流消耗，以及一种集成电路设备。

根据本发明的第一方面，当流到输出线的电流(此后成为“流入电流”)小于流到负载的电源电流，电压生成电路的工作电流，电流吸收电路的工作电流，及其消耗电流(也就是说，电路消耗电流)的总电流，流入电流作为全部的电路消耗电流流入，以便电压生成电路无需操作电流吸收电路而生成等于目标电压的输出电压。

另一方面，当流到输出线的电流(即，流入电流)超过电路消耗电流，对应于流入电流和电路消耗电流之间的差分电流的过电流(溢出电流)被注入(吸收)到电流吸收电路，由此防止输出电压的增大。也就是说，将电源电路设计成过电流被注入其电流吸收电路。因此，与伪负载电阻器一直连接到输出线的传统结构相比，当没有过电流出现时没有功耗，并且等于目标电压的电压可以被输出，同时减少电流消耗。

根据本发明的第二个方面，当由于流入输出线的电流(即，流入电流)超过电路消耗电流，输出电压增加到超过目标电压时，电流吸收电路随着输出电压的增大来执行过电流的“注入(吸收)工作”。根据这个结构，可以通过利用一个最初装配在电压生成电路的用于比较目标电压和输出电压的单元(具体地，将在稍后描述的第一误差信号放大器等等)来可靠地检测过电流的出现。

根据本发明的第三个方面，电源电路有一个属于电压生成电路的第一反馈回路，以及属于电流吸收电路的第二反馈回路。当流到输出线的电流小于电路消耗电流时，电压生成电路在第一误差信号放大器的控制下输出等于目标电压的电压。这时，在第二反馈回路，从第一误差信号放大器输出的控制电压小于电压检测电路的检测电压，并且由此第二误差信号放大器控制形成电流注入通路的第一晶体管，以便第一晶体管被设置成断开状态。

另一方面，当流入输出线的电流超过电路消耗电流，从电压生成电路的第一误差信号放大器输出控制电压，以便输出电压减少。这时，在第二反馈回路，第二误差信号放大器接通形成电流注入通路的第一晶体管，以便从第一误差信号放大器输出的控制电压与电压检测电路的检测电压一致。

因此，可以使得仅仅过电流被注入第一晶体管，并且由此可以抑制输出电压的增大。此外，由于当流入输出线的电流超过电路消耗电流时引起的输出电压的增大在从第一误差信号放大器输出的控制电压增加的基础上被检测，甚至当在电路常数等中出现偏差时，过电流的出现可以被可靠地检测到。

根据本发明的第四方面，电源电路被配有与电压生成电路相关的第一反馈回路和与电流吸收电路相关的第二反馈回路，并且第四方面的电源电路的工作与第三方面的电源电路的工作相同。装配在电流吸收电路的第二误差信号放大器根据从第一误差信号放大器输出的控制电压和从参考电压输出电路输出的恒定参考电压之间的差分电压来控制第一晶体管，以便用在第二反馈回路的参考电压中不会出现变化，并且由此可以以更高的精度来执行过电流的注入(吸收)操作。

根据本发明的第五个方面，电源电路被配有属于电压生成电路的第一反馈回路和属于电流吸收电路的第二反馈回路。第二和第三晶体管被分别置于第一和第二反馈回路中，以至于可以以从第一误差信号放大器输出的控制电压作为栅极电压来工作。

当流入输出线的电流小于电路消耗电流，第二晶体管在第一误差信号放大器的控制下被设置成接通状态，并且电压生成电路输出等于目标电压的电压。这时，在第二反馈回路中，具有比第二晶体管高预定偏移电压的门限电压的第三晶体管被断开，并且第二误差信号放大器断开形成电流注入通路的第一晶体管。

另一方面，当流入输出线的电流超过电路消耗电流，自电压生成电路的第一误差信号放大器输出的控制电压增加，以至于减少输出电压。结果是，在第二反馈回路中，第三晶体管被接通，并且第二误差信号放大器接通形成电流注入通路的第一晶体管，以便第三晶体管的漏极电压与预定的参考电压一致，由此可以使得只有过电流流入(注入)第一晶体管，并且从而可以抑制输出电压的增大。

当本发明被应用到半导体集成电路设备(IC)时，偏移电压(第二晶体管的门限电压和第三晶体管的门限电压之间的差值)可以以高精度来设置，由此，当第二反馈回路从非工作状态转到工作状态时，可以减少从第一误差信号放大器输出的控制电压的波动范围(相应于控制上的死区的范围)。

也就是说，当流到输出线的电流小于电路消耗电流，第三晶体管可以被可靠地设置成断开状态。当流入输出线的电流超过电路消耗电流，当从第一误差信号放大器输出的控制电压稍微增加对应于偏移电压的量时，第三晶体管立即被设置成接通状态，并且由此启动电流吸收工作。结果，可以可靠地抑制由于死区的存在而引起的输出电压的过渡变化。

根据本发明的第六方面，当电压被施加到输入终端时，在从向输入终端施加电压到输出电压达到预定电压的周期期间，启动电路将第一晶体管保持在断开状态。因此，在正好输入电压被施加之后的过渡时间，防止形成电流注入通路的第一晶体管被接通，以便防止电源电路落入输出电压不上升的状态。

根据本发明的第七方面，当跟踪控制变成不可能，而由于流到输出线的电流超过电路消耗电流，输出电压保持在高于目标电压，电流吸收电路使得流到输出线的过电流注入电流吸收电路本身，以便输出电压不超过被设置成高于目标电压的预定电压。因此，可以获得稳定的电源电压，并且减少电流消耗。

根据本发明的第八方面，当超过电源电压的输入信号电压被施加到半导体集成电路设备的信号输入终端，输入保护电路工作，以便电流从信号输入终端通过输入保护电路到电源电压线。特别是，当微型计算机工作在低功耗工作方式，很容易出现一种情况，来自信号输入终端的流入电流超过半导体集成电路设备的消耗电流。即使在这种情况下，对应于流入电路与消耗电流之间的差值的过电流可以被吸收，因为电源电路配有上述电流吸收电路，并且由此可以防止电源电压的增大而抑制不希望的功耗。因此，甚至当微型计算机工作在任何工作方式时，半导体集成电路设备可以在稳定的电源电压下工作。

根据本发明的第九方面，使得电流在正好微型计算机从低功耗工作方式转到正常工作方式之前的确定返回周期期间流入伪负载电路。这个电流等于或者高于在返回控制周期之前流入电路吸收电路的电流，以便停止电流吸收电路的吸收工作，并且电压生成电路重新启动它的功能，以通过其恒压作用来生成等于目标电压的输出电压。

流入伪负载电路的电流小于处于正常工作方式下微型计算机的消耗电流。因此，与微型计算机从低功耗工作方式向正常工作方式的转换时间相比，在返回控制周期的开始时电流吸收电路和电压生成电路都不作用的死区的通过时间发生的输出电压减少很小。由于在返回控制周期已经经过而电压生成电路采取恒压作用的状态下，微型计算机从低功耗工作方式转换到正常工作方式，在转换时间没有控制上的死区，并且可以防止输出电压的减少。

根据本发明的第十方面，电流吸收电路和伪负载电路被配有包括电阻器和形成电流注入通路的晶体管的串联电路，并且每个串联电路具有相同的特性。在返回控制周期之前，伪负载控制电路检测组成电流吸收电路的串联电路的晶体管的栅极电压，并且在返回控制周期期间，将高于由此检测到的栅极电压的栅极电压施加到组成伪负载电路的串联电路的晶体管。因此，可以使得等于或者大于在返回控制周期前流入电流吸收电路的电流流入伪负载电路，并且等于目标电压的输出电压可以通过电压生成电路的恒压作用来生成。

在这个结构中，为组成电流吸收电路的串联电路的晶体管检测的栅极电压和施加到组成伪负载电路的串联电路的晶体管栅极电压之间的差值被设置成很小的值，同时保持预期的偏差余量，由此可以使得接近返回周期之前流入电流吸收电路的电流的电流流入伪负载电路，并且因此可以阻止当转换到返回控制周期时输出电压减少。

根据本发明的第十一个方面，当选择低功耗工作方式时，微型计算机间歇地转换到正常工作方式，并且工作在正常工作方式。特别是，当电流在微型计算机工作在低功耗工作方式的状态下流到电源终端，电源电压可以如上所述地增大。因此，当电源电压的增大在微型计算机工作在低功耗工作方式的状态下检测到，微型计算机在其转换到正常工作方式的状态下继续工作，并且消耗作为其工作电流的有关的流入电流，由此抑制电源电压的增大。

在这种情况下，甚至当微型计算机继续工作在需要比低功耗工作方式更大处理功率的正常工作方式时在微型计算机的处理中没有问题发生。此外，与添加了伪负载电阻器的常规结构相比，当没有过电流出现时没有不必要的功耗，并且可以稳定地输出等于目标电压的电压，减少电流的消耗。

根据本发明的第十二方面，比较器将电源电压与被设置成高于预定电压值(例如，额定电压值)的判断参考电压值进行比较，并且在比较结果的基础上检测电源电压的增大。

根据本发明的第十三方面，间歇工作的周期可以被设置为预定值或者更少。因此，即使当在间歇工作期间电流流入如上所述发生，同时微型计算机工作在低功耗工作方式，电源电压在一段时间内不超过最大容许电压(例如，最大额定电压)，直到当前的工作方式(低功耗工作方式)转换到下一个正常工作方式。当电源电压检测电路甚至工作在低功耗工作方式，并且电源电压的增大被检测到时，工作方式立即转换到正常工作方式，而不需等待转换到下一个正常工作方式。

根据本发明的第十四方面，当电源电压检测电路在选择低功耗工作方式期间检测到电源电压的增大，工作方式立即转换到具有比低功耗工作方式更大的电流消耗的电压抑制工作方式，无需等待计划安排的下一个正常工作方式，并且由此电源电压的增大范围可以抑制在更小的范围。这时的电压抑制工作方式可以是正常工作方式。

根据本发明的第十五方面，响应在间断工作中计划选择低功耗工作方式期间从滞后比较器输出的信号，选择低功耗工作方式或者电压抑制工作方式。因此，当电流流入电源终端时，电源电压的增大可以被抑制，并最大地减少电流消耗。

根据本发明的第十六方面，当电流流入电源终端时，基本上相同的流入电流流入其中的伪负载电路可以被构造。也就是说，微型计算机选择电压抑制工作方式，因为流入电源终端的电流超过流入伪负载电路的电流。因此，流入伪负载电路的电流在每次选择电压抑制工作方式时逐步或者连续地增加，由此流入电源终端的电流和流入伪负载电路的电流可以被平衡以基本上彼此相等。甚至当如上所述地使得电流流入伪负载电路时，电流消耗可以被频繁地减少，并比微型计算机转换到正常工作方式的情况减少的更多。当在预定周期没有发生到电压抑制工作方式的转换时，流入伪负载电路的电流可以被控制为临时增加并随后减少。

根据本发明的第十七方面，当超过电源电压的过载电压被输入信号终端时，输入信号电压由输入保护电路固定在电源电压，并且由此半导体集成电路设备可以避免过输入电压。

                        附图说明

从以下参考附图的详细描述中，本发明的上述和其他的目的，特征和优点将变得更加明显。在附图中：

图1是一个示出根据本发明的第一实施例的IC及其外围电路的电结构的图；

图2是一个示出启动电路的电结构的图；

图3是一个示出与图1相应的本发明第二实施例的图；

图4是一个示出与图1相应的本发明第三实施例的图；

图5是一个示出与图1相应的本发明第四实施例的图；

图6A-6F是示出各个部分的信号波形和电压波形的图；

图7是一个示出与图1相应的本发明第五实施例的图；

图8A-8C是示出当微型计算机主要工作在低功耗工作方式时电压波形和工作方式；

图9是一个示出与图1相应的本发明第六实施例的图；

图10A-10C是相应于图8A-8C的图；

图11是一个示出与图1相应的本发明第七实施例的图；

图12A-12C是相应于图8A-8C的图；

图13是示出与图1相应的现有技术的图。

                    具体实施方式

根据本发明的优选实施例将在以下参考附图进行描述。

(第一实施例)

根据本发明的第一实施例将参考图1和2进行描述。

图1是一个示出用于车辆的ECU(电子控制单元)的电源电路和输入端口的输入保护电路结构的图。在图1中，与图13相同的组成单元将由相同的参考数字来表示。

用于控制的IC21(相当于半导体集成电路设备)包含一个微型计算机5，用于微型计算机5的输入端口的输入保护电路2，3，以及电源电路22的控制电路等。IC21安装在ECU外壳中容纳的板(未示出)上。如上所述，微型计算机(相当于负载)能工作在低功耗工作方式和正常工作方式。

当电池电压VB被施加到每个信号输入终端8，9，每个输入保护电路2，3将输入电压固定在电源电压Vcc，以防止IC21过压。此外，甚至当负电压被施加到电池电源线12和接地线13之间时，每个输入保护电路2，3将输入电压固定在地电位，以保护IC21。在图1中仅示出了两个信号输入终端8，9，然而，实际上装配了大量信号输入终端和连接到信号输入终端的输入保护电路。

电源电路22是一个串联调节器型恒压电源电路，并且被提供有电池电压VB(例如，12V)，以便在终端7产生被提供到微型计算机5和其他IC内部电路的电源电压Vcc(例如，5V)。电阻器R21和PNP型晶体管Q21在电池电源线12(相当于输入线)和IC21的终端7之间彼此以串联方式在IC21外部连接，并且平滑电容器C21被连接在终端7和接地线13之间，而相位补偿电容器C22被连接在IC21外部的终端7和终端23之间。

IC21的终端24和25在IC内部彼此连接。电阻器R22在终端24和电池电源线12之间连接，并且电容器C23连接在终端24和接地线13之间。电阻器R23，R24和NPN型晶体管Q22在电池电源线12和接地线13之间彼此连接，并且晶体管Q22的基极被连接到终端25。

装配到电源电路22的电路结构中的IC21内部的组成单元如下进行构造。

也就是说，包括电阻器R25，R26和R27的串联电路的分压电路28(相当于电压检测电路)被连接在连接到终端7的电源线26(相当于输出线)和连接到终端11的接地线27之间，并且电阻器R26和R27之间的公共连接点被连接到运算放大器6(相当于第一误差信号放大器)的不倒相输入端。来自参考电压生成电路29诸如带隙参考电压电路等等的参考电压被施加到运算放大器6的倒相输入端。

运算放大器6的输出端被连接到N沟道型MOS晶体管Q23的栅极，并且晶体管Q23的漏极和源极被分别连接到终端24，25和接地线27。运算放大器6的输出端也通过N沟道型MOS晶体管Q24的源极和漏极被连接到终端23，并且晶体管Q24的栅极被连接到电源线26。晶体管Q24起电阻器的作用，并且结合电容器C22组成一个相位补偿电路。前述的结构是电源电路22中的电压生成电路的结构。

此外，电流吸收电路30被连接在电源线26和接地线27之间。电流吸收电路30向其内部注入从外部流入终端7(电源线26)的电流的过电流，以漏泄过电流到接地线27，由此抑制电源电压Vcc的增加。分压电路28也用作电流吸收电路30的一部分。电阻器R28和N沟道型MOS晶体管Q25(相当于第一晶体管)在电源线26和接地线27之间彼此串联。电阻器R29在晶体管Q25的栅极和源极之间连接。

运算放大器31相当于第二误差信号放大器，并且其不倒相输入终端被连接到运算放大器6的输出端，而倒相输入终端被连接到电阻器R25和R26之间的公共连接点。运算放大器31的输出终端通过电阻器R30被连接到晶体管Q25的栅极，并且进一步通过N沟道型MOS晶体管Q26被连接到接地线27。从启动电路32向晶体管Q26的栅极提供中断控制信号。本发明的启动电路包括前面所述的启动电路32和晶体管Q26。

图2示出启动电路32的结构。包括P沟道型MOS晶体管Q27和电阻器R31，R32的串联电路以及包括电阻器R33和N沟道型MOS晶体管Q28的串联电路被连接在电源线26和接地线27之间。晶体管Q27的栅极和漏极彼此连接。晶体管Q28的栅极被连接到电阻器R31和R32之间的公共连接点。上述的中断控制信号从晶体管Q28的漏极输出。

在上述结构中，在被提供有电源电压Vcc时运算放大器6，31和参考电压生成电路29工作。在这个实施例中，设置电阻器R25，R26，R27和参考电压Vr的值，以便当电源电压Vcc等于5V(目标电压)时，施加到预算放大器6的检测电压等于1.4V，并且在稍后描述的吸收操作期间施加到运算放大器31的检测电压Vb等于1.75V。

接下来，将描述这个实施例的操作。

输入终端8，9被分别配有输入保护电路2，3。输入保护电路2和3通过分别利用二极管D1，D2和二极管D3，D4来固定电源电压Vcc(5V)和0V。因此，不但具有从0V到5V的电压范围的信号而且具有超过5V的电压和低于0V的电压的信号能被输入到输入终端8，9。在这个实施例中，开关S1，S2的一端分别通过电阻器R1和R2被拉到电池电源线12，并且由此可以直接检测开关S1和S2的ON/OFF(接通/断开)状态，无需分别添加电平移动电路等。

这将相对于输入终端8进行详细描述。也就是说，当开关S1被接通时，输入终端8的电压等于0V，并且由此其作为L电平(level)信号被输入到微型计算机5的输入端口。另一方面，当开关S1被断开，输入终端8被保持在通过电阻器R1拉到电池电源线12，并且因此电流linp1(例如，大约100，，A)从电池电源线12流过电阻器R1，输入终端8，二极管D1和终端10，并且进一步通过终端7流到IC21。在这时，输入终端8的电压被限制到Vcc+VF(≈5.6V，VF表示正向电压)，并且其被作为H电平信号输入到微型计算机5的输入端口。对于输入终端9，相同的操作是满意的。此外，当开关S1和S2被断开，linp的电流(＝linp1+linp2)从终端7流入IC21。

电源电路22的运算放大器6将放大相当于目标电压(5V)的参考电压Vr和分压电路28检测的检测电压Va之间的差分电压，并且将由此放大的差分电压作为控制电压通过晶体管Q23和Q22输出，以主要控制晶体管Q21的基极电位。例如，当电源电压Vcc比目标电压高5V时，控制电压增加，以便晶体管Q22的基极电位降低，并且晶体管Q21的基极电位增高，以减少电源电压Vcc。如上所述，运算放大器6在电压偏移的基础上改变晶体管Q21的接通状态(发射极一集电极电压)，以将电源电压Vcc控制在5V。

当微型计算机5处于正常工作方式时，安装在IC21的所有电路，诸如微型计算机5，运算放大器6，31，参考电压生成电路29，启动电路32等的总消耗电流Icc(负载电流)等于大约几十mA，并且当微型计算机5处于低功耗工作方式时，它将减少到大约100，，A。因此，当微型计算机5处于正常工作方式时，全部的流入电流linp作为消耗电流Icc的一部分流入IC内部电路，诸如微型计算机5等，并且由此运算放大器6能将电源电压Vcc控制在5V。

另一方面，当微型计算机5处于低功耗工作方式时，相当于多于消耗电流Icc的电流linp的额外电流的过电流lov(＝linp-Icc)不能流入IC内部电路，诸如微型计算机5，等等，并且作为选择，流入(注入)电流吸收电流30。在这种情况下，在终端7的电源电压Vcc增加并超过5V。运算放大器6增加控制电压，以增加晶体管Q21的发射极-集电极的电压，并且最终将晶体管Q21控制在完全断开状态。然而，电源电压Vcc不能仅在运算放大器6的控制下恢复到5V，因为电压的增大是由流入电流linp引起的。

在这种情况下，与电流吸收电路30的运算放大器31相关的反馈控制主要用作替换与陷于不可控制状态的运算放大器6相关的反馈控制。也就是说，运算放大器31控制晶体管Q25的打开状态，以便运算放大器6的控制电压等于检测电压Vb。

这个检测电压Vb在运算放大器6能控制电源电压Vcc为5V的状态下被设置成高于从运算放大器6输出的控制电压。具体地说，这个检测电压Vb被设置成电压值等于或者大于晶体管Q23的门限电压Vt，运算放大器6的最大偏移电压以及工作容限电压的和，其中，该门限电压是考虑到偏差，诸如温度变化，电池电压变化等所估计的最高值，同时，在其中，作为控制结果，电源电压Vcc被限制在Ic21的最大额定电压或者少于最大额定电压。

因此，防止运算放大器6和31彼此在反馈控制上竞争，由此晶体管Q21和Q25被打开。当运算放大器31执行上述反馈控制，过电流lov流入晶体管Q25，并且从而可以可靠地限制终端7的电源电压Vcc的增加。

电源电路22的工作在从电池电压VB被施加到电源电压Vcc上升到某一程度的时间期间是不确定的，并且晶体管Q25可以被设置成启通状态。当运算放大器6在这样的情况下控制晶体管Q21，有晶体管Q21和Q25都启通这样一种情况发生，由此电源电压Vcc不上升。

因此，启动电路32直接施加电源电压Vcc到晶体管Q26的栅极，直到电源电压Vcc上升到2·Vt，其相当于晶体管Q27和Q28的门限电压Vt的和(见图2)。从而，晶体管Q26被打开，并且晶体管Q25可以保持在断开状态。这里，对与2·Vt的上升相应的时间周期的限制在于当电源电压Vcc增加到2·Vt或者更多时，运算放大器31能够实际正常工作。

如上所述，本实施例的IC21包含可工作于低功耗工作方式的微型计算机5，电源电路22的控制电路，以及用于微型计算机5的电源电路22能够仅通过装配几个外部元件来构造。此外，用于将输入电压固定在电源电压Vcc(5V)或者0V的输入保护电路2和3被装配在连接到微型计算机5的输入端口的输入终端8，9，并且具有超过5V的电压或者低于0V的电压的信号可以被直接输入到输入终端8，9。

即使当由于微型计算机5工作在低功耗工作方式，流入终端7的流入电流linp超过IC21的消耗电流Icc时，电源电路22的电流吸收电路30工作，以便过载电路lov流入(注入)电流吸收电路30，以便限制电源电压Vcc的增加，并且接近5V的电源电压Vcc可以稳定地提供给IC21的内部电路。电流吸收电路30有一个极好的特性，不像现有技术中使用的伪负载电阻器(图13的R3)只向其中注入过电流，以便避免发生不必要的电流消耗。

当运算放大器6的控制电压增加到超过处于正常控制工作的控制电压时，电流吸收电路30的运算放大器31开始电流吸收工作。从而，可以可靠地防止晶体管Q21和Q25被打开。此外，由于装配有启动电路32，电源电压Vcc可以可靠地上升。

(第二实施例)

接下来，将参考图3描述本发明的第二实施例。

图3示出电源电路的结构和用于输入端口的输入保护电路的结构，并且与图1相同的组成单元用相同的参考数字表示。在安装在IC33内的电源电路34的电流吸收电路35的结构部分，这个实施例部分不同于第一实施例，也就是说，取代分压电路28，电流吸收电路35被装有参考电压生成电路29和放大电路36。放大电路36放大从参考电压生成电路29输入的参考电压Vr，以生成恒定参考电压Vk(例如，1.75V)。因此，如此生成的参考电压Vk被施加到运算放大器31的反相输入终端。

电源电路34的工作与电源电路22的工作实质上相同，并且可以实现与第一实施例相同的效果。此外，不变(固定)的参考电压Vk被施加到运算放大器31的倒相输入终端，以便当流入终端7的电流linp超过IC21的消耗电流Icc时，电流吸收电路35能以更高的精度执行过电流的吸收工作，

(第三实施例)

接下来，将参考图4描述本发明的第三实施例。

图4示出电源电路的结构和用于输入端口的输入保护电路的结构，并且与图1相同的组成单元用相同的参考数字表示。在安装在IC37内的电源电路38的电流吸收电路39的结构部分，这个实施例不同于第一实施例。

也就是说，包括电阻器R34，N沟道型MOS晶体管Q29(相当于第三晶体管)和电阻器R35的串联电路以及包括电阻器R36和R37的串联电路被连接在参考电压生成电路29和接地线27之间。电阻器R34和晶体管Q29的漏极之间的公共连接点以及电阻器R36和R37之间的公共连接点被分别连接到运算放大器31的反相输入终端和非倒相输入终端。晶体管Q29的栅极和晶体管Q23(相当于第二晶体管)的栅极被连接到运算放大器6的输出终端。

晶体管Q23和Q29被设计成具有相同的特性。关于晶体管Q23和Q29的门限电压Vt，门限电压的一些偏差可能可以在IC37的制造时在晶体管Q23和Q29之间发生，然而，即使在上述这种情况下，它们之间的相对偏差极小。在晶体管Q29的源极和接地线27之间添加电阻器R35，以便以地电位作为标准电压的晶体管Q29的门限电压比晶体管Q23的门限电压高一个预定的偏移值。

当微型计算机被设置在正常工作方式，并且流入终端7的总流入电流linp作为消耗电流的一部分流入IC内部电路，诸如微型计算机5等等。运算放大器6放大参考电压Vr与检测电压Va之间的差分电压，以输出控制电压，并且晶体管Q23被设置在打开状态。在这种情况下，其门限电压(以地电位作为标准电压)比晶体管Q23的门限电压仅仅高出偏移电压的晶体管Q29被断开，并且不执行电流吸收电路39的吸收工作。

另一方面，当微型计算机5被设置在低功耗工作方式，并且从而流入终端7的流入电流linp超过消耗电流Icc，在终端7的电源电压增加并超过5V。因此，运算放大器6增加控制电压，并且当控制电压仅增加了偏移电压时，晶体管Q29被改成打开状态。运算放大器31控制晶体管Q25的打开状态，以便运算放大器6的控制电压等于参考电压Vk，以至于过电流lov流入晶体管Q25，并且从而可以限制终端7的电源电压Vcc的增加。

根据这个实施例，可以实现与第一实施例相同的效果。此外，晶体管Q29到晶体管Q23的偏移电压可以以高精度进行设置，并且同时当电流吸收电路39从非工作状态转到工作状态时，可以减少运算放大器的输出电压(控制电压)的波动范围。

结果是，当流入终端7的流入电流linp小于消耗电流Icc时，晶体管Q29可以被可靠地设置在断开状态，并且可以可靠地防止晶体管Q21和Q25被转到打开状态。另一方面，当流入终端7的流入电流超过消耗现流Icc时，如果运算放大器6的输出电压轻微增加了偏移电压，晶体管Q29被立即设置成打开状态，并且电流吸收工作被启动。因此，与电流吸收电路39从非工作状态转到工作状态的周期相应的死区变窄，并且由相关的死区引起的电源电压Vcc的过渡变化可以被可靠地抑制。

(第四实施例)

现在，将参考图5和6A-6F来描述本发明的第四实施例。

图5示出应用到IC的电源电路和用于IC的输入保护电路的结构，并且与图1相同的组成单元用相同的参考数字表示。在IC40中，伪负载电路41包括装配在电源线26和接地线27之间的电阻器R38和N沟道型MOS晶体管Q30的串联电路。设计伪负载电路41，以使其具有与电流吸收电路30中的电阻R28和晶体管Q25的串联电路相同的特性，也就是说，对其进行设计，以便电阻器R38和R28具有相同的电阻值，并且晶体管Q30和Q25具有相同的特性。

此外，IC40被配有A/D(模拟-数字)转换器42和D/A(数字-模拟)转换器43，A/D(模拟-数字)转换器42用于使晶体管Q25的栅极-源极电压进行A/D转换，以便获得数字数据，并且随后将数字数据输出到微型计算机5，并且D/A(数字-模拟)转换器43使得从微型计算机5输出的数字数据进行D/A转换，并且随后将由此获得的模拟数据输入施加到晶体管Q30的栅极。由微型计算机(相当于伪负载控制电路)控制A/D转换器42和D/A转换器43，并且对它们进行设计，以便到每个转换器42，43的电源可以被单独中断，以停止每个转换器。在A/D转换器42和D/A转换器43之间，模拟电压值和数字电压值之间的相应关系被设置成相等。

接下来，这个实施例的工作将参考图6A-6F进行描述，它们示出各个部分的信号波形和电压波形。图6A表示微型计算机5的工作方式，图6B表示微型计算机5中的返回控制信号。图6C表示从运算放大器6输出的控制电压。图6D表示电源电压Vcc。此外，图6E和6F表示与第一实施例中的图6C和6D相应的波形。由于附图制备的一些限制，图6C-6F的电压标度彼此不同，并且这些电压值在附图中被作为示例进行描述。

首先，将描述当没有配置伪负载电路41(第一实施例)时的工作。

当微型计算机5从低功耗工作方式转换到正常工作方式时，IC40的总消耗电流Icc逐步增加，并且当电容器C21的电容值很小时，电源电压Vcc急剧下降。这时，运算放大器6企图减少从其输出的控制电压。然而，由于运算放大器6的输出终端通过晶体管Q24连接到相位补偿电容器C22，控制电压下降有些延迟(图6E)，而这取决于构成运算放大器6输出级的N沟道型晶体管(未示出)的电流吸收能力，以及电容器C22的电容值，等等。

因此，与既不处于基于运算放大器6的反馈控制也不处于运算放大器31的反馈控制的死区对应的时间周期较长，并且如图6F中所示，出现一种现象，电源电压Vcc临时减少到低于5V。这种现象可以通过增加电容器C21的电容来解决，然而，电容器C21必须增加相应于电容增加量的尺寸。

因此，在这个实施例中，可以执行以下的控制。也就是说，已经断开的A/D转换器42和D/A转换器43在先于从低功耗工作方式到正常工作方式转换的预定时间Tβ(这个周期相当于返回控制周期)之前由微型计算机5打开，并且晶体管Q25的栅极-源极电压的A/D转换值(数字值N)被从A/D转换器42输入到微型计算机5。随后，通过将数字值N与α相加而获得的值(N+α)被D/A转换器43进行D/A转换，并且由此获得的D/A输出电压被施加到晶体管Q30的栅极。

结果是，晶体管Q30被启通，并且在那时，大于已经流过电流吸收电路30中的电阻器28和晶体管Q25的串联电路的电流的电流流入伪负载电路41。因此，来自终端7的流入电流linp减去消耗电流Icc的总过电流可以流入伪负载电路41。因此，电源电压Vcc下降，并且运算放大器降低控制电压。这时，与运算放大器31相关的反馈控制被停止，并且通过与运算放大器6相关的反馈控制再次执行恒定电压作用。

相加值α被用于确保流入伪负载电路41的电流大于流入电流吸收电路30的电流，并且相加值α优选地被设置成在满足如上所述电流幅度关系被满足的情况下尽可能小。如果相加值α被设置成非常大，流入伪负载电路41的电流将过余，并且如上所述的电源电压Vcc临时减少的现象将在返回控制周期Tβ开始时发生。

如上所述，如果与运算放大器6的相关的反馈控制在微型计算机5从低功耗工作方式转换到正常工作方式之前进行正常作用，由于没有反馈控制的转换工作被执行，甚至是当微型计算机5转换到正常工作方式时，将不存在与控制的死区相应的时间周期，且因此消耗电流Icc急剧增加，以便电源电压Vcc可以被固定保持在5V(图6D)。当微型计算机5从低功耗工作方式转换到正常工作方式时，微型计算机5断开A/D转换器42和D/A转换器43的电源，并且与这个断开操作有关，晶体管Q30被断开。

根据这个实施例，电容器C21的电容可以比第一实施例减少的更多，并且这个实施例在IC40被安装的板的尺寸，制造成本等等方面更有利。此外，电容器C21所需的电容可以基本固定而不管使用电源电路22的系统结构，并且由此应用电源电路22到该系统的自由度可以得到提高。

仅对于返回控制周期Tβ，功率被提供给A/D转换器42和D/A转换器43，并且直到那时，对于返回控制周期Tβ，流入伪负载电路41的电流基本上等于或者稍微大于已经流入电流吸收电路30的电流。另外，返回控制周期Tβ可以仅是一个完成所述控制工作转换所需的时间周期。因此，与第一实施例相比，很难发生功耗的增加。

(第五实施例)

接下来，将参考图7和8A-8C来描述本发明的第五实施例。

图7示出用于车辆的ECU的控制IC的电结构。电源电压Vcc被从IC外部的电源电路54(相当于外部电源电路)提供到IC51(半导体集成电路设备)的电源终端52和53。电源电路54是一个串联调节器型恒压电源电路，并且它被提供有大约12V的电池电压VB，以输出5V的电源电压Vcc。

IC51被配有微型计算机55。微型计算机55具有CPU，存储器，数字电路诸如输入/输出端口等等，以及各种模拟电路。IC51的输入终端56-60(相当于信号输入终端)通过输入保护电路61到65被连接到微型计算机55的输入端口。输入保护电路61包括在输入终端56和电源终端52之间连接的二极管Dd51，和在输入终端56和电源终端53之间连接的二极管D52。其他输入保护电路62到65以相同的结构进行设计。

输入终端56到60被初始提供有电压范围从0V到5V的外部信号。然而，通过积极利用输入保护电路61到65，超过5V的电压可以被直接施加到这些输入终端56到60。在这个实施例中，假定电池电压VB通过电阻R51到R55被施加。

IC51进一步配有电源电压检测电路68，包括判断电压生成电路66和比较器67。判断电压生成电路66(相当于判断参考电压生成电路)是一个用于生成高于电源电压Vcc的固定判断电压Ve(相当于判断参考电压)的电路。此外，比较器67将电源电压Vcc与判断电压Ve进行比较，并且当电源电压信号Vcc低于判断电压Ve时输出L电平判断信号，而当电源电压Vcc等于或者大于判断电压Ve时输出H电平判断信号。这个判断信号被施加到微型计算机55的输入端口。

接下来，将参考图8A-8C描述这个实施例的工作。

如上面关于第一实施例所述，当超过5V的电压被施加到输入终端56到60(精确地，电阻器R51到R55的信号源侧终端)，电流流过二极管D51到D59。当这个流入电流linp超过IC内部电路的消耗电流Icc时，电源电压Vcc增加到超过5V。具体地，当微型计算机处于低功耗工作方式，并且电池电压VB被施加到一些输入终端56到60时电压升高。

图8A-8C示出当微型计算机55主要工作在低功耗工作方式和正常工作方式时的电压波形。图8A示出施加到输入终端56到60的电压波形。图8B示出电源电压Vcc。图8C示出微型计算机55的工作方式。

在图8A中，示出电池电压VB被同时施加到输入终端56到60，以示出发生电源电压Vcc升高的情况。电池电压Vb可以在电源电压Vcc升高的情况下被施加到一些输入终端56到60。

在恒定周期T，甚至在车辆点火开关关闭后，微型计算机55临时返回正常工作方式(或者其仅有部分功能可以正常工作的方式)，由此微型计算机转换到低功耗工作方式，并且执行输入信号的监视处理。在返回时间，微型计算机55接收来自比较器67的判断信号，并且当判断信号是L电平时再次转换到低功耗工作方式。周期T例如由CR定时器产生。

当电池电压VB被施加到输入终端56到60(时间t1)，进入电源终端52的流入电流linp超过IC内部电路的消耗电流Icc，以便电源电压Vcc增加到超过5V。这时的增加率在过电流lov(＝linp-Icc)，电源电路54中的平滑电容器的电容值，等等的基础上决定。最终，当电源电压Vcc在时间t2超过判断电压Ve时，比较器67的判断信号从L电平转到H电平。

当从先前的返回时间点经过周期T时，微型计算机55再次返回到正常工作方式(时间t3)，响应判断信号为H电平的事实，微型计算机55禁止转换到低功耗工作方式，并且继续工作在正常工作方式，直到经过周期T。在正常工作方式下，IC内部电路的消耗电流Icc大于流入电流linp，并且由此电源电路54能将电源电压Vcc控制在5V。结果，电源电压Vcc减少到5V，并且判断信号再次转换到L电平。由于在已经经过周期T的时间t4，判断信号是L电平，微型计算机55在完成预定的监视处理之后转换到低功耗工作方式。

此后，微型计算机55在已经经过时间周期T的时间t5，t6，t7根据判断信号的电平来执行相同的操作。当到输入终端56到60的电池电压VB的施加被停止时(时间t8)，电流linp等于零并且电源电压Vcc最终被调整为5V。微型计算机55在时间t9之后执行周期T的间歇工作作为一原则事件(matter of principle)。

在这种情况下，微型计算机55判断由于经过了周期T而从低功耗工作方式转换到正常工作方式时判断信号的电平，并且从而，如果周期T很长，电源电压Vcc可以超过IC51的最大额定电压(相当于最大容许电压)，直到微型计算机55返回下一个正常工作方式为止。因此，需要将时间周期T设置成ΔVm/Rm[s]或者更少，其中，Rm[V/s]表示当将电池电压VB的最大值同时施加到所有的输入终端56到60时所估计的最大电压增加率，并且ΔVm[V]表示在判断电压Ve和最大额定电压之间的电压差。因此，当在低功耗工作方式期间判断信号被设置成H电平，防止电源电压Vcc超过最大额定电压直到微型计算机返回下一个正常工作方式为止。

如上所述，当电源电压Vcc超过判断电压Ve，这个实施例的IC51禁止在临时转换到正常工作方式之后从正常工作方式转换到低功耗工作方式。因此，IC内部电路的消耗电流Icc大于流入电流linp，并且抑制了电源电压Vcc的增加，以便5V的电源电压被稳定地提供给IC51。在这种情况下，甚至当微型计算机55继续工作在具有比低功耗工作方式大的处理能力的正常工作方式，微型计算机55的处理中没有问题出现。此外，与添加了伪负载电阻器的常规结构相比，当没有过电流lov出现时没有不必要的功耗，并且可以采用减少电流消耗来稳定获得等于目标电压的电源电压。

(第六实施例)

接下来，将参考图9和10A-10C来描述本发明的第六实施例。

图9示出电源电路和用于输入端口的输入保护电路的结构，并且与图1相同的组成单元由相同的参考数字来表示。在当电源电压Vcc在低功耗工作方式增加时的处理内容上，这个实施例不同于第五实施例。

IC71被提供有电源电路72产生的电源电压Vcc。在电源电路72，比较器73(相当于电源电压检测电路)具有滞后特性，并且其非倒相相输入终端被连接到运算放大器6的输出终端而其倒相输入终端被连接到电阻器R25和R26之间的公共连接点。比较器73的输出终端被连接到微型计算机74的外部终中断终端。

图10A表示电源电压Vcc，图10B表示比较器73的输出信号，并且图10C表示微型计算机74的工作方式。甚至在车辆点火开关被断开，并且微型计算机74转到低功耗工作方式(睡眠方式)之后，微型计算机74在固定周期T临时返回到正常工作方式，以执行输入信号的监视处理。当开关S1和S2在微型计算机74处于低功耗工作方式的时间t11被设置在断开状态时，流入终端7的流入电流linp超过IC内部电路的消耗电流Icc，以便电源电压Vcc超过5V并且从运算放大器6输出的控制电压增加。

最终，当电源电压到达一个判断值(时间t12)，运算放大器6的控制电压超过分压电流28的检测电压Vb，比较器73的输出信号将其电平从L电平变为H电平，并且微型计算机74开始外部中断处理。也就是说，微型计算机74从低功耗工作方式唤醒，根据中断向量进行分支，并转换到电压抑制工作方式，用于执行抑制电源电压Vcc的增加所需的消耗电流处理。电压抑制工作方式可以是正常工作方式，然而，在这个实施例中，它是一个特定的方式，其中的消耗电流小于正常工作方式的消耗电流，以便将功耗抑制在所需的最小值。

在电压抑制工作方式中，IC内部电路的消耗电流Icc大于流入终端7的流入电流linp，以便电源电压Vcc朝向5V降低。当电源电压Vcc减少到小于判断值V1(5V＜V1＜V2＜IC71的绝对最大额定值)(时间t13)时，比较器73的输出信号将其电平从H电平变为L电平，并且微型计算机74再次转到低功耗工作方式。结果，电源电压Vcc从减少再次变为增加。如上所述，微型计算机74重复低功耗工作方式和电压抑制工作方式，直到转到下一个正常工作方式的时间t16为止。在图10A-10C中，电源电压Vcc的增加倾斜度不同，因为流入电流linp由于开关S1，S2的打开/断开状态，电池电压VB的变化等等而变化。

根据这个实施例，当在微型计算机74处于低功耗工作方式的周期期间内，电源电压Vcc超过判断值V2时，微型计算机74立即转到具有比低功耗工作方式大的功耗电流的电压抑制工作方式，而无需等待下一个正常工作方式，以便电源电压Vcc能基本上抑制在判断值V2。在电压抑制工作方式中的IC71的消耗电流Icc被设置成小于正常工作方式的消耗电流Icc，并且同时大于流入终端7的流入电流linp，以便IC71的消耗电流Icc的增加能够被抑制在最小等级。

(第七实施例)

接下来，将参考图11和12A-12C来描述通过修改第六实施例而获得的第七实施例。

图11示出电源电路和用于输入端口的输入保护电流的结构，并且与图9相同的组成元件用相同的参考数字来表示。电阻值根据来自微型计算机74的伪负载设置信号改变的伪负载电流76被装配在IC75中。伪负载电路76包括串联连接在电源线26和接地线27之间的电阻R71和R75，以及连接在电阻71和75的公共连接点与接地线27之间的开关电路77到80。开关电路77到80被设计成它们当中仅有一个根据伪负载设置信号被接通。

图12A示出电源电压Vcc。图12B示出比较器73的输出信号。图12C示出当流入终端7的流入电流linp被固定时微型计算机74的工作方式。这个实施例的基本操作与第六实施例相同。也就是说，当在微型计算机处于低功耗工作方式的时间t21，开关S1和S2被断开时，电源电压Vcc增加到超过5V，并且微型计算机74在电源电压Vcc达到判断值V2的时间点(时间t22)开始外部中断处理。然而，假定微型计算机74在开关S1和S2被设置成断开状态的时间点上将所有的开关电路77到80控制在断开状态。

微型计算机74在外部终端处理中仅将开关电路80转到接通状态，以通过一个步骤将伪负载电路76的电阻值设置成低于当前的电阻值，由此增加流入伪负载电路76的电流。设置的转换实际上在电压抑制工作方式结束并且微型计算机74返回低功耗工作方式的时间点(时间t23)上执行。在伪负载电路76的这种设置状态下，当处于低功耗工作方式的IC75的消耗电流Icc增加到流入电流linp或者更多时电源电压Vcc的增加被停止，并且微型计算机74保持在低功耗工作方式，直到微型计算机74转到下一个正常工作方式的时间t28为止。

另一方面，当处于低功耗工作方式的IC75的消耗电流Icc小于流入电流linp，电源电压Vcc转到再次从时间t23开始增加，如图12A所示，并且最终，微型计算机74再次开始外部中断处理(时间t24)。因此，微型计算机74在外部中断处理中仅将开关电路79转到接通状态，以通过一个步骤进一步降低伪负载电路76的电阻值，由此增加流入伪负载电流76的电流(时间t25)。在图12C中所示的情况下，微型计算机74在时间t26再一次开始外部中断处理，以仅将开关电路78转到接通状态(时间t27)。

当微型计算机74在时间t28从低功耗工作方式转到正常工作方式，微型计算机74将所有的开关电路77到80设置成断开状态。当微型计算机74在时间t29结束正常工作方式，并且转到低功耗工作方式时，将伪负载电路76设置成正好是时间t28之前的状态，并且继续上述控制。在仅仅这种控制下，伪负载电路76的电阻值可以仅仅是逐步降低。因此，当在预定的周期没有出现到电压抑制工作方式的转换时，临时减少的伪负载电路76的电阻值通过一个步骤增加到大于当前的电阻值，由此减少流入伪负载电路76的电流。

如上所述的开关电路77到80的开关控制相当于伪负载电路76的电阻值控制，执行该开关控制以便处于低功耗工作方式的IC75的消耗电流Icc(包含流入伪负载电路76的电流)大于流入电流linp，并且还接近流入电流linp。也就是说，如果执行该控制，处于低功耗工作方式的IC75的消耗电流和流入电流linp最终基本上彼此相等，并且微型计算机74不转换到电压抑制工作方式。

例如，甚至当微型计算机74处于电压抑制工作方式时，一旦微型计算机74唤醒，明显大于流入电流linp的电流流入。因此，通过使得该电流基本上等于流入伪负载电路76的流入电流linp而不是通过频繁将微型计算机74转到电压抑制工作方式来更加频繁地减少IC75的平均消耗电流。因此，根据这个实施例，当一些流入电流linp流入终端7时，电源电压Vcc地增加可以采用进一步减少消耗电流来抑制。

(其他的实施例)

本发明不限于上述和附图中所示出的各个实施例，例如，可以执行以下的修改和扩展。

在第一到第三实施例中，晶体管Q26和启动电路32可以根据场合需要来配备。此外，输入保护电路2和3可以被装配在IC的外部。

在第二实施例中，在甚至当参考电压Vr被直接施加到运算放大器31的倒相输入终端时，运算放大器6和31的工作被满足的情况下，放大电路36可以被删除。

在第三实施例中，当可能制造这个电路以便晶体管Q29的门限电压Vt(Q29)比晶体管Q23的门限电压Vt(Q23)仅高出一个预定的偏移电压，可以删除电阻器R35。有关的偏移电压可以通过其他的装置来固定。

在第四实施例中，以电压输出器连接方式设计的运算放大器和电压增加电路可以被用于替换A/D转换器42和D/A转换器43。晶体管Q25的栅极-源极电压在返回控制周期Tβ开始时间被检测(A/D转换)。然而，当流入电流linp被固定或者其变化很微小时，晶体管Q25的栅极-源极电压可以在处于低功耗工作方式的返回控制周期Tβ之前被检测(A/D转换)。

在第五实施例中，当在低功耗工作方式下工作期间，判断信号被设置成H电平，微型计算机可以立即转到正常工作方式，无需等待转到下一个正常工作方式。

在每个实施例中，电源电路22，34，38，54和72不限于串联调节器型，而通常可以是各种类型，诸如线性调节器，开关式调节器等等。

本发明的描述实质上仅是示范性的，因此，不脱离本发明的要点的变化可以落入本发明的范围之内。这样的变化不认为是脱离的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1、一种电源电路，包括：

电压生成电路，用于在施加到输入线的输入电压基础上生成等于目标电压的输出电压，并且将由此生成的输出电压通过输出线提供到负载；以及

过电流流入其中的电流吸收电路，过电流被定义成多于提供给负载的电流，电压生成电路的工作电流以及电流吸收电路本身的工作电流的总电流的从外部流入输入线的电流的溢出电流。

2、根据权利要求1所述的电源电路，其中当输出电压超过目标电压时，电流吸收电路执行向其中注入过电流的吸收工作。

3、根据权利要求1所述的电源电路，其中电压生成电路包括第一误差信号放大器，其用于放大目标电压和输出电压之间的差分电压；

以及

电流吸收电路包括：

连接到输出线的第一晶体管，以形成电流注入通路；

电压检测电路，用于区分输出电压，以便当电压生成电路输出等于目标电压的电压时，检测高于从第一误差信号放大器输出的控制电压的电压；以及

第二误差信号放大器，用于根据从第一误差信号放大器输出的控制电压和检测电压之间的差分电压来控制第一晶体管。

4、根据权利要求1所述的电源电路，其中

电压生成电路包括第一误差信号放大器，其用于放大目标电压和输出电压之间的差分电压；以及

电流吸收电路包括：

连接到输出线的第一晶体管，以形成电流注入通路；

参考电压输出电路，用于当电压生成电路输出等于目标电压的电压时，输出高于从从第一误差信号放大器输出的控制电压的固定参考电压；以及

第二误差信号放大器，用于根据从第一误差信号放大器输出的控制电压和参考电压之间的差分电压来控制第一晶体管。

5、根据权利要求1所述的电源电路，其中电压生成电路包括：

第一误差信号放大器，用于放大目标电压和输出电压之间的差分电压；以及

第二晶体管，采用从第一误差信号放大器输出的控制电压作为栅极电压来工作，

其中电流吸收电路包括：

连接到输出线的第一晶体管，以形成电流注入通路；

第三晶体管，具有比第二晶体管高出预定偏移电压的门限电压，并且用从第一晶体管输出的控制电压作为栅极电压工作；以及第二误差信号放大器，用于根据第三晶体管的漏极电压和预定参考电压之间的差分电压来控制第一晶体管。

6、根据权利要求1所述的电源电路，其中进一步包括启动电路，从电压被施加到输入线开始到输出电压达到预定电压为止将第一晶体管保持在断开状态。

7、一种电源电路包括：

电压生成电路，用于生成等于目标电压的输出电压，并且将由此生成的电压通过输出线提供到负载；以及

电流吸收电路，其中当对于电压生成电路不可能执行对目标电压的跟踪控制，而输出电压保持在高于目标电压时，注入从外部流入输出线的电流，以便输出电压不超过被设置成高于目标电压的预定电压。

8、一种半导体集成电路设备包括：

根据权利要求1所述的电源电路；

微型计算机，被提供有来自电源电路的电压以进行工作，并且可以工作在正常工作方式和低功耗工作方式的任意一种，低功耗工作方式具有小于正常工作方式的功耗；

信号输入终端，其中输入一信号电压；以及

输入保护电路，连接在信号输入终端和电源电路的输出线之间。

9、根据权利要求8所述的半导体集成电路，进一步包括：

伪负载电路，其连接到电源电路的输出线，并且根据伪负载设置信号来变化流入其中的电流的幅度；以及

伪负载控制电路，向伪负载电路提供伪负载设置信号，以便在返回控制期间具有正好微型计算机从低功耗工作方式转到正常工作方式之前的预定宽度，电流流入伪负载电路，该电流等于或者大于在返回控制周期之前流入电流吸收电路的电流并且同时小于处于正常工作方式的微型计算机的消耗电流。

10、根据权利要求9所述的半导体集成电路，其中电流吸收电路和伪负载电路具有包括电阻器和晶体管的串联电路，该电流吸收电路和伪负载电路的串联电路形成电流注入通路，并且具有相同的特性，以及伪负载控制电路在返回控制周期之前检测组成电流吸收电路的串联电路的晶体管的栅极电压，并且在返回控制周期期间，将不少于由此检测的栅极电压的栅极电压施加到组成伪负载电路的串联电路的晶体管。

11、一种半导体集成电路设备，具有被提供有来自内部电源电路或者外部电源电路的预定电源电压的微型计算机，选择正常工作方式和低功耗工作方式的其中之一，并工作在由此选择的方式，微型计算机包括：

电源电压检测电路，用于检测电源电压增加到高于判断参考电压的值，其中当选择低功耗工作方式时，微型计算机间歇地转换到正常工作方式，并且工作在正常工作方式，以及在转到有关的正常工作方式而电源电压检测电路检测电源电压的增大时，继续工作在正常工作方式。

12、根据权利要求11所述的半导体集成电路设备，其中电源电压检测电路包括：

判断参考电压生成电路，用于生成判断参考电压；以及

比较器，用于将电源电压与判断参考电压进行比较。

13、根据权利要求11所述的半导体集成电路设备，其中微型计算机在ΔVm/Rm或者更小的周期执行间断工作，其中，Rm[V/s]表示为电源电压所估算的最大电压增加率，并且ΔVm表示在判断电压和电源电压的最大容许电压之间的电压差。

14、根据权利要求12所述的半导体集成电路设备，其中当电源电压检测电路检测电源电压的增大同时微型计算机选择低功耗工作方式时，微型计算机转到电压抑制工作方式，其具有大于低功耗工作方式的消耗电流。

15、根据权利要求14所述的半导体集成电路设备，其中微型计算机具有滞后特性，并且微型计算机根据在间断工作下计划安排选择低功耗工作方式的周期期间从比较器输出的信号，来选择低功耗工作方式或者电压抑制工作方式。

16、根据权利要求15所述的半导体集成电路设备，进一步包括伪负载电路，用于根据伪负载设置信号来改变流入其中的电流的幅度，其中微型计算机控制伪负载设置信号，以便增加每次微型计算机选择电压抑制工作方式时增加流入伪负载电路的电流。

17、根据权利要求11所述的半导体集成电路设备，进一步包括信号输入终端，其连接到用于将输入信号电压固定在电源电压的输入保护电路。

18、根据权利要求12所述的半导体集成电路设备，其中微型计算机在ΔVm/Rm或者更小的周期执行间断工作，其中，Rm[V/s]表示为电源电压所估算的最大电压增加率，并且ΔVm表示在判断电压和电源电压的最大容许电压之间的电压差。

19、一种半导体集成电路设备，包括：

根据权利要求3所述的电源电路；

微型计算机，被提供有来自电源电路的电压以进行工作，并且可以工作在正常工作方式和低功耗工作方式的任意一种，低功耗工作方式具有小于正常工作方式的功耗；

信号输入终端，其中输入一信号电压；以及

输入保护电路，连接在信号输入终端和电源电路的输出线之间。

20、一种半导体集成电路设备，包括：

根据权利要求4所述的电源电路；

微型计算机，被提供有来自电源电路的电压以进行工作，并且可以工作在正常工作方式和低功耗工作方式的任意一种，低功耗工作方式具有小于正常工作方式的功耗；

信号输入终端，其中输入一信号电压；以及

输入保护电路，连接在信号输入终端和电源电路的输出线之间。

Images