CN1476704A - 应用8-元相移键控调制的通信系统中的解调设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)的8－元PSK解调设备。计算器通过从同相信号分量X_k的电平|X_k|中减去正交相位信号分量Y_k的电平|Y_k|计算Z_k。第一选择器根据正交相位信号分量Y_k的MSB，选择Z_k或反值－Z_k。第二选择器根据同相信号分量X_k的MSB，选择Z_k或反值－Z_k。第三选择器根据Z_k的MSB选择第二选择器的输出或值“0”。

Description

应用8-元相移键控调制的通信系统中的解调设备和方法

技术领域

本发明一般涉及应用多级调制的数据通信系统中的解调设备和方法，尤其涉及在用于应用8-元(8-ary)PSK(相移键控)调制的数据通信系统的解调器中计算作为到信道解码器的输入所需的软判决值的解调设备和方法。

背景技术

在应用8-元PSK调制(一种多级调制)的数据通信系统中，为了提高谱效率，在调制之后发送由信道编码器编码的信号。然后，解调器解调发送的信号，把解调信号提供给信道解码器进行解码。信道解码器进行软判决解码，以便纠正错误。为此，解调器必须拥有从由同相信号分量和正交相位信号分量组成的2维信号中生成与信道编码器的输出位相对应的软判决值(或软值)的映射算法。

映射算法分为由Nokia提出的简单度量过程(simple metric procedure)和由Motorola提出的双重最小度量过程(dual minimun metric procedure)。这两种算法为输出位计算LLR(对数似然比)，并且把计算的LLR用作信道解码器的输入软判决值。

简单度量过程(一种把复杂LLR计算公式修改成简单近似公式给出的映射算法)拥有简单的LLR计算公式，但是，使用近似算法引起的LLR失真导致了性能变差。双重最小度量过程(一种借助于更精确的近似公式计算LLR和把计算的LLR用作信道解码器的输入软判决值的映射算法)可以在一定程度上弥补简单度量过程的性能变差。但是，与简单度量过程相比，这个过程需要更多的计算，因此，使硬件复杂性增加了相当多。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种在用于应用8-元PSK调制的数字通信系统的解调器中，借助于接收信号，而无需获取最小距离值所需的映射表或复杂处理地简化通过双重最小度量过程计算的、信道解码器的输入软值的获取的设备和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在应用8-元PSK调制的数字通信系统中，通过简单条件公式计算软判决值的设备和方法。

为了实现上面和其它目的，本发明提供了接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)的8-元PSK解调设备。该设备包括计算器，用于通过从接收信号R_k(X_k，Y_k)的同相分量X_k的电平|X_k|中减去正交相位分量Y_k的电平|Y_k|，计算软值Z_k，和输出Z_k作为第一软判决值；第一选择器，用于接收来自计算器的Z_k和Z_k的反值-Z_k，和根据正交相位信号分量Y_k的最高有效位(MSB)，选择Z_k或-Z_k；第二选择器，用于接收来自计算器的Z_k和-Z_k，和根据同相信号分量X_k的MSB，选择Z_k或-Z_k；第三选择器，用于接收第二选择器的输出和值“0”，和根据函数Z_k的MSB选择第二选择器的输出或值“0”；第一加法器，用于把将正交相位信号分量Y_k乘以

计算的值加入第三选择器的输出中，和输出所得值作为第三软判决值；第四选择器，用于接收第二选择器的输出和值“0”，和根据函数Z_k的MSB选择第二选择器的输出或值“0”；第二加法器，用于把将同相信号分量X_k乘以 计算的值加入第四选择器的输出中，和输出所得值作为第二软判决值。

为了实现上面和其它目的，本发明提供了接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)的8-元PSK解调方法。该方法包括如下步骤：(a)通过从接收信号R_k(X_k，Y_k)的同相分量X_k的电平|X_k|中减去正交相位分量Y_k的电平|Y_k|，计算软值Z_k；(b)如果软值Z_k是正值，把第一变量α设置成“0”，如果Z_k是负值和正交相位分量Y_k是正值，把第一变量α设置成“-1”，和如果Z_k是负值和正交相位分量Y_k也是负值，把第一变量α设置成“1”；(c)通过利用正交相位分量Y_k、软值Z_k和第一变量α计算 $\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}*Z_k,$ 确定第三解调码元的软值；(d)如果软值Z_k是负值，把第二变量β设置成“0”，如果Z_k是正值和同相分量X_k是负值，把第二变量β设置成“-1”，和如果Z_k是正值和同相分量X_k也是正值，把第二变量β设置成“1”；和(e)通过利用同相分量X_k、软值Z_k和第二变量β计算 $\sqrt{2}{X}_k+\mathrm{\β}*Z_k,$ 确定第二解调码元的软值。

附图说明

通过结合附图，进行如下详细描述，本发明的上面和其它目的、特征和优点将更加清楚，在附图中：

图1显示了含有基于8-元PSK的映射点的信号星座；

图2显示了根据本发明实施例，在应用8-元PSK的数字通信系统中计算软判决值的过程；

图3显示了根据本发明实施例，确定解调码元的软判决值的计算器的方块图；

图4显示了用在应用8-元PSK的数字通信系统中的软判决值计算器的逻辑电路；和

图5显示了用于说明计算的、含有基于8-元PSK的映射点的信号星座。

具体实施方式

下文参照附图描述本发明的优选实施例。在如下的描述中，对那些众所周知的功能或结构将不作详细描述，否则的话，本发明的重点将不突出。

本发明提供了利用双重最小度量过程，从2维接收信号中计算作为到信道解码器的输入所需的多维软判决值的方法。

在发送器中，调制器把信道编码器的输出位流分成m-位信号序列，并且根据Gray编码规则，把信号序列映射成M(＝2^m)个信号点当中的相应信号点。这可以通过下式来表示。

方程(1) $s_{k,m-1}{s}_{k,m-2}\·\·\·s_{k,0}\stackrel{f}{\→}{I}_k,Q_k$

在方程(1)中，s_k，i(i＝0，1，...，m-1)表示信号序列中映射成第k码元的第i位，和I_k和Q_k分别表示第k码元的同相(I)信号分量和正交相位(Q)信号分量。对于8-元PSK，m＝3和相应的信号星座显示在图1中。如图所示，信号星座包括8(＝2³)个映射点，每个点与它相邻的映射点存在45°相位差。

如图1所示，将一个码元映射成同相信号分量I_k和正交相位信号分量Q_k，并且通过发送媒体将其发送到接收器。一旦接收到同相信号分量和正交相位信号分量，接收器就在码元解调器上解调接收的信号分量。考虑到发送增益和噪声，可以通过如下方程(2)，以复数的形式表达与由同相信号分量和正交相位信号分量组成的发送信号相对应的接收信号。

方程(2) $R_k\≡X_k+{\mathrm{jY}}_k=g_k(I_k+{\mathrm{jQ}}_k)+({\mathrm{\η}}_k^I+{\mathrm{j\η}}_k^Q)$

在方程(2)中，X_k和Y_k分别表示映射成第k码元的2维接收信号的同相信号分量和正交相位信号分量。并且，g_k是指示发送器、发送媒体和接收器的增益的复系数。另外，η_k ^I和η_k ^Q是平均值为0和散度为σ_n ²的高斯噪声，它们彼此统计独立。

接收器的码元解调器利用方程(2)的接收信号R_k，计算LLR。与发送器中信道编码器的输出序列中的第i位s_k，i(i＝0，1，...，m-1)相对应的LLR可以通过方程(3)来计算，并且把计算的LLR提供给接收器中的信道解码器，作为软判决值。

方程(3) $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K\log \frac{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=0|X_k,Y_k\}}{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=1|X_k,Y_k\}}i=\mathrm{0,1},...,m-1$

在方程(3)中，Λ(s_k，i)是与s_k，i相对应的软判决值，和Pr{A|B}表示被定义成当发生事件B时，发生事件A的概率的条件概率。但是，方程(3)是非线性的，因此，伴随着相对来说很多的计算。因此，为了实际实现它，有必要对方程(3)进行近似计算。在方程(2)中，在g_k＝1的高斯噪声信道的情况下，可以把方程(3)写成如下形式。

方程(4) $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K\log \frac{\underset{z_k}{\mathrm{\Σ}}\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2|R_k-z_k(s_{k,i}=0){|}^2\}}{\underset{z_k}{\mathrm{\Σ}}\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2|R_k-z_k(z_{k,i}=1){|}^2\}}$

但是，方程(4)也是非线性的。因此，可以通过Motorola提出的双重最小度量过程对方程(4)进行如下近似计算。

方程(5) $\mathrm{\Λ}\left(x_{k,i}\right)\≈K\log \frac{\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2\min |R_k-z_k(s_{k,i}=0){|}^2\}}{\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2\min |R_k-z_k(s_{k,i}=1){|}^2\}}$

在方程(5)中， $K^{\′}=(1/{\mathrm{\σ}}_n^2)K,$ 和z_k(s_k，i＝0)和z_k(s_k，i＝1)分别表示对于s_k，i＝0和s_k，i＝1，I_k+jQ_k的实际值。为了计算方程(5)，有必要对2维接收信号R_k，通过使|R_k-z_k(s_k，i＝O)|²和|R_k-z_k(s_k，i＝1)|²达到最小来确定z_k(s_k，i＝0)和z_k(s_k，i＝1)。

考虑到指示与R_k最接近的信号点有关的逆映射序列的第i位值的n_k，i和指示n_k，i的非值的 n_k，i，可以把通过双重最小度量过程进行近似计算的方程(5)重写成如下形式：

方程(6) $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K^{\′}({2n}_{k,i}-1)\left[\right|R_k-z_k(s_{k,i}=n_{k,i}){|}^2-\min |R_k-z_k(s_{k,i}={\stackrel{\‾}{n}}_{k,i}){|}^2]$

也就是说，可以通过确定与相对于R_k最短距离上的信号点有关的逆映射序列的第i位值的n_k，i是“0”还是“1”，和确定与逆映射序列的第i位值有关的最小 n_k，i值，计算方程(6)。通过方程(6)计算的值变成与逆映射序列的第i位值有关的软判决值。随着软判决值的绝对值越来越大，提供给信道解码器的信息更加正确。

相对于R_k最短距离上的信号点由R_k的同相信号分量和正交相位信号分量的范围决定。因此，可以把方程(6)的方括号中的第一项写成：

方程(7)

|R_k-z_k(s_k，i＝n_k，i)|²＝(X_k-U_k)²+(Y_k-V_k)²

在方程(7)中，U_k和V_k分别表示通过n_k＝{n_k，m-1，...，n_k，i，...，n_k，1，n_k，0}映射的信号点的同相信号分量和正交相位信号分量。

并且，可以把方程(6)的方括号中的第二项写成：

方程(8)

min|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i)|²＝(X_k-U_k，i)²+(Y_k-V_k，i)²

在方程(8)中，U_k，i和V_k，i分别表示通过使|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i)|²达到最小的z_k的逆映射序列m_k＝{m_k，m-1，...，m_k，i(＝ n_k，i)，...，m_k，1，m_k，0}映射的信号点的同相信号分量和正交相位信号分量。通过方程(7)和方程(8)把方程(6)重写成方程(9)。

方程(9)

Λ(s_k，i)＝K′(2n_k，i-1)[{(X_k-U_k)²+(Y_k-V_k)²}-{(X_k-U_k，i)²+(Y_k-V_k，i)²}]

           ＝K′(2n_k，i-1)[(U_k+U_k，i-2X_k)(U_k-U_k，i)+(V_k+V_k，i-2Y_k)(V_k-V_k，i)]

从方程(9)中可以看出，可以计算出所需的m个软判决值，作为到支持m级调制的信道解码器的输入。

这里，将描述应用8-元PSK的数据通信系统中的解调器通过方程(9)计算到信道解码器的输入软判决值的过程。

首先，表1用于从8-元PSK调制接收信号R_k的两个信号分量X_k和Y_k中计算{n_k，2，n_k，1，n_k，0}、U_k和V_k。表1显示了接收信号R_k出现在中心在图1中信号点上的8个区域的每一个中的情况的{n_k，2，n_k，1，n_k，0}、U_k和V_k。为了方便起见，从表1中省略了4个边界值，即，在X_k＝0，Y_k＝0，Y_k＝X_k，和Y_k＝-X_k上的所得值。

表1

Yk的条件	Yk/Xk的条件	{nk，2，nk，1，nk，0}	Uk	Vk
					Yk＞0	Yk/Xk＞1	{0，0，1}	sin(π/8)	cos(π/8)
0＜Yk/Xk＜1	{0，0，0}	cos(π/8)	sin(π/8)
				-1＜Yk/Xk＜0		{0，1，0}	-cos(π/8)	sin(π/8)
Yk/Xk＜-1	{0，1，1}	-sin(π/8)	cos(π/8)
				Yk＜0		Yk/Xk＞1	{1，1，1}	-sin(π/8)	-cos(π/8)
0＜Yk/Xk＜1	{1，1，0}	-cos(π/8)	-sin(π/8)
					-1＜Yk/Xk＜0	{1，0，0}	cos(π/8)	-sin(π/8)
Yk/Xk＜-1	{1，0，1}	sin(π/8)	-cos(π/8)

此外，表2显示了使就{n_k，2，n_k，1，n_k，0}的函数而言，对于i(i∈{0，1，2})计算的|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i)|²达到最小的序列{m_k，2，m_k，1，m_k，0}，并且还显示了相应z_k的同相和正交相位信号分量U_k，i和V_k，i。

表2

i	{mk，2，mk，1，mk，0}	Uk，i	Vk，i
				2	{ nk，2，nk，1，0}	Uk，2	Vk，2
1	{nk，2， nk，1，0}	Uk，1	Vk，1
				0	{nk，2，nk，1， nk，0}	Uk，0	Vk，0

表3显示了对于{n_k，2，n_k，1，n_k，0}的所有组合，与从表2中确定的{m_k，2，m_k，1，m_k，0}相对应的V_k，i和U_k，i。

表3

{nk，2，nk，1，nk，0}	Uk，2	Uk，1	Uk，0	Vk，2	Vk，1	Vk，0
							{0，0，1}	cos(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	sin(π/8)
{0，0，0}	cos(π/8)	-sin(π/8)	sin(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	cos(π/8)
							{0，1，0}	-cos(π/8)	sin(π/8)	-sin(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	cos(π/8)
{0，1，1}	-cos(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	sin(π/8)
							{1，1，1}	-cos(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	-sin(π/8)
{1，1，0}	-cos(π/8)	sin(π/8)	sin(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	-cos(π/8)
							{1，0，0}	cos(π/8)	-sin(π/8)	sin(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	-cos(π/8)
{1，0，1}	cos(π/8)	-sin(π/8)	cos(π/8)	sin(π/8)	-cos(π/8)	-sin(π/8)

表4显示了以 $K^{\′}(\sqrt{(2+\sqrt{2})}-\sqrt{(2-\sqrt{2})})$ 为比例，按比例缩小把表3的V_k，i和U_k，i代入方程(9)中所获得的软判决值给出的结果，即，显示了通过 $K^{\′}(\sqrt{(2+\sqrt{2})}-\sqrt{(2-\sqrt{2})})$ 归一化的结果。也就是说，当应用接收信号R_k时，可以通过表4把满足相对条件的LLR确定为软判决值。如果用在该系统中的信道解码器不是max-logMAP(最大对数后验(logarithmic maximum a posteriori)解码器，那么，必须加入与成比例缩小比成反比地成比例放大表4的LLR的过程。

表4

但是，当利用表4进行8-元PSK软判决解调时，解调器应该首先对接收信号的两个分量进行条件确定运算，包括相除运算。此后，解调器从根据条件指定的公式当中选择与条件确定运算的结果相对应的公式，并且把接收信号的两个分量代入所需公式中，从而计算出软判决值。为此，解调器需要进行相除运算的运算器和根据条件存储不同公式的存储器。

为了排除相除运算和去掉存储器，有必要修改条件确定公式和导出甚至可以公用于不同条件的软判决值计算公式。为此目的，可以利用被定义成|X_k|-|Y_k|的新函数Z_k，把表4所示的条件确定公式表达成表5所示那样的。在表5中，排除了相除运算，但把为了方便起见从表4中省略的、在4个边界值上的软判决值考虑进来。

表5

在硬件实现方面，在X_k、Y_k和Z_k的符号可以通过它们的MSB(最高有效位)，或符号位来表示的条件下，可以把表5简单成表6。在表6中，MSB(x)表示给定值x的MSB。

表6

根据表6，将每个i的软判决值Λ(s_k，2)、Λ(s_k，1)和Λ(s_k，0)表达成：

方程(10) $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,2}\right)=\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}\·Z_k,$ 其中，

在方程(10)中，参数α对于MSB(Z_k)＝0是0，对于MSB(Z_k)＝1和MSB(Y_k)＝0是-1，和对于MSB(Z_k)＝1和MSB(Y_k)＝1是1。

方程(11) $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,1}\right)=\sqrt{2}{X}_k+\mathrm{\β}\·Z_k,$ 其中，

在方程(11)中，参数β对于MSB(Z_k)＝1是0，对于MSB(Z_k)＝0和MSB(Y_k)＝1是-1，和对于MSB(Z_k)＝0和MSB(Y_k)＝0是1。

方程(12)

Λ(s_k，0)＝Z_k

也就是说，在应用8-元PSK的数字通信系统中，通过方程(10)到方程(12)的简单条件公式，利用方程(4)的双重最小度量过程，可以对一个接收信号实际计算出作为解调器的输出和到信道解码器的输入的3个软判决值。这个过程显示在图2中。

图2显示了根据本发明实施例，在应用8-元PSK的数字通信系统中计算软判决值的过程。参照图2，在步骤S110中，码元解调器计算把表4所述的条件确定公式定义成新函数的Z_k＝|X_k|-|Y_k|。在步骤S120中，码元解调器分析Z_k的MSB，以便根据方程(1)到方程(12)中Z_k的MSB，确定α和β。作为在步骤S120中分析的结果，如果Z_k的MSB是“0”，码元解调器就转到步骤S130，否则，转到步骤S140。在步骤S130中，码元解调器分析X_k的MSB。作为在步骤S130中分析的结果，如果X_k的MSB是“1”，那么，在步骤S150中，码元解调器把参数α设置成“0”和把参数β设置成“-1”。如果X_k的MSB是“0”，那么，在步骤S160中，码元解调器把参数α设置成“0”和把参数β设置成“1”。

作为在步骤S120中分析的结果，如果Z_k的MSB是“1”，码元解调器就在步骤S140中分析Y_k的MSB。作为在步骤S140中分析的结果，如果Y_k的MSB是“0”，那么，在步骤S170中，码元解调器把参数α设置成“-1”和把参数β设置成“0”。如果Y_k的MSB是“1”，那么，在步骤S180中，码元解调器把参数α设置成“1”和把参数β设置成“0”。此后，在步骤S190中，码元解调器通过把在前面步骤中确定的参数α和β值和接收信号代入方程(10)到方程(12)中，计算软判决值。这样，就完成了码元解调。

总之，通过双重最小度量过程计算软判决值的过程包括通过分析由同相信号分量和正交相位信号分量组成的2维接收信号，确定第一参数α和第二参数β的第一步骤，和利用2维接收信号和在第一步骤中确定的第一参数α和第二参数β，计算软判决值的第二步骤。把解调码元的确定软判决值提供给信道解码器。

图3显示了根据本发明实施例，确定解调码元的软判决值的计算器。参照图3，数字通信系统中通过双重最小度量过程确定软判决值的计算器包括接收信号分析器10和软判决值输出单元20。接收信号分析器10通过分析由同相信号分量X_k和正交相位信号分量Y_k组成的接收信号，确定第一和第二参数α和β。然后，软判决值输出单元20利用接收信号和确定的参数α和β，计算软判决解码所需的软判决值Λ(s_k，2)、Λ(s_k，1)和Λ(s_k，0)。

按照方程(10)到方程(12)计算软判决值的逻辑电路显示在图4中。图4显示了用在应用8-元PSK的数字通信系统中的软判决值计算器。图4的逻辑电路包括在应用8-元PSK的数字通信系统的解调器中，它利用方程(10)到方程(12)计算软判决值。这里，2维接收信号R_k、同相信号分量X_k、正交相位信号分量Y_k、变量Z_k、参数α和参数β都是实数，并且数字值都带有符号位。在图4中，计算器105、反相器115、第一MSB提取器155、第一选择器110、第三MSB提取器165和第三选择器120构成确定第一参数α的结构。此外，计算器105、反相器115、第二MSB提取器160、第二选择器135、第三MSB提取器165和第四选择器140构成确定第二参数β的结构。

参照图4，计算器105利用映射成第k码元的2维接收信号的同相信号分量X_k和正交相位信号分量Y_k，计算Z_k＝|X_k|-|Y_k|。反相器115通过将来自计算器105的Z_k乘以“-1”，改变Z_k的符号。第一MSB提取器155提取接收的Y_k的MSB，并且把提取的MSB提供给第一选择器110，作为第一选择信号。第二MSB提取器160提取接收的X_k的MSB，并且把提取的MSB提供给第二选择器135，作为第二选择信号。第三MSB提取器165提取从计算器105接收的Z_k的MSB，并且把提取的MSB提供给第三选择器120，作为第三选择信号。另外，在第一乘法器130上将Y_k乘以

并且在第二乘法器150上将X_k也乘以

第一选择器110接收来自计算器105的Z_k和来自反相器115的“-Z_k”，并且根据来自第一MSB提取器155的第一选择信号，选择两个输入之一。然后，第三选择器120接收第一选择器110的输出和位“0”，并且根据来自第三MSB提取器165的第三选择信号，选择两个输入之一。第三选择器120的输出由第一加法器125加入第一乘法器130的输出值 中，生成映射成第k码元的接收信号R_k的第三软判决值Λ(s_k，2)。

另外，第二选择器135接收来自计算器l05的Z_k和来自反相器115的“-Z_k”)，并且根据来自第二MSB提取器160的第二选择信号，选择两个输入之一。然后，第四选择器140接收第二选择器135的输出和位“0”，并且根据来自第三MSB提取器165的第三选择信号，选择两个输入之一。第四选择器140的输出由第二加法器145加入第二乘法器150的输出值

中，生成映射成第k码元的接收信号R_k的第二软判决值Λ(s_k，1)。

同时，从计算器105输出的Z_k变成映射成第k码元的接收信号R_k的第一软判决值Λ(s_k，0)。

根据前面的描述，利用通过方程(5)实现的双重最小度量过程的传统软判决值计算器需要10次或更多次求平方运算和比较运算。但是，利用方程(10)到方程(12)实现的图4的新计算器由3个加法器、3个乘法器和4个多路复用器组成，这非常有助于缩短和降低计算器的运算时间和复杂性。下表7显示了对于i∈(0，1，2)，就运算类型和运算次数方面，在方程(5)和方程(10)到(12)之间所作的比较。

表7

方程(5)		方程(10)到(12)
				运算	运算次数	运算	运算次数
相加	3×8+3＝27	相加	3
				求平方	2×8＝16	相乘	3

比较

3×2×3＝18

多路复用

4

总而言之，本发明从方程(6)到方程(8)和表1到表5的过程中推导出了表6到表11，以便缩短和降低当利用16-元QAM(正交调幅)实际实现方程(4)(已知的双重最小度量过程)，或通过简单双重最小度量过程获得的方程(5)时，可能出现的时间延迟和复杂性。并且，本发明还提供了方程(9)和方程(10)(用于在16-元QAM中实现双重最小度量过程的新公式)。另外，本发明提供了根据方程(9)和方程(10)实现的硬件设备。

现在，对利用方程(5)计算软判决值Λ(s_k，2)的传统方法和利用方程(10)计算软判决值Λ(s_k，2)的新方法加以比较。图5显示了用于说明计算的、含有基于8-元PSK的映射点的信号星座。参照图5，由同相信号分量X_k和正交相位信号分量Y_k组成的2维接收信号R_k具有用“×”表示的坐标值。这里，假设X_k＝-0.6和Y_k＝-0.1。

首先，描述利用方程(5)计算软判决值Λ(s_k，2)的传统方法。

首先计算接收信号R_k和s_k，2＝1的4个映射点(即，在图5中，在x-轴下面的4个映射点)之间每个距离的平方，以确定最短距离。

离映射点“110”的距离的平方＝{-0.6-cos(9π/8)}²+{-0.1-sin(9π/8)}²＝0.185。

离映射点“111”的距离的平方＝{-0.6-cos(11π/8)}²+{-0.1-sin(11π/8)}²＝0.726。

离映射点“101”的距离的平方＝{-0.6-cos(13π/8)}²+{-0.1-sin(13π/8)}²＝1.644。

离映射点“100”的距离的平方＝{-0.6-cos(15π/8)}²+{-0.1-sin(15π/8)}²＝2.402。

因此，最小值(或离接收信号R_k的最短距离)|R_k-z_k(s_k，2＝1)|²是0.185。

然后，计算接收信号R_k和s_k，2＝0的4个映射点(即，在图5中，在×-轴上面的4个映射点)之间每个距离的平方，以确定最短距离。

离映射点“000”的距离的平方＝{-0.6-cos(π/8)}²+{-0.1-sin(π/8)}²＝2.555。

离映射点“001”的距离的平方＝{-0.6-cos(3π/8)}²+{-0.1-sin(3π/8)}²＝2.014。

离映射点“011”的距离的平方＝{-0.6-cos(5π/8)}²+{-0.1-sin(5π/8)}²＝1.096。

离映射点“010”的距离的平方＝{-0.6-cos(7π/8)}²+{-0.1-sin(7π/8)}²＝0.338。

因此，|R_k-z_k(s_k，2＝O)|²的最小距离是0.338。

如果把上面结果代入方程(5)中，那么，软判决值成为

$=K^{\′}\×(0.185-0.338)$ $=0.153\×K^{\′}$

接着，描述利用方程(10)计算软判决值Λ(s_k，2)的新过程。

首先计算Z_k和α。

Z_k＝|X_k|-|Y_k|＝|-0.6|-|-0.1|＝0.5

据此，由于Z_k≥0，即，MSB(Z_k)＝0，因此，α＝0。

如果把上面结果代入方程(10)中，那么，软判决值变成 $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,2}\right)=\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}\·Z_k=\sqrt{2}\×(-0.1)+0\×0.5=-0.141$

这里，方程(5)的结果与方程(10)的结果不同的原因是，通过方程(9)计算的软判决值通过 $K^{\′}(\sqrt{(2+\sqrt{2})}-\sqrt{(2-\sqrt{2})})$ 归一化了。在利用max-logMAP core的涡式(turbo)解码器(目前，L3QS和1xTREME两者都使用max-logMAP core)的情况中，利用相同的系数归一化所有LLR值(或软值)决不会影响性能。

如果实际上通过乘以系数来计算非归一化值，那么， $-0.141\×K^{\′}(\sqrt{(2+\sqrt{2})}-\sqrt{(2-\sqrt{2})})=-0.141\×1.082\×K^{\′}=-0.153\×K^{\′}$

可以看到，计算的非归一化值与方程(5)的结果相同。

总之，为了缩短和降低使用方程(5)的双重最小度量过程引起的时间延迟和复杂性，本发明通过方程(6)到方程(9)的过程和表1到表3导出了表4到表6的映射表。并且，本发明还把映射表代入方程(10)到方程(12)-实现公式的双重最小度量过程中。另外，本发明还提供了计算通过方程(10)到方程(12)实现的8-元PSK软判决值的计算器的逻辑电路。

如上所述，在通过双重最小度量过程导出作为到信道解码器的输入所需的软判决值的过程中，用于应用8-元PSK调制的数字通信系统中的新解调器使计算更简单和更迅速，这非常有助于缩短和降低计算软判决值的解调器的运算时间和复杂性。

通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (4)

1.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)和Λ(s_k，2)的8-元PSK(相移键控)解调设备，包括：

接收信号分析器，用于根据方程Z_k＝|X_k|-Y_k|计算输入信号R_k(X_k，Y_k)的函数Z_k，和通过输入信号确定第一参数α和第二参数β；和

软判决值输出单元，用于根据如下方程，利用第一参数α、第二参数β和接收信号R_k(X_k，Y_k)，为输入信号R_k(X_k，Y_k)计算软判决值。 $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,2}\right)=\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}\·Z_k,$ 其中， $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,1}\right)=\sqrt{2}{X}_k+\mathrm{\β}\·Z_k,$ 其中，

Λ(s_k，0)＝Z_k

其中，Λ(s_k，i)表示与s_k，i(i＝0，1，2)相对应的软判决值，和s_k，i表示编码信号序列中映射成第k码元的第i位。

2.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)和Λ(s_k，2)的8-元PSK(相移键控)解调方法，包括如下步骤：

根据方程Z_k＝|X_k|-|Y_k|计算输入信号R_k(X_k，Y_k)的软值Z_k，和通过输入信号确定第一参数α和第二参数β；和

根据如下方程，利用第一参数α、第二参数β和接收信号R_k(X_k，Y_k)，为输入信号R_k(X_k，Y_k)计算软判决值。 $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,2}\right)=\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}\·Z_k,$ 其中， $\mathrm{\Λ}\left(s_{k,1}\right)=\sqrt{2}{X}_k+\mathrm{\β}\·Z_k,$ 其中，

Λ(s_k，0)＝Z_k

其中，Λ(s_k，i)表示与s_k，i(i＝0，1，2)相对应的软判决值，和s_k，i表示编码信号序列中映射成第k码元的第i位。

3.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)的8-元PSK(相移键控)解调设备，包括：

计算器，用于通过从接收信号R_k(X_k，Y_k)的同相信号分量X_k的电平|X_k|中减去正交相位信号分量Y_k的电平|Y_k|，计算软值Z_k，和输出Z_k作为第一软判决值；

第一选择器，用于接收来自计算器的Z_k和Z_k的反值-Z_k，和根据正交相位信号分量Y_k的最高有效位(MSB)，选择Z_k或-Z_k；

第二选择器，用于接收来自计算器的Z_k和-Z_k，和根据同相信号分量X_k的MSB，选择Z_k或-Z_k；

第三选择器，用于接收第二选择器的输出和值“0”，和根据Z_k的MSB选择第二选择器的输出或值“0”；

第一加法器，用于把将正交相位信号分量Y_k乘以 计算的值加入第三选择器的输出中，和输出所得值作为第三软判决值；

第四选择器，用于接收第二选择器的输出和值“0”，和根据Z_k的MSB选择第二选择器的输出或值“0”；和

第二加法器，用于把将同相信号分量X_k乘以

计算的值加入第四选择器的输出中，和输出所得值作为第二软判决值。

4.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软判决值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)的8-元PSK(相移键控)解调方法，包括如下步骤：

(a)通过从接收信号R_k(X_k，Y_k)的同相信号分量X_k的电平|X_k|中减去正交相位信号分量Y_k的电平|Y_k|，计算软值Z_k；

(b)如果软值Z_k是正值，把第一变量α设置成“0”，如果Z_k是负值和正交相位分量Y_k是正值，把第一变量α设置成“-1”，和如果Z_k是负值和正交相位分量Y_k也是负值，把第一变量α设置成“1”；

(c)通过利用正交相位分量Y_k、软值Z_k和第一变量α计算 $\sqrt{2}{Y}_k+\mathrm{\α}*Z_k,$ 确定第三解调码元的软值；

(d)如果软值Z_k是负值，把第二变量β设置成“0”，如果Z_k是正值和同相分量X_k是负值，把第二变量β设置成“-1”，和如果Z_k是正值和同相分量X_k也是正值，把第二变量β设置成“1”；和

(e)通过利用同相分量X_k、软值Z_k和第二变量β计算 $\sqrt{2}{X}_k+\mathrm{\β}*Z_k,$ 确定第二解调码元的软值。

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