CN1504015A

CN1504015A - 使用信息包获取和信道追踪的零中频接收器

Info

Publication number: CN1504015A
Application number: CNA01821763XA
Authority: CN
Inventors: K・R・鲍德温; K·R·鲍德温; 韦伯斯特; M·A·韦伯斯特
Original assignee: Intersil Americas LLC
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2001-01-04
Filing date: 2001-12-21
Publication date: 2004-06-09
Also published as: US7068987B2; TW529274B; AU2002241708A1; JP2004536478A; KR20030065590A; DE10197148T1; US20020042256A1; USRE42799E1; WO2002054606A2; WO2002054606A3

Abstract

本发明揭示一种用以控制设置在零中频结构上的无线通讯装置的操作方法，其包含一直流回路(347)及一增益回路(345)。该方法包含在处理一无线媒体中的能量以产生一对应的接收信号R，经由一预定的测量窗(R_D)来监视该接收信号，检测该信道中改变的情况，保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平，并尝试当该增益回路保持固定时来运作该直流回路(347)来搜索该接收信号R_D的一稳定直流数值。一第一状况为直流饱和(901)，其中该增益保持固定直到直流受到控制。一第二状况为清除信道评估，其中一先前储存的增益设定在检测到该信息包(1101)结束之后应用到该增益回路。一第三状况为在传送一信息包(1001)之后预备来接收一预期的确认信息包(1005)，其中一先前储存的增益设定再次地应用到该增益回路，而直流被搜索。

Description

使用信息包获取和信道追踪的零中频接收器

相关申请案的交互参考

本申请案基于2001年1月4日立案的美国临时专利申请案，其名为“零中频结构中无线通讯装置的信息包获取及信道追踪”，序号为60/259,731，该申请案在此完整地以引用的方式并入本文。本申请案也为一于2000年10月2日立案的美国专利申请案的部分接续申请案(CIP)，其名为“零中频结构中无线通讯装置的校准直流补偿系统”，其序号为09/677,975，该申请案在此完整地以引用的方式并入本文。

技术领域

本发明关于无线通讯，更具体地说，是关于零中频(ZIF)结构中无线通讯装置的信息包获取及信道追踪，其使用一直流控制回路来将射频信号直接转换到基带频率，以及一校准程序来更为准确地决定及控制直流电压电平。

背景技术

网络通讯应用于商业及家庭还是一个正在成长中的科技领域。一个网络系统可以增强通讯，并提供一适当的环境来同时加强在家中及工作场所中的生产力及能力。例如，互联网为一广域通讯网络，大多数为有线，它可以将全世界范围内的装置结合在一起，并使得所有连接到互联网的装置之间能够享有全球化的通讯。互联网可提供多种服务，例如数据共享、传真、聊天和电子邮件，还可以通过网站访问文件、图书馆、数据库和计算机程序等获得信息。

许多工商团体包含有一相对建立及复杂的网络环境来加强生产力及通讯。例如，外部网络或内部网络提供加强但受到保护或安全的通讯到位于互联网上的选择性的社群。许多小型公司及家庭则通过一些局域网络(LAN)或类似的变化来结合到互联网。对于小型公司及家庭环境来说含有LAN能力来连接到互联网或来存取其它服务，例如文件共享，打印，传真等，以及进一步利用象是聊天及电子邮件服务及类似者来构成通讯，以及提供存取到公共数据库及图书馆等已变得日渐有利及普遍。许多这种小型网络通过一组导线来连接。例如，一网络可通过标准电话线来建立在小型办公室或家中。电话线已经存在于一企业的每个办公室，并在一典型的家庭的数个房间内。也存在通过电力线来建立网络通讯的技术，这些网络通讯基本上可用于一栋房子的每个房间。许多小型办公室及家庭另外可以网络线来布线，例如由许多Ethernet具体实施例所使用的具有RJ-45连接器的一双绞电话线。

有线的网络提供了某种程度的方便，但具有许多限制。每个结合到该网络的装置必须连接到该网络建立连接的一相对应线。因此，每个装置的位置在构成存取到网络线中受到限制。缆线管理也为一明显的问题，因为必须放置装置来构成缆线适当的路径。该缆线需要方便地放置，并为了美观的关系而必须隐藏起来。缆线的放置方式必须可以降低或消除任何意外干扰或断线，或意外绊倒的任何机会。一旦有线的装置被适当地放置，该装置的移动非常受限，或是如果没有实质的重新配置或缆线的重新路径化，无法应用设备。有线的网络装置的维护很不方便，其通常需要在服务期间移动该缆线，然后适当地重新连接。

某些无线技术已为人知，例如红外线技术。红外线技术可非常适用于某些应用，例如遥控系统或类似者。对于网络应用，红外线技术为相当便宜的选择，但具有某些限制，其中包含有限的频宽，范围限制，及位在视线内的问题。红外线技术已经利用在某些应用，例如存取点(APs)及点对点传递节点来延伸一网络到走廊等等。例如，红外线装置已知可用于医院，饭店，及其它相当大的结构。但是，该APs或节点通常为固定，其配置方式是如在天花板上，以避免与实体物体的潜在干扰。由于视线的问题，红外线技术在该网络的末端处对于网络通讯并非特别地方便，其中必须要有人为互动。

射频(RF)技术可做为一种可选择的技术，用以建立一可行的无线局域网络(WLAN)。但是用于LAN系统的RF技术对于小型办公室或家庭使用来说并非特别最佳。建立无线技术是为了工业及商业用途及应用，例如快件服务，汽车出租，仓库运作及库存等。商业及工业应用的无线具体实施例太贵，或另外要特殊化，并因此不适合直接用于小型办公室或家用环境。

蓝芽(Bluetooth)技术就是针对家庭或办公室中的应用而发展起来的。蓝芽技术以非常低的成本来提供相对有限的频宽，以造成在某些通讯装置之间的连接性及网络通讯，例如蜂窝式电话，包含笔记型计算机，膝上型计算机及桌上型计算机的计算机系统，其进一步包含其它像是个人数字助理(PDAs)或类似的掌上型装置。但是该蓝芽技术具有有限的频宽，因此具有相当低的数据流量能力。消费者市场需要较高的数据流量及可靠度，其为例如DVD及其它多媒体应用所必需。

一典型的WLAN环境有许多噪声，并对于无线通讯并非最佳化。例如，大多数的家庭包含许多电子装置，造成一电子嘈杂的环境，其会干扰WLAN通讯，例如微波炉，车库门开启器，收音机，电视，计算机系统等。再者，在无线装置之间的通讯媒体经常地改变。例如，大多数环境或房间包含多重反射表面，造成在该无线环境中的多重路径噪声。此外，项目或装置或类似者的移动，例如手、身体、珠宝、鼠标等，或电气装置的启动，例如冷却风扇或类似者，其会影响整体的无线通讯路径，并潜在地降低无线通讯性能。

其需要一种低成本及低功率无线通讯装置，用以构成一WLAN系统或类似者来应用于家庭或小型企业。其进一步需要为任何形式应用的任何形式的无线系统提供低成本及低功率无线通讯装置。该系统必须相当地稳定，而具有显著的性能，必能够具有大量的数据流量。

发明内容

根据本发明的具体实施例提供一种用以控制设置在零中频(ZIF)结构中的无线通讯装置的运作的方法，零中频(ZIF)结构包含一直流反馈控制回路和一增益反馈控制回路，该方法包含在一无线媒体中处理能力，用以产生一对应的接收信号，经由一预定的测量窗口来监视该接收信号，检测在该无线媒体中的变化情况，在检测到该变化情况之后，保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平，并尝试当该增益回路保持固定时来运作该直流回路来搜寻该接收信号的一稳定直流数值。其在此处可考虑几种改变的情况，其包含造成直流饱和的一新信息包的开始，预备清除信道评估(CCA)的一信息包的传输完成，及一信息包传输完成，并预备一预期的确认(ACK)信息包。

该能量处理可牵涉到当没有信息包正在传送时处理无线媒体中的噪声能量。依此方式，该无线通讯装置在该改变情况之前追踪该信道的噪声最低限度。该改变的情况可包含检测该测量窗的直流饱和，其基本上代表或另在一新信息包开始期间由运作所造成。在一具体实施例中，直流饱和在当取样的接收信号“追迹(retail)”到一数字测量窗的一侧时被检测到。在正常运作下，运作该直流反馈控制回路以试图控制该接收信号的直流电平在一预定的最大直流临界电平内，以便该增益回路可锁定该信号。但是，直流饱和需要一不同的程序来快速地改变该接收信号的直流电平，以至于该进入信号不会不清楚，且在有限的测量窗中可观察到。在直流饱和时，保持该增益反馈控制回路，并且运作该直流反馈控制回路来加入相反极性的直流到该接收信号，以去除该直流饱和的情况。当去除该直流饱和情况时，释放该增益反馈控制回路来控制该接收信号的功率电平到一预定的目标功率电平。

该方法可进一步包含检测增益饱和，其中该测量窗在一预定的裁切率之上来裁切在预定的最小值及最大值，且其中裁切在该预定的最小值及最大值之间相当地平衡。如果增益饱和，该方法可进一步包含运作该增益反馈控制回路来执行一裁切步骤程序来降低该接收信号的增益。在一具体实施例中，该裁切步骤程序包含使用一逐渐的裁切增益调整，其中增益基于该接收信号的裁切量来调整增益。

该方法可进一步包含在当无信息包正在传送时处理该无线媒体中的噪声能量，运作该增益反馈控制回路直到决定出一噪声最低限度增益值，并储存该噪声最低限度增益值。对于预期的ACK信息包获取，该方法可进一步包含检测一在该无线媒体中信息包传输的结束(例如一局部MAC的表示)，在该增益反馈控制回路中取得及应用该储存的噪声最低限度增益值，在一预定的安静周期期间保持该增益在该接收的噪声最低限度增益值，并释放该增益反馈控制回路以在该安静周期的到期之后以正常模式运作。在此例中，其可预期该无线媒体在仅传输一个信息包之后并未明显地改变，所以尽可能在该装置传送一信息包之后取得该增益，以尽可能快地便于重新建立控制该增益回路。该方法可进一步包含在传输该信息包之前决定该直流反馈控制回路的直流噪声值(而追踪该无线媒体的噪声最低限度)，储存该直流噪声值，并在检测到该信息包传输的结束之后，取得及施加该直流噪声值到该直流反馈控制回路。在此例中，该直流回路的增益也回复到和在信息包传输之前相同的电平，以尽可能地在信息包传输之后即便于重新建立控制该直流回路。

为了执行CCA，该方法可进一步包含检测正在该无线媒体中传送的一信息包传输的结束，在一预定的时段取得并施加该储存的噪声最低限度增益值在该增益反馈控制回路中，并决定是否该直流反馈控制回路在该预定的时段内收敛到一稳定的直流电平。在此例中，其可决定如果该直流反馈控制回路在该预定时段内并未收敛到一稳定的直流电平该无线媒体是否忙碌。此会发生在如果其它装置正在传送一信息包时，例如一ACK信息包响应于在该信道中检测到的原始信息包，或如果一些其它信道现象正防止该直流回路的收敛性。在任一情况下，该无线装置撤回，其并不尝试信息包传输直到决定CCA之后。

一种运作一无线通讯装置的方法(包含增益及直流回路)，用以在一无线媒体中执行正在传送中的信息包的初始获取，方法包含处理在该无线媒体中的射频(RF)能量，用以产生一对应的接收信号，决定是否超过该接收信号的一直流临界条件，如果是的话，保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平，并运作该直流反馈控制回路来降低该接收信号的直流，直到满足该接收信号的直流临界条件，且当满足该接收信号的直流临界条件时，运作该直流反馈控制回路来控制该接收信号的直流电平，并运作该增益反馈控制回路来控制该接收信号的一功率电平到一预定的目标功率电平。

该后一的方法更为特殊于该无线媒体中的新信息包开始。在一具体实施例中，该接收信号为一模拟信号，该方法可包含以一模拟到数字转换器(ADC)取样该接收信号，以产生对应的数字样本，其中该ADC具有一充分的范围来维持信号完整性，而不会转换该接收信号的整体可能的信号范围。在此例中，在当超过一直流临界条件时来决定直流饱和。该数字样本的范围在一最小值和一最大值之间，其中该直流临界条件在当位于最小值的数字样本的百分比，或在该最大值的数字样本的百分比超过数字样本总数的预定的临界百分比时。例如，此可发生在当一个轨道上裁切信号的数目超过一预定的裁切率时。该预定的裁切率可根据该特殊设置来任意地决定，但基本上是在一相当高的百分比，例如90％或类似者。

当超过该直流临界条件时，该方法包含通过加入直流到该接收信号来运作该直流反馈控制回路。其可想到数种方法，其包含通过重复地加入一预定的直流量来进行一步长搜索过程，直到满足该直流临界条件。该预定的直流量可为任何任意值，但必须选择来避免超越该增益窗，并且这样+可相关于该测量窗的相对尺寸。在另一具体实施例中，该方法包含执行一连续的近似直流搜寻程序，直到满足该直流临界条件。在此例中，一二元化搜寻或类似者可用来收敛在该可应用的直流电平。该步长搜索过程在许多例子中要比连续近似技术要占用较长的时间，但其较为充分、简单且相当容易实施。

该方法可进一步包含检测一增益饱和状态，其中裁切的数字样本同时发生在该最小及最大电平，其速率大于一预定的裁切比例临界值，且其中在该最小电平的数字样本数目可利用位在该最大电平的数字样本数目来相对地平衡。该平衡可依需要来粗估或精确，例如3∶1，2∶1，或依需要尽可能地接近1∶1。当检测到该增益饱和状态时，该方法包含当在该增益饱和状态时，以裁切模式运作该增益反馈控制回路。该裁切模式可包含基于使用一逐渐的裁切增益调整的裁切量来调整该增益反馈控制回路的增益电平。该逐渐的裁切增益调整可包含对于每个多个预定的裁切比例范围的预定的多个增益电平调整中对应的一个。该逐渐的裁切增益调整可在一高裁切比的高增益调整与一低裁切比的低增益调整之间渐变。

一种运作一无线收发器装置来预备一预期的ACK信息包的方法，其包含在传送一信息包之后，及在一预定的安静周期期间，保持该增益反馈控制回路的一增益电平为固定，在该预定的安静周期期间运作该直流反馈控制回路，用以当保持该增益反馈控制回路时尝试来解决(resolve)直流电平，并释放该增益反馈控制回路来在该安静周期之后运作在一正常的信息包获取模式。在此例中，该方法可包含在传送该信息包之前储存该增益反馈回路的增益电平值，并在传送该信息包之后，在该预定的安静周期期间，保持该增益反馈控制回路在该取得的增益电平值。同时，该方法可包含在传输该信息包之前，储存该直流反馈控制回路的一直流数值，并在该信息包传输之后应用该储存的直流数值。在此方法中，该无线收发器装置可为传送该信息包的装置，并预期来接收该ACK信息包，或该无线收发器装置可为运作在ACK优先模式中的不同装置，例如网络监视器，或运作在一“探测器”模式中的分析仪，或类似者来分析协议。

一种运作一无线通讯装置以决定一无线媒体的CCA的方法，其包含储存该增益反馈控制回路的一增益电平值，检测正在传送中的信息包，取得该储存的增益电平值，并在完成该信息包传输之后保持该增益反馈控制回路在该取得增益电平值，运作该直流反馈控制回路来搜寻一稳定的直流电平，并决定是否该直流回路收敛到一稳定的直流电平。再次地，可决定该增益电平值，并当没有信息包正在传送时追踪该无线媒体时储存该增益电平值。同时，该方法可包含在检测一正在传送的信息包之前储存该直流反馈控制回路的直流数值，并在信息包传输之后应用该储存的直流增益设定。再者，该方法可包含在一预定的安静周期期间保持该增益反馈控制回路的增益电平为固定，并在该预定的安静周期之后释放该增益反馈控制回路，以运作在一正常模式。在此例中，该方法可包含决定是否该直流反馈控制回路在一预定的周期内收敛到一稳定的直流电平，如果是的话，运作该直流反馈控制回路及该增益反馈控制回路在一正常模式。该无线媒体在当该直流反馈控制回路无法在一预定的时段内收敛到一稳定的直流电平时，即可决定为忙碌。

附图说明

对于本发明的较佳了解，在当以下本发明的一或多个具体实施例的详细说明配合于以下的图面时即可达到，其中：

图1所示为一般而言根据本发明的一或多个具体实施例实施的无线装置运作的一或多个无线LAN的结构图。

图2所示为在一零中频(ZIF)结构中一无线收发器及根据本发明一具体实施例实施的简化结构及结构图，其可加入到图1的任何装置或存取点中。

图3所示为用来控制该接收信号的增益，及用以减少或消除图2的无线收发器中的直流偏移的补偿系统的结构图。

图4所示为类似于图3的补偿系统的校准的直流补偿系统的结构图，其进一步包含一校准器，其定期地执行一校准程序，并在该增益回路及该直流回路之间的该增益接口中提供一可程序化调整内存，用以更为准确地决定及控制直流。

图5所示为类似于图4的补偿系统的校准补偿系统的结构图，其使用一查询表做为该增益回路及该直流回路之间的增益接口。

图6所示为类似于图5的补偿系统的校准补偿系统的结构图，其包含在该增益回路中一限制区块以限制增益改变。

图7所示为类似于图5的补偿系统的校准补偿系统的结构图，其包含一额外的查询表来储存及提供一或多个直流调整数值来进一步调整该直流回路。

图8A-8C所示为决定增益，直流偏移及衍生数据的校准程序的流程图。

图9所示为一短前端包的正常信息包开始的增益及直流回路时序的时间线，其代表所有信息包所需要的时间。

图10所示为在信息包传输结束的ACK信息包优先性获取的时间的时间线。

图11所示为图2的无线收发器的信息包时间的CCA优先性获取结束的时间线。

具体实施方式

图1所示为一或多个WLAN的结构图，其一般性说明根据本发明一或多个具体实施例实施的无线装置的运作。虽然本发明在范例性具体实施例中说明WLAN的使用，其可了解本发明可用于任何射频或无线通讯，其并不限于WLAN应用。一第一区域101及一第二区域103代表独立的区划或一地点的区隔，例如在一办公大楼内的办公室或一房子内的房间。该区域101及103每个都包含无线存取点(APs)121及123，用于控制该个别区域101及103内的通讯。如所示，该APs 121，123结合到一有线网络，例如一LAN 125，其进一步结合到一共享服务器计算机127。

在区域101内，无线装置111及113能够通过AP 121彼此通讯，而在区域103内，无线装置115及117能够通过AP 123彼此通讯。AP 121使得装置111及113通过LAN 125连接到服务器127，而AP 123也使得装置115及117通过LAN 125连接到服务器127。其进一步可注意到，LAN 125使得装置111，113，115及117彼此通讯，以及与任何其它结合的装置通讯。

如果使用APs的话，其通常连接到一有线的LAN，例如LAN 125，虽然不一定需要如此。APs的数目及位置通常根据特殊的设置及需求，例如所服务的使用者数目，覆盖的范围，和/或相邻的信道干扰。应注意，一单一AP依照使用者密度及干扰，可以服务整个楼面的房间。多重APs的使用很像是在细胞式通讯中的细胞。相邻的APs可运作在相邻的信道上来防止干扰。漫游能力可被致能来允许装置由一个区域移动到另一个区域，例如由区域101到103，反之亦然。一般而言，每个AP具有额外的软件，并可存取到房子或建筑物的主要电源。

另一个具体实施例显示在区域105，其包含装置131，133及135。该装置131，133及135彼此直接通讯，而不需通过任何AP。没有AP的网络在本质上是立即可用的，其基本上包含较少的客户端。在装置111，113，115及117与装置131，133及135之间的主要差异在于运作模式。每个无线装置111，113，115，117与131，133，135包含一无线收发器，其可根据本发明的一具体实施例实施来构成无线通讯。

该装置111，113，115，117，131，133及135可为任何形式的装置，其可包含无线通讯能力。例如在一办公室或家庭环境中，每个该装置可包含任何一或多部个人计算机，膝上型计算机，桌上型计算机等，打印装置，包含任何形式的打印机技术，个人数字助理(PDAs)或类似者，扫描仪，传真机等。无线技术的使用可使得位在一给定区域中任何地方的任何装置可以在相同的通讯区域内与其它装置通讯，并传送数据及信息。例如，该装置111可为一计算机，其可无线通讯到一打印机的装置113。再者，该装置111，例如一计算机，其可传送及接收文件到服务器127。该装置111可由区域101移动到区域103，并仍可透过AP 121与LAN 125及服务器127维持通讯。该LAN 125可包含任何形式的有线技术，例如电话线，电力线，双绞线，同轴电缆等，其可根据任何适用形式的结构来实施，例如任何形式的Ethernet结构或类似者。其进一步可注意到，当考虑一无线LAN 125时，其中包含AP 121，123，其对应于无线收发器，并可为行动或可携式装置。在区域105内，该装置131-135本身建立了无线LAN(WLAN)，可用类似的方式彼此通讯。

图2所示为根据本发明一具体实施例实施的一无线收发器200的简化结构及结构图，其可加入在任何装置111，113，115，117，131-135中，并在AP 121，123之中。但是应了解，无线收发器200并不限于WLAN结构，其仅做为范例，而可运用在其它形式的射频或无线通讯来做为其它形式的应用。该无线收发器200实施成零中频(ZIF)结构，其包含一ZIF收发器201及一基带处理器203。如以下的完整说明，该ZIF结构通过完整地消除中频(IF)逻辑及相关的电路来构成一简化的结构。依此方式，在该ZIF结构中仅利用两个主要的模块，芯片或IC(收发器及处理器)来构成无线通讯。因此，其可显著地降低组件数目，降低成本及进一步降低该无线收发器200的功率消耗，相较于类似的包含IF电路及逻辑的收发器。

传统的ZIF结构的问题点在于其在该接收器中引用实质的直流偏移电压，其必须被补偿，或另外消除，以捕捉进入信号，并允许通讯。该无线收发器200用一自动增益控制(AGC)回路345来设置(参见图3)，其结合一直流回路347，以测量及降低或另可消除接收器中不想要的直流。如以下进一步的说明，该AGC回路345包含增益控制逻辑，其接收并放大输入信号，其可估计输入信号功率，并可确立一增益调整信号，并尝试来保持该输入信号功率在一目标的功率电平。该直流回路347包含直流控制逻辑，其可估计在该放大的输入信号中的直流量，并提供一直流偏移来尝试降低在该放大的输入信号中的直流。同时，其提供一增益接口来转换该增益控制逻辑及该直流控制逻辑之间的增益电平。

该无线收发器200可利用任何需要的载波频率及调制技术，以达到任何数种相对应的数据流量。例如，可设置该无线收发器200来根据Institute of Electrical and Electronics Engineers(IEEE)802.11b来运作，其载波频率约为2.4(GHz)，数据流量为1、2、5.5或11Mbps。另外，该无线收发器200可根据IEEE 802.11a来设置，其载波频率约为5GHz，数据流量为6、12、18、24、36或54 Mbps。在所示的具体实施例中，该无线收发器200根据IEEE 802.11b运作，其载波频率为2.4GHz，数据流量速率为1、2、5.5或11 Mbps。在所示的具体实施例中使用直接序列扩频直接序列扩频(DSSS)调制技术，虽然其可了解本发明并不限于任何特殊的通讯或调制技术或标准。

任何装置111-117或131-135，或AP 121，123可根据该无线收发器200来设置。该特殊的设置依据该装置及通讯接口的形式。该无线收发器200可设置成一嵌入式外围设备或扩充卡，其可插入到计算机系统中一适当的槽或接口。例如，对于可携式或膝上型计算机及类似者，该无线收发器200可实施为Personal Computer Memory Card InternationalAssociation(PCMCIA)卡，或PC Card来插入到计算机的一PC Card槽。该天线可加入在该PC Card本身，或提供于外部，或在计算机上，并以任何适当的方式来接到PC Card。对于桌上型计算机或类似者，该无线收发器200可根据任何形式的扩充或外围标准来实施，例如根据peripheral component interconnect(PCI)，the Industry StandardArchitecture(ISA)，the Extended-ISA(EISA)标准等。例如，该无线收发器200可实施在一插入到PCI槽的PCI卡上。再次地，该天线可整合或结合于外部。其也可考虑内含于显示器中具有天线的Mini PCI卡。其也可考虑自我包含或独立运作地结合适当的通讯接口，其对于AP特别有利。例如，该无线收发器200可实施为具有序列或平行连接的一独立单元，例如Universal Serial Bus(USB)连接，或一Ethernet接口(双绞线，同轴电缆等)，或任何其它适当的到该装置的接口。

由该无线收发器200传送或接收的数字数据经由媒体存取控制(MAC)装置205来处理。对于传输，该MAC装置205确立数字数据信号到一信息包编码器207，其整理该数据成为信息包来传输。在信息包编码器207中，一信息包由连结三个序列比特流来形成。该第一序列比特流，称之为前导段，为在一同步(sync)样式之后的1或0的1 Mbps串流。该第二序列比特流，称之为标题，其为1或2 Mbps的信息包信息流，例如信息包长度，及该信息包数据部份的数据率。该第三序列比特流，称之为数据部份或装载，其为任何1、2、5.5或11 Mbps数据流中选择的一种。

该信息包编码器207提供基带编码的信息包到一展开编码器(SPREAD)209。在所示的具体实施例中，该1及2 Mbps比特流根据Barker字符编码展开来编码，然而该5.5及11 Mbps位率根据Complementary Code Keying(CCK)编码来编码。该展开编码器209使用一正交产生技术，并提供同相位(I)及正交(Q)信号在个别的I及Q信道上。对于1 Mbps，在一Barker字符的11片段中的每个位都同样地输出在该I及Q信道上。如果该输入位为0，则该11片段的感应则相反，如果该输入位为1，则该11片段的感应并不相反。因此该数据电Barker码来展开。对于2 Mbps，每个两位输入，11片段输出在每个I及Q信道上。使用1个位来反转或不反转该I信道，而使用另一个位给Q信道。对于5.5Mbps，4个位像到88个复数(I及Q信道)片段。8片段复数码字符被选出，然后根据在该标准中定义的特定规则来旋转。11 Mbps类似于5.5 Mbps，除了8位是映像到8个复数片段。

该I信道信号提供给一I数字到模拟转换器(IDAC)211，而该Q信道信号提供给一QDAC 213，其中该IDAC 211及该QDAC 213也由一时钟源257接收一时钟信号CREF。在一具体实施例中，该CREF信号基于IEEE 802.11b的22MHz基础为44MHz。该IDAC 211及该Q DAC 213分别向上取样并数字地滤波该I及Q信道信号。对于11 Mbps，该I及QDAC转换每个片段到4个样本。该IDAC 211确立一I信道模拟输出信号到一抗锯齿低通滤波器(AA LPF)215，其提供一I信道传送信号TX1到该ZIF收发器201中的一LPF 219。该Q DAC 213确立一Q信道模拟输出信号到另一个AA LPF 217，其可提供一Q信道传送信号TXQ到该ZIF收发器201中另一个LPF 221的输入。

一外部电压控制振荡器(VCO)229提供一约4.8 GHz的输出局部振荡器(LO)信号到一锁相回路(PLL)231及一I/Q LO产生器227的输入。在一具体实施例中，一参考晶体用来通过电压控制来调整VCO 229来产生该4.8 GHz的LO信号。该PLL 231接收该CREF时钟信号，其被分解为一适当的低频信号。该PLL 231也将该VCO 4.8 GHz信号分解为相同的适当低频信号。在该PLL 231中的相位检测器电路(未示出)比较这两个低频信号，一个为CREF信号，另一个来自该VCO 229，并产生一修正(C)信号，其在滤波之后被输入到该VCO 229。此锁相回路系统可降低该VCO输出LO信号上的杂波。该I/Q LO 227以二来除来自该PLL 231的4.8GHz载波信号，并产生两个独立的2.4GHz载波信号，其包含一同相位(I)载波信号，及一正交(Q)载波信号。该I及Q载波信号为相对于彼此有90度相差的信号。该I载波信号提供给一I信道混合器223的一输入，而该Q载波信号提供给一Q信道混合器225的一输入。该I信道混合器223的另一个输入接收该LPF 219的输出，而该Q信道混合器225的另一个输入接收该LPF 221的输出。该I信道混合器223结合该I载波信号与该I信道传送信号来将该I信道由基带转换到2.4GHz射频(RF)。该Q信道混合器225结合该Q载波信号与该Q信道传送信号来将该Q信道由基带转换到2.4 GHz RF。该I/Q信道混合器223、225的输出在一可变增益放大器(VGA)233的输入处结合。该VGA 233确立一放大的传送信号到一固定增益放大器235的输入，其可提供其输出到一射频功率放大器(RFPA)237。该RFPA 237确立一放大的RF信号到一RF LPF 239，其可提供一滤波的RF输出信号到一传送/接收(T/R)开关241的一输入。对于传输，该T/R开关241提供该LPF 239的RF输出到一双向带通滤波器(BPF)243，其提供一滤波的RF输出到一差异开关245。该差异开关245确立该RF传送信号在两个天线247，249中选择的一个上。

该RFPA 237确立一传送检测(TX DET)信号回到位在该基带处理器203中的一传送模拟到数字转换器(ADC)251，其提供一相对应的数字反馈信号到该MAC 205。该MAC 205包含一功率控制算法，其可通过该ADC 251检测该传送的输出信号，并提供一前馈信号到一传送(TX)DAC 253的该输入，其确立一传送自动增益控制(TX AGC)信号来控制该VGA 233的增益。再者，该ZIF收发器201包含一电压参考源255来提供该ZIF收发器201及该基带处理器203的电压参考(VREF)信号。该VREF信号可为任何方便的电压，例如1.2伏特或类似者。该时钟源257提供该CREF信号到该ZIF收发器201中的PLL 231。

选择该T/R开关241来接收来自天线247或249的信号，并提供一滤波的信号(经由BPF 243)到平衡/未平衡(BALUN)阻抗匹配网络259的输入。该BALUN 259提供一接收的RF输入信号R_RF到一可变LNA 261的输入。该LNA 261确立其输出到一固定增益LNA 263的输入。该LNA 263确立该放大的RF接收信号到一I信道混合器265及一Q信道混合器267的各自的输入。该I/Q LO 227确立该I载波信号到该I信道混合器265的另一个输入，而该Q载波信号到该Q信道混合器267的另一个输入。该I信道混合器265由该RF接收信号中的I信道输出信号分离该I载波频率，并提供该I信道输出信号到一LPF 269。依类似的方式，该Q信道混合器267由该RF接收信号中的Q信道输出信号分离该Q载波频率，并提供该Q信道输出信号到一LPF 271。

该LPF 269的输出提供给一可变基带自动增益控制(BB AGC)放大器273的输入。依类似的方式，该LPF 271确立其输出到另一个BB AGC放大器275的输入。该BB AGC放大器273确立一放大的I信道模拟接收信号(RXI)到一I信道接收器AA LPF 277的输入，其确立其输出到该基带处理器203中一I信道ADC(I ADC)281的输入。该BB AGC放大器275确立一放大Q信道模拟接收信号(RXQ)到一Q信道AA LPF 279的输入，其提供其输出到该基带处理器203中的一Q信道ADC(Q ADC)283的输入。该I ADC 281及该Q ADC 283确立个别的I及Q信道数字接收信号R_DI，R_DQ到一展开译码器(DE-SPREAD)285，其执行与该展开编码器209相反的处理来得到接收的基带编码信息包。该展开编码器285提供所接收到的基带信息包至信息包译码器287，其中，在其它功能中，其可得到该信息包装载及产生一接收数据信号的串流。该R_DI及R_DQ信号也提供给补偿逻辑284，其在以下进一步说明。来自该信息包译码器287的数据信号提供给该MAC装置205的一接收输入，其经由该实施的接口提供接收的信号到该对应的装置。该MAC接口可以加入到一装置的内部，例如在一PC CARD或类似者之上，或可在适当的外部连接器之外，例如根据USB或类似者。

一位于该ZIF收发器201中的超载检测器(OD)289具有耦合到该LPF 269及LPF 271的个别输出的第一及第二输入，以检测该接收输入信号中的超载。该超载检测器289确立一基带超载(BB OVLD)信号到该基带处理器203中的一OVLD ADC 291，其提供一对应的数字超载信号OVLD到该补偿逻辑284。依此方式，该补偿逻辑284检测该接收信号的一超载，并确立一HI/LO信号来控制该ZIF收发器201的可变LNA 261。在所示的具体实施例中，该可变LNA 261在一高增益(HI)及一低增益(LO)之间具有将近33(dB)的步长差异。该增益初始设定为高来检测弱信号，并在某些状况时被切换到低增益，如果该接收信号造成如同由该超载检测器289所检测到的超载状况。

如以下更为完整的说明，该补偿逻辑284通过确立一增益调整信号GADJ到一增益DAC，其称之为AGC DAC 297，以控制该接收信号的增益到一目标功率电平。该AGC DAC 297确立一对应的模拟反馈增益控制信号GAIN ADJUST来控制两个BB AGC放大器273、275的增益。一单一增益控制信号同时提供给该BB AGC放大器273、275，所以该接收信号的I及Q信道的增益可彼此适当地追踪。该补偿逻辑284进一步分别确立个别的数字I及Q信道直流偏移信号IDC_OFF，QDC_OFF到一I信道偏移(I OFF)DAC 293及一Q信道偏移(Q OFF)DAC 295。该I OFF DAC 293确立一I信道直流偏移模拟信号(I OFFSET)到该LPF 269，而该Q OFFDAC 295确立一Q信道直流偏移模拟信号(Q OFFSET)到该LPF 271。依此方式，该补偿逻辑284尝试来测量及降低，或另消除在该ZIF收发器201中该接收信号的I及Q信道中的直流偏移。

一ZIF结构是用来以较低的成本及功率消耗来得到足够的效能及较高的数据流量。此特别有利于需要具有相对良好效能的多媒体及DVD应用的消费者市场。该消费者市场也需要一较低的成本。该ZIF结构为一种方式来通过消除IF成份及外部滤波器以达到具有足够的效能但成本较低。该目标载波频率在GHz的范围，例如2-5 GHz范围及较高，虽然本发明并不限于任何特殊的频率范围。该2-5 GHz波段因为大量的干扰而相当地嘈杂。该ZIF结构是用来在一充满噪声的环境中维持一个效能水准。

该ZIF结构的特殊问题在于在基带上发展直流偏移会降低信号噪声(SNR)比，其直接关连到系统效能。该IF阶段可用来对抗一直流偏移的显著电平，其并未在ZIF结构中提供。一些直流偏移的来源是因为温度变化，例如集成电路的芯片座自我加热。接收混合器265，267会在内部造成来自由该I/Q LO 227产生的载波频率的直流偏移。此LO DC偏移会改变RF频率或信道选择，以及该可变LNA 261的增益的选择电平。此改变随着改变信道或增益而非常快速地发生。随着温度的缓慢直流漂移也会发生。外部而言，来自该I/Q LO 227的LO载波频率会泄漏到天线输入端口造成直流偏移。此外部直流偏移可随着外部环境中的变化而改变异如手、身体、珠宝、鼠标的移动，例如冷却风扇或类似者的电气装置的激活，及在天线附近来自相近反射器的重新幅射。该无线装置的移动或天线方向中的改变也会造成该信道或区域的传递特性的明显的改变。这种环境变化造成阻抗改变，其会动态地改变LO泄漏大小及相位。

该接收混合器265，267也会在其输出处出现直流偏移。此直流偏移主要为一电路匹配的函数，例如双极及金属氧化物半导体(MOS)装置匹配及电阻匹配。此直流偏移也会由于温度改变及自我加热而漂移。该I及Q信道LPF 269，271也在其输出处出现偏移。此直流偏移主要也为电路匹配的函数。该I及Q信道基带AGC放大器273、275也在其输入处出现直流偏移。此直流偏移主要也为一电路匹配的函数。由于关于此函数的模拟控制电路，该匹配变化的影响会比该接收混合器265、267及该LPF 269、271所经验到的更为严重。此直流偏移也会随增益设定而非线性地改变，并由于温度变化及自我加热而漂移。该控制电压相对于增益特性也会随时间缓慢地改变。漂移的主要原因在于更缓慢的封装温度变化。由于来自数字化产生的信号的谐波的内部无线电干扰也会发生某个程度的直流偏移。当无线电干扰出现在该天线和/或RF前端时，此直流偏移为信道及LNA增益的函数，以及该特殊数字电路的强函数，其会产生该假性信号。在低于某个频率(f)之下，例如1(kHz)，1/f噪声会出现成为损害，类似于直流偏移的效应。

应注意，去除直流偏移的一可能方案为通过交流耦合，例如使用耦合电容器或类似者。但是，交流耦合造成会滤掉低频内容的滤波。所滤掉的数据量在1kHz之上将变得显著，所以交流耦合必须仅于低于1kHz下滤波。但是在此范围中，该设定时间太长，例如大约在100微秒的等级，其在一拥挤的环境中，例如基于信息包的通讯中并不实用，。该设定时间由于通讯的拥挤本质而受到限制。IEEE 802.11a及IEEE802.11b标准的短的前导段时间线对于准确的直流估算仅有很小的空间。

直流偏移的所有来源参考到该BB AGC放大器273、275的输入。该BB AGC放大器273、275的增益范围必须足以保证在多种环境中的可接受效能。在所示的具体实施例中，每个BB AGC放大器273、275的增益范围大致为-6dB到60dB，或0.5V/V到1000V/V，以达到约0.7V/V到800V/V的所需要的运作范围。在此已经决定出DC偏移范围可为±50-100毫伏特(mV)。由于直流修正的显著增益范围使得较佳在该基带放大器273、275之前发生直流修正。

图3所示为用来控制该接收信号的增益，及用来消除ZIF结构中的直流偏移的补偿系统300的结构图。该补偿系统300说明该无线收发器200的接收部份的运作，用于增益及直流补偿。该补偿系统300包含多个方块，其代表在该无线收发器200中的组件，其包含来自ZIF收发器201及该基带处理器203的电路，而焦点是在该补偿逻辑284的运作。该补偿系统300的结构图被简化，其中该独立的I及Q信道信号由单一通讯路径来说明，其代表I及Q信道的运作。因此，应注意，对于该I及Q信道都应用相同的技术，因此可应用在该无线收发器200。

来自该天线247、249经由该BALUN 259的接收RF输入信号R_RF，其提供给一RF混合器电路，称之为该LNA/混合器301，其代表该LNA 261、263及该接收混合器265、267。该LNA/混合器301提供一基带接收输入信号R_BB到一结合器303的一输入，其提供一直流调整的接收输入信号R_ADJ到一基带BB LPF 305的输入，以代表LPFs 269、271。该结合器303的其它输入接收一直流偏移信号。该结合器303运作成一结合器，其结合该直流偏移信号及该R_BB接收信号，以提供该直流调整的R_ADJ信号。在一具体实施例中，该结合器303为一求和点，其将该R_BB接收信号减去该直流偏移信号，以提供该直流调整的R_ADJ信号。应注意该结合器303另可运作为一求和点，其加入一反转的直流偏移信号。本发明并不限于任何特殊的实施或设计结构。

该BB LPF 305的输出提供给一基带增益放大器BB AGC放大器307的输入，代表该BB AGC放大器273、275的运作。该BB LPF 305的输出也提供给该超载检测器289，其确立该基带超载信号BB OVLD到该基带处理器203中的该OVLD ADC 291，其提供该OVLD信号到该补偿逻辑284的一超载(OV)检测方块309。该OV检测方块309确立该HI/LO信号到该LNA/混合器301来将该可变LNA 261在高及低增益之间切换。该BBAGC放大器307确立该放大的输入信号R到一AA LPF 311的输入，代表该AA LPF 277、279。该AA LPF 311的输出提供到代表该ADC 281、283的一ADC 313。该ADC 313在其输出提供该放大的接收输入信号R的数字版本R_D，其中该R_D信号代表该I及Q数字接收信号R_DI及R_DQ。来自该ADC 313的R_D信号被提供给该展开译码器285。

该R_D信号提供给该补偿逻辑284的一信号功率估算方块315及一直流估算方块319。该信号功率估算方块315提供一输入信号功率估算信号R_EST到一结合器321的一输入。该结合器321接收来自一目标功率方块323的一目标功率(TP)信号，并结合该TP信号及R_EST信号来提供一接收误差信号R_E，其提供给另一个结合器325的输入。在一具体实施例中，该结合器321运作为一求和点，其将该R_EST信号减去该TP信号，以提供一接收误差信号R_E到该结合器325的一输入。该结合器325结合该R_E信号与来自一累积器329的一增益累积信号G_ACC，以在其输出提供该增益调整信号G_ADJ。在一具体实施例中，该结合器325也运作为一求和点，其由来自该累积器329的该增益累积信号G_ACC减去该R_E信号，以在其输出提供该增益调整信号G_ADJ。该G_ADJ信号提供给该AGC DAC 297，该累积器329及一增益转换器331的各自的输入。该AGC DAC 297转换该数字G_ADJ信号到该模拟增益调整信号，其控制该BB AGC放大器307的增益。该累积器329连续或定期地调整该G_ACC信号来追踪该G_ADJ信号的变化。

该直流估算方块319提供一输出直流估算数字信号ODC_EST到一直流放大器333的该输入，其由来自该转换器331的一输出的增益转换信号G_CON来调整。该直流放大器333通过来自该转换器331的G_CON信号所决定的量来放大或减弱(1/G)该ODC_EST信号，并提供一输入直流估算信号IDC_EST到一结合器335的一输入，其在其另一个输入接收来自一累积器339的一直流偏移累积信号D_ACC。该结合器335结合该IDC_EST信号与该D_ACC信号来提供一直流偏移信号DC_ADJ，其提供给一DC DAC 337的该输入及该直流累积器339的该输入。在一具体实施例中，该结合器335运作为一求和点，其加入该IDC_EST信号到该D_ACC信号，以提供该直流偏移信号DC_ADJ。该累积器339连续地调整该D_ACC信号到该DC_ADJ信号的电平来维持一累积的直流数值。该DC DAC 337转换该数字DC_ADJ信号到提供给该结合器303的该模拟直流偏移信号。该DC_ADJ信号代表该IDC_OFF及QDC_OFF信号的运作，而该直流偏移信号代表该I OFFSET及QOFFSET信号的运作。

应注意，可想到许多选择及变化。例如，该结合器303可实施为一简单的求和点，其中该直流放大器333或该DC DAC 337执行负值化或反转来产生一负值的直流偏移信号，然后即由该结合器303加入到该R_BB信号。

控制逻辑343被耦合到该OV检测方块309，该目标功率方块323及该直流估算方块319用于控制运作及设定参数等。例如，该控制方块343可用来使得一制造商或使用者来设定由该目标功率方块323所使用的目标功率电平以控制该TP信号。

在运作中，来自该天线247、249的R_RF信号由该LNA/混合器301在基带频率下被转换到该R_BB信号。该OV检测方块309初始通过确立该HI/LO信号到HI来设定该LNA/混合器301的LNA部份的增益为高，以保证由天线247或249所接收的一有效但微弱的RF信号的检测。由结合器303对该R_BB信号进行直流调整，其结合或另减去该直流偏移信号，并提供该R_ADJ信号到该BB LPF 305。该BB LPF 305提供该R_ADJ信号的滤波版本到该BB AGC放大器307。该直流偏移信号是基于对在该BB AGC放大器307的输入处的不想要的直流量的估算。该超载检测器289检测是否在该BB LPF 305的输出处存在该接收输入信号的超载状况，如果是的话，即确立该BB OVLD信号。如果检测到一超载状况，该OV检测方块309确立该HI/LO信号到LO，以降低该LNA/混合器301的输入增益，以使该接收的输入信号R_BB更为接近一目标功率电平。

该BB AGC放大器307放大该R_ADJ信号来提供该R信号到该AA LPF311，然后到该基带处理器203的该ADC 313。该ADC 313转换该模拟R信号到该数字接收信号R_D，其提供给该展开译码器285(成为该R_Dt及R_DQ信号)。该信号功率估算方块315、该结合器321及325、该目标功率方块323、该累积器329及该AGC DAC 297，结合于该信号路径装置，这一装置包含该BB AGC放大器307、该AA LPF 311及该ADC 313，以形成该AGC回路345，其为以该BB AGC放大器307为中心的增益反馈电路。该AGC回路345包含增益控制逻辑，其接收该放大的输入信号，其估计输入信号功率，并确立该增益调整信号来尝试保持该输入信号功率在一目标功率电平。特别是，该信号功率估算方块315估计在该R_D信号中该基带输入信号的功率，并确立其所代表的R_EST信号。在一具体实施例中，此功率估算排除任何R_D信号的直流电平。该结合器321比较R_EST信号与TP信号，以产生R_E信号，其辨识相对于由该TP信号所代表的目标功率电平的R_D信号的功率误差量。该结合器325调整G_ADJ信号目前的值来尝试补偿存在的任何功率误差。该AGC DAC 297转换G_ADJ信号到模拟增益调整信号，其提供给该BB AGC放大器307的增益控制输入来控制R_D信号内基带输入信号的功率电平。因此，该AGC回路345尝试来维持或另调节该R_D信号内该输入基带信号的功率电平到该目标功率电平。

在所示的具体实施例中，该BB AGC放大器307，其代表BB AGC放大器273或275，其使用一对数增益等级，例如以dB测量，其范围在-6到60dB之间。该R_D信号为数字格式，所以该信号功率估算方块315，该目标功率方块323，该累积器329及该结合器321，325都为数字装置，而R_EST、TP、R_E、G_ACC及G_ADJ信号为数字信号。该AGC DAC 297为一具有128步长的7位DAC，其输出具有大致为mA的控制电流范围的模拟电流信号，以得到该BB AGC放大器307所需要的增益范围。该AGCDAC 297的电流输出转换到一电压信号，例如通过一阻抗网络或类似者(未示出)，来得到该增益调整信号。

该直流估算方块319、该增益转换器331、该直流放大器333、该结合器335、该累积器339、该DC DAC 337及该结合器303，结合于该结合器303及该ADC 313之间的接收信号路径，形成该直流回路347，其用来尝试降低或另去除输入信号路径中该R_D信号的直流。该直流回路347包含直流控制逻辑，其估算该放大的输入信号中的直流量，并提供一直流偏移来尝试降低该放大的输入信号中的直流。特别是，该直流估算方块319估算该R_D信号的直流偏移，并提供该ODC_EST信号，其代表在该BB AGC放大器307的输出处的直流量。因为该直流偏移信号施加在该BB AGC放大器307输入处的该结合器303，且因为任何留下的R_ADJ信号的直流可有效地由BB AGC放大器307放大，该直流放大器333用来补偿该BB AGC放大器307的增益。该增益转换器331，其接收该G_ADJ信号，并产生该G_CON信号来控制该直流放大器333的增益，其做为一增益接口来转换该增益控制逻辑及该直流控制逻辑之间的增益电平。在一具体实施例中，该增益转换器331反转该增益(1/G)。该增益转换器331可进一步补偿该BB AGC放大器307及该直流放大器333之间的不同增益范围和/或不同的增益等级。依此方式，由该直流放大器333所确立的IDC_EST信号代表该直流偏移信号的误差。该结合器335调整该DC_ADJ信号，如同D_ACC信号由累积器339维持，并由IDC_EST信号来补偿直流偏移信号中的误差。

在所示的具体实施例中，该R_D信号为数字格式，所以该直流估算方块319、该直流放大器333、该累积器339及该结合器335为数字装置，而该ODC_EST、IDC_EST、D_ACC及DC_ADJ信号为数字。同时，该DC DAC 337代表该I或Q OFF DAC 293、295，其为一12位的基于电流的DAC，其运作在2-补码格式，其输出具有大致为±5毫安(mA)范围的模拟电流。该DAC输出电流被转换到该直流偏移电压信号，其范围大致为±75mV，以补偿一预期的大致为±64mV范围的直流偏移。该增益转换器331可完全运作成一数字装置，以转换该数字G_ADJ信号到一数字G_CON信号。另外，可想到该G_CON信号可为根据该直流放大器333的结构的模拟信号。在所示的具体实施例中，该直流放大器333为一线性增益放大器。一般而言，该BB AGC放大器307放大包含任何直流的输入信号，所以该直流放大器333做为一放大器，其可放大该ODC_EST信号来维持该直流回路347的控制。由该直流放大器333放大的量是由该增益转换器331经由该G_CON信号来控制。该增益转换器331接收该G_ADJ信号，并依此来调整该G_CON信号。

如前所述，该增益转换器331做为一增益接口，其转换该增益控制逻辑与该直流控制逻辑之间的增益电平。在一具体实施例中，该增益转换器331反转该BB AGC放大器307与该直流放大器333之间的增益。该增益转换器331可进一步利用该G_ADJ及G_CON信号的任何位加权来转换在该相对应的范围或单位之间，所以该ODC_EST信号的放大对应于该R_ADJ信号的增益。另外，该增益转换器331进一步在增益等级之间，例如在对数与线性等级之间转换。特别是对于所示的具体实施例，因为该BB AGC放大器307为用dB测量的一对数增益放大器，且因为该直流放大器333为一线性增益放大器，该增益转换器331将dB的G_ADJ信号转换成线性增益G_CON信号。对于其中该BB AGC放大器307及该直流放大器333都为线性放大器者的具体实施例，该增益转换器331利用该G_ADJ及G_CON信号的任何位加权来在该相对应的范围或单位之间转换，而不需要对数转换。

图4所示为类似于补偿300的校准直流补偿系统400的结构图，除了其利用校准来更为准确地决定及控制直流。特别是，一校准方块401包含校准逻辑，其接收该R_D信号，并提供一或多个校准程序化信号到该增益转换器331，其统称为PGM信号。该增益转换器331包含一视需要的调整内存405，用以储存调整值，如以下的详细说明。该PGM信号可用任何适当的方式实施，例如多重总线信号或类似者，用以程序化该调整内存405。该控制方块343也可用于控制一校准程序或校准功能，或用以控制如果当一校准程序由该校准方块401执行时。例如，该控制逻辑343视需要包含时序逻辑403或类似者，其可决定执行一校准程序的时间间隔，如以下进一步的说明。该连续校准运作之间的时间间隔根据该特殊结构或实施。在所示的具体实施例中，该校准时间间隔的等级在秒或分，例如约30秒或1分钟或类似者。

如前所述，有许多直流的来源，且直流电平会随时间变化。该BBAGC放大器307本身加入直流偏移，其可明显地由一个增益步长改变到另一个。在所示的具体实施例中，该校准方块401为一运作为一校准器的数字装置，其可监视该数字R_D信号，构成适当的测量及校准，并依此来程序化该调整内存405。该转换器331接收该G_ADJ信号，决定该G_CON信号的对应初始值，并使用在该调整内存405中如果提供有调整值时来进行任何必要的调整。该调整值可用数种方式中任一种来加入。在一种结构中，该调整值为一乘数值，其乘以由该增益转换器331决定的初始转换值，而该结果做为G_CON信号来控制该直流放大器333。另外，该调整值为一偏移或加入值，其被加入或减去由该增益转换器331所决定的初始转换值，而该总和做为该G_CON信号来控制该直流放大器333。在另一具体实施例中，该校准方块401可简单地确立一校准信号，其用于调整该G_CON信号。该校准信号维持在由该校准方块401所控制的一电流调整电平，并由该增益转换器331以类似的方式做为一单一调整值。但是，应注意，由于在许多环境中ZIF结构具体实施例的直流电压有该未预期及通常为非线性的性质，一单一数值的校准信号并不足以补偿直流。

任何适当数目的调整值都被考虑来达到任何所需要的准确度。在一结构中，使用一低增益调整值和一高增益调整值。该特殊G_ADJ值做为该低及高增益调整值。该特殊G_ADJ值做为临界值来切换在该低及高调整值之间，其可任意或经由实验决定。其可考虑一中途点，虽然根据该特殊结构及设计可考虑任何适当的临界点。另外，对于该G_ADJ信号的增益步长或电平的相对应的数目可使用任何数目的调整值。例如如果该AGC DAC 297为具有128个对应分散增益步长的7位DAC，则程序化到该调整内存405的增益调整值的数目范围可由2到128个不同的调整值。每个该G_ADJ信号的分散增益步长的不同调整值的具体实施例可提供相当高的准确度。

在该时序逻辑403到期时，该控制逻辑343决定是否该无线收发器200正执行任何通讯功能，例如传送或接收任何信息的信息包。如果不忙的话，或在该无线收发器200已经执行其功能之后，并成为闲置，该控制逻辑343指示该校准方块401来进行一校准程序。该校准方块401被结合于该无线收发器200的某些功能，如点线351所示，以进行校准。在校准期间，该校准方块401可控制该LNA/混合器301和/或该结合器303来暂时地由该补偿系统300去除该输入信号R_BB。例如，该结合器303接收该R_BB信号的输入暂时地与该LNA/混合器301脱离，并接地或另留下为浮动。但是，应注意该LNA/混合器301和/或该结合器303的控制可在该ZIF收发器201及该基带放大器203之间一更为复杂的接口。另外，该校准程序及功能可整体包含在该基带处理器203之内。在任一情形下，该校准方块401控制该DC DAC 337及该AGC DAC 297来暂时地除能该AGC回路345及该直流回路347来进行该校准程序。

在该校准程序期间，该校准方块401控制该DC DAC 337来放射一预定或任意的直流电平或设定到该补偿系统300，例如一零伏特的直流值，或任何其它预定或适当的电压。该校准方块401控制该AGC DAC297到一预定的增益步长或电平，或另外经由一或多个增益步长到连续的步长。然后该校准方块401对于每个增益步长一或多次取样该R_D信号。由此数据，该校准方块决定一或多个增益值，或另外决定对应于该R_D信号的直流电平的一或多个直流偏移值。在一些具体实施例中，该校准方块401基于测量的参数进行任何必要的计算，例如该R_D信号的直流电平和/或该BB AGC放大器307的增益，并依此利用一或多个调整值来程序化该调整内存405。

在一具体实施例中，该校准方块401控制该DC DAC 337来确立一任意而已知的直流电压到该结合器303，并控制该AGC DAC 297到一特殊的增益电平。然后该校准方块401即取样该R_D信号。该校准方块401可使用一假设或理论上的BB AGC放大器307的增益，基于该增益电平来计算该R_D信号的理论值，并与测量的R_D信号的实际值进行比较。该理论增益值和该测量值之间的差异为一直流差异值，其用来决定在该增益电平的必要的直流偏移。另外，该校准方块401决定一或多个增益值，其代表以任何适当的方式所测量的BB AGC放大器307的增益，并在计算上使用该决定的增益值，而非理论增益。例如，该校准方块401可决定程序化到该DC DAC 337中的第一及第二直流偏移值，其造成该R_D信号达到对应的第一及第二范围值，例如分别为75％的上范围值及下范围值。如以下的进一步说明，该第一及第二直流偏移值用来计算在该AGC DAC 297的特殊增益步长下该BB AGC放大器307的增益值。

该校准方块401重复该AGC DAC 297的一或多个增益步骤的处理，造成复数个增益值及直流差异值，其可用来决定程序化到该调整内存405中的调整值。该校准方块401可在该BB AGC放大器307及该直流放大器333之间的增益范围或增益等级中加入任何的差异值，以转换每个直流差异值到适当的调整值。例如，其可考虑由对数转换到线性等级。另外，该调整内存405以该直流差异值来程序化，其中该增益转换器331在运作期间执行任何必要的转换。虽然该校准方块401及该调整内存405为附加的组件，其进一步复杂化该电路及逻辑，该直流回路347更为快速地收敛及消除该直流偏移。该校准程序以一定期的基础来重复，因为该运作环境为动态，且不可预期。

图5所示为类似于补偿系统400的校准的补偿系统500的结构图，除了该增益转换器331由一查询表(LUT)501所取代，做为该AGC回路345及该直流回路347之间的增益接口。该LUT 501为一内存装置，其以一类似的方式做为该增益转换器331及调整内存403，除了该等增益转换值在该LUT 501中程序化，该等增益转换值直接确立为G_CON信号来控制该直流放大器333的增益。特别是，该G_ADJ信号做为一地址来存取到该LUT 501中的一增益转换值，然后其被确立为该G_CON信号到该直流放大器333。如前所述，该校准方块401以类似的方式执行该校准程序，以通过该R_D信号决定一或多个增益值或直流偏移值。

该校准方块401对该测量的增益值和/或直流偏移值进行任何必要的计算，以在该AGC回路345及该直流回路347之间转换，以程序化在该LUT 501内的增益转换值。特别是，如前所述，该校准方块401利用该G_ADJ及G_CON信号的任何位加权来在对应的范围或单位之间转换。另外，该校准方块401在不同等级之间进一步转换，如果有的话，也在该BB AGC放大器307及该直流放大器333之间，例如如前所述地在对数及线性等级之间。该校准方块401在该LUT 501内程序化一独立增益转换值，该值对应于至少该AGC DAC 297的一增益电平或步长。可考虑到每个增益步长的一独立的增益转换值，其在运作期间的好处在于不需要转换，所以LUT 501可对每个G_ADJ值提供适当的G_CON值。

图6所示为类似于补偿系统500的校准的补偿系统600的结构图，但其进一步包含一限制方块601，其做为一增益调整限制器来在运作期间限制该G_ADJ信号的改变。来自该结合器321的R_E信号提供给该限制方块601，该限制方块也接收来自该累积器329的G_ACC信号。该限制方块601确立一受限的接收误差信号，称之为R_LE，而非该R_E信号给该累积器325。依此方式，该R_LE信号为该R_E信号的受限版本，其由该限制方块601使用该R_E信号及该G_ACC信号决定。该G_ACC信号为该AGC DAC 297的电流增益电平(经由该G_ADJ信号)，而该R_E信号为用来决定该G_ADJ信号的新电平的所需要的误差差异或改变。该累积器329在被改变之后，利用该G_ADJ信号的新数值来更新该G_ACC信号。

除了直接应用该R_E信号，该限制方块601提供一种方式来限制该G_ADJ信号的改变量，以防止回路控制的损失，如以下的进一步说明。可考虑到许多不同具体实施例。在一具体实施例中，该限制方块601以一预定的增益变化限制来程序化，其永远施加，例如施加到该R_E信号或类似者的90％倍率，或一固定的最大增益改变限制，在该无线收发器200的运作期间不会超过该限制。另外，该限制方块601由该校准方块401经由一或多个G_LIM信号或类似者来程序化，其方式类似于先前LUT501所做的说明。

其有可能该ADC 313包含捕捉大部份，实质上所有，或所有可能的由该BB AGC放大器307所确立的接收信号R的范围所需要的那么多位。在一特殊具体实施例中，该BB AGC放大器307的增益范围大致为66dB(-6dB到60dB)，以提供一足够的动态增益范围来在该预期的环境中构成适当的运作。该AGC DAC 297包含一足够数目的位来在整个BBAGC放大器307的增益范围中达到所需要的准确度。例如，在一具体实施例中，该AGC DAC 297为7位。这种结构将需要该ADC 313具有相当大量的位来追踪该接收信号R，而不论该BB AGC放大器307的增益电平。其进一步可注意到，该ADC 313可进一步包含附加的位来进一步加入到在该接收信号中所加入的直流偏移的整个范围，其尚未完全由该直流回路347所完全补偿。再次地，实质上需要有许多ADC 313的相当大量的位数目。进一步，该基带处理器203可被设计成适当地处理该ADC 313的相当大量的位数目。

在一更为实际的具体实施例中，该ADC 313仅包含具有足够的头部及足部空间(共同称为头部空间)的信号完整性所需要的那么多位。例如在一具体实施例中，该ADC 313为一6位转换器，其具有36dB的范围，造成每个位约6dB。依此方式，该ADC 313并不尝试来管理该BB AGC放大器307的整个运作范围，但另可足够来维持具有足够的头部空间的信号完整性。该目标功率方块323确立该TP信号在适当的目标功率，以尝试来维持该接收信号R，其具有降低或消除的直流偏移到该ADC 313的运作范围内。应注意该目标功率小于该ADC 313的全刻度，并在一具体实施例中被设定约为该ADC 313可观察到全刻度功率的5％。

因此，该ZIF收发器201可提供一接收的R信号，其在该基带处理器203的ADC 313范围之外。此在初始信息包获取期间特别真实。例如，一过量的直流电平会造成ADC 313进到其最大限度或最小限度。一超功率输入接收信号依据对应的直流电平可在一个或两个轨道上造成裁切。该AGC回路297及该直流回路347用来补偿信号功率及直流电平，以控制该R_D信号的电平在该基带处理器203所需要的目标功率及运作范围内。再者，即使在该R_D信号收敛到所需要的运作范围之后，该环境条件可突然改变，造成信号功率和/或直流电平的改变。因为该BBAGC放大器307在其输入处具有不可预期的直流，其会随着增益电平变化而明显地改变，由该信号功率估算方块315所请求的明显增益改变另会造成该R_D信号的直流电平的实质变化，而造成该ADC 313的轨迹条件和/或直流回路347控制的失效。此在高增益电平时特别有问题，因为任何新的直流电平会在高增益时由该BB AGC放大器307实质地放大，而潜在地造成回路控制的快速失效。

该限制方块601提供在补偿系统600中，以降低或消除该信号功率估算方块315的过度修正。在对应于该BB AGC放大器307的较高增益电平的AGC DAC 297的较高电平增益步长，某个R_EST信号的电平可对应于该G_ADJ信号及该AGC DAC 297的明显差异量，其可造成过多的直流偏移给该直流回路347所控制。另外，在该G_ADJ信号中明显的改变会实质地降低另由该BB AGC放大器307所供应的直流偏移，使得该累积的直流偏移信号本身过度补偿，因此造成过大的直流电压而无法控制。因此，该限制方块601降低在较高增益电平处的R_E信号的修正量。该限制方块601比较该R_E信号与该G_ACC信号，并决定该R_LE信号的电平来维持该G_ADJ信号的可控制修正，以维持适当的控制回路运作。

可想到许多不同具体实施例及该限制方块601的变化。在一具体实施例中，该限制方块601以一单一最大增益差异值来预先程序化，该差异值可应用于所有的运作增益电平。另外，该限制方块601在利用一或多个增益限制值校准期间，由校准方块401通过该G_LIM信号程序化。一单一最大增益改变限制G_M视为由该校准方块401所决定及程序化。一或多个增益改变限制也可根据特殊的增益步长来决定及程序化。该限制方块601可利用每个G_ADJ信号的增益步长来以不同的增益改变限制来程序化，其运作方式类似于LUT 501。另外，该限制方块601可仅在较高的功率电平利用增益改变限制值来程序化，例如较高的30dB增益电平。另外，该限制方块601可用任何增益限制的组合来实施，其包含运作在横跨整个增益范围的最大增益改变限制和处于特殊增益电平的特殊增益改变限制，例如较高的增益电平。

如前所述及以下的进一步说明，在一具体实施例中，该校准方块401在每个校准程序期间，对于每个G_ADJ信号的增益步长(或该AGCDAC 297的增益步长)测量或另决定代表该BB AGC放大器307的增益的增益值。然后该校准方块401使用一上限方法，其进一步利用一假设的直流偏移模型或该BB AGC放大器307的特性。在该假设的模型中，该直流偏移(dV)的改变与线性增益改变(dG)成线性变化，所以其假设该直流偏移的改变率相对于电压增益为固定，或dV/dG＝k，其中前缀d代表一导数或差值。使用该模型，其假设直流偏移的改变率相对于电压增益为固定值。虽然此对于BB AGC放大器307的特殊结构并非真实，此模型由一上限的角度而言已足够准确。该线性直流偏移改变模型，当转换到分贝范围(dV/dG_dB)时，不再为线性，并会随着增加的增益dB而更快速地变化。但是，在小的增益范围内，该线性近似在任何给定的增益点都为该直流偏移的改变的相当准确的估计。该改变率在较低的增益点处相当小，但在大约30dB的中间范围点处开始快速地增加。因此，修正可应用到整个增益范围或在较高的增益电平。

为了达到一相当准确的dV/dG_dB斜率，需要来找出在两个相当接近的点的直流中的差异及增益。为了方便起见，该两个点为目前运作的增益G1_dB及比G1_dB大了1dB的增益，或G2_dB＝G1_dB+1。依此方式，dGdb＝1dB，其为了实施的目的更简单，且足够地准确。为了找出dV(或直流的差值)，通过在该线性模型及dB等级之间转换，在两个增益点使用具有常数k的线性曲线。首先，该线性增益G1＝invlogG1_dB＝10^(G1_dB/20)，其中该“^”符号代表一指数因子，或“增加到其乘幂”。该第一直流偏移DC1＝k*G1，其中“*”代表乘法。如果G2_dB＝G1_dB+1，则该第二直流偏移DC2＝k(G2)＝k10^[(G1_dB+1)/20]。因此，dV＝DC2-DC1＝dV/dG_dB。

该增益改变限制，称之为MaxGainStep，其为来自一初始运作点的增益步长，其造成额外的直流，其为在ADC 313可观察到最大者。如果直流在初始时被非常良好地补偿，则该最大可容忍额外直流为该ADC313范围的一半，称之为MaxDCStep。依此方式，电流增益步长的MaxGainStep为MaxGainStep＝MaxDCStep/(dV/dG_dB)。该ADC 313的范围约为±500mV，所以MaxDCStep＝500mV为所示具体实施例的可接受限制值。在一具体实施例中，一独立的dV_i，以索引“i”代表，其是对于每个该BB AGC放大器307的增益电平或增益步长(i)或该G_ADJ信号的每个增益步长被测量。在一具体实施例中，所有的MaxGainStep_i数值都由该校准方块401储存在该限制方块601中。对于一7位的ADC DAC297，可计算及储存128个不同的MaxGainStep_i数值。另外，可计算及储存一MaxGainStep_i的次组合，例如对应于该BB AGC放大器307的上30dB增益范围的增益步长。在运作中，由G_ACC信号决定的电流增益用来存取对应的MaxGainStep_i数值，如果有的话，其利用与一查询表具体实施例的类似的方式被储存在该限制方块601中。该R_LE信号由该限制方块601确立为目前R_E信号及对应的MaxGainStep_i数值中的较小者。在另一个选择性的具体实施例中，计算出每个dV_i，但仅储存最大值或dV_M。然后，一最大增益改变限制或G_M，使用dV_M计算，并被储存在限制方块601，且被用于整个增益范围内。

在另一个选择性具体实施例中，使用该线性模型并不有利于直流偏移测量。在所示的具体实施例中，该AGC DAC 297为电流为基础的7位DAC，其在2mA全刻度范围中GD_lsb＝约2/128mA/步长或鼠标单击，其中GD_lsb代表该AGC DAC 297的最低有效位(lsb)转换值。如果i为代表对应于该AGC DAC 297的G_ADJ信号的增益步长的索引，如果Vo(i)代表在运作点(i)处一特殊增益电平的被测得的直流偏移，且如果dG_mA为毫安为单位的增益改变，则每个增益步长(i)的dV/dG_mA(i)即根据下式(1)决定：

(1) dV / d G_{MA} (i) = \frac{Vo (i + 1) - Vo (i - 1)}{2 * GD_1 sb}

其中该Vo(i+1)-Vo(i-1)的数值为在两个增益步长上的局部直流偏移变化，其在该BB AGC放大器307位于到该ADC 313的输入处之后观察到。由mA到dB的转换接近线性，其中每个增益步长的dV/dG_dB(i)可根据下式(2)由dV/dG_mA(i)的转换决定：

(2) dV / d G_{dB} (i) = \frac{2 * (dV / d G_{mA} (i))}{\max G_{db} (i) - \min G_{db} (i)}

其中maxG_db(i)及minG_db(i)分别为以分贝为单位的最大及最小被测得的增益值。然后dV/dG_dB(i)根据下式(3)决定：

(3) dV / d G_{dB} (i) = \frac{V_{o} (i + 1) - V_{o} (i - 1)}{\max G_{db} (i) - \min G_{db} (i)}

图7所示为类似于补偿系统500的校准补偿系统700的结构图，其包含一附加的查询表(LUT)701。该LUT 701为另一个内存装置，其储存及确立一信号DC_ADJ的被测得的直流调整值到该结合器335的另一个输入。该G_ADJ信号提供给该LUT 701的输入，其由该校准方块401通过该PGM信号利用该直流调整值程序化。该直流调整值代表该G_ADJ信号的对应增益步长(i)的被测得的直流偏移。在该校准的补偿系统500及600中，由该直流放大器333确立的IDC_EST信号为一增益补偿的直流信号，其并不负责被测得的直流电平。该LUT 701基于被测得的直流电平来提供附加的修正。例如，经由G_ADJ信号的增益改变由LUT 501来处理，而在该增益步长的被测得的直流偏移则由LUT 701处理。虽然可加入附加的结合器，该LUT 701可方便地提供直接的直流偏移修正到该结合器335，用以通过DC DAC 337更为直接地控制该DC_ADJ信号及该直流偏移信号。也可加入该限制方块601，但视为不必要，因为被测得的直流偏移在该补偿系统700中通过LUT 701被补偿。

图8A-8C所示为根据本发明一具体实施例的校准程序的流程图。此特殊校准程序测量在该AGC DAC 297的每个增益步长(i)处的BB AGC放大器307的增益，并进一步测量该R_D信号的对应直流偏移。另外，如果需要的话，决定在直流偏移和/或直流偏移导数中的改变以使用限制方块601。

在讨论特定运作之前，提供整体运作的一简短讨论。如前所述，该校准方块401控制该AGC DAC 297和DC DAC 337以在该无线收发器200闲置及未通讯时进行测量。使用一连续近似算法来在对应于该R_D信号的所需要电压差异以在该BB AGC放大器307输入建立一电压差异。在该校准程序期间，该AGC DAC 297经过从最低开始到最高的每个增益步长(i)而渐进。然后对于每个增益步长，该DC DAC 337被调整来由ADC 313得到该R_D信号输出的一目标电平。在所述的特殊具体实施例中，该R_D信号的高值及低值由连续近似所决定，并对于AGC DAC297的每个增益步长被储存。使用该R_D信号的两个独立目标电平使得可使用差异来计算增益，其中该直流偏移为共同模式，并被消去。同时，利用求和配合先前计算的增益，可计算出实际的直流偏移电压。

对于连续的近似，该DC DAC 337的数值初始以低开始，并连续地增加，直到该R_D信号在一预定的高值被取样。然后，该DC DAC 337初始以高开始，并连续地减少，直到该R_D信号的低值在一预定的低值被取样。其使用一连续近似或二元搜索方法，以非常快速地收敛在所需要的数值。特别是，每个以最高有效位(MSB)开始到该最低有效位(LSB)的位被浏览，并独立地检查，直到该R_D信号小于或等于该高值，或大于或等于该低值。

参考图8A，在该校准程序中使用数个变量，其在一第一方块801被初始化。对于每个增益步长，使用一二元值变量ADC_HiLo来区别该高目标值及该低目标值。其初始是设定等于1。一Next_Bit变量用来在该连续近似算法中逐步经过该DC DAC 337的每个位。该Next_Bit变量初始设定等于MSB_BIT，以指到该DC DAC 337的最高有效位。在该补偿系统300-700所示的具体实施例中，该DC DAC 337为12位，所以MSB_BIT设定等于12。一GainStep变量用来追踪该AGC DAC 297的每个增益步长，用以控制该BB AGC放大器307。该GainStep变量初始设定等于GS_MIN或该AGC DAC 297的最低设定。在所示的具体实施例中，GS_MIN为-64，并递增到该最高增益步长或GS_MAX，其在所示的具体实施例中为63。该索引变量做为储存变量的索引，用于在每个校准程序之后执行的计算，并追踪该GainStep变量。一DC_DAC变量用来追踪程序化到该DC DAC 337来连续迭代的数值。在所示的具体实施例中，DC_DAC为一12位变量，其以有符号的2的补码形式代表，其范围由100000000000b到011111111111b，其中“b”代表一二元数值。该二元值范围代表-2048到+2047的分贝范围。

在方块801中，DC_DAC初始设定等于ALL_ZERO，其代表DC_DAC的所有12个位都设定等于二元值0。在有符号的2的补码形式中，此也代表0的二元值及十进制值。在该校准程序的第一次迭代中，该DC DAC 337从最低值-2048增加，并连续地增加，直到该R_D信号成为等于ADC_HI_RANGE常数，其在所示具体实施例中为+24。如果在该连续近似中，DC DAC 337由-2048朝向+2047的最大值增加，则其首先设定为约等于0的中间范围值。在下一个方块803中，该GainStep变量被写入该AGC DAC 297中，以设定该BB AGC放大器307的增益在其最低电平。在下一个方块805中，该DC_DAC变量被写入该DC DAC 337。依此方式，在第一迭代中，该AGC DAC 297在该最低增益步长，而该DC DAC 337被设定等于0或在其中间范围电平。

在下一个方块807中，该R_D信号由该校准方块401取样一或多次。在下一个方块809中，在方块807所采取的有效样本的算术平均值储存在一变量ADC_Mean。在所示的具体实施例中，在方块807采取48个样本，而前16个被忽略，所以最后32个样本被视为有效。因此，最后32个样本的平均值可被决定，而ADC_Mean可设定等于该决定的平均值。

在下一个方块811中，其被询问是否ADC_HiLo等于1。因为ADC_HiLo在第一次迭代期间在方块801中被设定等于1，运作进行到下一个方块813，其中其被询问是否该ADC_Mean变量大于该ADC_HI_RANGE常数。如前所述，使用该DC_DAC变量的该DC DAC337的每个位对于每个增益步长被连续地测试，其在该第一次迭代中为GS_MIN的最小增益步长，直到该R_D信号到达该ADC_HI_RANGE常数。如果该ADC_Mean数值已经增加到超过在方块813所决定的ADC_HI_RANGE时，则运作进行到下一个方块817，其中该DC_DAC变量的Next_Bit被删除。为了删除一个位，其数值被改变或碰触，其中如果其为0，则被改变为1，反之亦然。实际上，该位如果在该平均值已经超过该ADC_HI_RANGE常数的目标值时即被删除。例如，在第一次迭代中，在所示的具体实施例中Next_Bit等于12，并初始设定为0，如果该平均值ADC_Mean大于该ADC_HI_RANGE常数(+24)，则该DC_DAC变量的第12个位或最高有效位被转“回”到1，并删除该位。如果此发生的话，则DC_DAC成为等于100000000000b或-2048的最小值。否则，如果该ADC_Mean数值不大于ADC_HI_RANGE常数，则方块817被跳过，所以该Next_Bit或位12维持在0。

参考图8B，如果ADC_Mean大于在方块813决定的ADC_HI_RANGE常数，或在该Next_Bit于方块817中被删除之后，运作进行到方块819，其中被询问是否Next_Bit等于0。如果否的话，运作进行到下一个方块821，其中Next_Bit被递减。在第一次迭代中，Next_Bit被减到11，以测试在连续近似中DC_DAC的下一个位。依此方式，该DC DAC 337的每个位被测试，直到该Next_Bit成为等于0，如在方块819中所决定。在下一个方块823中，该DC_DAC的Next_Bit被跳过以进行评估。在该第一次迭代中，DC_DAC的Next_Bit或位11被设定等于1，所以DC_DAC变量根据该连续近似算法来增加数值。特别是，如果在方块817中该第12个位已经被删除，所以DC_DAC成为等于100000000000b或-2048，则DC_DAC在方块823中被设定等于110000000000b或-1024。否则，如果在方块813中决定该第12个位并未被删除，所以DC_DAC维持在0，则DC_DAC在方块823被设定等于010000000000b或+1024。

在DC_DAC的Next_Bit在方块823被跳过时，运作进行回到方块805，以写入新的DC_DAC数值到该DC DAC 337。依此方式在方块805-823之间透过方块813对该DC_DAC变量的每个位的运作循环直到Next_Bit被降低到0，如在方块819所决定。当此发生时，该DC_DAC变量，当在该AGC DAC 297的最低增益步长处被程序化到该DC DAC 337时，可提供该R_D信号尽可能接近，并小于或等于该预定的ADC_HI_RANGE常数。然后运作进行到方块825，其中该ADC_HiLo变量被询问。因为ADC_HiLo在第一次迭代中仍为1，运作进行到下一个方块827，其中一索引的变量DC_DAC_HIi被设定等于该DC_DAC变量来用于储存和/或计算。同时在方块827，一平均值变量ADC_HIi被设定等于ADC_Mean的目前数值。应注意，虽然ADC_Mean必须等于该ADC_HI_RANGE常数，其可略为改变，并储存任何变化来用于计算。

运作由方块827进行到方块829，用以对于电流增益步长(i)重置该连续近似的第一次迭代的第二半部的变量。特别是，Next_Bit设回到等于MSB_BIT，ADC_HiLo被设定等于0，而DC_DAC变量设定等于一二元值变量ALL_ONE，代表所有DC_DAC的位被设定等于1。此初始化该电流增益步长的计算的第二半部的变量，其中该DC DAC 337由最大值或+2047开始，并根据该连续近似算法来连续地降低，直到达到于方块815所决定的一预定ADC_LO_RANGE常数。应注意，DC_DAC可有效地设成等于-1是因为在有符号2的补码形式中111111111111b代表-1，其大约在该最大DAC值+2047及该最小DAC值-2048之间的中间。

从方块829，运作进行回到方块805，其中该新DC_DAC值被写到DC DAC 337。再次地，该R_D信号的一或多个样本在方块807中采用，而有效样本的平均值被决定，并在方块809中储存到ADC_Mean变量。在下一个方块811，因为ADC_HiLo等于0，运作进行到方块815，其中决定是否ADC_Mean小于该ADC_LO_RANGE常数。如果否的话，则运作直接进行到819，如果是的话，运作则进行到下一个方块817，其中该Next_Bit以如前所述的类似方式被删除。如果Next_Bit在第一次迭代期间并未被删除，则运作进行到DC_DAC数值为-1或111111111111b。如果Next_Bit在方块817被删除，则该DC_DAC数值被设定等于+2047或011111111111b，其为该最大的DAC数值。

在下一个方块819，其被询问是否Next_Bit等于0，如果不是的话，运作进行到方块821及823，如前所述，其中Next_Bit被减少，而该DC_DAC变量的对应位被跳过以进行评估。依前述类似的方式，如果DC_DAC等于-1或111111111111b，则在方块823中，DC_DAC接下来被设定等于-1025或1011111111111b。另外，如果DC_DAC为+2047或011111111111b，则在方块823中，DC_DAC被设定等于+1023或001111111111b。

运作循环以类似的方式在方块805-823之间通过方块815对低到高的连续近似进行，直到Next_Bit被减少到0，如在方块819中所决定。在此时，该ADC_Mean必须接近于，并大于或等于该ADC_LO_RANGE常数，如在方块815所决定。在已经检查所有位之后，运作进行到下一个方块825，其中ADC_HiLo的数值被询问。因为此在电流增益步长中为该第一迭代的第二半部，其中ADC_HiLo为0，运作进行到下一个方块831，其中该DC_DAC变量被储存到电流增益步长的索引变量DC_DAC_LO_i中。同时，目前的ADC Mean数值在方块831中被储存到一索引值ADC_LO_i。在下一个方块833中，对于该连续近似过程的下一个迭代的第一半部来初始化该变量，如同由该GainStep变量所追踪。特别是，Next_Bit被设定等于12，ADC_HiLo被设定回到等于1，而DC_DAC被设定回到等于ALL_ZERO。另外，GainStep及索引i都增加。如前所述，GainStep在所示的具体实施例中，初始设定为GS_MIN或-64。因此，在方块833的第一次执行时，GainStep被设定等于-63，而i增加到2。在下一个方块835中，其被询问是否GainStep已经大于该GS_MAX常数，以决定是否对于所有的增益步长已经完成计算。在方块835的第一次迭代中，运作进行回到方块803，其中该新的GainStep数值写到AGCDAC 297。使用该DC_DAC变量的连续近似的整个第一及第二半部对下一个GainStep来重复。依此方式，对于每个GainStep，该索引的变量DC_DAC_HI_i、ADC_HI_i、DC_DAC_LO_i及ADC_LO_i在需要时可被决定及局部地储存。

在每个GainStep的所有计算已被决定之后，其中GainStep在方块833中被增加，以大于在方块835中所决定的GS_MAX，则运作进行到方块837，如图8C所示，其中计算是使用储存的索引变量来初始化。在方块837中，该增益数据，称之为G(i)，其对于每个增益步长(i)被决定。在所示的具体实施例中，i为索引值，其由1变化到128，分别代表-64到+63的GainStep数值。下式(4)在方块837中用来计算该增益数据G(i)：

(4) G (i) = \frac{(ADC_1 sb)}{(DC_DAC_1 sb)} * \frac{(ADC_H I_{i} - ACD_{LO}_{i})}{(DC_DAC_H I_{i} - DC_DAC_{LO}_{i})}

其中ADC_lsb为该ADC 313的步长值转换，DC_DAC_lsb为该DC_DAC 337的步长值转换，而其中ADC_HI_i，ADC_LO_i，DC_DAC_HI_i及DC_DAC_LO_i为索引的变量，先前在方块827及831中决定这些索引的变量。在所示的具体实施例中，ADC_lsb大致等于1Vpp/64或15.625×10^-03伏特/步长，而DC_DAC_lsb大致等于150mV/4096或36.62×10^-03mV/步长。在所示的具体实施例中决定128个增益数据值G(i)。在下一个方块839中，一滤波器用来平滑该增益数据G(i)。在一具体实施例中，一5-宽的移动平均滤波器并施加横跨该增益数据G(i)，以平滑化该曲线。一3-宽的滤波器被用于该第二及第二到最后数值的端点，且这些端点数值不改变。特别是，该前三个数值被平均，而该第二数值被设定等于该平均值。然后，该前五个数值被平均，而该第三数值被设定等于该平均值。然后，该第二到第五数值被平均，而该第四数值被设定等于该平均值。该5-宽移动平均的运作依此方式继续，直到该最后五个数值被平均，且第三到最后数值被设定等于该平均值。然后，最后三个数值被平均，而第二到最后数值被设定等于该平均值，并完成该滤波器运作。一滤波器的使用因为该测量的增益值可在一非常嘈杂的环境中计算，其中另会造成实质的变化及不准确。

运作由方块839进行到方块841，其中对于每个增益步长(i)决定一计算出的直流偏移数值Voffset(i)，其中Voffset代表在该输入到BB AGC放大器307的计算出的直流偏移。该直流偏移数值的一简化版本，表示成Voffset(i)_s，其根据下式(5)来决定：

(5) Voffest (i) s = - DC_DAC_1 sb * \frac{DC_DAC_{LO}_{i} + DC_DAC_H I_{i} - 4096}{2}

此简化的版本假设该ADC_HI_i及ADC_LO_i变量被分别设定为ADC_HI_RANGE及ADC_LO_RANGE常数。但是在运作上，该ADC_HI_i及ADC_LO_i变量可改变一个或两个步长，所以一调整值ADJ_i可根据下式(6)来对每个增益步长(i)来计算：

(6) AD J_{I} = \frac{(ADC_H I_{i} + ADC_L O_{i}) * (DC_DAC_{HI}_{i} - DC_DAC_{LO}_{i})}{2 * (ADC_{HI}_{i} - ADC_L O_{i})}

该调整值被用来根据下式(7)来计算更为准确的直流偏移值Vo(i)：

(7) Voffest (i) = DC_DAC_1 sb * [AD J_{i} - \frac{DC_DAC_{LO}_{i} + DC_DAC_{HI}_{i} - 4096}{2}]

应注意，在每个ADC_HI_i等于ADC_HI_RANGE的情况，且其中ADC_LO_i等于ADC_LO_RANGE，该调整值ADJ_i被取消并成为0。否则，该调整值被用来改善准确度。运作进行到方块843，以利用与前述方块839类似的方式来平滑化该直流偏移数据Voffset(i)，例如在两端具有该3-宽滤波器的5-宽移动平均滤波器。

在下一个方块845，直流偏移导数数据dV/dG_dB(i)根据等式Vo(i)＝Voffset(i)*G(i)来在该BB AGC放大器307的输出处，通过先计算该直流偏移值对于每个增益步长(i)来决定，然后如前所述地插入每个Vo(i)值到等式(3)。在下一个方块847中，该直流偏移导数数据dV/dG_dB(i)以如前所述的类似方式进行平滑化，例如在端点处使用具有一3宽滤波器的该5-宽移动平均滤波器。在下一个方块849中，该测量的和/或计算的数据被转换和/或另根据该特殊的结构来储存。例如，对于补偿系统500-700，该增益数据G(i)储存在LUT 501，对于补偿系统700，该直流偏移数据Vo(i)储存在该LUT 701，对于补偿系统600，该导数数据dV/dG_dB(i)用来决定该最大增益改变限制G_M，或一或多个增益步长的一或多个增益改变限制。该决定的增益改变限制值被储存在该限制方块601中。

应了解，以适当的直流补偿及直流校准去除一高效能无线收发器的IF部份造成一相当高的效能、具有降低的功率需求的低成本无线ZIF收发器。使用一校准的直流补偿回路连接到该增益回路，可达到这些目的。在该基带增益放大器的输出处的直流的估算，与基于连结到该增益回路的一增益转换的直流估算该输入处提供一直流偏移，以有效地控制提供给该基带处理器译码器装置的直流。该校准程序通过定期地测量实际增益及直流偏移，并储存一或多个增益调整值或直流偏移调整值来提供附加的准确度。该调整值在运作期间用来修正该增益转换信号，或用以限制增益改变来维持回路控制。这种能力使得一WLAN系统设计来用于家庭或在小型企业，其相当的稳定，并具有相当高数据流量运作的显著的效能。根据本发明具体实施例的ZIF设计，其提供高敏感度，并允许快速安定该增益及直流偏移回路。因为该突发性及信息包化的通讯性质而需要快速安定。该设计也可良好地主张大量的内在噪声，其可被平均化或另被消除，以补偿直流偏移。

如上所述，一校准程序初始在开启时进行，以测量并储存参数来准备该无线收发器200以进行信息包获取。在该无线媒体中的改变可产生增益改变的需要。虽然直流并未在该无线媒体上传送，在该接收无线前端中的改变会同时产生增益和直流改变的需要。因为该无线媒体为动态且不可预期，且因为改变可发生在该接收无线前端，该校准程序可定期地重复。

即使该校准程序可造成稳定性，如果有使用的话，该无线媒体的状况可固定地变化，且该无线收发器200必须检测该改变，并运作该AGC回路345(增益反馈控制回路)及该直流回路347(直流反馈控制回路)来追踪该无线媒体的改变状况。该无线收发器200检测数种考虑到的状况改变，并执行程序，例如通过控制逻辑343、该信号估计功率方块315、该直流估算方块319及其它控制逻辑，以辨识该改变的状况，并采取适当的响应。考虑的改变状况包含在该无线媒体中开启一新信息包，造成该ADC测量窗的直流饱和；完成一信息包传输，其中该无线装置200必须执行清楚的信道评估(CCA)，并通过该无线装置200本身完成一信息包的传输，在此例中，如果由该接收装置传送，该无线收发器200必须预备获得一确认(ACK)信息包。如以下进一步的说明，该无线收发器200具有一有限的时间来检测每个状况改变，以决定是否需要一适当的响应，并采用该适当的响应。

对于此处所述的每个改变的状况，该无线收发器200保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平，并运作该直流反馈控制回路来尝试搜索该接收信号的稳定直流数值。该ZIF收发器201持续地处理该无线媒体中的能量，以产生并提供一接收信号到该基带处理器203。这种处理即始在该无线媒体上没有信息包正在传送也会执行，所以该增益及直流反馈控制回路可有效地追踪该无线媒体的噪声最低限度。开启一新信息包通常造成该增益回路构成增益调整，以尝试来达到信息包获取的目标功率电平，其可造成增益饱和。其需要数个增益迭代，因为该ADC 313的范围相较于整体可能的信号范围受到限制。这种增益改变会造成直流饱和，其中该取样的信号导引到该ADC测量窗的最大或最小电平。因此，一非常有限的信息量初始可用于该控制逻辑343、该信号功率估算方块315及该直流估算方块319。

一关于持续运作该增益及直流回路来获取该新信息包的尝试可造成不稳定性，因为增益改变也会造成一直流电平改变。此外，在直流饱和时，该AGC回路345被保持在固定，而该直流电平在初始信息包开启期间被搜索。因为并未预期该噪声最低限度电平在传输该信息包之后会显著地改变，该噪声最低限度增益设定及视需要的直流噪声设定在开启信息包之前被储存。一旦完成信息包传输时，取得该噪声增益设定，并应用到该增益回路，而在搜索该直流时，该增益回路再一次被保持。视需要，该直流噪声设定，如果储存的话，也可取得，并应用到该直流回路做为一启始点。

图9所示短前端包的正常信息包启始的增益及直流回路时序的时间线图。一时间T1代表一信息包传输的新时槽的开始，其开始于一空中争取时段，其维持约20微秒，并结束于时间T3，同时一或多个装置争取该时槽。该争取时段的第一部分为一开启未确定性时间，其在该时槽中传输一新信息包901时的时间T2结束。该新信息包901以一已知的前同步码903开始，其初始化在时间T2开始的一信息包获取时段。在此例中，该前同步码903持续约56微秒，随后是一具有持续16微秒的开始帧界定符号(SFD)905，其开始于时间T5并结束于时间T6。该信息包获取时间在时间T2和T6之间，期间该无线收发器200必须稳定化，且锁定该直流及进入信号的增益反馈控制回路345、347，执行频率、信道及时序估算，执行解扰器同步，并搜索及辨识该SFD 905，以决定是否该信息包要用于无线收发器200。在此例中，该AGC/DC获取时间开始于该信息包901开启的时间T2，且必须在时间T4的约20微秒之后完成。一信息包可由该多个装置中的任一个传送，所以即使该无线媒体相当地稳定，获取状况也会不同。例如，一装置可传送一弱信号，然而下一个可传送一非常强的信号，反之亦然。

该可变LNA 261的增益初始设定为高，以检测弱信号，并在某些条件下切换到低增益，如果该接收信号造成一超载状况，例如由该超载检测器289所检测到。如果检测到一超载状况，该LNA 261被分离，并切换到低增益，此低增益状况初始时被保持，直到其决定出一信息包是否正在传送。如果未检测到一信息包，一噪声突波或类似者将会造成该超载状况，而该LNA 261被允许切回到高增益模式，如果及当该噪声状况消失时。如果检测到一信息包，该LNA 261的状态在该信息包的前端期间可被允许改变。该LNA 261在初始检测到一信息包时不会开动，但在一强信息包信号的事件中的前端期间被允许来开动。在完成该信息包的前端部分之后，该LNA 261的状态被保持，且不允许在该进入信息包的装载部分期间改变。

如上所述，在一具体实施例中，该ADC 313仅包含需要的那么多位来维持具有足够头部空间的信号完整性。例如，该ADC 313可仅为一6位转换器，具有36dB的范围，造成每个位约6dB。另一方面，该BB AGC放大器307，具有明显较大的增益范围(例如由-6dB到60dB)，以提供一充分的动态增益范围来构成该预期的环境中的适当的运作。依此方式，不论在该接收装置的实际信号强度，该直流的存在可造成该信号初始地出现在该有限的36dB ADC测量窗范围之外。其需要控制该AGC回路345及该直流回路347，以尽可能快速地解决该进入信号到该ADC 313的目标功率范围内(例如全刻度功率的75％)。该信号功率估算方块315及该直流估算方块319监视来自该ADC 313的R_D信号输出，以决定状况是否已经改变和/或是否正在接收一信息包。

假设初始的直流条件正确，且该直流条件并未实质地改变，该信号功率估算方块315控制该LNA 261及该AGC回路345以将该信号带入目标功率电平之内。该直流估算方块319维持运作来控制任何的直流电平改变。无关于信号强度，直流电平中的一实质改变不论任何原因都将会饱和该ADC 313。直流饱和本身不需要造成超载状况以开动该LNA 261到低增益，因为该信号本身的交流电源可为弱。该直流饱和造成该ADC 313的轨迹状况，其完全阻隔该进入信号，一直流饱和或轨迹状况代表所有或实质上所有的该数字样本都位于一或另一个“轨迹”上，虽然不是同在两个轨迹上(其可代表一增益饱和状况，如下所述)。两个轨迹定义成包含一最大数字值及最小数字值在该ADC测量窗的任一端。需要降低或另外消除直流，并设定增益，所以该信号处于一目标功率电平，其中所有或实质上所有该数字样本都发生在该轨迹上，且具有足够的头部空间来产生信号变动的修正。定义一直流临界条件，其中发生在一个轨道上的数字样本的百分比位于或低于一预定的临界百分比。在一具体实施例中，该临界百分比为90％，所以在当超过90％的样本发生在一个轨迹上时将会超过该直流临界条件，并在当该样本的90％或更少发生在一个轨迹上时将能符合该直流临界条件。因为该信号强度初始为未知，且因为增益改变影响直流，该AGC回路345初始保持在该既有的增益设定，而该直流回路347在该轨迹状况下来补偿直流。该直流饱和或轨迹状况通过加入相反极性的直流偏移的充分的电平来修正。例如，如果该ADC 313隔绝正(或负)，则一充分的负(正)直流偏移的电平将施加于结合器303，并实质上在该ADC 313的范围内以R_D信号为中心。

可使用数种方法来消除该直流饱和条件。第一种方法为一步长搜索过程，其中重复地加入一预定的直流步长量，直到满足该直流临界条件，或当该裁切的样本的百分比掉到该临界百分比以下，例如90％或任何其它任意决定的临界百分比。也可任意地决定该预定的直流步长量，但必须以这种方式选择来避免过度步长或完全略过该ADC测量窗的可能性，而造成一相反的轨迹状况。在一具体实施例中，该预定的直流步长量相关于该ADC测量窗的尺寸，所以该加入的直流不会移动该信号超过该ADC测量窗的相对尺寸。例如，如果该直流步长量被选择移动该信号一大约等于该ADC测量窗的尺寸的量，则如果该信号正好在该ADC测量窗的下轨迹之上，该加入的直流步长移动该信号到正好在该ADC测量窗的下轨迹之上。在另一具体实施例中，该直流步长量对应于该ADC测量窗尺寸的任何其它部份，例如尺寸的一半，或四分之一尺寸。

该步长搜索过程优势在于实施起来相对简单，其行为相对良好，且在一合理的充分时间内收敛该进入信号。其它技术为连续近似或一二元值搜索方法，其中在该既有ADC测量窗及该最大电平范围之间的直流范围以一二元方式搜索。例如，该轨迹状况代表一正或负方向，而该连续近似方式决定在该方向的该最大可能信号范围，然后尝试完整范围、半范围、四分之一范围等。每个连续二元步骤的方向由该轨迹状况指定，直到该信号在该ADC测量窗内被检测到。该连续近似方式受限，其中不论有多少误差存在于信息包开启都不能消耗超过一预定的最大时间量。

该步长搜索方法在某些例子中会比连续近似要快，例如对于小信号开启情况，其具有由一小增益改变造成一适度的直流改变。但是，该步长搜索方法对于具有大增益改变的大信号开启时间也可明显较长，其可产生较大的直流偏移。另一方面，该连续近似方式的二元搜索算法有限制，且将在一已知的未确定性内收敛到一指定的限制。使用其它的一种方法，其依赖于该输入状况及当该输入并未如预期时的结果的预期性质。对于初始的信息包开启，较佳地是使用该步长搜索，因为该关键的小信息包可较快地获得，其对于后AGC/DC处理留下较多的时间。因为其有适当的时间来保证收敛，大信息包开启的结果可以接受。对于信息包策略的结束，较少时间可用，而有限的收敛时间最为重要。可以不需要用较长的获取时间来交换得到较小信息包的快速获取。

最后，该R_D信号的轨迹状况可由直流补偿来去除，且该信号在该范围内，或改变到符合先前所述的该直流临界状况的裁切条件，例如在一端或两端裁切，但仍小于或等于该临界百分比(例如90％)。如果该未平衡的裁切条件仍维持，其中在一轨迹上裁切仍存在，或低于该指定的直流临界条件，则该增益反馈控制回路被释放，而该直流及增益回路都可在正常模式中运作，并使用该未平衡的裁切信号来最终锁定到该进入信号。控制该直流回路347的该直流估算方块319，其如前述地维持运作来控制直流。在此例中，即使该裁切的信号不是该实际信号的准确代表，该估计的增益及直流足够地接近，所以在正常回路运作下必须足够快速地取得该实际信号。如果该进入信号的功率电平为高，或另外当该峰值对峰值电平超过该ADC 313的范围，则该裁切条件可被降低，但不能够单独通过该直流回路347的运作来解决。只要该裁切数字信号的百分比(在该增益范围的两端)位于或低于一预定的裁切率临界值，则该增益反馈控制回路被释放，而两个回路在一正常模式运作来取得该进入信号。再次地，即使该裁切的信号并不是该实际信号的准确代表，该估计的增益及直流足够地靠近，所以在正常回路运作下必须足够快速地取得该实际设计。该裁切率临界值为任何适当的任意值，例如50％或类似者。在不同具体实施例中，该AGC回路345被解锁，当该裁切状况在该直流状况已被修正，或当该ADC 313的正及负轨迹之间的裁切率低于或在该预定的裁切率临界值时，即被解锁。

另一方面，如果该裁切的数字信号的百分比(在该ADC测量窗范围的两端)高于该预定的裁切率临界值，且如果在两个轨迹上裁切的样本相当地平衡(例如如果在该最大电平的数字样本的数目大致等于在该最小电平的数字样本的数目)，则会检测到一增益饱和状态或条件，且该信号功率估算方块315进入使用一裁切步长过程的裁切模式，以降低该接收信号的功率电平，以消除裁切。该增益饱和状况代表在两个轨迹上发生显著的高裁切量。该平衡条件可为该最小及最大裁切的样本之间的任何适当及任意的比例，例如3∶1或2∶1或类似者。如果该平衡条件定义为例如3∶1的裁切比例，该裁切样本的75％将发生在一个轨迹上，而剩余的25％在相对的轨迹上，其仍将定位成平衡，即使该3∶1比例为一相当粗略的平衡条件。在该裁切模式中，该信号功率估算方块315取样该R_D信号，并决定目前的裁切量。在一具体实施例中，该信号功率估算方块315决定在最大范围的数值或样本的数目(正或负轨迹)，以相较于小于一给定的样本总数的最大范围的样本数，以基于该裁切信息来估计该功率电平。然后该信号功率估算方块315即调整增益来降低该功率电平。因此，该信号功率估算方块315决定一样本总数的轨迹(或裁切)样本的数目，以估计功率电平。

一临界值的渐变组合可在该增益饱和状况期间使用。如果该裁切样本的相对数目为高，则可使用一较高的增益调整，然而如果该裁切样本的相对数目为低，则使用一较低的增益调整来解决该接收信号的功率电平。例如，一渐变的裁切增益调整可基于裁切样本比例来使用，例如7/8(高裁切，高增益调整)，3/4，5/8，1/2，3/8，1/8(低裁切，低增益调整)等。任何数目的临界值或断点可被定义或利用。该裁切增益调整值的量可取决于该特殊结构。例如，相较于其它校准的补偿具体实施例，较大的增益调整可用于该校准的补偿系统700，因为该补偿系统700响应于增益改变可更为准确地补偿直流。在该裁切模式期间，该直流估算方块319及该直流回路347维持运作用来控制该直流电平。当消除了该裁切状况时，该AGC回路345及该直流回路347都正常运作，以获得及维持该R_D信号在该目标功率电平。

应注意，一旦该无线收发器200进入该裁切模式来消除该增益饱和状况，关于何时离开该裁切模式有利于该正常模式完成该信号的增益及直流锁定，有数种选择。在一具体实施例中，只要该裁切率低于该裁切率临界值，例如像是当该整体裁切率低于50％时，则不再满足该增益饱和状况，而由该裁切模式进入该正常模式。在另一具体实施例中，该无线收发器200可维持在该裁切模式，直到该裁切状况被实质上去除，甚至是在一或多个该增益饱和状况不再真实之后。

下一个运作模式为(该无线媒体的)信息包重新获取的结束，其包含两个次模式，其中含有清除信道评估(CCA)及接收(RX)优先性，用以接收一预期的确认(ACK)信息包。一ACK信息包通常由一“接收装置”传送，其刚接收到来自一“传送装置”的一个信息包。确认信息包对于无线系统中大多数形式的信息都是高度推荐，但并非永远必要，或甚至会不被期望。如果预期一ACK信息包被预期要传送，该接收装置在成功地接收一信息包之后，即传送该ACK信息包。如果一ACK信息包被该原始传送装置所预期，其在如果传送之后即尝试来得到该ACK信息包。如果一ACK信息包被预期，但未自该接收装置接收到，该传送装置可重新传送该信息包。因此，预期一ACK信息包的传送装置必须在传送时即检测及得到该ACK信息包。在网络中如果有任何其它装置，其仅需要检测该无线媒体中的ACK信息包，但不需要获得该ACK信息包。

图10所示为在信息包传输结束时获取ACK信息包优先性的时序的时间线图。一信息包1001，其由无线装置200传送，如所示为在MAC 205的时间T1时结束。相同的信息包示于1003，其在经过该ZIF收发器201的该传送器部分时延期，之后，其在该无线媒体中传送。依此方式，该传送的信息包1003结束于时间T2，其定义了无线媒体中通讯的所有无线装置的主控空中时序参考(其忽略在传输期间的微小RF延期)。通过该ZIF收发器201的传送延期，或T2-T1，其在所示的具体实施例中约为2微秒。依此方式，该MAC 205具有一2微秒的头部来开始关闭该传送器，并激活该无线收发器200的接收器部份，以接收来自该接收装置的一预期ACK信息包。该MAC 205在时间T3指示基带处理器203接收开始，其在所示的具体实施例中，当该信息包原始离开该基带处理器203时，约距离时间T1为5微秒。该时间T3代表一改变状况，其中该无线收发器200必须响应，并进入该ACK接收优先性模式，以尝试来获得一ACK信息包，如果有传送的话。

给予ACK信息包较佳的处理，其中对于ACK传输在一信息包已经传送之后立即有一预定的保留时段。特别是，在成功地接收一信息包之后，该接收装置提供某个时间量来传送该ACK信息包。该传送ACK信息包的装置不需要执行CCA，但仅尽可能地快速传送该ACK信息包，并在ACK传输的保留时段内。一预期该ACK信息包的装置，例如无线收发器200，其在传送一信息包之后，尽可能快速地进入该ACK接收优先模式。如图10所示，此发生在时间T3，其在该信息包1001离开该基带处理器的时间T1之后约5微秒。该接收装置响应于该传送的信息包1003，而在该无线媒体中传送一ACK信息包1005。其假设该接收装置经历到某个“空中延期”量，并在该无线媒体上传送该ACK信息包1005，其自时间T4开始。在所示的具体实施例中，该空中延期假设距离该主控空中时序参考时间T2不小于约9微秒。一RF延期在通过该ZIF收发器201的接收器部分时会发生，所以该ACK信息包1005在时间T5到达该基带处理器203，如ACK信息包1007所示。在所示的具体实施例中，通过该ZIF收发器201的接收器部分的RF延期大约为1微秒。依此方式，该无线收发器200的基带处理器203的有从T3到T5的时间来预备该ACK信息包的开启，其在所示的具体实施例中约为7微秒。

在该ACK接收优先性模式期间，该预期装置在该原始信息包1003的结束的指示之间的安静周期期间，保持其噪声最低限度增益设定，其发生在时间T5，而在该基带处理器的ACK信息包1007的检测开启，发生在时间T5。对于无线Ethernet结构，此周期最小约为7-9微秒。在一具体实施例中，在传送原始信息包之前的增益及直流设定由该传送装置储存。如前所述，在一具体实施例中，于传送该信息包1001之前，该无线收发器200追踪该无线媒体的噪声最低限度，而无信息包正在传送，并决定及储存一噪声最低限度增益设定，及视需要的一直流噪声设定。

为了在传送该信息包之后进入该ACK接收优先模式，该传送装置立即取得并重置该储存的增益及直流设定，例如该噪声最低限度及直流噪声设定。当该增益设定被冻结并保持固定时，该ACK预期装置搜索该直流电平，直到该安静周期结束。在该安静周期期间可决定更多的直流不确定性。换言之，该储存的增益被取得，并施加于该AGC回路345，其在搜索直流时的过渡时间期间保持在该取得的增益值。然后，当该安静周期结束时，该AGC回路345被释放，而两个回路都在正常的信息包获取模式中运作，如前所述，以取得该ACK信息包。应注意，该直流回路347在该安静期间可收敛或不收敛。不论其是否收敛，两个回路在该安静周期之后都在正常模式中共同运作，所以该ACK预期装置可接收及取得该预期的ACK信息包，如果其已经传送的话。在该Ethernet具体实施例中，该ACK信息包必须在20微秒周期之内被启始。如果未接收到该ACK信息包，该装置根据较高阶的运作可以或也可不重新传送原始的信息包。应注意，一装置的接收器，而非传送该信息包的该装置，其也需要在ACK优先模式中运作，例如在一“探测器”模式的网络监测器或类似者中运作，用以分析协议。

在一信息包已经由该传送装置传送到该接收装置之后，在相同无线媒体中任何剩下的装置(第三方装置)进入该CCA模式，以决定何时该信道被清除来传送，如果其具有一信息包要传送。如果任何信息包，包含一ACK信息包，其在CCA期间在该无线媒体中传送，则该剩余的装置必须退回，直到该信息包的结束，以再一次进行CCA。图11所示为该无线收发器200的信息包时序的CCA优先性获取结束的时间线图。在该无线媒体中所示的由另一个装置传送的信息包1101，其在时间T1结束于主控空中时序参考。经受通过该ZIF收发器201及该基带处理器203的接收器延期，直到该MAC 205能够辨识及指示出在时间T2的信息包结束，其定义该无线收发器200的主控接收时序参考。在所示的具体实施例中，该接收器延期大约为6微秒。于时间T2时开始于该主控接收时序参考，该无线收发器200具有一预定的时间，配置其来进行CCA，并决定该信道是否被清除，如果是的话，宣告该信道为清除，其结束于时间T5。一大约20微秒的安静周期为此目的而被配置。该无线收发器200也经历一轻微的延期，以宣告CCA开始预备传送一信息包，其延期在时间T5之前开始于时间T4。在所示的具体实施例中，此CCA宣告时间大约为1微秒，所以由T2到T4的时间约为19微秒。

该无线收发器200的增益及直流回路在时间T3必须锁定在该无线媒体中的能量，以具有充分的时间来在时间T4前完成CCA决定。在所示的具体实施例中，该时间T3置于该时间T4之前大约10微秒，以完成CCA评断，所以该无线收发器200在时间T2及T3之间大约有9微秒来锁定。如前所述，该无线收发器200在传送该信息包1101之前决定并储存一噪声最低限度增益设定。在该CCA模式中，该噪声最低限度增益被取得，并应用到该增益反馈控制回路，其在传送该信息包1101之后尽可能立刻进行，例如在该接收器延期之后的时间T2。该媒体的噪声功率电平可稍稍改变，但不能预期在仅一个信息包之后显著的改变。然后该取得的噪声最低限度增益设定被保持，而该直流电平由该直流反馈控制回路来搜索。实际上，该AGC回路345为拥塞并保持，而步长过程或二元搜索或连续近似或类似者在该CCA模式期间由该直流回路347进行。

如果在该信道上没有信息包信号，则该信道为清除，而该直流回路必须在时间T3前收敛到一稳定值。但是，如果该直流回路在时间T3前并未收敛，则有一信息包或信道并未清除，或该无线收发器200即不能够适时地构成CCA评断及宣告。如果不存在一信号时，该直流回路347一般收敛得相对较快。在一具体实施例中，该AGC回路345在大约9微秒之后被解锁，并正常地进行信息包获取。虽然一ACK信息包，如果存在的话，其不能够由一第三方装置获得，其并不重要，因为第三方装置不需要获得该ACK信息包。如果该直流回路347在时间T3时不能收敛，甚至在该AGC回路345被释放之后，则该信道即视为忙碌。

还考虑到一追踪模式，相较于上述的模式，其为一较慢、较高阶、及较长期间的模式。该追踪模式为一稳定状态运作，并用来在时间上追踪该信道。大量的数据在一长段时间中被检视，并在运作中进行较微细，更为精确的调整。一般而言，稳定状态状况被监视，并追踪较长期间的趋势，并进行调整来跟随该信道状况。在较长的时段中更缓慢地进行更新到该稳定状态运作状况，例如10微秒或类似者。可追踪短期的趋势，但作出的调整更为缓慢以避免过度补偿。

应注意数据储存在数个连续的短循环上，然后被评估。如果在电流设定之间的误差，例如增益及直流设定或类似者，其相对较小，那么储存任何这种误差，但在下一个更新时段不需要进行调整。依此方式，使用一预定的“无用区域”或临界误差电平，所以并不进行更新及改变，除非及直到该测量的误差超过该预定的无用模式数值。换言之，更新仅在当一显著的误差量存在时来进行，以在运作期间避免过度补偿及振动。该无用区域的运作在较高的增益设定甚至更为明显，因为在高增益电平的即使小的增益改变对于运作也有明显的冲击。在一具体实施例中，如果该增益在某个临界电平之上，则完全不进行增益调整。

虽然根据本发明的系统及方法已经结合一或多个具体实施例来加以说明，但是并不是要限定于此处所提出的特定形式，相反地，本发明是要涵盖可合理地包含在本发明的精神及范畴之内这些替代方案、修正及等同物。

Claims

1.一种用以控制设置在一零中频结构中的无线通讯装置的运作的方法，该结构包含一直流反馈控制回路及一增益反馈控制回路，该方法包含：

处理在一无线媒体中的能量，以产生一对应的接收信号；

透过一预定的测量窗来监视该接收信号；

检测无线媒体中的一改变的状况；

在检测到该改变的状况之后，保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平；及

当该增益反馈控制回路被保持固定时，运作该直流反馈控制回路来试图搜索该接收信号的一稳定直流数值。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

当无信息包正在传送时，该处理包含处理在该无线媒体中的噪声能量；

该检测一改变的状况包含检测该测量窗的直流饱和；

该运作该直流反馈控制回路包含加入相反极性直流到该接收信号，以降低该接收信号的直流电平，直到该测量窗不再为直流饱和；及

当该测量窗不再为直流饱和时，运作该直流反馈控制回路来控制该接收信号的直流电平，并释放该增益反馈控制回路，以控制该接收信号的功率电平到一预定的目标功率电平。

3.根据权利要求2所述的方法，其进一步包含：

检测增益饱和，其中该测量窗同时在一预定的裁切率之上以预定最小及最大值被裁切，并在该预定的最小及最大值之间得到相对的平衡；及

运作该增益反馈控制回路来执行一裁切步长过程，以降低该接收信号的增益。

4.根据权利要求3所述的方法，其中该裁切步长过程包含使用一渐变的裁切增益调整，其中增益基于该接收信号的裁切量来调整。

5.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

运作该增益反馈控制回路，直到决定出一噪声最低限度增益值；及

储存该噪声最低限度增益值。

6.根据权利要求5所述的方法，其进一步包含：

该检测在该无线媒体中一改变的状况包含检测该无线媒体中的一信息包传输的结束；

在该增益反馈控制回路中，取得及应用该储存的噪声最低限度增益值；

该保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平，其包含在一预定的安静周期期间保持该增益在该取得的噪声最低限度增益数值；及

在该安静周期到期之后，释放该增益反馈控制回路。

7.根据权利要求6所述的方法，其进一步包含：

在传输该信息包之前，决定该直流反馈控制回路的一直流噪声值；

储存该直流噪声值；及

在该无线媒体中检测到该信息包传输结束之后，取得并应用该直流噪声值到该直流反馈控制回路。

8.根据权利要求5所述的方法，其进一步包含：

该在该无线媒体中该检测一改变的状况包含检测在该无线媒体中正在传送的一信息包传输的结束；

该保持该增益反馈控制回路在一固定的增益电平包含对于一预定的时段取得并应用该储存的噪声最低限度增益值在该增益反馈控制回路中；及

决定该直流反馈控制回路是否在该预定的时段之内收敛到一稳定的直流电平。

9.根据权利要求8所述的方法，其进一步包含：

如果该直流反馈控制回路在该预定的时段内并未收敛到一稳定的直流电平，决定该无线媒体即为忙碌。

10.一种运作一无线通讯装置的方法，以执行在一无线媒体中正在传送的一信息包的初始取得，该无线通讯装置被设置在一零中频结构中，该结构包含一直流反馈控制回路及一增益反馈控制回路，该方法包含：

处理在该无线媒体中的射频能量，以产生一对应的接收信号；

决定该接收信号的一直流临界条件是否超过；

如果超过该直流临界条件，保持该增益反馈控制回路在一固定增益电平，并运作该直流反馈控制回路来降低该接收信号的直流，直到满足该接收信号的直流临界条件；及

当满足该接收信号的该直流临界条件，运作该直流反馈控制回路来控制该接收信号的该直流电平，并运作该增益反馈控制回路来控制该接收信号的一功率电平到一预定的目标功率电平。

11.根据权利要求10所述的方法，其中该运作该直流反馈控制回路来控制该接收信号的该直流电平，包含控制该直流电平到一预定的最大直流电平内。

12.根据权利要求10所述的方法，该接收信号包含一模拟信号，其进一步包含：

以一模拟到数字转换器取样该接收信号，以产生对应的数字样本，该模拟到数字转换器具有一充分范围的来维持信号完整性，而不需要涵盖该接收信号的一整体潜在的信号范围。

13.根据权利要求12所述的方法，该数字样本的范围在一最小值和一最大值之间，其中当在最小值的数字样本的百分比或在最大值的数字样本的百分比超过一数字样本的总数的预定的临界百分比时，该直流临界条件被超过。

14.根据权利要求13所述的方法，其中该预定的临界百分比为90％。

15.根据权利要求13所述的方法，其中该运作该直流反馈控制回路来降低直流，其包含加入直流到该接收信号以尝试来满足该直流临界条件。

16.根据权利要求15所述的方法，其中该加入直流包含通过重复地加入一预定的直流量，直到满足该直流临界条件，进行一步长搜索过程。

17.根据权利要求15所述的方法，其中该加入直流包含执行一连续近似直流搜索程序，直到满足该直流临界条件。

18.根据权利要求12所述的方法，该数字样本的范围在一最小值和一最大值之间，其进一步包含：

检测一增益饱和状态，其中裁切的数字样本以一大于一预定的裁切比例临界值速率，同时发生在该最小电平及该最大电平，并且其中在该最小电平的数字样本数目可与在该最大电平的数字样本数目相对平衡；及

当在该增益饱和状态时，以一裁切模式中运作该增益反馈控制回路。

19.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含：

基于一裁切量，使用一渐变的裁切增益调整来调整该增益反馈控制回路的增益电平。

20.根据权利要求19所述的方法，其中该渐变的裁切增益调整包含用于多个中的各预定的裁切比例范围的预定的多个增益电平调整中对应的一个预定的增益电平调整。

21.根据权利要求20所述的方法，其中该渐变的增益调整在一高裁切比例的一高增益调整与一低裁切比例的一低增益调整之间渐变。

22.一种运作一无线收发器装置来预备一预期的确认信息包的方法，该无线收发器装置被设置在一零中频结构中，且包含一直流反馈控制回路及一增益反馈控制回路，该方法包含：

在一信息包传输之后一预定的安静周期期间，保持该增益反馈控制回路的一增益电平为固定；

在该预定的安静周期期间运作该直流反馈控制回路，以尝试在当保持该增益反馈控制回路时解决该直流电平；及

在该安静周期之后，释放该增益反馈控制回路来运作在一正常的信息包获取模式。

23.根据权利要求22所述的方法，其进一步包含：

在该信息包传输之前，储存该增益反馈回路的一增益电平值；及

在该信息包传输之后，取得该储存的增益电平值，并在该预定的安静周期期间保持该增益反馈控制回路在该取得的增益电平值。

24.根据权利要求22所述的方法，其进一步包含：

在该传送一信息包之前，储存该直流反馈控制回路的一直流数值；及

在传送该信息包之后，应用该储存的直流数值。

25.一种运作一无线通讯装置来决定一无线媒体的清除信道评估的方法，该无线通讯装置被设置在一零中频结构中，并且其包含一直流反馈控制回路及一增益反馈控制回路，该方法包含：

储存该增益反馈控制回路的一增益电平值；

检测正在传送的一信息包；

在完成该信息包传输之后，取得该储存的增益电平值，并保持该增益反馈控制回路在该取得的增益电平值；

运作该直流反馈控制回路来搜寻一稳定的直流电平；及

决定是否该直流回路收敛到一稳定的直流电平。

26.根据权利要求25所述的方法，其中当无信息包通过该无线媒体正在传送时执行该储存一增益电平值。

27.根据权利要求25所述的方法，其进一步包含；

在该检测一信息包正在传送之前，储存该直流反馈控制回路的一直流数值；及

在信息包传输之后应用该储存的直流增益设定。

28.根据权利要求25所述的方法，其进一步包含：

在一预定的安静周期期间保持该增益反馈控制回路的该增益电平为固定；及

在该预定的安静周期之后，释放该增益反馈控制回路来运作于一正常模式。

29.根据权利要求25所述的方法，其进一步包含：

决定该直流反馈控制回路是否在一预定时段之内收敛到一稳定的直流电平；及

如果该直流反馈控制回路在该预定时段内收敛，以一正常模式运作该直流反馈控制回路及该增益反馈控制回路。

30.根据权利要求25所述的方法，其进一步包含：

如果该直流反馈控制回路在一预定的时段内并未收敛到一稳定的直流电平，决定该无线媒体即为忙碌。