JP2005210261A - 無線通信システムおよび高周波ｉｃ - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、受信信号に含まれる振幅ノイズの影響を受けずに、適切なアンテナを選択することができる技術を提供する。
【解決手段】 複数のアンテナと、アンテナより受信された信号を増幅する可変利得増幅回路（２２１，２２２）および受信した信号を低い周波数の信号にダウンコンバートする周波数変換回路を（２３１）含む受信系回路と、受信信号の強度を検出する信号測定回路（２８０）とを備え、受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、複数のアンテナのそれぞれより受信された信号に関して前記信号測定回路により形成された信号の時間に対する変化率を求め、該変化率の相違に従って受信アンテナを選択する制御信号を生成するようにした。
【選択図】 図１３

Description

本発明は、無線通信システムにおけるアンテナ切替え技術、さらには複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号に切り替えて増幅、復調を行なう無線通信システムに適用して有効な技術に関し、例えば無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）システムに利用して有効な技術に関する。

現在実用化されている無線通信システムには、携帯電話器や無線ＬＡＮシステム、ブルートゥースシステムなどがある。このうち無線ＬＡＮシステムは、受信信号をダウンコンバートしたり送信信号をアップコンバートする周波数変換回路、増幅回路などを有するアナログ高周波ＩＣや受信信号を復調する復調器、送信信号を変調する変調器、復調されたＩ，Ｑ信号から受信データを復元したり送信データに基づいて変調前のＩ，Ｑ信号を生成したりするベースバンドＩＣなどのＩＣチップと、送信信号を電力増幅してアンテナを駆動する電力増幅回路（パワーアンプ）やインピーダンス整合回路などからなるパワーモジュール、送受信切替えスイッチや不要波を除去するフィルタ回路などを搭載したフロントエンドモジュールなどの電子部品により構成されることが多い。

また、携帯電話器や無線ＬＡＮなどの無線通信システムにおいては、２つのアンテナを設け、受信状態に応じてアンテナを切り替えて受信強度の高い方の信号を高周波ＩＣで増幅、復調するようにしたものが提案されている（例えば特許文献１）。
特開２０００２−３６８６６０号

複数のアンテナを備え受信状態に応じてアンテナを選択する無線通信システムにおける従来のアンテナ切替え技術は、受信信号の立ち上がり期間のある時点において受信信号のレベルを検出しそのレベルに基づいていずれのアンテナを使用するか決定して切替えを行なうものであった。

しかしながら、従来の受信信号のレベルに基づくアンテナの切替え方式にあっては、受信信号のレベルの検出が時間的に１つのポイントで行なわれるため受信信号に含まれる振幅ノイズによって正しいレベルを検出できないことがあり、それによって適切でないアンテナの選択がなされるおそれがある。

また、従来の受信信号のレベルの検出は、受信信号を搬送波の周波数とベースバンド信号の周波数との中間の周波数の信号（いわゆるＩＦ信号）にダウンコンバートした信号に基づいて行なわれていた。かかる方式を無線ＬＡＮに適用する場合には、所望の周波数帯（所望のチャンネル）以外の不要波を除去した上で受信信号のレベルを検出しないと正確なレベルを検出できないため、中間周波数（ＩＦ）の信号を増幅するＩＦアンプの後段にＳＡＷフィルタのようなバンドパスフィルタを設ける必要であり、それによってシステムを構成する部品点数が多くなるという不具合がある。

この発明の目的は、複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、受信信号に含まれる振幅ノイズの影響を受けずに、適切なアンテナを選択することができる技術を提供することにある。

この発明の他の目的は、複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、ＳＡＷフィルタのような高価な外付け部品を用いることなく適切なアンテナを選択することができ、それによってシステムを構成する部品点数を減らしコストを低減することができる技術を提供することにある。

この発明のさらに他の目的は、短時間で適切なアンテナの選択を行なえるとともに、受信信号の増幅、復調を行なう受信系回路におけるゲインの設定を短時間に終了することができる技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、複数のアンテナと、アンテナより受信された信号を増幅する可変利得増幅回路および受信した信号を低い周波数の信号にダウンコンバートする周波数変換回路を含む受信系回路と、受信信号の強度を検出する信号測定回路とを備え、受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、複数のアンテナのそれぞれより受信された信号に関して前記信号測定回路により形成された信号の時間に対する変化率を求め、該変化率の相違に従って受信アンテナを選択する制御信号を生成するようにしたものである。

上記した手段によれば、受信信号の測定レベルではなく測定信号の変化率に基づいて受信アンテナを選択するため、受信信号に含まれる振幅ノイズの影響を受けずに、適切なアンテナを選択することができる。

また、上記アンテナ選択のための受信信号の測定に連続して受信系回路のゲインを設定するための受信信号の測定を行なうように構成する。これにより、受信系回路におけるゲインの設定を短時間に行なうことができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、受信信号に含まれる振幅ノイズの影響を受けずに、適切なアンテナを選択することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用して好適な無線通信システムと、該システムを構成する高周波ＩＣおよびベースバンドＬＳＩの一実施例を示す。
本実施例の無線通信システムは、信号電波の送受信を行なうアンテナ１００ａ，１００ｂと、アンテナの切替えを行なう切替えスイッチ１１０と、送信信号を電力増幅してアンテナ１００ａまたは１００ｂより送信するパワーアンプ１３０と、受信信号をダウンコンバートしたり送信信号をアップコンバートしたりする高周波ＩＣ２００と、変復調およびベースバンド処理を行なうベースバンドＬＳＩ３００などから構成される。特に制限されるものでないが、アンテナ切替えスイッチ１１０の切替えは、ベースバンドＬＳＩ３００の制御回路３７０からの制御信号によって行なわれる。アンテナ１００ａと１００ｂは、例えば数ｃｍのような距離をおいて異なる位置に設けられる。図示しないが、送受信の切替えを行なう切替えスイッチも設けられる。

図１では、高周波ＩＣ２００とベースバンドＬＳＩ３００以外は簡略されて示されており、実際のシステムでは、パワーアンプ１３０はインピーダンス整合回路や高調波を除去するフィルタなどとともにセラミック基板等の絶縁基板上にモジュール（パワーモジュール）として構成される。特に制限されないものの、高周波ＩＣ２００を形成する回路等はＳｉＧｅ等の一つの半導体基板上に形成され、ベースバンドＬＳＩ３００はシリコン等の一つの半導体基板上にＣＭＯＳを用いた回路で形成される。そうすることにより、高周波ＩＣ２００はアップコンバートやダウンコンバート動作を行う為の動作速度を容易に得ることができ、ベースバンドＬＳＩ３００は低消費電力での動作が可能となる。また、アンテナ切替えスイッチ１１０と高周波ＩＣ２００との間に、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタが設けられる。このバンドパスフィルタはＳＡＷフィルタのような狭帯域のものでなく、容量素子とインダクタ素子とからなる数１００ＭＨｚのような帯域幅を有するフィルタでよい。アンテナ切替えスイッチ１１０とバンドパスフィルタは、パワーモジュールとは別個の絶縁基板上にモジュール（フロントエンドモジュール）として構成される。そして、これらのモジュールと上記高周波ＩＣ２００とベースバンドＬＳＩ３００とが１つのプリント配線基板上に実装されて無線通信システムが構成される。

高周波ＩＣ２００は、チップ外部からの基準信号φ０に基づいてこれよりも周波数の高い高周波信号φRFを発生するＶＣＯ（電圧制御発振器）を含むＰＬＬ回路２１１と、高周波信号φRFを分周し互いに位相が９０度異なる信号φIF，φIF’を生成する分周移相回路２１２と、アンテナにより受信された受信信号を増幅するロウノイズアンプ２２１と、ロウノイズアンプ２２１で増幅された受信信号と上記ＰＬＬ回路２１０で生成された高周波信号φRFとをミキシングして中間周波数（ＩＦ）の信号にダウンコンバートするミキサ２３１と、ダウンコンバートされた受信信号をさらに増幅するＩＦアンプ２２２と、増幅された受信信号と上記分周移相回路２１２からの位相が９０度異なる信号φIF，φIF’とをミキシングしてさらに周波数の低い信号にダウンコンバートしかつＩ，Ｑ信号に分離するミキサ２３２ａ，２３２ｂと、ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）と可変利得アンプ（ＰＧＡ）とオフセットキャンセル回路を有し不要波を除去しつつＩ信号とＱ信号をそれぞれ所定の振幅レベルまで増幅する高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂと、該高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂや前記アンプ２２１，２２２のゲインを制御するゲイン制御回路２５１と、ミキサ２３２ａ，２３２ｂの出力を入力とし受信信号の大よその振幅レベルを検出する信号レベル測定回路２８０などを備える。

図１に示されているように、この実施例では、信号レベル測定回路２８０は、ＩＦアンプ２２２により増幅された中間周波数（ＩＦ）の信号ではなく、ミキサ２３２ａ，２３２ｂによりベースバンド周波数帯までダウンコンバートされた信号に基づいて信号レベルの測定を行なうように構成されている。このような信号は周波数が低いため中間周波数（ＩＦ）の信号に基づいて信号レベルの測定を行なう場合に比べて信号レベルの測定に時間がかかり、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂ等におけるオフセットキャンセルやゲイン設定に許容される時間が短くなるが、オフセットキャンセルやゲイン設定を後述のように行なうことでオフセットキャンセルやゲイン設定に要する時間を短縮し、それによってベースバンド周波数帯までダウンコンバートされた信号に基づいた信号レベルの測定を余裕を持って行なえるようになり、ＩＦアンプ２２２と信号レベル測定回路２８０との間にＳＡＷフィルタを設ける必要がなくなる。

ゲイン制御回路２５１は、ベースバンドＬＳＩ３００のシステム制御回路３７０から供給されるオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１、モード信号ＭＯＤＥおよびゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２，ＧＳ１０〜ＧＳ１３を含む制御データＷＤに基づいて、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂやアンプ２２１，２２２に対するオフセットキャンセル動作開始指令信号ＯＣＳ２やゲイン切替え制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４を生成し供給する。特に制限されるものでないが、ゲイン制御回路２５１にはゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２，ＧＳ１０〜ＧＳ１３をデコードするデコーダＤＥＣが設けられている。

また、高周波ＩＣ２００は、送信側のＩ信号とＱ信号に含まれる高調波を除去するロウパスフィルタやロウパスフィルタを通過したＩ信号とＱ信号に分周移相回路２１２からの位相が９０度異なる信号φIF，φIF’とをミキシングして直交変調を行なうとともにより周波数の高い信号にアップコンバートしてパワーアンプ１３０へ出力する送信系回路２６０と、ベースバンドＬＳＩ３００からの指令に従ってチップ内部の制御信号を生成する制御回路２５２とを備える。

制御回路２５２には、ベースバンドＬＳＩ３００のシステム制御回路３７０から同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２５２は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、受信した制御コマンドや制御データに基づいて高周波ＩＣ２００内部の制御信号を生成する。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアル伝送される。

制御回路２５２と別個にパラレルデータ伝送を行なうゲイン制御回路２５１が設けられているのは、後述のようにゲイン設定は受信動作開始時の極めて短い時間内に行なわなくてはならず、その場合、制御回路２５２のようなシリアルデータ伝送によるゲイン制御データＷＤの伝送では間に合わないおそれがあるためである。一方、ゲイン設定以外の例えば高周波ＩＣ２００の内部状態の切替えや設定の際には時間的に充分に余裕があるので、実施例のようにベースバンドＬＳＩ３００から制御回路２５２へのコマンドの供給はシリアル伝送とすることができる。制御回路２５１と２５２は一体に構成することも可能であるが、別個に設けることにより回路設計が容易となる。

ベースバンドＬＳＩ３００は、上記高周波ＩＣ２００から出力される受信側のＩ信号とＱ信号をそれぞれディジタル信号に変換するＡＤ変換回路３１１ａおよび３１１ｂと、ディジタルＩ，Ｑ信号を復調して受信データを復元する復調回路３２０と、送信データを変調してディジタルＩ，Ｑ信号を生成する変調回路３３０と、ディジタルＩ，Ｑ信号をアナログＩ，Ｑ信号に変換するＤＡ変換回路３１２ａおよび３１２ｂなどから構成される。

また、ベースバンドＬＳＩ３００は、受信系回路の特性（ゲインおよびオフセット）を補正する補正回路３４１，３４２と、送信系回路の特性を補正する補正回路３４３，３４４と、高周波ＩＣ２００の信号レベル測定回路２８０から出力される検出信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路３１１ｃと、測定系回路（信号レベル測定回路２８０とＡＤ変換回路３１１ｃ）の特性を補正する補正回路３４５と、ＡＤ変換回路３１２ａの出力の時間平均をとる平均フィルタ３５０と、上記ＡＤ変換回路３１１ａおよび３１１ｂの出力から受信信号の厳密な振幅レベルを測定する第２信号レベル測定回路３６０と、チップ内部の回路の制御信号を生成したり上記平均フィルタ３５０と第２信号レベル測定回路３６０の出力に基づいて高周波ＩＣ２００内の受信系回路のゲインを制御するゲイン制御データを生成して高周波ＩＣ２００へ送ったり、上記受信系回路と送信系回路と測定系回路の誤差を検出し上記補正回路３４１〜３４５により該誤差を補正させるための補正制御信号を生成したりするシステム制御回路３７０などを備える。本明細書においては、上記信号レベル測定回路２８０とＡＤ変換回路３１１ｃと平均フィルタ３５０を含めたものも広義の信号レベル測定回路と呼ぶ場合がある。

上記システム制御回路３７０は、プログラムによって動作する汎用のマイクロコンピュータもしくはマイクロプロセッサ（以下、マイコンと称する）と同様な構成を有する図９に示すような回路により構成することができる。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に従った無線ＬＡＮシステムは、変調方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式を用いており、本実施例を無線ＬＡＮシステムに適用した場合、上記復調回路３２０と変調回路３３０がＯＦＤＭ方式に従った変復調を行なうように、ベースバンドＬＳＩ３００が構成される。

次に、上記信号レベル測定系回路（２８０，３６０等）の具体的な構成例について説明する。本実施例において、測定系回路として、信号のレベルを大まかに検出する測定回路２８０とより厳密に検出する第２測定回路３６０とを設けているのは、以下の理由による。すなわち、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムでは、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂに入力される受信信号として−８２ｄＢから−３０ｄＢまでの最大４００倍近くレベル差のある信号が許容されている。そのため、これを直接例えば１０ビットのＡＤ変換回路を用いてＡＤ変換したとしてもその精度を余り高くすることができない。そこで、この実施例では、先ず測定回路２８０によりＩ，Ｑ信号のレベルを大まかに検出し、その検出に基づいて高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂのゲインを大まかに制御して信号のレベルの範囲を絞った後、第２測定回路３６０で厳密に信号レベルを測定して高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂのゲインをより正確に設定するためである。

図２は、高周波ＩＣ２００に設けられている信号レベル測定回路２８０の構成例を示す。この実施例の信号レベル測定回路２８０は、Ｉ信号とＱ信号を加算する加算器２８１と、加算後の信号から不要波を除去するロウパスフィルタ２８２と、ロウパスフィルタ２８２を通過した信号（交流）を整流して直流信号に変換するための検波回路２８３と、変換された信号を対数圧縮した検出値ＤＴ１を出力するためのＬｏｇアンプ２８４とから構成されている。対数圧縮された検出値ＤＴ１はＡＤ変換回路３１１ｃでディジタル信号に変換されてシステム制御回路３７０へ供給される。出力検波回路２８３とＬｏｇアンプ２８４を別々に設ける代わりに、検波と対数圧縮を同時に行なうことができる回路を用いるようにして良い。

対数圧縮をするためのＬｏｇアンプ２８４を設けているのは、前述したように、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂに入力される受信信号は−８２ｄＢから−３０ｄＢまでの最大４００倍近くレベル差のある信号であるためである。対数圧縮をすることにより、その出力電圧が０．５〜１．５Ｖのような狭い範囲に限定されている場合に、信号のレベルが大きいところよりも信号レベルが小さいところでの出力電圧変化を大きくするつまり小レベルの信号に対する感度を高くすることができる。

図４は、信号レベル測定回路２８０の後段に設けられている補正回路３４５の構成例を示す。図示しないが、他の補正回路３４１〜３４４も同様な構成とされる。この実施例の補正回路３４５は、システム制御回路３７０から供給される制御データに基づいてゲインの補正値を発生するゲイン補正値発生回路４１１およびオフセット補正値を発生するオフセット補正値発生回路４１２と、ゲイン補正値発生回路４１１によって生成された補正値とＡＤ変換回路３１１ｃからの測定値とを掛け算する掛け算回路４１３と、該掛け算回路４１３の出力値とオフセット補正値発生回路４１２によって生成された補正値とを加算する加算回路４１４とにより構成されている。

図２に示されているような信号レベル測定回路２８０は、その出力ＤＴ１が入力信号レベルに対して図５に実線で示すようにほぼ直線的な関係になるように設計される。しかし、実際には素子の製造バラツキにより、信号レベル測定回路２８０の入力端から平均フィルタ３５０（図１参照）の出力端までの信号経路のゲインが、図５に破線で示すように変動したりひずんだりすることがある。そこで、この実施例では−８２ｄＢから−３０ｄＢの範囲の信号に対して測定回路２８０の出力ＤＴ１が所定の関係になるようにするため、補正回路３４５によりゲインを補正するように構成されている。

また、測定回路２８０の出力ＤＴ１は、図５に示すように−８２ｄＢの近傍で飽和してあるレベル以下の信号に対しては出力がリニアに変化しなくなるとともに、素子の製造バラツキでその飽和点が上下する。そこで、この実施例では−８２ｄＢから−３０ｄＢの範囲の信号に対して測定回路２８０の出力ＤＴ１がリニアに変化するのを保証するため、補正回路３４５によりオフセットを補正するように構成されている。なお、図５のグラフでは、横軸の信号レベルが対数メモリで表わされている。

図３は、ベースバンドＬＳＩ３００に設けられている第２信号レベル測定回路３６０の構成例を示す。この実施例の第２信号レベル測定回路３６０は、Ｉ信号とＱ信号をそれぞれ２乗する２乗回路３６１，３６２と、２乗後の値を加算する加算器３６３と、加算後の値の時間平均をとる平均フィルタ３６４と、入力されたＩ信号とＱ信号を比較する比較回路３６５とから構成されており、平均フィルタ３６４からＩ信号とＱ信号の所定時間内におけるトータルの信号レベルに応じた検出値ＤＴ２を出力する。比較回路３６５はＩ信号とＱ信号のいずれのレベルが大きいか判定し、判定結果を示す信号ＣＭを出力する。

第２信号レベル測定回路３６０の検出値ＤＴ２および大小判定結果を示す信号ＣＭはシステム制御回路３７０へ供給される。なお、この実施例の第２信号レベル測定回路３６０は、図２の信号レベル測定回路２８０と異なりディジタル回路であり、入力Ｉ，Ｑもディジタル値である。大小判定結果を示す信号ＣＭは、前述した送信系回路２６０のＩ側とＱ側のゲインバランス補正および受信系回路のＩ側とＱ側のゲインバランス補正を行なう際に利用され、ゲインの大小判定結果を容易に得ることができるようになる。

平均フィルタ３６４は、前記補正回路３４５の後段の平均フィルタ３５０と同様の構成を有する回路であり、図６に示すように、多段接続された複数の遅延回路ＤＬＹ１，ＤＬＹ２……ＤＬＹｎと、各遅延回路で遅延された信号を加算する加算器ＡＤＤとにより構成することができる。特に制限されるものでないが、各遅延回路ＤＬＹ１，ＤＬＹ２……ＤＬＹｎはそれぞれＡＤ変換回路３１１ａ〜３１１ｃのサンプリングクロックφｓの周期と同一の遅延時間Ｔｄを有するようにされる。

かかる遅延回路は、例えばクロックに同期して入力データを取り込むラッチ回路もしくはフリップフロップにより構成することができる。従って、遅延回路ＤＬＹ１，ＤＬＹ２……ＤＬＹｎはシフトレジスタと見ることができる。図６の平均フィルタにおいては、受信信号のレベルが一定であれば、最初の入力信号が遅延回路ＤＬＹ１に入ってから遅延回路ＤＬＹｎに到達する間は、各遅延回路の総和であるフィルタ出力は次第に上昇するが、その後はほぼ一定の値になる。

平均フィルタ３５０は、遅延回路ＤＬＹ１に入力された信号が、０．８μｓ（マイクロ秒）後に最終段の遅延回路ＤＬＹｎから出力されるように、遅延段の段数"ｎ"が設定されている。ここで、０．８μｓは、無線ＬＡＮの規格で規定されているパケットにおける先頭のプリアンブルパターンの１パターンの周期に相当する。特に制限されるものでないが、本実施例では、第２の信号レベル測定回路３６０内の平均フィルタ３６４の入力端から出力端までの信号伝達時間は例えば１μｓに設定される。なお、平均フィルタ３５０と３６４の入力は、それぞれ対応するＡＤ変換回路３１１ａ，３１１ｂと３１１ｃの分解能に応じたビット数とされる。具体的には、この実施例では、平均フィルタ３５０の入力は４ビット、平均フィルタ３６４の入力は１０ビットとされる。

図７および図８には、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂの具体的な構成例が示されている。
図７（Ａ）のように、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂは、ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ３と、利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３とが交互に直列に接続された構成を有する。利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３は、それぞれゲイン制御信号ＧＣＳ１，ＧＣＳ２，ＧＣＳ３によってゲインが制御される。

図７（Ｂ）のように、ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ３と、利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３を交互に接続しているのは、以下の理由による。すなわち、ロウパスフィルタＬＰＦ１の入力の周波数成分を示す図７（Ｂ）の（ａ）のように、目的とする受信信号ＴＳのレベルに比べて隣接チャネルの妨害波ＤＷＶ１や非隣接チャネルの妨害波ＤＷＶ２のレベルが大きい場合に、目的とする受信信号ＴＳを一気に所望のレベルまで増幅すると妨害波も同じ割合で増幅されてしまうが、（ｂ）のようなロウパスフィルタの特性で、（ｃ）〜（ｇ）のように目的とする受信信号ＴＳをそれよりも周波数の高い妨害波を段階的に抑制しつつ増幅することで、（ｈ）のように目的とする受信信号のみを所望レベルまで増幅することができるからである。

１段目と２段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２は、図８に示すように、可変利得アンプＡＭＰと、その前段に設けられた加算器ＡＤＤと、可変利得アンプＡＭＰの出力をディジタル信号に変換するＡＤ変換器ＡＤＣと、オフセットキャンセル制御回路２４１と、オフセットキャンセル制御回路２４１により検出されたオフセットキャンセル値を記憶するＲＡＭもしくはレジスタからなる記憶回路２４２と、記憶回路２４２に記憶されているオフセットキャンセル値をアナログ信号に変換するＤＡ変換器ＤＡＣと、ゲイン切替え信号ＳＣ１〜ＳＣ４をラッチするラッチ回路２４３などから構成されている。３段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ３は、図８の回路から記憶回路２４２を省略したような回路とされている。

１段目と２段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２では、オフセットキャンセル制御回路２４１が、制御回路２５２からオフセットキャンセル動作の開始指令信号ＯＣＳ２を受けるとＡＤ変換器ＡＤＣの出力から可変利得アンプＡＭＰのオフセットを検出し、そのオフセットを「０」にするような値（オフセットキャンセル値）を生成して記憶回路２４２に記憶する。かかるオフセットの検出方式は、特開平２００２−２１７７６２号公報などに開示されている。ＡＤ変換器ＡＤＣによる逐次比較動作でオフセットキャンセル値を決定することができるため、ＡＤ変換器ＡＤＣはコンパレータとその比較電圧を与える抵抗分圧回路のような簡単な回路で構成することができる。

本実施例の無線通信システムでは、上記オフセットキャンセル値の生成と記憶は、電源投入時や送信から受信への切替え時、待機時等の空いている時間に、ベースバンドＬＳＩ３００のシステム制御回路３７０から制御回路２５２へ所定のコマンドを送ることにより行なわれる。そして、受信動作開始時にゲイン制御データＷＤ１がゲイン制御回路２５１へ送られると、それに応じて記憶回路２４２に記憶されているオフセットキャンセル値を読み出してＤＡ変換器ＤＡＣへ供給することで加算器ＡＤＤでオフセットのキャンセルが行なわれる。

一方、３段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ３では、オフセットキャンセル制御回路２４１が、ゲイン制御回路２５１からオフセットキャンセル動作の開始指令信号ＯＣＳ２を受けるとリアルタイムでオフセットの検出とキャンセル動作を行なうように構成されている。

受信系回路のオフセットキャンセルに関しては、１段目〜３段目のすべてのアンプで受信動作開始時にオフセットの検出とキャンセルをほぼ同時に行なう方式が考えられるが、本実施例のように、予めオフセットを検出してオフセットキャンセル値を記憶しておくことより、短時間にオフセットキャンセル動作を終了して受信動作を開始できるという利点がある。

受信動作開始時に制御回路２５１から利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２の可変利得アンプＡＭＰのゲインを指定するゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２が供給されると、オフセットキャンセル制御回路２４１が当該ゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２に対応したオフセットキャンセル値を記憶回路２４２から読み出してＤＡ変換器ＤＡＣへ供給し、加算器ＡＤＤで入力にオフセットキャンセル値を加算させることによりアンプのＤＣオフセットのキャンセルを行なわせるように構成されている。

なお、図８に示されているように、利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２の近傍に、ゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２をデコードしてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替え制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４を生成するデコーダＤＥＣを設けることも可能であるが、本実施例では、ゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２をデコードするデコーダＤＥＣは、図１のゲイン制御回路２５１の側に設けられている。

次に、本実施例におけるアンテナ切替え制御と高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂを含む受信系回路のゲイン制御の手順について説明する。
本実施例においては、アンテナ切替え制御と受信系回路のゲイン制御は、ベースバンドＬＳＩ３００内のシステム制御回路３７０によって行なわれる。システム制御回路３７０は、プログラムによって動作する汎用のマイコンと同様な構成を有しており、図９に示すように、プログラムの命令に従って各種演算処理や制御信号の生成などを行なうＣＰＵ（中央処理ユニット）３７１と、ＣＰＵが実行するプログラムやプログラムの実行に必要な固定データを記憶するＲＯＭ（リードオンリメモリ）からなるプログラムメモリ３７２、ＣＰＵの作業領域を提供したり演算結果等の一時的なデータを記憶したりするＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）からなるデータメモリ３７３、図１の平均フィルタ３５０や第２信号レベル測定回路３６０などからの信号が入力される入力ポート３７４、補正回路３４１〜３４５などチップ内部の回路に対する制御信号を出力したり高周波ＩＣ２００内のゲイン制御回路２５１および制御回路２５２に対する制御信号や制御データを出力したりする出力ポート３７５、これらの回路ブロック間を接続するバス３７６などから構成される。

システム制御回路３７０は、動作モードが受信モードになったと判定すると、図１０のフローチャートに従った制御を開始する。
受信動作制御では、システム制御回路３７０は先ず高周波ＩＣ２００に対してＤＣオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１を送る（ステップＳ０）。すると、高周波ＩＣ２００では、ロウノイズアンプ２２１やＩＦアンプ２２２、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂ内の可変利得アンプＰＧＡ１〜ＰＧＡ３が任意の初期ゲインに設定される。

その後、システム制御回路３７０は、アンテナをＡ（１００ａ）またはＢ（１００ｂ）に設定して平均フィルタ３５０からの検出値ＤＴ１を参照して、信号レベル測定回路２８０の出力が予め設定された規定値（Ｌ０）以上になったか否かを判定することで受信パケットの有無を検出する（ステップＳ１，Ｓ２）。受信パケットが検出されなかったときはステップＳ１へ戻ってアンテナを切り替えて受信パケットの有無を検出する（ステップＳ２）。これを受信パケットが検出されるまで繰り返す。そして、受信パケットが検出されるとシステム制御回路３７０は、所定の時間Ｔｗ（例えば０．１μｓ）だけ待って、平均フィルタ３５０からの出力を信号レベル測定回路２８０の検出値Ｌ１として取り込む（ステップＳ３，Ｓ４）。

次に、アンテナを逆側（ＡからＢ、またはＢからＡ）に切り替えて、再び所定の時間Ｔｗだけ待って、平均フィルタ３５０からの出力を信号レベル測定回路２８０の検出値Ｌ２として取り込む（ステップＳ５〜Ｓ７）。そして、最初の測定における受信信号の変化率（測定値Ｌ１と規定値Ｌ０との差Ｌ１−Ｌ０）と２回目の測定における受信信号の変化率（測定値Ｌ２と測定値Ｌ１との差Ｌ２−Ｌ１）を比較していずれが大きいか判定する（ステップＳ８）。ここで、（Ｌ２−Ｌ１）>（Ｌ１−Ｌ０）のときは、アンテナの選択状態をそのままにしてステップＳ９で所定時間（Ｔｄ１−Ｔｗ）が経過するのを待ってステップＳ１２へ移行する。また、（Ｌ２−Ｌ１）<（Ｌ１−Ｌ０）のときは、アンテナを逆側に切り替えてつまり元に戻してからステップＳ１０で所定時間（Ｔｄ１）が経過するのを待ってステップＳ１２へ移行する。

なお、ここで、所定時間Ｔｄ１は、受信信号がアンテナ切替えスイッチから平均フィルタ３５０の出力端に到達するまでに要する遅延時間に相当するもので、平均フィルタ３５０の出力が整定するのに要する時間である。（Ｌ２−Ｌ１）>（Ｌ１−Ｌ０）のときは所定時間を（Ｔｄ１−Ｔｗ）のように、Ｔｗだけ短くしているのは、２回目の測定は１回目の測定の状態を保って連続して行なっているので、フィルタの出力の整定時間が短くなるためである。

ステップＳ１２では、システム制御回路３７０は、再度平均フィルタ３５０からの出力を信号レベル測定回路２８０の検出値ＤＴ１として取り込む。そして、データメモリ３７３内のデータテーブルを参照して、信号レベル測定回路２８０の検出値Ｌ３に応じてベースバンドＬＳＩ３００に入力される受信Ｉ，Ｑ信号のレベルがある所定の範囲内に入るように、ロウノイズアンプ２２１とＩＦアンプ２２２および高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂ内の利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２の大よそのゲインを決定し、ゲイン制御データＧＳ０〜ＧＳ２，ＧＳ１０〜ＧＳ１３およびオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１を高周波ＩＣ２００のゲイン制御回路２５１へ出力する（ステップＳ１３）。

これにより、高周波ＩＣ２００では、１段目と２段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２において、使用するアンプの切替え（ゲイン粗設定）が行なわれるとともに、使用アンプに応じたオフセットキャンセル値が記憶回路２４２（図８参照）から読み出されてＤＣオフセットのキャンセルが行なわれる。なお、この段階では、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂ内の３段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ３のゲインは、ゲイン制御データＧＳ１０〜ＧＳ１３により例えば「０ｄＢ」に設定される。

ゲイン粗設定が終了するとシステム制御回路３７０は、所定の時間Ｔｄ２だけ待つ（ステップＳ１４）。この時間Ｔｄ２は、受信信号がアンテナ切替えスイッチから高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂを通って第２信号レベル測定回路３６０の出力端に到達するまでに要する遅延時間に相当するもので、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂから出力されるＩ，Ｑ信号が整定するのに要する時間である。Ｔｄ２時間経過すると、システム制御回路３７０は、第２信号レベル測定回路３６０の出力値ＤＴ２を取り込む（ステップＳ１５）。

次に、システム制御回路３７０は、データメモリ３７３内のデータテーブルを参照して、信号レベル測定回路３６０の検出値ＤＴ２に応じてベースバンドＬＳＩ３００に入力される受信Ｉ，Ｑ信号のレベルが所定のレベルになるように、ロウノイズアンプ２２１とＩＦアンプ２２２および高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂ内の利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３の利得を決定し、ゲイン制御データＧＳ０〜ＧＳ２，ＧＳ１０〜ＧＳ１３およびオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１を高周波ＩＣ２００のゲイン制御回路２５１へ出力する（ステップＳ１６）。

これにより、高周波ＩＣ２００では、利得制御増幅回路ＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３において、使用するアンプの切替え（ゲイン精密設定）が行なわれるとともに、設定ゲインすなわち使用するアンプに応じたオフセットキャンセル値が記憶回路２４２から読み出されてオフセットのキャンセルが行なわれる。また、３段目の利得制御増幅回路ＰＧＡ３ではリアルタイムでＤＣオフセットの検出とそのオフセットをキャンセルする動作が実行される。ゲイン精密設定が終了するとシステム制御回路３７０は、高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂから出力されるＩ，Ｑ信号が整定するのを待って受信処理へ移行する。

図１１には、システム制御回路３７０が図１０のフローチャートに従った制御を実行した際の各種信号のタイミングが、また図１２にはＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に従った無線ＬＡＮシステムにおいて送受信されるパケットの先頭部分のパターン構成が示されている。さらに、図１３（Ａ）にはアンテナＡの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０のより正確な出力波形が、また図１３（Ｂ）にはアンテナＢの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０のより正確な出力波形が示されている。

図１１に示されているように、モード信号が受信状態に切り替わるタイミングＴＭ１で、システム制御回路３７０は高周波ＩＣ２００に対してＤＣオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１を送る。そして、任意の時間Ｔｄ０が経過すると、アンテナから高周波ＩＣ２００へ受信信号が入り始める（タイミングＴＭ２）。すると、少し遅れて平均フィルタ３５０の出力が徐々に立ち上がり始めるとともに、高周波ＩＣ２００からＩ，Ｑ信号が出力され始める。

図１２に示されているように、無線ＬＡＮの規格では、送受信パケットの先頭に０．８μｓを周期とするパターン（プリアンブルパターン）が１０回繰り返されるショートシンボル期間Ｔｆ１（８μｓ）を設けること、および最初の７回のパターン（ｔ1〜ｔ7）の繰返し期間Ｔｆ１１の間にパケットの検出、アンテナの切替えおよびゲインの制御を、また残りの３回のパターン（ｔ8〜ｔ10）の繰返し期間Ｔｆ１２の間に図１のＰＬＬ回路２１１における周波数の引き込みやアンプのＤＣオフセット調整、タイミング同期を行なうことが規定されている。さらに、ショートシンボル期間Ｔｆ１の後に、１．６μｓのカードインターバルＧＩ２とデータ領域と同じ３．２μｓの周期を持つ２つのパターンＴ１，Ｔ２とからなるロングシンボル期間Ｔｆ２（８μｓ）を設けること、およびこのロングシンボル期間Ｔｆ２内に周波数およびＤＣオフセットの精密調整を行なうことが規定されている。

本実施例のベースバンドＬＳＩ３００においては、平均フィルタ３５０の出力が立ち上がり始めて規定値Ｌ０に達した図１１のタイミングＴＭ３から所定時間Ｔｗだけ経過したタイミングＴＭ４で、平均フィルタ３５０の出力が第１信号レベル測定回路２８０の検出値Ｌ１としてベースバンドＬＳＩの制御回路３７０に取り込まれる。そして、このタイミングでアンテナの切替え（ＡからＢ）が行なわれ、再び所定時間Ｔｗだけ経過したタイミングＴＭ５で、平均フィルタ３５０からの出力が信号レベル測定回路２８０の検出値Ｌ２として取り込まれる。なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムでは、受信信号として−８２ｄＢの信号を検出できることが規定されているので、上記規定値Ｌ０はノイズレベルよりも高く上記−８２ｄＢもしくはそれにあるマージンを持たせて−８２ｄＢよりも若干低いレベルに対応した値に設定すると良い。

平均フィルタ３５０の出力は受信信号レベルの大きさによってその立上り速度（変化率）が異なる。本実施例のベースバンドＬＳＩ３００においては、前述したように、制御回路３７０で、最初の測定における受信信号の測定値Ｌ１と規定値Ｌ０との差Ｌ１−Ｌ０と２回目の測定における受信信号の測定値Ｌ２と測定値Ｌ１との差Ｌ２−Ｌ１を比較していずれが大きいか判定することで選択するアンテナを決定するようにしている。ここで、比較される差Ｌ１−Ｌ０とＬ２−Ｌ１は所定時間Ｔｗ内での変化量であるので、変化率とみなすことができる。つまり、アンテナＡから受信信号の変化率とアンテナＢから受信信号の変化率を比較して変化率の大きい方のアンテナを受信アンテナとして選択していることになる。

図１３（Ａ）にはアンテナＡの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０の出力波形が示されている。アンテナＡの方の受信信号レベルが高いため、２回目の測定が終了した時点で、アンテナがＢからＡへ切り替えられる。そのため、タイミングＴＭ５以降、平均フィルタ３５０の出力の立ち上がり速度が速くなるつまり変化率が大きくなる様子が示されている。一方、図１３（Ｂ）にはアンテナＢの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０の出力波形が示されている。アンテナＢの方の受信信号レベルが高いため、２回目の測定が終了した時点で、アンテナＢがそのまま選択される。そのため、タイミングＴＭ５以降も、平均フィルタ３５０の出力の立ち上がり速度が一定つまり変化率は同じになっている様子が示されている。

また、アンテナＡの方の受信信号レベルが高い図１３（Ａ）の場合には、アンテナが切り替わったタイミングＴＭ５から所定の遅延時間Ｔｄ１後に平均フィルタ３５０の出力が３回目の測定値としてシステム制御回路３７０に取り込まれる。また、アンテナＢの方の受信信号レベルが高い図１３（Ｂ）の場合には、最初にアンテナがＡからＢに切り替わったタイミングＴＭ４から所定の遅延時間Ｔｄ１後に平均フィルタ３５０の出力が３回目の測定値としてシステム制御回路３７０に取り込まれる。これにより、図１３（Ｂ）のように後に選択されたアンテナの受信信号レベルの方が大きい場合には所定時間Ｔｗだけ早く３回目の測定値が得られることになる。

そして、システム制御回路３７０は、測定回路２８０による３回目の測定値に基づいて大よそのゲインを決定し、タイミングＴＭ６で高周波ＩＣ２００に対してＤＣオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１とともにゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２を含む制御データＷＤ１とゲイン設定コードＧＳ１０〜ＧＳ１３を含む制御データＷＤ２を送る。ただし、このとき制御データＷＤ２内の３段目のアンプＰＧＡ３のキャリブレーションを指示するビットＣＡＬは"０"（＝キャリブレーションなし）とされる。

制御データＷＤ１により、ロウノイズアンプ２２１とＩＦアンプ２２２と高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂの１段目と２段目のアンプＰＧＡ１，ＰＧＡ２の各ゲインが設定される。これが図１２のショートシンボル期間Ｔｆ１の信号を受信している間に行なわれる。ただし、この段階では３段目のアンプＰＧＡ３のゲインは予め決定された低めの値（例えば０ｄＢ）とされる。

その後、システム制御回路３７０は、測定回路３６０による受信信号のレベルの測定を開始して、タイミングＴＭ７で測定値を確定してそれに基づいて精密なゲインを決定し、高周波ＩＣ２００に対してＤＣオフセットキャンセル制御信号ＯＣＳ１とともにゲイン設定コードＧＳ０〜ＧＳ２，ＧＳ１０〜ＧＳ１４を含む制御データＷＤ１，ＷＤ２を送る。これにより、ロウノイズアンプ２２１とＩＦアンプ２２２と高利得増幅部２４０ａ，２４０ｂの各段のアンプＰＧＡ１，ＰＧＡ２，ＰＧＡ３のゲインが精密に設定される。これが図１２のロングシンボル期間Ｔｆ２の信号を受信している間に行なわれる。また、このとき第２制御データＷＤ２内の３段目のアンプＰＧＡ３のキャリブレーションを指示するビットＣＡＬが"１"（＝キャリブレーション実行）とされることにより、３段目のアンプＰＧＡ３のオフセットキャンセル動作がリアルタイムで実行される。

なお、図１２において、ショートシンボル期間Ｔｆ１（８μｓ）およびその後のロングシンボル期間Ｔｆ２（８μｓ）は共通のパケットヘッドの部分で、このヘッド部とその後のガード・インターバル領域ＧＩ１とシグナル領域SIGNALとからなるシンボル期間Ｔｆ３（４μｓ）はどのパケットにも必ず存在する。一方、シンボル期間Ｔｆ３の後に続くガード・インターバル領域ＧＩ１とデータ領域Dataとからなるシンボル期間（４μｓ）Ｔｆ４，Ｔｆ５……はパケットの仕様により異なるデータ部である。

本実施例の高周波ＩＣ２００およびベースバンドＬＳＩ３００は、ゲイン設定を受信動作開始時の極めて短い時間内行なわなくてはならないため、システム制御回路３７０からゲイン制御回路２５１へのゲイン設定のための制御データＷＤの伝送をパラレルデータ伝送で行なうようにする一方、外部端子数を減らすためシステム制御回路３７０から高周波ＩＣ２００に対して供給するアンプの利得等を設定するための制御データＷＤを５ビットとしている。そのため、１つの制御データですべての回路の利得を指定するのは困難である。そこで、制御データをＷＤ１とＷＤ２の２つに分けて設定を行なうように構成されている。

本実施例に従うと、複数のアンテナを備え受信状態に応じていずれかのアンテナにより受信された信号を選択して増幅、復調を行なう無線通信システムにおいて、受信信号に含まれる振幅ノイズの影響を受けずに、適切なアンテナを選択することができる。また、ＳＡＷフィルタのような高価な外付け部品を用いることなく適切なアンテナを選択することができ、それによってシステムを構成する部品点数を減らしコストを低減することができる。さらに、短時間で適切なアンテナの選択を行なえるとともに、受信信号の増幅、復調を行なう受信系回路におけるゲインの設定を短時間に終了することができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、アンテナ切替えスイッチ１１０の切替えを、ベースバンドＬＳＩ３００の制御回路３７０からの制御信号によって行なうようにしているが、図１に示されているＡＤ変換回路３１１ｃおよび平均フィルタ３５０と同様な回路並びに簡単なロジック回路からなる判定回路を高周波ＩＣ２００に設ける、あるいは制御回路２５２にそのような機能を持たせて高周波ＩＣ２００からアンテナ切替えスイッチ１１０の切替え信号を与えるように構成することができる。前記実施例ではアンテナの数を２つとしてが、３つ以上設けた場合にも本発明を適用することができる。

また、前記実施例では、アンテナ切替えスイッチ１１０を高周波ＩＣ２００のチップ外部に設けているが、各アンテナに対応して複数のロウノイズアンプ２２１を設けるとともに、受信レベルに応じていずれかのロウノイズアンプ２２１の出力を選択する切替えスイッチを高周波ＩＣ２００のチップ内部に設けたり、所望のロウノイズアンプ以外のロウノイズアンプを非活性状態にするように構成しても良い。

さらに、前記実施例では、使用するアンテナを選択するための２回の測定のうち、２回目の測定を１回目の測定直後の状態を保って連続して行なっているが、１回目の測定直後に平均フィルタ３５０をリセットしてから２回の測定を開始するように構成しても良い。また、平均フィルタ３５０は、図６に示されているような構成のものに限定されず、遅延手段と加算器とフィードバックループを有するＩＩＲフィルタやスイッチド・キャパシタフィルタその他のアナログフィルタを用いてよい。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である無線ＬＡＮシステムとそれを構成する高周波ＩＣおよびベースバンドＬＳＩに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく例えばＷ−ＣＤＭＡ方式その他の携帯電話器のような無線通信システムとそれを構成する高周波ＩＣおよびベースバンドＬＳＩに適用することが可能である。

本発明を適用して好適な無線通信システムを構成する高周波ＩＣとベースバンドＬＳＩの構成例を示すブロック図である。 高周波ＩＣに設けられた第１信号レベル測定回路２８０の構成例を示すブロック図である。 ベースバンドＬＳＩに設けられた第２信号レベル測定回路３６０の構成例を示すブロック図である。 実施例のベースバンドＬＳＩに内蔵されるＤＣオフセットおよびゲインの補正回路の具体的な回路例を示す回路図である。 実施例の第１信号レベル測定回路の入力信号のレベルと出力電圧との関係を示す特性図である。 平均フィルタの構成例を示すブロック図である。 （Ａ）は高周波ＩＣに内蔵される高利得増幅部の構成を示すブロック構成図、（Ｂ）は高利得増幅部における各部の信号の周波数成分のレベル分布を示す説明図である。 実施例の高利得増幅部を構成する可変利得増幅回路の構成例を示すブロック図である。 ベースバンドＬＳＩに内蔵される制御回路の構成例を示すブロック図である。 ベースバンドＬＳＩに内蔵される制御回路による受信動作処理の手順の一例を示すフローチャートである。 実施例の高周波ＩＣとベースバンドＬＳＩとを適用した無線通信システムにおける各種信号のタイミングを示すタイミングチャートである。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に従った無線ＬＡＮのパケットの構成例を示す説明図である。 （Ａ）はアンテナＡの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０のより正確な出力波形、（Ｂ）はアンテナＢの方の受信信号レベルが高い場合の平均フィルタ３５０のより正確な出力波形を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１００ａ，１００ｂ アンテナ
１１０ 切替え用スイッチ
１３０ パワーアンプ
２００ 高周波ＩＣ
２２１ ロウノイズアンプ
２２２ ＩＦアンプ
２３１ ダウンコンバータ
２３２ 復調用ミキサ
２３３ 変調用ミキサ
２３４ アップコンバータ
２４１ 高利得増幅部
２５１ ゲイン制御回路
２５２ 制御回路
２６０ 送信系回路
２８０ 信号レベル測定回路（第１信号測定回路）
３００ ベースバンドＬＳＩ
３１１ ＡＤ変換回路
３１２ ＤＡ変換回路
３５０ 平均フィルタ
３６０ 信号レベル測定回路（第２信号測定回路）
３７０ 制御回路

Claims (18)

1. 複数のアンテナと、
   該複数のアンテナにより受信された信号を増幅する可変利得増幅回路および受信した信号を低い周波数の信号にダウンコンバートする周波数変換回路を含む受信系回路と、
   受信した信号の強度を検出する信号測定回路と、
   前記複数のアンテナにより受信された信号のそれぞれに関して前記信号測定回路により形成された信号の時間に対する変化率を求め、該変化率の相違に従って受信アンテナを選択する信号を生成する制御回路と、
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 変化率が求められる前記信号を形成する回路はフィルタ回路であることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記フィルタ回路は、所定時間内に入力された受信信号のサンプリング値を順次加算する平均フィルタであることを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記平均フィルタの出力が収束した後に前記可変利得増幅回路のゲインの設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
5. 前記受信アンテナの選択結果に基づくアンテナの切替えが終了した後に前記可変利得増幅回路のゲインの設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
6. 前記受信系回路と前記信号測定回路は第１の半導体チップ上に形成され、前記制御回路は第２の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
7. 前記受信系回路と前記信号測定回路は第１の半導体チップ上に形成され、前記制御回路および前記フィルタ回路は第２の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の無線通信システム。
8. 前記受信系回路と前記信号測定回路および前記制御回路は同一の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
9. 前記信号測定回路は前記復調回路の出力信号に基づいて受信信号の強度を検出するようにされ、
   前記受信系回路は、互いに位相が９０度異なる２つの直交信号と受信信号とを合成して基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号を復調する復調回路と、該復調回路により復調されたＩ信号を所望のレベルに増幅する利得可変な第１の増幅回路と、前記復調回路により復調されたＱ信号を所望のレベルに増幅する利得可変な第２の増幅回路と、前記第１の増幅回路および第２の増幅回路の出力信号に基づいて受信信号の強度を検出する第２の信号測定回路をさらに備え、
   前記受信アンテナの選択後に前記第２の信号測定回路の出力信号に基づいて前記第１の増幅回路と第２の増幅回路のゲインの設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の無線通信システム。
10. 前記受信アンテナの選択結果に基づくアンテナの切替えが終了した後に前記信号測定回路の出力信号に基づく前記第１の増幅回路と第２の増幅回路のゲインの第１設定が行なわれ、その後前記第２の信号測定回路の出力信号に基づく前記可変利得増幅回路のゲインの第２設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項９に記載の無線通信システム。
11. 前記復調回路と前記第１の増幅回路および第２の増幅回路と前記信号測定回路は第１の半導体チップ上に形成され、前記制御回路および前記第２の信号測定回路は第２の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の無線通信システム。
12. 前記信号測定回路は、Ｉ信号とＱ信号を加算する加算手段と、ロウパスフィルタと、検波回路と、ＡＤ変換回路と、平均フィルタとを含んで構成され、
    前記加算手段とロウパスフィルタおよび検波回路は第１の半導体チップ上に形成され、前記ＡＤ変換回路と平均フィルタと制御回路および第２の信号測定回路は第２の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の無線通信システム。
13. 複数のアンテナにより受信された信号を増幅する可変利得増幅回路および受信した信号を低い周波数の信号にダウンコンバートする周波数変換回路を含む受信系回路と、
    受信した信号の強度を検出する信号測定回路と、
    前記複数のアンテナにより受信された信号のそれぞれに関して前記信号測定回路により形成された信号の時間に対する変化率を求め、該変化率の相違に従って受信アンテナを選択する信号を生成する制御回路と、
    を備えることを特徴とする高周波ＩＣ。
14. 変化率が求められる前記信号を形成する回路はフィルタ回路であることを特徴とする請求項１３に記載の高周波ＩＣ。
15. 前記フィルタ回路は、所定時間内に入力された受信信号のサンプリング値を順次加算する平均フィルタであることを特徴とする請求項１４に記載の高周波ＩＣ。
16. 前記平均フィルタの出力が収束した後に前記可変利得増幅回路のゲインの設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１５に記載の高周波ＩＣ。
17. 前記受信アンテナの選択結果に基づくアンテナの切替えが終了した後に前記可変利得増幅回路のゲインの設定が行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の高周波ＩＣ。
18. 変化率が求められる前記信号はベースバンド周数帯までダウンコンバートされていることを特徴とする請求項１３に記載の高周波ＩＣ。

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