JPH1168867A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 各家庭の衛星放送受信設備では、そこで発生
する反射波により、受信性能の劣化が現れると共に、復
調動作についても位相補償（ＡＰＣ）及び、特に遅延検
波を用いた周波数補償（ＡＦＣ）が誤動作するといった
問題がある。 【解決手段】 復調装置は、衛星より伝送された８相位
相変調（８ＰＳＫ）信号を復調する復調装置において、
８ＰＳＫ信号の帯域制限を行う帯域制限フィルタと、帯
域制限フィルタの出力を入力として、伝送経路で発生す
る反射波を除去する波形等化手段と、波形等化手段の出
力を入力として、入力した８ＰＳＫ信号の位相ずれを補
償する位相補償手段とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、衛星より送られる
８相位相変調（８ＰＳＫ）信号の復調装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近年、映像の映像のディジタル化が進
み、衛星、ＣＡＴＶ、地上波のそれぞれの放送メディア
においてディジタル放送が各国で行われようとしてい
る。その伝送方式として、衛星放送では、その伝送路の
非直線性により位相変調が主に用いられる。特に４相位
相変調（ＱＰＳＫ）は、欧州のDigital Video Broadc
asting（ＤＶＢ−Ｓ）をはじめ、米州、更には日本でも
通信衛星を利用したＣＳディジタル放送で用いられてい
る変調方式である。また、国内の衛星放送（ＢＳ）のデ
ィジタル化も２０００年までに実現される計画があり、
１つの衛星中継器あたり高精細番組を２番組送ることが
できるように、８相位相変調（８ＰＳＫ）といった多値
化伝送を基本とした伝送方式が検討されている。

【０００３】さて、位相変調の復調に関しては、ＱＰＳ
Ｋでは民生レベルで実用化されており、数々の文献でも
紹介されている。その中で復調システムの例として、
「多賀、石川、小松，：“ＱＰＳＫ復調システムの一検
討”」（テレビジョン学会技術報告，ｖｏｌ．１５，Ｎ
ｏ．４６，ＣＥ’９１−４２（１９９１．０８））に記
載された内容について、第１の従来例として説明する。

【０００４】図１９は、第１の従来例としてＱＰＳＫ復
調システムの構成を示す図である。図１９において、７
０１はＱＰＳＫ変調信号入力端子、７０２は固定周波数
の局部発振信号で直交検波を行って、同相成分（Ｉ）、
直交成分（Ｑ）の等化低域信号を得る直交検波手段、７
０３はＩ，Ｑそれぞれの等価低域信号をＡ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄ変換器，７０４は周波数補償（ＡＦＣ）に用いら
れる複素乗算器、７０５はＱＰＳＫ変調波のスペクトル
整形のためのロールオフフィルタ、７０６は位相補償
（ＡＰＣ）のための複素乗算器、７１５は復調信号出力
端子である。なお、図１９において、太線で示している
信号線は複素表現される信号の信号線を示している。

【０００５】上記の様に構成されたＱＰＳＫ復調システ
ムについて説明する。入力端子７０１より入力された、
ＱＰＳＫ変調信号は直交検波手段７０２に入力される。
直交検波手段７０２では、固定発振器７１２でＱＰＳＫ
変調波の中心周波数と同じ周波数で発振した局部発振信
号及びその発振信号を９０゜移相した信号をそれぞれＱ
ＰＳＫ変調波と混合することにより、ＱＰＳＫ変調波の
同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の等価低域信号が得ら
れる。

【０００６】このＩ，Ｑの等価低域信号はそれぞれＡ／
Ｄ変換器３に入力され変調シンボルの中心のタイミング
でＡ／Ｄ変換される。ディジタル化された、等価低域信
号はそれぞれ複素数の実部及び虚部と見なされる。Ａ／
Ｄ変換器７０３の出力は、複素乗算器７０４に入力さ
れ、衛星アンテナにおける周波数変換器（図示せず）等
の周波数ずれに起因する、入力端子７０１に入力された
ＱＰＳＫ変調信号と固定発振器７１２との周波数ずれを
補正する。複素乗算器７０４の出力はＱＰＳＫ変調波の
スペクトル整形の為の帯域制限フィルタ７０５に入力さ
れた後、複素乗算器７０７に入力され位相補償され、位
相の回転が補正される。

【０００７】周波数補償（ＡＦＣ）は、直交座標より位
相角を求めるａｒｃｔａｎ手段７３１、周波数誤差検出
器７３２、ＡＦＣループフィルタ７３６、及び数値制御
発振器７１１で構成されており、周波数誤差検出器７３
２ではａｒｃｔａｎ手段７３２の出力から、遅延検波に
よってシンボル間における位相変化を求めて、これを周
波数誤差とするものである。周波数誤差は、

【０００８】

【数１】

【０００９】で、求められる。この周波数誤差信号はＡ
ＦＣループフィルタ７３６を介して、数値制御発振器７
１１に供給され数値制御発振器７１１が制御される。数
値制御発振器７１１の出力である複素発振信号（ｃｏｓ
（ｘ）＋ｊｓｉｎ（ｘ）で表現できる）は複素乗算器７
０４に供給され、周波数ずれを含んだＱＰＳＫ信号と複
素乗算されることにより周波数誤差が打ち消される。

【００１０】また、位相補償（ＡＰＣ）は、直交座標よ
り位相角を求めるａｒｃｔａｎ手段７３１、ＡＰＣルー
プフィルタ７３５、及び数値制御発振器７４０で構成さ
れる。ＡＦＣにより周波数誤差が除去されたＱＰＳＫ信
号は、ａｒｃｔａｎ手段７３１に入力され位相検波され
る。このａｒｃｔａｎ手段７３１の出力である位相誤差
信号はＡＰＣループフィルタ７３５を介して、数値制御
発振器７４０に供給される。数値制御発振器７４０の出
力である複素発振信号（ｃｏｓ（ｘ）＋ｊｓｉｎ（ｘ）
で表現できる）は複素乗算器７０７に供給され、位相誤
差を含んだＱＰＳＫ信号と複素乗算されることにより位
相誤差が打ち消される。

【００１１】なお、ＡＰＣループとＡＦＣループは切り
替え手段７３４で切り替えられ、ＡＦＣループは初期周
波数引き込み時のみ動作し、初期周波数引き込み後はＡ
ＦＣ制御状態を保持して、ＡＰＣループのみを動作させ
る。このためのＡＦＣ、ＡＰＣの切り替え制御信号は周
波数誤差検出器７３２の出力を平滑化した後、基準値と
大小比較して生成される。

【００１２】このようなＱＰＳＫの復調システムを８Ｐ
ＳＫといった多値化に対応するには、周波数補償（ＡＦ
Ｃ）並びに、位相補償（ＡＰＣ）におけるａｒｃｔａｎ
手段７３１の位相比較特性を図２０に示すようにＱＰＳ
Ｋの場合の±π／４（ｒａｄ）から８ＰＳＫの場合の±
π／８（ｒａｄ）に置き換えることにより基本的には図
１９で示す構成で実現できる。

【００１３】ところで、本来衛星放送では地上放送とは
異なり信号の反射が起こらない伝送システムであるが、
各家庭の衛星放送受信設備としてある、マンション等の
共同受信システムや、家庭内の各部屋で視聴可能な信号
分配設備のもとでは、機器の未接続等の原因により反射
波が存在する。反射波を有する伝送路のモデルとして
は、図９に示すようにｔ時間遅延素子５０２、減衰素子
５０３、位相回転素子５０４、及び直接波と反射波との
加算素子５０５で構成される。反射波を有する伝送路で
は直接波より、遅れ時間ｔ、位相回転θ、及びｋ倍の大
きさを有する反射波が直接波に加算されて受信器に入力
されことになる。なお、このモデルは反射波が１波の場
合を示しているが、複数の反射波に対しては、遅延素
子、減衰素子、位相回転素子の経路が複数になる。図９
で示した反射を有する伝送路の伝達関数は、

【００１４】

【数２】

【００１５】で表現される。また、（数２）より振幅の
周波数特性｜Ｈ（ω）｜は、

【００１６】

【数３】

【００１７】で表される。この（数３）に基づいて、伝
送路の周波数特性を示したものが図１８である。図１８
のように最大値（１＋ｋ）、最小値（１−ｋ）で、遅れ
時間ｔの逆数を周期とした周波数特性となることが確認
できる。

【００１８】このように反射波を有する伝送路の場合、
反射波により符号間干渉が発生するため受信性能が劣化
する。この反射波による受信性能の劣化は、反射波の遅
れ時間及び、大きさが影響し、特に遅れ時間が変調周期
の整数倍になった場合、受信性能の劣化が顕著になる。
図１１は反射波がない場合の８ＰＳＫ復調信号の符号配
置を示し、図１２は反射波の遅れ時間が変調周期の整数
倍で、直接波電力と反射波電力のＤ／Ｕ（希望波電力／
妨害波電力）が１９ｄＢ時の８ＰＳＫ復調信号の符号配
置を示したものであり、復調信号に反射波の影響が顕著
に現れている。

【００１９】このように復調信号の各符号点が広がると
いうことは、符号を識別する際、本来送られている符号
点を他の符号点と誤って識別してビット誤り引き起し、
更にＤ／Ｕが小さくなると各符号点も更に広がり、周波
数補償（ＡＦＣ）、位相補償（ＡＰＣ）等の復調動作に
不具合が生じる。図１７は８ＰＳＫのＣ／Ｎ（搬送波電
力／雑音電力）対ビット誤り率特性であり、直接波電力
と反射波電力のＤ／Ｕ（希望波電力／妨害波電力）が１
９ｄＢ確保されていても、受信限界Ｃ／Ｎ（誤り訂正後
の誤り率が０となる８ＰＳＫの誤り率である５×１０−
２時のＣ／Ｎ）の劣化量が、反射波なしの時と比較して
約１ｄＢ劣化してしまう。

【００２０】また、反射波による復調動作がの不具合に
関しては、特に遅延検波により行うＡＦＣに機能的な問
題が発生する。遅延検波によるＡＦＣは１シンボル間の
位相の変化を観測して周波数ずれを補正するのであり、
そのための遅延検波は、現在のＰＳＫ信号と、１シンボ
ル前のＰＳＫ信号の複素共役信号とを複素乗算すること
によって実現できる。８ＰＳＫの場合、これを式で表す
と、

【００２１】

【数４】

【００２２】のようになる。この（数４）より、８ＰＳ
Ｋ信号に周波数ずれが無ければ遅延検波出力の位相状態
は図２１に示すように、●で示すπ／４・ｎ（ｎ＝０〜
７）にある。しかし、周波数ずれΔｆがあると２π・Δ
ｆ・Ｔｓの分、位相が●よりずれることになる。

【００２３】さて、反射波を有する８ＰＳＫ信号を遅延
検波した場合の位相状態を図１５に示す。この図より、
反射波のある信号の遅延検波出力の位相状態は、図１４
で示す反射波がない場合と比較すると、1点で表される
それぞれの位相状態が８つの点に分散すると共に、反射
波がない場合０を中心とした円周上に存在するのに対
し、０からずれた点を中心とする円周上に存在する。こ
のことは式の上からでも確認できる。

【００２４】

【数５】

【００２５】この（数５）は遅れ時間が１シンボル周期
である反射波を有する信号の遅延検波を表した式であ
り、右辺第1項が直接波の１シンボル間の遅延検波を表
しており、反射波がない場合はこの項のみが存在する。
第2項から第4項が反射波による遅延検波への影響を表し
ている。

【００２６】反射波がない場合1点で表されるそれぞれ
の位相状態が８つの点に分散するのは、第2項が存在す
るためであり、また位相状態が、反射波がない場合０を
中心とした円周上に存在するのに対し、０からずれた点
を中心とする円周上に存在するのは第3項が存在するた
めである。このように、反射波が存在する状況下で遅延
検波によるＡＦＣを行った場合、反射波により遅延検波
出力が歪み、周波数ずれから起因する位相ずれを遅延検
波出力から観測できくなるために、周波数補償が不可能
となる。

【００２７】また、位相補償（ＡＰＣ）の不具合に関し
ては、図１２の反射波による復調信号の各符号点の広が
りは、すなわちＡＰＣに位相ジッタが存在していること
を表しており、さらに、Ｄ／Ｕが下がればＡＰＣの位相
ジッタが増大し、最終的に同期は不可能になる。

【００２８】このように反射波による受信性能の劣化、
及び復調動作の不能は変調の多値化が進むほど符号点距
離が短くなるために著しくなり、ＱＰＳＫではＤＵ比が
約９ｄＢ以上で復調が可能になることに対し、８ＰＳＫ
ではＤＵ比が約１９ｄＢ以上でないと復調が可能になら
ず、既存の各家庭の衛星放送受信設備では、このＤ／Ｕ
が１９ｄＢ以下になることは十分ありうる。

【００２９】このように第１の従来例における復調装置
で８ＰＳＫ信号を受信する場合、既存の各家庭の衛星放
送受信設備では、そこで発生する反射波により、受信性
能の劣化が現れると共に、復調動作についても位相補償
（ＡＰＣ）及び、特に遅延検波を用いた周波数補償（Ａ
ＦＣ）が誤動作するといった問題があった。

【００３０】また、反射を有する伝送路におけるディジ
タル変調の復調装置としては、ＣＡＴＶにおけるＱＡＭ
変調（直交位相振幅変調）の復調装置があり、特開平７
−７５４５３公報に示されている復調装置を第２の従来
例として説明する。図２２は第２の従来例の構成を示し
た物であり、第１の従来例と同じ機能を有するブロック
には同じ番号を示しており、太線で示している信号線は
複素表現される信号の信号線を示している。図２２にお
いて、７０６は波形等化器、７５１は位相誤差検出器、
７５２は周波数誤差検出器、７５３は周波数補償（ＡＦ
Ｃ）と位相補償（ＡＰＣ）及び波形等化の制御回路、７
５４は加算器である。以下にその動作を説明する。

【００３１】入力端子７０１より入力された、ＱＡＭ変
調信号は直交検波手段７０２に入力される。直交検波手
段７０２では、固定発振器７１２でＱＰＳＫ変調波の中
心周波数と同じ周波数で発振した局部発振信号及びその
発振信号を９０゜移相した信号をそれぞれＱＡＭ変調波
と混合することにより、ＱＡＭ変調波の同相成分
（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の等価低域信号が得られる。

【００３２】このＩ，Ｑの等価低域信号はそれぞれＡ／
Ｄ変換器７０３に入力され変調シンボルの中心のタイミ
ングでＡ／Ｄ変換される。ディジタル化された、等価低
域信号はそれぞれ複素数の実部及び虚部と見なされる。
Ａ／Ｄ変換器７０３の出力は、ＱＡＭ変調波のスペクト
ル整形の為の帯域制限フィルタ７０５に入力された後、
波形等化器７０６に入力され反射波が取り除かれる。波
形等化器７０６の出力は複素乗算器７０７により周波数
補償及び位相補償がなされる。周波数誤差検出器７５２
で得られた周波数誤差信号と、位相誤差検出器７５１で
得られた位相誤差検出信号により制御された数値制御発
振器７４０の出力である複素発振信号（ｃｏｓ（ｘ）＋
ｊｓｉｎ（ｘ）で表現できる）とＱＡＭ信号が複素乗算
器７０７で複素乗算されることにより、ＱＡＭ信号の周
波数と位相が補正される。周波数補償（ＡＦＣ）と位相
補償（ＡＰＣ）の制御は、制御回路７５３により行わ
れ、以下のように制御される。

【００３３】周波数誤差検出器７５２の出力信号である
周波数誤差信号を用いて周波数引き込み状態を判定し、
周波数引き込みが完了するまでは、周波数誤差信号はそ
のままＡＦＣループフィルタ７３６に出力され、位相誤
差検出器７５１からの出力信号は零信号に切り替えてＡ
ＰＣループフィルタ７３５に出力され、また波形等化手
段７０６は動作させないでＱＡＭ信号をそのまま通過さ
せる。そして周波数引き込みが完了すれば位相誤差検出
器７５１の出力信号である位相誤差信号を用いて位相同
期状態を判定し、位相同期するまでは周波数誤差信号は
零信号に切り替えてＡＦＣループフィルタ７３６に出力
し、位相誤差信号はそのままＡＰＣループフィルタ７３
５に出力され、また波形等化手段７０６は動作させない
でＱＡＭ信号をそのまま通過させる。

【００３４】そして、位相同期が完了すれば、周波数誤
差信号は零信号に切り替えられたままＡＦＣループフィ
ルタ７３６に出力され、位相誤差信号はそのままＡＰＣ
ループフィルタ７３５に出力され、波形等化手段７０６
を動作させる。ＡＰＣループフィルタ７３５、ＡＦＣル
ープフィルタ７３６の出力は加算器７５４で加算され、
数値制御発振器７４０を制御する。

【００３５】また、周波数誤差検出器７５２は図２３に
示すように振幅検出器８０２、１シンボル遅延器８０
３、周波数誤差検出手段８０４で構成される。振幅検出
器８０２では、周波数ずれを有するＱＡＭ信号と、それ
を遅延器８０３で１シンボル遅延したＱＡＭ信号を入力
として、それぞれの振幅の大きさＩ２＋Ｑ２を検出す
る。その振幅が双方ともにしきい値を超えたときに、そ
れぞれの位相をｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）で求め、それらの
位相差を求めることによって周波数誤差を出力するもの
である。図２３（ｂ）に示すように、振幅検出器８０１
のしきい値をＱＡＭの最大振幅もしくは最小振幅の符号
点を選択するようにすれば第１の従来例で示したＱＰＳ
Ｋの場合と同様に周波数誤差の検出が可能となる。

【００３６】以上のような第2の従来例の復調装置を衛
星放送における８ＰＳＫの復調に用いた場合、周波数補
償、位相補償および波形等化が順番に行われるために、
周波数補償時、及び位相補償時には波形等化が動作して
いない。特に周波数補償に関しては、周波数補償におけ
る周波数誤差検出が反射波により、第1の従来例と同様
に反射波により遅延検波出力が歪み、周波数ずれから起
因する位相ずれを遅延検波出力から観測できくなるため
に、周波数補償が不可能となる。

【００３７】また、周波数補償は帯域制限フィルタ７０
５の後段の複素乗算器７０７で位相補償と共に行ってい
るのであるが、これは上記復調装置に入力するＱＡＭ信
号の周波数ずれがＱＡＭ信号の所要帯域幅に対して小さ
く（ＣＡＴＶにおける１つのＱＡＭ信号の所要帯域は６
ＭＨｚであるのに対し、周波数ずれは衛星放送の場合の
ようにアンテナにおける周波数変換に起因する周波数ず
れがなく、チューナーにおける局部発振周波信号の周波
数ずれに起因するもののみあり、その大きさは±１００
ｋＨｚとされている。）、帯域制限フィルタ７０５によ
りスペクトルがほとんど削られることが無いために可能
であるが、衛星放送の場合はその所要帯域幅である２７
ＭＨｚに対して、アンテナにおける周波数変換に起因す
る周波数ずれが±１．５ＭＨｚあるため、帯域制限フィ
ルタ７０５によりスペクトルが削られ、受信性能の劣化
を生じる。

【００３８】このように第２の従来例における復調装置
で８ＰＳＫ信号を受信する場合、既存の各家庭の衛星放
送受信設備では、復調動作についても位相補償（ＡＰ
Ｃ）及び、特に遅延検波を用いた周波数補償（ＡＦＣ）
が誤動作するといった問題があると共に、周波数ずれに
より受信性能の劣化が現れるといった問題があった。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】２０００年をめどに打
ち上げられるＢＳ（放送衛星）−４後発機の放送方式と
して、ディジタル方式とすることを郵政省が決定した
が、その前提条件としては、高精細放送を１つの衛星中
継器あたり２番組放送する、及び既存の放送端末に低廉
化なアダプターを付加することにより視聴可能であると
いうことである。

【００４０】前者については、現在放送しているＣＳ
（通信衛星）によるディジタル放送で用いられているＱ
ＰＳＫ（４相位相変調）と比べ、多値化された伝送方式
である８ＰＳＫ（８相位相変調）を基本とした伝送方式
が検討されている。

【００４１】一方、後者については既存の各家庭にある
受信設備にアダプターを付加するだけで受信可能にする
検討が必要となる。

【００４２】さて、現在行われているＢＳによる衛星放
送（アナログ）の普及数は１０００万世帯を超えてお
り、各家庭の衛星放送受信設備としては、マンション等
の共同受信システムや、家庭内の各部屋で視聴可能な信
号分配設備が整っている。本来衛星放送では、地上放送
とは異なり、信号の反射が起こらない伝送システムであ
るが、前述のような共同受信システムのもとでは、機器
の未接続等の原因により反射波が存在する。

【００４３】前述の従来の技術における復調装置で８Ｐ
ＳＫ信号を受信する場合、既存の各家庭の衛星放送受信
設備では、そこで発生する反射波により、受信性能の劣
化が現れると共に、復調動作についても位相補償（ＡＰ
Ｃ）及び、特に遅延検波を用いた周波数補償（ＡＦＣ）
が誤動作するといった問題があった。

【００４４】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るための本願発明は、衛星より伝送された８相位相変調
信号を復調する８ＰＳＫ復調装置において、周波数ずれ
を補償する周波数補償手段と、帯域制限フィルタと、衛
星放送用アンテナで受信された信号を受信機まで伝送す
る経路で発生する反射を除去する波形等化手段と、位相
ずれを補償する位相補償手段とを有することを特徴とし
たものである。

【００４５】本発明によれば、衛星放送用アンテナで受
信された８ＰＳＫ信号を既存の各家庭の衛星放送受信設
備を用いて受信機まで伝送しても、その伝送路で発生す
る反射による、受信特性の劣化がなく、また復調動作に
ついても位相補償（ＡＰＣ）はもちろん、特に遅延検波
を用いた周波数補償（ＡＦＣ）の誤動作が起こらない８
ＰＳＫ復調装置を提供できる。

【００４６】

【発明の実施の形態】本発明の第１の発明は、衛星より
伝送された８相位相変調（８ＰＳＫ）信号を復調する復
調装置において、８ＰＳＫ信号の帯域制限を行う帯域制
限フィルタと、帯域制限フィルタの出力を入力として、
伝送経路で発生する反射波を除去する波形等化手段と、
波形等化手段の出力を入力として、入力した８ＰＳＫ信
号の位相ずれを補償する位相補償手段とを備えることを
特徴とするものである。

【００４７】本発明の第２の発明は、第１の発明におい
て、入力した８ＰＳＫ信号の周波数誤差検出により周波
数ずれを補償する周波数補償手段を設け、周波数誤差検
出は波形等化手段の出力を用いて行い、また周波数ずれ
検出された信号による周波数補償は帯域制限フィルタの
前段で行うことを特徴とするものである。

【００４８】本発明の第３の発明は、第１の発明におい
て、入力した８ＰＳＫ信号の周波数誤差検出により周波
数ずれを補償する周波数補償手段を設け、周波数誤差検
出は位相補償手段の出力を用いて行い、また周波数ずれ
検出された信号による周波数補償は帯域制限フィルタの
前段で行うことを特徴とするものである。

【００４９】本発明の第４の発明は、衛星より伝送され
た８相位相変調信号を直交検波する直交検波手段と、直
交検波手段の出力である等価低域信号の同相成分
（Ｉ）、直交成分（Ｑ）を入力として等価低域信号の周
波数ずれを補償する周波数補償手段と、周波数補償手段
の出力を入力とする帯域制限フィルタと、帯域制限フィ
ルタの出力を入力として衛星放送用アンテナで受信され
た信号を本復調装置まで伝送する経路で発生する反射を
除去する波形等化手段と、波形等化手段の出力を入力と
して等価低域信号の位相を補償する位相補償手段と、波
形等化手段の出力を入力として周波数補償するための周
波数誤差信号を検出する周波数誤差検出手段を有する復
調装置に関するものである。

【００５０】本発明の第５の発明は、衛星より伝送され
た８相位相変調信号を直交検波する直交検波手段と、直
交検波手段の出力である等価低域信号の同相成分
（Ｉ）、直交成分（Ｑ）を入力として等価低域信号の周
波数ずれを補償する周波数補償手段と、周波数補償手段
の出力を入力とする帯域制限フィルタと、帯域制限フィ
ルタの出力を入力として衛星放送用アンテナで受信され
た信号を本復調装置まで伝送する経路で発生する反射を
除去する波形等化手段と、波形等化手段の出力を入力と
して等価低域信号の位相を補償する位相補償手段と、位
相補償手段の出力を入力として周波数補償するための周
波数誤差信号を検出する周波数誤差検出手段を有する復
調装置に関するものである。

【００５１】本発明の第６の発明は、第１の発明から第
５の発明のそれぞれにおいて、周波数補償手段における
周波数誤差検出は遅延検波によって行われることを特徴
とする復調装置に関するものである。

【００５２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図２１を用いて説明する。なお、説明で使用する図
１から図９において、太線で示している信号線は複素表
現される信号の信号線を示している。

【００５３】（実施の形態１）図１は本発明の第１の実
施の形態を示したものであり、１は８ＰＳＫ信号入力端
子、２は直交検波手段、３はＡ／Ｄ変換手段、４は周波
数補償用複素乗算手段、５は帯域制限フィルタ、６は波
形等化フィルタ、７は位相補償用複素乗算手段、８は位
相誤差検出手段、９は周波数誤差検出手段、１０は波形
等化制御手段、１５は復調信号出力端子、１２は直交検
波用発振器、１１は数値制御発振器（ＮＣＯ）、２０は
周波数補償手段、２１は波形等化手段、２２は位相補償
手段である。以下にその動作を説明する。衛星放送アン
テナで受信された８ＰＳＫ信号は衛星放送用アンテナで
１ＧＨｚ帯に周波数変換された後、屋内配線を通して受
信機に入力される（図示せず。）。受信機ではまず、チ
ューナーにおいて希望する変調信号のみを帯域通過フィ
ルタで抜き取り、所定の中間周波信号に周波数変換され
（図示せず）、８ＰＳＫ信号入力端子１に入力される。
この８ＰＳＫ入力端子に入力された信号は、衛星放送用
アンテナにおけて周波数変換するための局部発振信号の
周波数ずれに起因して、周波数ずれを含んでいる。この
周波数ずれは一般的に±１．５ＭＨｚあるとされる。

【００５４】さて、入力端子１より入力された、８ＰＳ
Ｋ信号は直交検波手段２に入力される。直交検波手段２
では、固定発振器１２で８ＰＳＫ変調波の中心周波数と
同じ周波数で発振した局部発振信号及びその発振信号を
９０゜移相した信号をそれぞれ８ＰＳＫ変調波と混合す
ることにより、８ＰＳＫ変調波の同相成分（Ｉ）、直交
成分（Ｑ）の等価低域信号が得られる。このＩ，Ｑの等
価低域信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器３に入力され変調シ
ンボルの中心のタイミングでＡ／Ｄ変換され、等価低域
信号の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）それぞれがディ
ジタル化される。ディジタル化された８ＰＳＫのＩ，Ｑ
の等価低域信号は、それぞれ複素数の実部及び虚部と見
なされる。Ａ／Ｄ変換器の出力は周波数補償手段２０に
入力される。

【００５５】周波数補償手段２０は、前述したように主
に衛星放送用アンテナの周波数変換器に起因する、入力
端子１に入力された８ＰＳＫ信号と固定発振器１２との
周波数ずれを補償するものであり、周波数補償用複素乗
算手段４、周波数誤差検出手段９、数値制御発振器（Ｎ
ＣＯ）１１より構成される。周波数補償用複素乗算手段
４は図７に示すように４つの乗算器で構成され、複素数
で表現される２つの入力に対し複素乗算を行うものであ
る。周波数誤差検出手段９で波形等価手段２１の出力か
ら検出した周波数ずれ信号に基づいて周波数制御が行わ
れた、数値制御発振手段１１の出力である複素発振信号
（ｃｏｓ（ｘ）＋ｊｓｉｎ（ｘ）で表現できる。）と周
波数ずれを含んだ８ＰＳＫの等価低域信号が複素乗算さ
れることにより、８ＰＳＫの周波数ずれが打ち消され
る。この周波数補償手段２０での周波数補償範囲として
は、一般的にいわれている衛星放送用アンテナの局部発
振信号の周波数ずれである±１．５ＭＨｚは少なくとも
確保しなければならない。また、周波数ずれを有する８
ＰＳＫ信号が帯域制限フィルタ５に入力されると、帯域
制限フィルタ５により８ＰＳＫのスペクトルが削られる
ため、周波数補償用複素乗算手段４は帯域制限フィルタ
５の前段に設置している。

【００５６】周波数誤差検出手段９の構成例は図３
（ａ）に示す通りであり、１０１は同相成分（Ｉ）、直
交成分（Ｑ）からなる周波数誤差を有する８ＰＳＫの等
価低域信号入力端子、１０２は１シンボル遅延手段、１
０３は複素共役生成手段、１０４は複素乗算手段、１０
５は領域判定手段、１０６は選択手段、１０７は定数乗
算手段、１１０はπ／４移相手段、１０８は積分手段、
１０９は周波数ずれ信号出力端子から構成される。周波
数ずれを含んだＩ，Ｑの等価低域信号は、１シンボル期
間での遅延検波が行われる。遅延検波手段１１１を構成
するのは１シンボル遅延手段１０２と、複素共役生成手
段１０３と、複素乗算手段１０４とで構成され、現在の
等価低域信号と、１シンボル前の等価低域信号の複素共
役信号とが複素乗算される。これを式で表すと以下の
（数４）のようになる。

【００５７】この（数４）より、等価低域信号に周波数
ずれが無ければ遅延検波出力の位相状態は図２１の●に
示すようにπ／４・ｎ（ｎ＝０〜７）にある。しかし、
周波数ずれΔｆがあると２π・Δｆ・Ｔｓの分、位相が
●よりずれることになる。

【００５８】この遅延検波出力より周波数ずれを求める
のには、従来例に示したように遅延検波出力をａｒｃｔ
ａｎ手段でシンボル間における位相変化を求めて周波数
誤差とする方法があるが、もっと簡単に実現できる方法
として、図３（ｂ）に示すように遅延検波出力結果を
（ｎ・π／４）±（π／８）（ｎ＝０，１，２，３，
４，５，６，７）で８つの領域に分け、そのうち座標軸
を含む領域（（ｎ・π／２）±（π／８）内の領域（ｎ
＝０，１，２，３））ａ，ｂ，ｃ，ｄの領域に入ったと
きに、遅延検波出力の同相成分（ｘ）または、直交成分
（ｙ）は周波数ずれ信号とする方法がある。

【００５９】例えば、ａ領域（０±π／８内の領域）で
あると、０を境に（＋π／８）までは周波数が進んでお
り、遅延検波出力の直交成分（ｙ）は正になり、周波数
の進みが大きくなるとともにその値も大きくなる。一方
０を境に（−π／８）までは周波数が遅れており、遅延
検波出力の直交成分（ｙ）は負になり、周波数の遅れが
大きくなると共にその値も小さくなる。このようにａ，
ｂ，ｃ，ｄ領域の時、その周波数ずれに比例する値とし
て、図３（ｂ）に示すように、それぞれｙ，−ｘ，−
ｙ，ｘを周波数ずれ信号として出力する。

【００６０】一方、８つの領域の内、座標軸を含まない
領域（π／４＋（ｎ・π／２）±（π／８）内の領域
（ｎ＝０，１，２，３））ｅ，ｆ，ｇ，ｈの領域にある
時は、遅延検波信号をπ／４だけ位相回転させることに
より、その信号の同相成分（ｘ）、直交成分（ｙ）もま
た、周波数ずれと比例した信号とみなすことが出来る。

【００６１】そのために、遅延検波手段１１１の出力は
領域判定手段５に入力され、図３（ｂ）に示すように、
ｘ＝ｙ・ｃｏｔ（π／８）、 ｘ＝−ｙ・ｃｏｔ（π／
８）、ｙ＝ｘ・ｃｏｔ（π／８）、及びｙ＝―ｘ・ｃｏ
ｔ（π／８）の直線により遅延検波信号を８つの領域で
領域判定を行う。また、遅延検波手段１１１の出力と、
遅延検波手段１１１の出力をπ／４位相回転された位相
回転手段１１０の出力は選択手段１０６に入力され、領
域判定手段５の領域判定結果により、図３（ｂ）に示す
ように、遅延検波信号が８つの領域のうち、領域ａのと
き（ｘ＞ｙ・ｃｏｔ（π／８）かつ、ｘ＞−ｙ・ｃｏｔ
（π／８）のとき）は遅延検波信号の直交成分（ｙ）を
周波数ずれ信号とし、領域ｂのとき（ｙ＞ｘ・ｃｏｔ
（π／８）かつ、ｙ＞−ｘ・ｃｏｔ（π／８）のとき）
は遅延検波信号の同相成分（ｘ）・（−１）を周波数ず
れ信号とし、領域ｃのとき（ｘ＜ｙ・ｃｏｔ（π／８）
かつ、ｘ＜−ｙ・ｃｏｔ（π／８）のとき）は遅延検波
信号の直交成分（ｙ）・（−１）を周波数ずれ信号と
し、領域ｄのとき（ｙ＜ｘ・ｃｏｔ（π／８）かつ、ｙ
＜−ｘ・ｃｏｔ（π／８）のとき）は遅延検波信号の同
相成分（ｘ）を周波数ずれ信号とし、領域ｅのとき（ｘ
＜ｙ・ｃｏｔ（π／８）かつ、ｙ＜ｘ・ｃｏｔ（π／
８）のとき）はπ／４位相回転後の遅延検波信号の同相
成分（ｘ）・（−１）を周波数ずれ信号とし、領域ｆの
とき（ｘ＞−ｙ・ｃｏｔ（π／８）かつ、ｙ＜−ｘ・ｃ
ｏｔ（π／８）のとき）はπ／４位相回転後の遅延検波
信号の直交成分（ｙ）・（−１）を周波数ずれ信号と
し、領域ｇのとき（ｘ＞ｙ・ｃｏｔ（π／８）かつ、ｙ
＞ｘ・ｃｏｔ（π／８）のとき）は、π／４位相回転後
の遅延検波信号の同相成分（ｘ）を周波数ずれ信号と
し、領域ｈのとき（ｘ＜−ｙ・ｃｏｔ（π／８）かつ、
ｙ＞−ｘ・ｃｏｔ（π／８）のとき）は、π／４位相回
転後の遅延検波信号の同相成分（ｙ）を周波数ずれ信号
として出力する。

【００６２】選択手段１０５の出力は、ＡＦＣループが
安定になるよう定数乗算器１０７で定数が乗算された
後、積分器１０８で積分され、数値演算発振器１１の制
御信号として出力される。

【００６３】周波数補償用複素乗算手段４の出力は帯域
制限フィルタ５に入力される。帯域制限フィルタ５は伝
送システム全体で符号間干渉が起きない周波数特性が必
要であり、一般的にロールオフ特性を持たせたナイキス
トフィルタが用いられ、送信器と受信器でルート配分し
た周波数特性を持たせる。

【００６４】帯域通過フィルタ５の出力は波形等化手段
２１に入力される。波形等価手段２１は、衛星放送用ア
ンテナから受信機にいたる伝送路で発生する反射波を推
定してそれを除去するものであり、波形等化フィルタ６
と波形等化制御手段１０とで構成される。その構成例と
しては図５に示す。波形等化フィルタ６は複素ＦＩＲフ
ィルタで構成され、入力信号とタップ係数とを複素乗算
する。タップ係数の制御には、位相補償用複素乗算手段
７の出力を判定した結果を送信された信号（所望信号）
とし、その判定結果と位相補償用複素乗算手段７の出力
信号の平均自乗誤差が最小になるように制御（Least Me
an Square(LMS)制御：最小平均自乗制御）される。波形
等化手段２１の出力は位相補償手段２２に入力される。
位相補償手段２２は受信した８ＰＳＫ信号の位相の回転
を補正するものであり、位相補償用複素乗算手段７と位
相誤差検出手段８とで構成される。位相補償用複素乗算
手段７は周波数補償用複素乗算手段４と同じように、図
７に示すように構成される。位相誤差検出手段８で検出
した位相誤差信号（複素数で表現できる。）と、位相回
転を有する８ＰＳＫの等価低域信号が複素乗算されるこ
とにより、８ＰＳＫの位相回転が打ち消される。位相補
償用複素乗算手段７の出力は８ＰＳＫ復調信号として出
力端子１５より出力される。

【００６５】位相補償手段２２の構成例は図４に示す通
りであり、２０１は同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）か
らなるの位相誤差を有する８ＰＳＫの等価低域信号入力
端子、７は位相補償用複素乗算手段、２０３は受信した
８ＰＳＫ信号のシンボル判定手段、２０４は引算手段、
２０５は複素共役生成手段、２０６は複素乗算手段、２
０７はループフィルタ、２０８は積分手段、２０は復調
信号出力端子である。その動作としては波形等価手段と
同様に位相補償用複素乗算手段７の出力をシンボル判定
手段２０３で判定した結果を送信された信号（所望信
号）とし、その判定結果と位相補償用複素乗算手段７の
出力信号の平均自乗誤差が最小になるように制御（Leas
t Mean Square(LMS)制御：最小平均自乗制御）するもの
である。

【００６６】以下にＬＭＳ制御による位相補償につい
て、その詳細を示す。図４（ｂ）に示すように、ｎサン
プル目の８ＰＳＫの送信シンボルｘ（ｎ）を位相角θだ
け回転させた信号を入力信号ｕ（ｎ）とし、位相誤差を
有する８ＰＳＫ等価低域信号入力端子２０１に入力され
る。入力信号ｕ（ｎ）は位相補償用複素乗算手段７によ
り位相補正係数ｈ（ｎ）だけ位相補正され、送信シンボ
ルｘ（ｎ）の推定値である復調信号ｈ（ｎ）・ｕ（ｎ）
を得る。復調信号ｈ（ｎ）・ｕ（ｎ）は判定手段２０３
に入力され、ｈ（ｎ）・ｕ（ｎ）に最も近いシンボル点
を判定し、判定信号ｄ（ｎ）を出力する。ＬＭＳ制御で
は、判定信号ｄ（ｎ）を所望信号とみなして復調信号ｈ
（ｎ）・ｕ（ｎ）を送信シンボルｘ（ｎ）に復調するた
め、復調信号ｈ（ｎ）・ｕ（ｎ）と判定信号ｄ（ｎ）の
推定誤差ｅ（ｎ）を最小にするように位相補正係数ｈ
（ｎ）を更新する。推定誤差ｅ（ｎ）を式で表すと以下
の（数６）に示すようになる。

【００６７】

【数６】

【００６８】判定手段２０３の出力であるｄ（ｎ）と、
位相補償用複素乗算手段７の出力であるｈ（ｎ）・ｕ
（ｎ）とが引算手段２０４に入力されて算出される。

【００６９】この推定誤差ｅ（ｎ）推定誤差ｅ（ｎ）の
評価量として、平均自乗誤差（ＭＳＥ：Mean Square Er
ror）を用られ、これを式で表すと、以下の（数７）に
示すようになる。

【００７０】

【数７】

【００７１】この（数７）より、平均自乗誤差（ＭＳ
Ｅ）は位相補正係数ｈ（ｎ）の２次関数となり、最小値
がただ一つ存在する。このＭＳＥの最小値を与えるｈ
（ｎ）が最適な位相補正係数となる。ＬＭＳ制御は推定
誤差ｅ（ｎ）の自乗値のｈ（ｎ）に対する勾配を求め、
その勾配の逆方向に微量ずつ位相補正係数を更新する。
勾配ｇ（ｎ）は推定誤差ｅ（ｎ）の自乗をｈ（ｎ）で偏
微分することによって求められ、以下の（数８）で表さ
れる。

【００７２】

【数８】

【００７３】これにより、ＬＳＭ制御による位相補正係
数ｈ（ｎ）の更新式は以下の（数９）で表される。

【００７４】

【数９】

【００７５】（数９）に従って、位相補正係数ｈ（ｎ）
は以下のように更新される。引算手段２０４の出力であ
る推定誤差ｅ（ｎ）と、位相誤差を有する入力信号の複
素共役を生成する複素共役生成手段２０５の出力信号が
複素乗算手段２０６で複素乗算され、ループフィルタ２
０７で雑音の影響を除くために低周波成分を取り出すと
共に、適当なループゲインｕｐが乗算され、積分手段２
０８により位相補正係数ｈ（ｎ）が（数９）に従って更
新される。

【００７６】さて、衛星放送用アンテナから受信機にい
たる伝送路で発生する反射波を推定して、それを除去す
る波形等化手段２１について詳細に示す。波形等化手段
２１の構成例は図５に示すように複素ＦＩＲフィルタで
構成される波形等化フィルタ６とその制御手段１０で構
成される。制御手段１０の制御により、波形等化フィル
タ６は、そのフィルタ係数を変えながら反射を有する伝
送路の伝達関数の逆特性になるように伝達関数を変え、
反射のある入力信号を所望信号に近づける、つまり反射
を除去するものである。

【００７７】ｎサンプル目の８ＰＳＫの送信シンボルｘ
（ｎ）に反射波が重畳した信号を入力信号Ｕ（ｎ）と
し、波形等化フィルタ入力端子３０１に入力される。入
力信号ｕ（ｎ）はＣｋ（ｎ）を係数とする複素ＦＩＲフ
ィルタに入力され波形等化され、出力信号としてｙ
（ｎ）を得る。ｙ（ｎ）を式で表すと以下の（数１０）
で表される。

【００７８】

【数１０】

【００７９】波形等化された信号ｙ（ｎ）は位相誤差を
有しているため位相補償用複素乗算手段７で位相ずれが
補償された後、判定手段３０４に入力され、ｙ（ｎ）に
最も近いシンボル点を判定して、判定信号ｄ（ｎ）を出
力する。ＬＭＳ制御では、この判定信号ｄ（ｎ）を所望
信号とみなして波形等化された信号ｙ（ｎ）を送信シン
ボルｘ（ｎ）に近づけるため、波形等化フィルタの出力
ｙ（ｎ）と判定信号ｄ（ｎ）との推定誤差ｅ（ｎ）を最
小にするようにフィルタ係数Ｃｋ（ｎ）を更新する。推
定誤差ｅ（ｎ）を式で表すと（数１１）に示すようにな
り、

【００８０】

【数１１】

【００８１】判定手段３０４の出力であるｄ（ｎ）と、
波形等化フィルタの出力であるｙ（ｎ）とが引算手段３
０５に入力されて算出される。

【００８２】この推定誤差ｅ（ｎ）の評価量として、平
均自乗誤差（ＭＳＥ：Mean SquareError）を用られ、こ
れを式で表すと、以下の（数１２）に示すようになる。

【００８３】

【数１２】

【００８４】この（数１２）より、平均自乗誤差（ＭＳ
Ｅ）はフィルタ係数Ｃｋ（ｎ）の２次関数となり、最小
値がただ一つ存在する。このＭＳＥの最小値を与えるＣ
ｋ（ｎ）が最適なフィルタ係数となる。ＬＭＳ制御は推
定誤差ｅ（ｎ）の自乗値のＣｋ（ｎ）に対する勾配を求
め、その勾配の逆方向に微量ずつ位相補正係数を更新す
る。勾配ｇｋ（ｎ）は推定誤差ｅ（ｎ）の自乗をＣｋ
（ｎ）で偏微分することによって求められ、（数１３）
で表される。

【００８５】

【数１３】

【００８６】これにより、ＬＭＳ制御によるフィルタ係
数Ｃｋ（ｎ）の更新式は（数１４）で表される。

【００８７】

【数１４】

【００８８】この（数１４）に基づいて、動作するのは
ＬＭＳ制御手段３０６であり、これの詳細を示したのが
図６である。図５における引算手段３０５の出力が推定
誤差入力端子３１１に入力される。誤差評価関数３１３
は、この推定誤差ｅ（ｎ）が信頼できるものか判断する
もので、誤差評価関数に基づいて切り替え手段３１２を
制御して、信頼のできる推定誤差のみ出力する。この誤
差評価関数３１３、切り替え手段３１２により波形等化
制御の収束特性が改善できる。

【００８９】ところで、前述のように推定誤差ｅ（ｎ）
は、位相補償を行った後の波形等化フィルタ出力信号ｙ
（ｎ）から算出しているため、この推定誤差ｅ（ｎ）を
用いて位相補償手段の前で波形等化を行うには、波形等
化フィルタ出力信号ｙ（ｎ）を位相補償用複素乗算手段
７で位相補償した位相分、推定誤差ｅ（ｎ）を逆回転し
なければならない。そのために、図５における位相誤差
検出手段８の出力を位相誤差信号入力端子３１５に入力
して、その複素共役信号により、複素乗算手段３１４で
波形等化フィルタ出力信号ｙ（ｎ）を位相補償用複素乗
算手段７で位相補償した位相分、推定誤差ｅ（ｎ）を逆
回転している。複素乗算手段３１４の出力は定数乗算手
段３１７でステップサイズｕが乗算された後、フィルタ
係数更新手段３１８で数１４に基づいてフィルタ係数Ｃ
ｋが更新される。

【００９０】また、このように波形等化手段２１および
位相補償手段２２には同じＬＭＳ制御を用いられ、また
位相補償も１タップの波形等価と見なすことができるた
め、波形等価手段２１と位相補償手段２２とを組み合わ
し図８のように構成することが出来る。

【００９１】さて、波形等化手段の能力としては、反射
波の直接波に対する大きさ及び遅延時間に対してどれだ
け反射波の除去が可能かという点である。反射波の大き
さに対しては、前記誤差評価関数によって決まり、遅延
時間に対しては波形等化フィルタを構成するタップ数に
よって決まる。特に、タップ数に関しては、多くなれば
それだけ複素乗算器が増えることになり回路規模の増大
を招くことになるため、適切なタップ数を見積もる必要
がある。本来衛星放送では地上放送とは異なり、信号の
反射が起こらない伝送システムであり、各家庭の衛星放
送受信設備としてある、マンション等の共同受信システ
ムや、家庭内の信号分配設備から発生する反射のみを考
慮すればよい。そこで、各家庭の衛星放送受信設備の基
本構成を考慮すると図１０のようになり、１ＧＨｚ帯の
分配器とケーブルで構成されると考えられる。

【００９２】図１０において、衛星放送用アンテナから
のＢＳ−ＩＦ信号は分配器入力端子６０１に入力され
て、分配器６０２により受信機Ａ６０３、受信機Ｂ６０
４、にそれぞれ分配される。反射波の発生の様子として
は、たとえば受信機Ａ６０３が接続されていない場合、
発生した反射波はケーブルＡ６０５及び、分配器６０１
を経て、受信機Ｂ６０４に入力される。ケーブルの長さ
による反射波影響としては、ケーブルの長さが長くなる
ほど遅延時間が大きくなる一方、ケーブルにおける減衰
量が大きくなるため反射波の電力は小さくなる。

【００９３】このケーブルについては、「衛星放送受信
機（その１ 目標定格）」（財団法人 電波技術協会発
行）によると、同軸ケーブル（ＴＶＥＦＣＸ）を用い、
その減衰量としては４ｄＢ／１０ｍから５ｄＢ／１０ｍ
である。また、分配器に関しては一般に市販されている
ものは、端子間結合損失は１３ｄＢから２０ｄＢとされ
ている。図１０に示した衛星放送受信設備の基本構成に
おいて、前記のケーブル並びに分配器の性能より波形等
化が必要な反射波の遅延時間を（数１５）により見積も
ることができる。

【００９４】

【数１５】

【００９５】この（数１５）において、分配器の端子間
結合損失Ｙを１３ｄＢ、波形等化手段がないときの復調
装置の動作限界ＤＵ比Ｚを１９ｄＢ、１ｍ当たりのケー
ブルの減衰量ａを０．４ｄＢとすると、波形等化すべき
反射波の遅延時間Ｘは７５ｎ秒となる。また、波形等化
フィルタは変調シンボル周期で動作すると、変調シンボ
ルレートを２０Ｍシンボル／秒とすればその動作周期は
５０ｎ秒となり、７５ｎ秒の遅延時間を有する反射波の
補償には前反射及び後反射のそれぞれに対して２タップ
必要で、合計４タップの波形等化フィルタが最低必要に
なる。実際の各家庭における衛星放送受信設備の構成は
もっと複雑であり、またケーブルも減衰量が少ないもの
があると考えられるため、これより十分余裕を見て波形
等化フィルタのタップ数を決定しなければならないのは
言うまでもない。

【００９６】以上のように構成される波形等化手段２１
の出力を入力とする、周波数誤差検出手段９における遅
延検波手段１１１の出力の位相状態は反射波を有する時
でも図１６のようになり、図１５の従来例における遅延
検波の信号の位相状態と比較して分かるように、反射波
が除去されたことにより、遅延検波出力の位相状態は反
射波のあった場合でも1点で表され、０を中心とした円
周上に存在する。つまり、図３に示したような遅延検波
による周波数補償手段９において、８ＰＳＫ信号の周波
数誤差を波形等化手段２１の出力より検出することによ
り、反射波が存在する状況下でも、反射波により遅延検
波出力の歪みがなくなり、周波数ずれから起因する位相
ずれを遅延検波出力から観測できるようになるため、Ｄ
／Ｕ＝７ｄＢという状況下でも周波数補償が可能とな
る。また、位相補償手段２２においても、その位相誤差
検出を波形等化手段２１の出力を用いて行うため、反射
波が存在する状況下でも位相補償が可能となる。

【００９７】また受信性能としても、図１３に示すよう
に、本発明の８ＰＳＫ復調装置における復調信号の符号
配置が、反射波が除去されたことによりＤ／Ｕ＝７ｄＢ
という状況下でもそれぞれの符号点で１点に集まってお
り、図１２に示したの従来例におけるＤ／Ｕ＝１９ｄＢ
時よりも受信性能が良好になることが確認できる。

【００９８】なお、上記構成の周波数補償手段２０にお
ける、周波数補償用複素乗算手段４の変わりに、直交検
波手段２により、周波数誤差を補正しても同様の効果が
得られるのは言うまでもない。また、Ａ／Ｄ変換手段３
を直交検波する前に設置し、周波数補償手段２０に直交
検波の機能を持たせても同様の効果が得られる。

【００９９】このように本発明によれば、衛星放送用ア
ンテナで受信された信号を受信機まで伝送する経路で反
射波が発生したときでも、８ＰＳＫ信号の良好な受信特
性が得られると共に、復調動作の不具合が解消される。

【０１００】（実施の形態２）図２は本発明の第２の実
施の形態を示したものであり、実施の形態１で示した図
１と同じ作用を有する機能ブロックには同じ符号で示し
ており、また、周波数補償手段２０、波形等価手段２
１、位相補償手段２２の構成及び動作については実施の
形態１と同様であるため、その詳細の説明は省略する。
実施の形態１と異なる点は、周波数補償手段２０におけ
る周波数誤差検出を位相補償手段２２の出力により行う
点であり、以下にその動作を説明する。

【０１０１】入力端子１より入力された、８ＰＳＫ信号
は直交検波手段２に入力される。直交検波手段２では、
固定発振器１２で８ＰＳＫ変調波の中心周波数と同じ周
波数で発振した局部発振信号及びその発振信号を９０゜
移相した信号をそれぞれ８ＰＳＫ変調波と混合すること
により、８ＰＳＫ変調波の同相成分（Ｉ）、直交成分
（Ｑ）の等価低域信号が得られる。このＩ，Ｑの等価低
域信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器３に入力され変調シンボ
ルの中心のタイミングでＡ／Ｄ変換され、等価低域信号
の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）それぞれがディジタ
ル化される。ディジタル化された８ＰＳＫのＩ，Ｑの等
価低域信号は、それぞれ複素数の実部及び虚部と見なさ
れる。Ａ／Ｄ変換器の出力は周波数補償手段２０に入力
される。

【０１０２】周波数補償手段２０は、前述したように主
に衛星放送用アンテナの周波数変換器に起因する、入力
端子１に入力された８ＰＳＫ信号と固定発振器１２との
周波数ずれを補償するものであり、周波数補償用複素乗
算手段４、周波数誤差検出手段９、数値制御発振器（Ｎ
ＣＯ）１１より構成される。周波数補償用複素乗算手段
４は図７に示すように４つの乗算器で構成され、複素数
で表現される２つの入力に対し複素乗算を行うものであ
る。また、周波数誤差検出手段９の構成例は図３に示す
通りであり、その基本動作については実施の形態１と同
様であるためその説明は省略する。

【０１０３】周波数誤差検出手段９で位相補償用複素乗
算手段７の出力から検出した周波数ずれ信号に基づいて
周波数制御が行われた、数値制御発振手段１１の出力で
ある複素発振信号（ｃｏｓ（ｘ）＋ｊｓｉｎ（ｘ）で表
現できる。）と周波数ずれを含んだ８ＰＳＫの等価低域
信号が複素乗算されることにより、８ＰＳＫの周波数ず
れが打ち消される。この周波数補償手段２０での周波数
補償範囲としては、一般的にいわれている衛星放送用ア
ンテナの局部発振信号の周波数ずれである±１．５ＭＨ
ｚは少なくとも確保しなければならない。また、周波数
ずれを有する８ＰＳＫ信号が帯域制限フィルタ５に入力
されると、帯域制限フィルタ５により８ＰＳＫのスペク
トルが削られるため、周波数補償用複素乗算手段４は帯
域制限フィルタ５の前段に設置している。

【０１０４】周波数補償用複素乗算手段４の出力は帯域
制限フィルタ５に入力される。帯域制限フィルタ５は伝
送システム全体で符号間干渉が起きない周波数特性が必
要であり、一般的にロールオフ特性を持たせたナイキス
トフィルタが用いられ、送信器と受信器でルート配分し
た周波数特性を持たせている。

【０１０５】帯域通過フィルタ５の出力は波形等化手段
２１に入力される。波形等価手段２１は、衛星放送用ア
ンテナから受信機にいたる伝送路で発生する反射波を推
定してそれを除去するものであり、波形等化フィルタ６
と波形等化制御手段１０とで構成される。その構成例と
しては図５に示す。波形等化フィルタ６は複素ＦＩＲフ
ィルタで構成され、入力信号とタップ係数とを複素乗算
する。タップ係数の制御には、位相補償用複素乗算手段
７の出力を判定した結果を送信された信号（所望信号）
とし、その判定結果と位相補償用複素乗算手段７の出力
信号の平均自乗誤差が最小になるように制御（Least Me
an Square(LMS)制御：最小平均自乗制御）される。波形
等化手段２１の出力は位相補償手段２２に入力される。

【０１０６】位相補償手段２２は受信した８ＰＳＫ信号
の位相の回転を補正するものであり、位相補償用複素乗
算手段７と位相誤差検出手段８とで構成される。位相補
償用複素乗算手段７は周波数補償用複素乗算手段４と同
じように、図７に示すように構成される。また、位相補
償手段２２の構成例は図４に示すとおりであり、その基
本動作については実施の形態１と同様であるためその説
明は省略する。

【０１０７】位相補償用複素乗算手段７では位相誤差検
出手段８で検出した位相誤差信号（複素数で表現でき
る。）と、位相回転を有する８ＰＳＫの等価低域信号が
複素乗算されることにより、８ＰＳＫの位相回転が打ち
消される。位相補償用複素乗算手段７の出力は８ＰＳＫ
復調信号として出力端子１５より出力される。

【０１０８】さて、以上のように、周波数補償手段２０
における周波数誤差検出は位相補償手段２２の出力によ
り行うのであるが、位相補償手段２２が動作している時
は８ＰＳＫ信号の位相は位相補償手段２２により変化す
るために、図３に示すような遅延検波を用いた周波数誤
差検出９では周波数誤差に起因する位相の変化を遅延検
波手段１１１で検出することができない、つまり周波数
誤差の検出ができなくなる。

【０１０９】そこで、周波数引き込み検出手段３１を設
け、周波数補償手段２０による周波数の引き込みが完了
したかどうか周波数誤差検出手段９を監視し、その結果
に基づいて位相補償手段の切り替え手段３２、および周
波数誤差保持手段３４を制御して、周波数引き込みが完
了するまでは、位相補償手段２２の動作を止め、周波数
引き込みが完了すると、位相補償手段２２の動作を開始
すると共に、周波数補償手段２０の状態を保持するよう
にする。

【０１１０】周波数の引き込みの監視は、８ＰＳＫ信号
に周波数ずれが無ければ周波数誤差検出手段９における
遅延検波出力の位相状態は図３（ｂ）における●に収束
することを利用する。つまり、周波数引き込みが完了す
れば、図３（ａ）で示す周波数誤差検出手段９における
選択手段１０６の出力が０になるため、この選択手段１
０６の出力を監視することにより周波数引き込みを監視
することができる。

【０１１１】また、位相補償手段２２の動作を止めるた
めには、図７に示すように構成される位相補償用複素乗
算手段７へ入力する位相誤差信号として、実数部＝１、
虚数部＝０の定数を入力すればよく、位相補償用複素乗
算手段７へ入力された８ＰＳＫ信号は位相補償されずに
そのまま出力される。

【０１１２】以上のような構成によって、位相補償手段
２２の出力を入力とする周波数誤差検出手段９における
遅延検波手段１１１の出力の位相状態は反射波を有する
時でも、第1の実施の形態と同様に図１６のようにな
り、図１５の従来例における遅延検波の信号の位相状態
と比較して分かるように、反射波が除去されたことによ
り、遅延検波出力の位相状態は反射波のあった場合でも
1点で表され、０を中心とした円周上に存在する。つま
り、図３に示したような遅延検波による周波数補償手段
９において、８ＰＳＫ信号の周波数誤差を波形等化した
後の８ＰＳＫ信号で検出することにより、反射波が存在
する状況下でも、反射波により遅延検波出力の歪みがな
くなり、周波数ずれから起因する位相ずれを遅延検波出
力から観測できるようになるため、Ｄ／Ｕ＝７ｄＢとい
う状況下でも周波数補償が可能となる。

【０１１３】また、位相補償手段２２においても、その
位相誤差検出を波形等化手段２１の出力を用いて行うた
め、反射波が存在する状況下でも位相補償が可能とな
る。

【０１１４】また受信性能としても、第1の実施の形態
と同様に図１３のように示され、本発明の８ＰＳＫ復調
装置における復調信号の符号配置が、反射波が除去され
たことによりＤ／Ｕ＝７ｄＢという状況下でもそれぞれ
の符号点で１点に集まっており、図１２に示したの従来
例におけるＤ／Ｕ＝１９ｄＢ時よりも受信性能が良好に
なることが確認できる。

【０１１５】このように本発明によれば、衛星放送用ア
ンテナで受信された信号を受信機まで伝送する経路で反
射波が発生したときでも、８ＰＳＫ信号の良好な受信特
性が得られると共に、復調動作の不具合が解消される。

【０１１６】

【発明の効果】本発明の復調装置によれば、衛星放送用
アンテナで受信された８ＰＳＫ信号を既存の各家庭の衛
星放送受信設備を用いて受信機まで伝送しても、その伝
送経路で発生する反射による、受信特性の劣化がなく、
また復調動作の不具合が解消される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す８ＰＳＫ復調
装置の構成を示す図

【図２】本発明の第２の実施の形態を示す８ＰＳＫ復調
装置の構成を示す図

【図３】本発明の第１の実施の形態または第２の実施の
形態における周波数誤差検出手段の構成を示す図

【図４】本発明の第１の実施の形態または第２の実施の
形態における位相補償手段の構成を示す図

【図５】本発明の第１の実施の形態または第２の実施の
形態における波形等化手段の構成を示す図

【図６】本発明の第１の実施の形態または第２の実施の
形態における波形等化制御手段の構成を示す図

【図７】本発明の第１の実施の形態または第２の実施の
形態における複素乗算手段の構成を示す図

【図８】本発明の復調装置において位相補償手段と波形
等化手段を組み合わせた構成例を示す図

【図９】反射を有する伝送路のモデルを示した図

【図１０】家庭内の衛星放送受信設備の基本構成図

【図１１】反射がない場合の復調信号の符号点配置を示
した図

【図１２】反射がある場合の第1の従来例の８ＰＳＫ復
調装置における復調信号の符号点配置を示した図

【図１３】反射がある場合の本発明の８ＰＳＫ復調装置
における復調信号の符号点配置を示した図

【図１４】反射がない場合の遅延検波信号の位相配置を
示した図

【図１５】反射がある場合の第1の従来例の８ＰＳＫ復
調装置における遅延検波信号の位相配置を示した図

【図１６】反射がある場合の本発明の８ＰＳＫ復調装置
における遅延検波信号の位相配置を示した図

【図１７】反射がある場合のＣＮ比対ビット誤り率特性
を示した図

【図１８】反射がある伝送路の周波数特性を示した図

【図１９】第1の従来例を示す復調装置の構成を示す図

【図２０】第1の従来例を示す復調装置における位相比
較手段の位相比較特性を示す図

【図２１】周波数ずれがある場合の遅延検波信号の位相
状態を示す図

【図２２】第２の従来例を示す復調装置の構成を示す図

【図２３】第２の従来例を示す復調装置における周波数
誤差検出手段の構成を示しす図

【符号の説明】

１ ８ＰＳＫ信号入力端子 ２ 直交検波 ３ Ａ／Ｄ変換手段 ４ 周波数補償用複素乗算手段 ５ 帯域制限フィルタ ６ 波形等化フィルタ ７ 位相補償用複素乗算手段 ８ 位相誤差検出手段 ９ 周波数誤差検出手段 １０ 波形等化制御手段 １１ 数値制御発振器（ＮＣＯ） １２ 直交検波用発振器 １５ 復調信号出力端子 ２０ 周波数補償手段 ２１ 波形等化手段 ２２ 位相補償手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大本 紀顕 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 衛星より伝送された８相位相変調（８Ｐ
   ＳＫ）信号を復調する復調装置において、８ＰＳＫ信号
   の帯域制限を行う帯域制限フィルタと、帯域制限フィル
   タの出力を入力として、伝送経路で発生する反射波を除
   去する波形等化手段と、波形等化手段の出力を入力とし
   て、入力した８ＰＳＫ信号の位相ずれを補償する位相補
   償手段とを備えることを特徴とする復調装置。
2. 【請求項２】 入力した８ＰＳＫ信号の周波数誤差検出
   により周波数ずれを補償する周波数補償手段を設け、周
   波数誤差検出は波形等化手段の出力を用いて行い、また
   周波数ずれ検出された信号による周波数補償は帯域制限
   フィルタの前段で行うことを特徴とする請求項１記載の
   復調装置。
3. 【請求項３】 入力した８ＰＳＫ信号の周波数誤差検出
   により周波数ずれを補償する周波数補償手段を設け、周
   波数誤差検出は位相補償手段の出力を用いて行い、また
   周波数ずれ検出された信号による周波数補償は帯域制限
   フィルタの前段で行うことを特徴とする請求項１記載の
   復調装置。
4. 【請求項４】 衛星より伝送された８相位相変調信号を
   直交検波する直交検波手段と、直交検波手段の出力であ
   る等価低域信号の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）を入
   力として等価低域信号の周波数ずれを補償する周波数補
   償手段と、周波数補償手段の出力を入力とする帯域制限
   フィルタと、帯域制限フィルタの出力を入力として衛星
   放送用アンテナで受信された信号を本復調装置まで伝送
   する経路で発生する反射を除去する波形等化手段と、波
   形等化手段の出力を入力として等価低域信号の位相を補
   償する位相補償手段と、波形等化手段の出力を入力とし
   て周波数補償するための周波数誤差信号を検出する周波
   数誤差検出手段を有する復調装置。
5. 【請求項５】 衛星より伝送された８相位相変調信号を
   直交検波する直交検波手段と、直交検波手段の出力であ
   る等価低域信号の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）を入
   力として等価低域信号の周波数ずれを補償する周波数補
   償手段と、周波数補償手段の出力を入力とする帯域制限
   フィルタと、帯域制限フィルタの出力を入力として衛星
   放送用アンテナで受信された信号を本復調装置まで伝送
   する経路で発生する反射を除去する波形等化手段と、波
   形等化手段の出力を入力として等価低域信号の位相を補
   償する位相補償手段と、位相補償手段の出力を入力とし
   て周波数補償するための周波数誤差信号を検出する周波
   数誤差検出手段を有する復調装置。
6. 【請求項６】 周波数補償手段における周波数誤差検出
   は遅延検波によって行われることを特徴とする請求項１
   乃至請求項５のいずれかに記載の復調装置。