CN1324868C - 采用16－元正交调幅的通信系统中的解调设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种16-元QAM(正交调幅)解调设备。第一计算器通过从正交相位分量Y_k的电平|Y_k|中减去映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，判决4个解调码元当中第三解调码元的软值Λ(s_k，2)。第二计算器通过利用第一变量α，计算Y_k+α*Z_k，来判决第四解调码元的软值Λ(s_k，3)。第三计算器通过从同相分量X_k的电平|X_k|中减去距离2a，判决第一解调码元的软值Λ(s_k，0)。第四计算器通过利用第二变量β，计算X_k+β*Z′_k，来确定第二解调码元的软值Λ(s_k，1)。

Description

采用16-元正交调幅的通信系统中的解调设备和方法

技术领域

本发明一般涉及采用多级调制的通信系统中的解调设备和方法，尤其涉及在用于采用16-元(16-ary)QAM(正交调幅)的通信系统的解调器中计算信道解码器的输入软值的设备和方法。

背景技术

在数据通信系统中，当利用16-元QAM(用于提高谱效率的典型多级调制)，调制由信道编码器编码的信号时，接收器中的解调器需要从由同相信号分量和正交相位信号分量组成的2维信号中生成与信道编码器的输出位相对应的软值(或软判决值)的映射算法，以便接收器中的信道解码器可以通过软判决解码来解码调制信号。

映射算法分为由Nokia提出的简单度量过程(simple metric procedure)和由Motorola提出的双重最小度量过程(dual minimun metric procedure)，这两种算法为输出位计算LLR(对数似然比)，并且把计算的LLR用作信道解码器的输入软判决值。

简单度量过程(一种通过把复杂LLR计算公式修改成简单近似公式而给出的映射算法)拥有简单的LLR计算公式，但是，使用近似算法引起的LLR失真导致了性能变差。双重最小度量过程(一种借助于更精确的近似公式计算LLR和把计算的LLR用作信道解码器的输入软判决值的映射算法)可以在一定程度上弥补简单度量过程的性能变差。但是，与简单度量过程相比，这个过程需要更多的计算，因此，使硬件复杂性增加了相当多。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种在用于采用16-元QAM的通信系统的解调器中，借助于接收信号，而无需获取最小距离值所需的映射表或复杂处理地简化通过双重最小度量过程计算的、信道解码器的输入软值的获取的设备和方法。

为了实现上面和其它目的，本发明提供了一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调设备，包括：第一软值判决器，用于根据如下方程，判决4个解调码元当中第一和第二解调码元的软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)，

Z′_k＝|X_k|-2α

Λ(s_k，1)＝X_k+β·Z′_k，其中，

Λ(s_k，0)＝Z′_k

其中，Λ(s_k，0)表示第一解调码元的软值，Λ(s_k，1)表示第二解调码元的软值，MSB是最高有效位或符号位，和“2a”表示映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离；和第二软值判决器，用于根据如下方程，判决4个解调码元当中第三和第四解调码元的软值Λ(s_k，2)、Λ(s_k，3)，

Z_k＝|Y_k|-2α

Λ(s_k，3)＝Y_k+α·Z_k，其中，

Λ(s_k，2)＝Z_k

其中，Λ(s_k，2)表示第三解调码元的软值，Λ(s_k，3)表示第四解调码元的软值，和“2a”表示映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离。

为了实现上面和其它目的，本发明提供了一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调设备，包括：第一计算器，用于通过从正交相位分量Y_k的电平|Y_k|中减去映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，确定4个解调码元当中第三解调码元的软值Λ(s_k，2)；第二计算器，用于通过利用由第三解调码元的软值和正交相位分量Y_k的符号位确定的第一变量α，计算Y_k+α*Z_k，来确定第四解调码元的软值Λ(s_k，3)，其中，Z_k是第三解调码元的软值；第三计算器，用于通过从同相分量X_k的电平|X_k|中减去距离2a，判决第一解调码元的软值Λ(s_k，0)；和第四计算器，用于通过利用由第一解调码元的软值和同相分量X_k的符号位确定的第二变量β，计算X_k+β*Z′_k，判决第二解调码元的软值Λ(s_k，1)，其中，Z′_k是第一解调码元的软值。

为了实现上面和其它目的，本发明提供了一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调方法，包括如下步骤：(a)通过从正交相位分量Y_k的电平|Y_k|中减去映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算4个解调码元当中第三解调码元的软值Λ(s_k，2)；(b)通过利用通过第三解调码元的软值和正交相位分量Y_k的符号位确定的第一变量α，计算Y_k+α*Z_k，来确定第四解调码元的软值Λ(s_k，3)，其中，Z_k是第三解调码元的软值；(c)通过从同相分量X_k的电平|X_k|中减去距离2a，计算第一解调码元的软值Λ(s_k，0)；和(d)通过利用通过第一解调码元的软值和同相分量X_k的符号位确定的第二变量β，计算X_k+β*Z′_k，来确定第二解调码元的软值Λ(s_k，1)，其中，Z′_k是第一解调码元的软值。

附图说明

通过结合附图，进行如下详细描述，本发明的上面和其它目的、特征和优点将更加清楚，在附图中：

图1显示了有关16-元QAM的信号星座图(constellation diagram)；

图2显示了根据本发明实施例，在采用16-元QAM的数据通信系统中确定输入到信道解码器的4个解调码元的软值的过程；

图3显示了根据本发明实施例，执行确定解调码元的软判决值的过程的方块图；和

图4显示了根据本发明实施例，在采用16-元QAM的数据通信系统中确定信道解码器的输入软值的码元解调器。

具体实施方式

下文参照附图描述本发明的优选实施例。在如下的描述中，对那些众所周知的功能或结构将不作详细描述，否则的话，本发明的重点将不突出。

本发明提供了在用于采用16-元QAM的数据通信系统的解调器中，无需映射表或复杂计算，就可以获得通过双重最小度量过程计算的，信道解码器的输入软值的方法。

下文将描述从2维接收信号中生成多维软值的算法。把二进制信道编码器的输出序列分成m个位，并且根据Gray编码规则，将其映射成M(＝2m)个信号点当中的相应信号点。这可以通过下式来表示。

方程(1)

$s_{k,m-1}{s}_{k,m-2}\·\·\·s_{k,0}\stackrel{f}{\→}{I}_k,Q_k$

在方程(1)中，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)表示二进制信道编码器的输出序列中映射成第k码元的第i位，和I_k和Q_k分别表示第k码元的同相信号分量和正交相位信号分量。对于16-元QAM，m＝4和相应的信号星座显示在图1中。如图所示，信号星座由16个信号点组成，和每个象限由4个信号点组成。每个信号点用4个码元表达。例如，在图1中，第一象限被划分成4个区域；右上区被映射成码元流“0000”，右下区被映射成码元流“0100”，左上区被映射成码元流“0001”，和左下区被映射成码元流“0101”。

由I_k分量和Q_k分量组成的、接收器中的码元解调器的复输出被定义成：

方程(2)

$R_k=X_k+j{Y}_k=g_k(I_k+j{Q}_k)+({\mathrm{\η}}_k^I+j{\mathrm{\η}}_k^Q)$

在方程(2)中，X_k和Y_k分别表示码元解调器的输出的同相信号分量和正交相位信号分量。并且，g_k是指示发送器、发送媒体和接收器的增益的复系数。另外，η_k ^I和η_k ^Q是平均值为0和散度为σ_n ²的高斯噪声，它们彼此统计独立。

与序列s_k，i(i＝0，1，…，m-1)有关的LLR可以通过方程(3)来计算，并且可以把计算的LLR用作输入到信道解码器的软值。

方程(3)

$\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K\log \frac{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=0|X_k,Y_k\}}{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=1|X_k,Y_k\}}$

i＝0，1，…，m-1

在方程(3)中，Λ(s_k，i)是软值，K是常数，和Pr{A|B}表示被定义成当发生事件B时，发生事件A的概率的条件概率。但是，由于方程(3)是非线性的，伴随着相对来说很多的计算，因此，为了实际实现它，需要能够逼近方程(3)的算法。在方程(2)中，在g_k＝1的高斯噪声信道的情况下，可以通过双重最小度量过程近似计算方程(3)如下。

方程(4)

$\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K\log \frac{\underset{z_k}{\mathrm{\Σ}}\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2{|R_k-z_k(s_{k,i}=0)|}^2\}}{\underset{z_k}{\mathrm{\Σ}}\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2{|R_k-z_k(s_{k,i}=1)|}^2\}}$

$\≈K\log \frac{\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2\min {|R_k-z_k(s_{k,i}=0)|}^2\}}{\exp \{-1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2\min {|R_k-z_k(s_{k,i}=1)|}^2\}}$

在方程(4)中， $K^{\′}=(1/{\mathrm{\σ}}_n^2)K,$ 和z_k(s_k，i＝0)和z_k(s_k，i＝1)分别表示对于s_k，i＝0和s_k，i＝1，I_k+jQ_k的实际值。为了计算方程(4)，有必要对2维接收信号R_k，通过使|R_k-z_k(s_k，i＝0)|²和|R_k-z_k(s_k，i＝1)|²达到最小来确定z_k(s_k，i＝0)和z_k(s_k，i＝1)。

可以把通过双重最小度量过程进行近似计算的方程(4)重写成如下形式：

方程(5)

$=K^{\′}(2n_{k,i}-1)[{|R_k-z_k(s_{k,i}=n_{k,i})|}^2-\min {|R_k-z_k(s_{k,i}={\stackrel{\‾}{n}}_{k,i})|}^2]$

在方程(5)中，n_k，i表示与与R_k最接近的信号点有关的逆映射序列的第i位值，和 n_k，i表示n_k，i反值(negation)。最接近信号点由R_k的同相信号分量值和正交相位信号分量值的范围决定。因此，可以把方程(5)的方括号中的第一项写成：

方程(6)

|R_k-z_k(S_k，i＝n_k，i)|²＝(X_k-U_k)²+(Y_k-V_k)²

在方程(6)中，U_k和V_k分别表示通过{n_k，m-1，…，n_k，i，…，n_k，1，n_k，0}映射的信号点的同相信号分量和正交相位信号分量。

并且，可以把方程(5)的方括号中的第二项写成：

方程(7)

min|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i)|²＝(X_k-U_k，i)²+(Y_k-V_k，i)²

在方程(7)中，U_k，i和V_k，i分别表示通过使|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i|²达到最小的z_k的逆映射序列{m_k，m-1，…，m_k，i(＝ n_k，i)，…，m_k，1，m_k，0}映射的信号点的同相信号分量和正交相位信号分量。通过方程(6)和方程(7)把方程(5)重写成方程(8)。

方程(8)

$\mathrm{\Λ}\left(s_{k,i}\right)=K^{\′}({2n}_{k,i}-1)\left[\right\{{(X_k-U_k)}^2+{(Y_k-V_k)}^2\}-\{{(X_k-U_{k,i})}^2+{(Y_k-V_{k,i})}^2\left\}\right]$

下文将描述采用16-元QAM的数据通信系统中的解调器通计算到信道解码器的输入软判决值的过程。首先，表(1)和表(2)用于从16-元QAM调制接收信号R_k的两个信号分量X_k和Y_k中计算(n_k，3，，n_k，2，n_k，1，n_k，0)、U_k和V_k。表1显示了接收信号R_k的正交相位信号分量Y_k出现在与图1的水平轴平行的4个区域的每一个中的情况的{n_k，3，n_k，2}和V_k。为了方便起见，从表1中省略了3个边界值，即，在Y_k＝-2a，Y_k＝0和Y_k＝2a上的所得值。表2显示了接收信号R_k的同相信号分量X_k出现在与图1的垂直轴平行的4个区域的每一个中的情况的{n_k，1，n_k，0}和U_k。为了方便起见，从表2中省略了3个边界值，即，在X_k＝-2a，X_k＝0和X_k＝2a上的所得值

表1

Yk的条件	{nk，3，nk，2}	Vk
			Yk＞2a	{0，0}	3a
0＜Yk＜2a	{0，1}	a
			-2a＜Yk＜0	{1，1}	-a
Yk＜-2a	{1，0}	-3a

表2

Xk的条件	{nk，3，nk，0}	Uk
			Xk＞2a	{0，0)	3a
0＜Xk＜2a	{0，1)	a
			-2a＜Xk＜0	{1，1)	-a
Xk＜-2a	{1，0)	-3a

表3显示了使就函数{n_k，3，n_k，2，n_k，1，n_k，0}而言，对于i(i∈{0，1，2，3})计算的|R_k-z_k(s_k，i＝ n_k，i)|²达到最小的序列{m_k，3，m_k，2，m_k，1，m_k，0}，并且还显示了相应z_k的同时和正交相位信号分量U_k，i和V_k，i。

表3

i	{mk，3，mk，2，mk，1，mk，0}	Vk，i	Uk，i
				3	{ nk，3，1，nk，1，nk，0}	Vk，3	Uk
2	{nk，3， nk，2，nk，1，nk，0}	Vk，2	Uk
				1	{nk，3，nk，2， nk，1，1}	Vk	Uk，1
0	{nk，3，nk，2，nk，1， nk，0}	Vk	Uk，0

表4和表5显示了对于{n_k，3，n_k，2}和{n_k，1，n_k，0}的所有组合，与在表3中计算的{m_k，3，m_k，2}和{m_k，1，m_k，0}相对应的V_k，i和U_k，i。

表4

{nk，3，nk，2}	Vk，3	Vk，2
			{0，0}	-a	a
{0，1}	-a	3a
			{1，1}	a	-3a
{1，0}	a	-a

表5

{nk，1，nk，0}	Uk，1	Uk，0
			{0，0}	-a	a
{0，1}	-a	3a
			{1，1}	a	-3a
{1，0}	a	-a

表4显示了以K′×4a的比率，按比例缩小把表4和表5的V_k，i和U_k，i代入方程(8)中获得的信道解码器的软值给出的结果，也就是说，当采用接收信号R_k时，可以通过表6和表7把满足相对条件的LLR输出成输入软值。如果用在该系统中的信道解码器不是max-logMAP(最大对数后验(logarithmicmaximum a posteriori)解码器，那么，必须加入与成比例缩小比成反比地成比例放大表6和表7的LLR的过程。

表6

Yk的条件	Λ(sk，3)	Λ(sk，2)
			Yk＞2a	2Yk-2a	Yk-2a
0＜Yk＜2a	Yk	Yk-2a
			-2a＜Yk＜0	Yk	-Yk-2a
Yk＜-2a	2Yk+2a	-Yk-2a

表7

Xk的条件	Λ(sk，1)	Λ(sk，0)
			Xk＞2a	2Xk-2a	Xk-2a
0＜Xk＜2a	Xk	Xk-2a
			-2a＜Xk＜0	Xk	-Xk-2a
Xk＜-2a	2Xk+2a	-Xk-2a

但是，当利用表6或表7的映射表输出信道解码器的输入软值时，解调器将不利于进行确定接收信号的条件的运算，和需要根据相应条件存储输出内容的存储器。这样的缺点可以通过利用含有简单条件判决运算的公式来取代映射表来计算到信道解码器的输入软值加以克服。

为此，显示在表6和表7中的条件判决公式可以表达成表8和表9。在表8中Z_k＝|Y_k|-2a，和在表9中Z′_k＝|X_k|-2a。在表8和表9中，甚至从表6和表7中省略掉的、在3个边界值上的软值也被考虑进来。

表8

Yk的条件	Zk的条件	Λ(sk，3)	Λ(sk，2)
				Yk≥0	Zk≥0	Yk+(Yk-2a)	Yk-2a
Zk＜0	Yk	Yk-2a
			Yk＜0		Zk≥0	Yk-(-Yk-2a)	-Yk-2a
Zk＜0	Yk	-Yk-2a

表9

Xk的条件	Z′k的条件	Λ(sk，1)	Λ(sk，0)
				Xk≥0	Z′k≥0	Xk+(Xk-2a)	Xk-2a
Z′k＜0	Xk	Xk-2a
			Xk＜0		Z′k≥0	Xk-(-Xk-2a)	-Xk-2a
Z′k＜0	Xk	-Xk-2a

在硬件实现方面，在X_k、Y_k、Z_k和Z′_k的符号可以通过它们的符号位来表示的条件下，可以把表8和表9简化成表10和表11。在表10和表11中，MSB(x)表示给定值x的MSB。

表10

MSB(Yk)	MSB(Zk)	Λ(sk，3)	Λ(sk，2)
				0	0	Yk+Zk	Zk
1	Yk	Zk
			1		0	Yk-Zk	Zk
1	Yk	Zk

表11

MSB(Xk)	MSB(Z′k)	Λ(sk，1)	Λ(sk，0)
				0	0	Xk+Z′k	Z′k
1	Xk	Z′k
			1		0	Xk-Z′k	Z′k
1	Xk	Z′k

根据表10，将i＝3和i＝2的软值Λ(s_k，3)和Λ(s_k，2)表达成：

方程(9)

Λ(s_k，3)＝Y_k+α·Z_k，其中，

Λ(s_k，2)＝Z_k

根据表11，将i＝1和i＝0的软值Λ(s_k，1)和Λ(s_k，0)表达成：

方程(11)

Λ(s_k，1)＝X_k+β·Z′_k，其中，

Λ(s_k，0)＝Z′_k

也就是说，在采用16-元QAM的数据通信系统中，通过方程(9)和方程(10)的简单条件公式，利用方程(4)的双重最小度量过程，可以对一个接收信号实际计算出作为解调器的输出和信道解码器的输入的4个软值。这个过程显示在图2中。

图2显示了根据本发明实施例，在采用16-元QAM的数据通信系统中确定输入到信道解码器的4个解调码元的软值的过程。在图2中，通过双重最小度量过程确定软值的过程可以分为通过分析正交相位信号和值“a”来判决α，以及通过分析同相信号和值“a”来判决β的第一步骤，和输出通过在第一步骤中判决的α和β值确定的软值的第二步骤。如下所述的运算可以由例如接收器的码元解调器来进行。

参照图2，在步骤201中，码元解调器利用由同相分量X_k和正交相位分量Y_k组成的2维接收信号R_k和映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算Z_k＝|Y_k|-2a。这里，Z_k、Y_k、X_k和“a”都是实数。码元解调器在步骤203中确定通过上面公式计算的所得值是否是正数。例如，Z_k、Y_k、X_k和“a”用包括符号位的数字值来表达。因此，在步骤203中，码元解调器确定所得值的MSB(或符号位)是否是“0”。如果MSB是“0”，即，所得值是正数，那么，码元解调器转到步骤205。否则，码元解调器转到步骤209，在步骤209中，它把变量α设置成“0”。在步骤205中，码元解调器确定正交相位分量Y_k是否是正数，即确定Y_k的MSB是否是“0”。如果Y_k是正数，那么，在步骤208中，码元解调器把变量α设置成“1”。否则，在步骤207中，码元解调器把变量α设置成“-1”。此后，在步骤210中，，码元解调器利用Y_k+α*Z_k，判决与接收信号R_k相对应的解调码元当中的第四解调码元s_k，3，和利用Z_k判决第三解调码元s_k，2，从而判决到信道解码器的输入软值。

到此为止，已经描述了利用正交相位分量，为第四和第三解调码元判决软值的过程。接着，下文详细描述利用同相分量，为第二和第一解调码元判决软值的过程。

在步骤211中，码元解调器利用由同相分量X_k和正交相位分量Y_k组成的2维接收信号R_k和映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算Z′_k＝|X_k|-2a。码元解调器在步骤213中，确定通过上面公式计算的所得值是否是正数，即，确定所得值的MSB(或符号位)是否是“0”。如果所得值是正数，那么，码元解调器转到步骤215。否则，码元解调器转到步骤219，在步骤219中，它把变量β设置成“0”。在步骤215中，码元解调器确定同相分量X_k是否是正数，即确定X_k的MSB是否是“0”。如果X_k是正数，那么，在步骤218中，码元解调器把变量β设置成“1”。否则，在步骤217中，码元解调器把变量β设置成“-1”。此后，在步骤220中，码元解调器利用X_k+β*Z′_k，判决与接收信号R_k相对应的解调码元当中的第二解调码元s_k，1，和利用Z′_k判决第一解调码元s_k，0，从而判决信道解码器的输入软值。判决第四和第三解调码元的过程和判决第二和第一解调码元的过程可以依次进行，也可以同时进行。把解调码元的判决软值提供给信道解码器。

图3显示了根据本发明实施例，执行判决解调码元的软值的过程的功能块。参照图3，正交相位信号分析器301根据给定规则，利用接收信号R_k的正交相位分量Y_k和映射表的同一轴上的两个解调码元之间距离2a，计算变量α。如上所述，变量α是根据Z_k(＝|Y_k|-2a)的符号和正交相位分量Y_k的符号计算出来的。第二软值输出单元302利用来自正交相位信号分析器301的变量α、正交相位分量Y_k和距离2a，计算方程(9)，并且输出第四和第三解调码元的软值。

同相信号分析器303根据给定规则，利用接收信号R_k的同相分量X_k和映射表的同一轴上的两个解调码元之间距离2a，计算变量β。如上所述，变量β是根据Z′_k(＝|X_k|-2a)的符号和同相分量X_k的符号计算出来的。第一软值输出单元304利用来自同相信号分析器303的变量β、同相成X_k和距离2a，计算方程(10)，并且输出第二和第一解调码元的软值。

图4显示了根据本发明实施例，在采用16-元QAM的数字通信系统中判决信道解码器的输入软值的码元解调器，其中，码元解调器通过基于方程(9)和方程(10)的硬件来实现。在如下的描述中，接收信号R_k、同相分量X_k、正交相位分量Y_k、变量Z_k、变量Z′_k、参数α、参数β和“a”都是含有包括符号位的数字值的实数

参照图4，第一计算器401利用接收信号R_k的正交相位分量Y_k和映射表的同一轴上的两个解调码元之间距离2a，计算Z_k(＝|Y_k|-2a)，并且输出Z_k。乘法器402将来自第一计算器401的Z_k乘以“-1”，从而使Z_k的符号相反。第一MSB提取器403提取正交相位分量Y_k的MSB，并且把它提供给第一选择器405，和第二MSB提取器404提取来自第一计算器401的Z_k的MSB，并且把它提供给第二选择器406。第一选择器405接收来自第一计算器401的Z_k和来自第一乘法器402的“-Z_k”，并且根据来自第一MSB提取器403的选择信号，选择两个输入值之一。第二选择器406接收第一选择器405的输出和位“0”，并且根据来自第二MSB提取器404的选择信号，选择两个输入值之一。第一加法器407相加第二选择器406的输出和正交相位分量Y_k，输出第四解调码元的软值。并且，把第一计算器401计算的Z_k值判决为第四解调码元的软值。

第二计算器411利用接收信号R_k的同相分量X_k和映射表的同一轴上的两个解调码元之间距离2a，计算Z′_k(＝|Y_k|-2a)，并且输出Z′_k。乘法器412将来自第二计算器411的Z′_k乘以“-1”，从而使Z′_k的符号相反。第三MSB提取器413提取同相分量X_k的MSB，并且把它提供给第三选择器415，和第四MSB提取器414提取来自第二计算器411的Z′_k的MSB，并且把它提供给第四选择器416。第三选择器415接收来自第二计算器411的Z′_k和来自第二乘法器412的“-Z′_k”，并且根据来自第三MSB提取器413的选择信号，选择两个输入值之一。第四选择器416接收第三选择器415的输出和“0”，并且根据来自第四MSB提取器414的选择信号，选择两个输入值之一。第二加法器417相加第四选择器416的输出和同相分量X_k，输出第二解调码元的软值。并且，把第二计算器411计算的Z′_k值判决为第一解调码元的软值。

现在，在性能方面对传统软值判决和新软值判决作一比较。

在通过方程(4)实现利用双重最小度量过程的软值计算器的情况下，传统软值判决方法预计数10次的求平方运算和比较运算，而图4的新码元解调器由4个加法器、2个乘法器和4个多路复用器组成，这非常有助于缩短和降低解调器的运算时间和复杂性。下表12显示了对于i∈{0，1，2，3}，就运算类型和运算次数方面，在方程(4)和方程(9)到(10)之间所作的比较。

表12

方程(4)

方程(9)到(10)

运算	运算次数	运算	运算次数
				相加	3×16+4＝52	相加	4
求平方	2×16＝32	相乘	2
				比较	7×2×4＝56	多路复用	4

总而言之，本发明从方程(6)到方程(8)和表1到表5的过程中推导出了表6到表11，以便缩短和降低当利用16-元QAM实际实现方程(4)-已知双重最小度量过程，或通过简单双重最小度量过程获得的方程(5)时，可能出现的时间延迟和复杂性。并且，本发明还提供了方程(9)和方程(10)-用于在16-元QAM中实现双重最小度量过程的新公式。另外，本发明提供了根据方程(9)和方程(10)实现的硬件设备。

如上所述，在利用双重最小度量过程导出作为信道解码器的输入所需的软值(或软判决值)的过程中，用于数据通信系统的新16-元QAM解调器在获得与使用存有公式时获得的结果相同的结果的同时，可以进行更简单、迅速的运算。通过硬件实现的软值计算器显著地缩短和降低了解调器的运算时间和复杂性。

虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (9)

1.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调设备，包括：

第一软值判决器，用于根据如下方程，判决4个解调码元当中第一和第二解调码元的软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)，

Z′_k＝|X_k|-2α

Λ(s_k，1)＝X_k+β·Z′_k，其中，

Λ(s_k，0)＝Z′_k

其中，Λ(s_k，0)表示第一解调码元的软值，Λ(s_k，1)表示第二解调码元的软值，MSB是最高有效位或符号位，和“2a”表示映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离；和

第二软值判决器，用于根据如下方程，判决4个解调码元当中第三和第四解调码元的软值Λ(s_k，2)、Λ(s_k，3)，

Z_k＝|Y_k|-2α

Λ(s_k，3)＝Y_k+α·Z_k，其中，

Λ(s_k，2)＝Z_k

其中，Λ(s_k，2)表示第三解调码元的软值，Λ(s_k，3)表示第四解调码元的软值，和“2a”表示映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离。

2.根据权利要求1所述的16-元QAM解调设备，其中，第一软值判决器包括：

第一计算器，用于利用同相分量X_k和映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算Z′_k＝|X_k|-2a，和输出Z′_k作为第一解调码元的软值；

第一选择器，用于接收来自第一计算器的Z′_k和Z′_k的反信号，和根据同相分量X_k的符号位，选择两个输入之一；

第二选择器，用于接收第一选择器的输出和信号“0”，和根据Z′_k的符号位，选择两个输入之一；和

第一加法器，用于将第二选择器的输出和同相分量X_k相加，和输出第二解调码元的软值。

3.根据权利要求1所述的16-元QAM解调设备，其中，第二软值判决器包括：

第二计算器，用于利用正交相位分量Y_k和映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算Z_k＝|Y_k|-2a，和输出Z_k，作为第三解调码元的软值；

第三选择器，用于接收来自第二计算器的Z_k和Z_k的反信号，和根据正交相位分量Y_k的符号位，选择两个输入之一；

第四选择器，用于接收第三选择器的输出和信号“0”，和根据Z_k的符号位，选择两个输入之一；和

第二加法器，用于将第四选择器的输出和同相分量Y_k相加，和输出第四解调码元的软值。

4.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调设备，包括：

第一计算器，用于通过从正交相位分量Y_k的电平|Y_k|中减去映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，确定4个解调码元当中第三解调码元的软值Λ(s_k，2)；

第二计算器，用于通过利用由第三解调码元的软值和正交相位分量Y_k的符号位确定的第一变量α，计算Y_k+α*Z_k，来确定第四解调码元的软值Λ(s_k，3)，其中，Z_k是第三解调码元的软值；

第三计算器，用于通过从同相分量X_k的电平|X_k|中减去距离2a，判决第一解调码元的软值Λ(s_k，0)；和

第四计算器，用于通过利用由第一解调码元的软值和同相分量X_k的符号位确定的第二变量β，计算X_k+β*Z′_k，判决第二解调码元的软值Λ(s_k，1)，其中，Z′_k是第一解调码元的软值。

5.根据权利要求4所述的16-元QAM解调设备，其中，如果第三解调码元的软值Z_k是负值，则第二计算器把第一变量α设置成“0”，如果Z_k是正值和正交相位分量Y_k是负值，则把第一变量α设置成“-1”，和如果Z_k是正值和正交相位分量Y_k也是正值，则把第一变量α设置成“1”。

6.根据权利要求4所述的16-元QAM解调设备，其中，如果第一解调码元的软值Z′_k是负值，则第四计算器把第二变量β设置成“0”，如果Z′_k是正值和同相分量X_k是负值，则把第二变量β设置成“-1”，和如果Z′_k是正值和同交位分量X_k也是正值，则把第二变量β设置成“1”。

7.一种接收由第k正交相位分量Y_k和第k同相分量X_k组成的输入信号R_k(X_k，Y_k)，和通过软判决装置为输入信号R_k(X_k，Y_k)生成软值Λ(s_k，0)、Λ(s_k，1)、Λ(s_k，2)和Λ(s_k，3)的16-元QAM解调方法，包括如下步骤：

(a)通过从正交相位分量Y_k的电平|Y_k|中减去映射表的同一轴上两个解调码元之间的距离2a，计算4个解调码元当中第三解调码元的软值Λ(s_k，2)；

(b)通过利用通过第三解调码元的软值和正交相位分量Y_k的符号位确定的第一变量α，计算Y_k+α*Z_k，来确定第四解调码元的软值Λ(s_k，3)，其中，Z_k是第三解调码元的软值；

(c)通过从同相分量X_k的电平|X_k|中减去距离2a，计算第一解调码元的软值Λ(s_k，0)；和

(d)通过利用通过第一解调码元的软值和同相分量X_k的符号位确定的第二变量β，计算X_k+β*Z′_k，来确定第二解调码元的软值Λ(s_k，1)，其中，Z′_k是第一解调码元的软值。

8.根据权利要求7所述的16-元QAM解调方法，其中，步骤(b)包括如下步骤：

如果第三解调码元的软值Z_k是负值，把第一变量α设置成“0”；

如果Z_k是正值和正交相位分量Y_k是负值，把第一变量α设置成“-1”；和

如果Z_k是正值和正交相位分量Y_k也是正值，把第一变量α设置成“1”。

9.根据权利要求7所述的16-元QAM解调方法，其中，步骤(d)包括如下步骤：

如果第一解调码元的软值Z′_k是负值，把第二变量β设置成“0”；

如果Z′_k是正值和同相分量X_k是负值，把第二变量β设置成“-1”；和

如果Z′_k是正值和同交位分量X_k也是正值，把第二变量β设置成“1”。

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