CN1445932A - 直接转换接收机用的前馈直流偏置消除器 - Google Patents

直接转换接收机用的前馈直流偏置消除器 Download PDF

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Abstract

一种前馈直流偏置消除器，用于直接转换接收机(DCR)体系的无线系统，其中，根据混频器输出端的下变频信号，估算直流偏置，并在信号加至模拟基带部分之前消除偏置。一个线性数字滤波器估计和跟踪直流偏置，在模拟基带输入之前，从下变频信号中减去直流偏置。根据不同环境和标准要求，滤波器的响应可通过它的系数来调整。尽管根据要求可使用高阶滤波器，但最好使用一阶递归滤波器，因为它的优点是简单而有效的结构。

Description

直接转换接收机用的前馈直流偏置消除器
技术领域
本发明涉及前馈偏置结构(与反馈结构相比较)，其用于消除直接转换接收机(DCR)中的下变频RF信号的直流偏置。
背景技术
为了说明本发明的背景和/或技术水平，下列四篇参考文件在总体上被一并参考：B.Razavi，“Design Consideration for Direct-ConversionReceivers”(“直接转换接收机的设计考虑”)，IEEE Transactins on Circuitsand Systems，Vol.44.No.6，June1997(本文中为“参考文献1”)；W.Namgoong，“Direct-Coversion RF Receiver Design”(“直接转换RF接收机设计”)，IEEE Transactions on Communications，Vol，49，No.3，March2001(本文中为“参考文献2”)；A.Abidi，“Direct-Conversion RadioTransceivers for Digital Communications”(“数字通信用的直接转换无线电收发机”)，IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol，30，No.12，December1995(本文中为“参考文献3”)；和U.S.Patent No.6,317,064，Ferrer等人，“DC offset correction adaptable to multiple requirements”(“可适应多种要求的DC偏置校正”)，published November 13，2001(本文中为“参考文献4”)。
无线系统已变成现代生活必不可少的部分。诸如蜂窝式电话，无线LANs(局域网)等系统在全世界非常普遍，这些技术的渗透速度也非常快地增长着。从高要求和市场竞争的观点看来，侧重点在于新系统应具有小尺寸，低功耗，低成本，当然还有高带宽和质量服务的优点。
使无线设备费用少、体积小、功率低的障碍之一是模拟前端的集成化困难。外差式接收机是无线系统前端最普遍的体系结构。它有良好的选择性和性能，但它是芯片外的体积较大的部件，以目前的技术还不能集成化。
另一种解决途径是直接转换接收机(DCR)，它的体系结构简单，并可能有完全集成化的前端，成本低，尺寸小，功耗也低。这些特点对下一代无线手机和软件定义无线电(SDR)系统特别有吸引力。
但是，DCR有一些严重的问题，如直流偏置，1/f噪声，I/Q失配和偶次失真等。I/Q失配和偶次失真通过良好的电路设计技术可以忽略不计，但直流偏置和1/f噪声一般是更为严重而复杂的问题，在DCR的商品实现上，直流偏置被认为是最复杂的问题，强直流偏置使基带放大器处于非线性工作方式，并使理想放大器的模拟数字转换器(ADCs)饱和(例如参考文献1)。
一个甚低频和相当高的偏置电压可出现在DCR的混频器输出端。这个偏置电压在幅度上是信号强度的50-100倍，并且使误码率显著恶化，如果不消除它的话。除非在基带放大器之前，在模拟域取样之前，消除这种有害的偏置，否则，偏置会使放大器饱和，引起破坏性的非线性失真。在理想放大器的情况下，需要很大动态范围的ADC(模数转换器)，以便从直流偏置中把信号解析出来(例如参考文献1和2)。
图1A表示一个常规DCR，其中，直流偏置消除电路20在可变增益放大器(VGA)7之前，在模拟域从下变频信号中消除直流偏置。
在DCR中引起直流偏置，有不同的来源。本机振荡器(LO)4的信号泄漏至射频(RF)端口，混频器3将泄漏的信号向下变频至基带，也就是零中频(IF)。LO信号也从天线1泄漏并反射外部目标，自行下变频为直流。这些自混频引入极大的直流偏置，因为LO信号一般比RF信号强很多。除此以外，强干扰可泄漏至混频器的LO端口，并被转变为零IF。直流偏置的大小难以确定，因为它的幅度随接收机的位置，方向和时间而变。所以，除了直流偏置估计以外，接收机中应该有一种跟踪方法，跟随偏置的变化(例如参考文献2和3)。
一种简单的而直载了当的消除直流偏置的方法是交流耦合，如图1B中所示的。这个方法适用而成本便宜，那里的信号频谱没有多少直流能量，交流耦合也不降低系统性能。寻呼电话接收机是这种情况的范例。因此，对于码分多址(CDMA)系统特别是宽带CDMA，频谱中的一些恶化是能承担的，交流耦合是一种可行的解决办法。但是，对CDMA来说，半功率点频率必须在几KHz范围内，要求芯片外的大电容器，慢的响应时间，这是不希望的。在制造复杂无线系统的完全集成化前端时，这些缺点是不希望存在的。
另一消除直流偏置的途径是采用数字技术而不用模拟技术。直流偏置消除的数字方法，多数是用基于反馈的平均和减法技术。他们在整个模拟基带部分的后面，通过数字信号的平均来估计偏置噪声。然后，反馈所估计的直流偏置值，并通过加法器11，从混频器输出的下变频信号中将它减去。
这种技术的一个例子表示于图2。信号在ADC 9之后但在数字基带接收机之前被取样，取样信号由直流偏置消除电路30进行数字化处理，直流偏置消除电路30包含平均电路31，存储器32，和数模转换器(DAC)33。直流偏置消除电路30估计偏置噪声，然后，在加法器11中从下变频信号中减去这个噪声。
已提出用不同方法估计直流偏置，但这些方法差不多都共有一些缺点，例如(1)由于它们的反馈结构，造成响应速度慢，(2)由于在检测时间内偏置噪声经过整个模拟基带部分，引起ADC和基带放大器饱和，(3)需要高分辨力的ADCs，(4)高度复杂性和计算效率低，(5)直流偏置跟踪方法低效。
发明内容
为克服现有技术的这些缺点，提出一种新的前馈直流偏置结构的方法。新的消除器包括一个前馈结构，其中，直流偏置(包括偏置噪声)从下变频信号中估计，并在将信号送至模拟基带部分以前消除直流偏置。直流偏置不用反馈来消除。
根据本发明的一个实施例，直接转换接收机包括：直流偏置跟踪单元、减法电路和模拟基带电路。直流偏置跟踪单元对下变频信号取样，并根据取样信号的直流偏置，输出直流偏置信号。直流偏置跟踪单元包括线性数字滤波器，对取样的下变频信号的直流偏置进行估计和跟踪。在下变频信号被直流偏置跟踪单元取样之后，减法电路接收下变频信号，并从所接收的下变频信号中减去直流偏置信号。模拟基带电路包括可变增益放大器，并在直流偏置已被减去之后接收下变频信号。
较好的是，线性数字滤波器是一阶递归滤波器，具有传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1k是一阶递归滤波器的环路增益。
直接转换接收机进一步包括：混频器、模数转换器、低通滤波器和数字基带接收机。混频器接收RF信号，将它下变频为零IF，并输出下变频信号。在直流偏置被减法电路减去和信号增益被模拟基带电路调整之后，模数转换器接收下变频信号，并将下变频信号从模拟转换为数字，然后由数字基带接收机处理。在下变频信号被混频器输出之后但在信号被所述模数转换器转换为数字之前，低通滤波器对下变频信号进行滤波。
直流偏置跟踪单元进一步包括ADC和DAC。ADC对下变频信号进行取样，DAC输出直流偏置信号，而线性数字滤波器则被连接在数字域中的ADC和DAC之间。可数字编程的直流电压源能用来代替DAC。
直流偏置跟踪单元进一步包括连接在所述线性数字滤波器和DAC之间的取样速率转换器。
DCR进一步包括抗混叠滤波器，它在信号被输入于直流偏置跟踪单元的ADC之前对取样信号滤波。
本发明进一步包括从信号中消除直流偏置的方法。一个示范实施例包括：对信号进行监控；通过施加一个线性滤波函数，在被监控的信号中检测直流偏置；和从一个点上的信号中减去被检测的直流偏置，在所述这个点之后信号曾被监控。
优选的方法包括使用一阶递归函数作为线性滤波函数，一阶递归函数具有传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1k是一阶递归滤波器的环路增益。
本发明进一步包括操作直接转换接收机的方法。一个示范实施例包括：接收RF信号；通过RF信号与来自本机振荡器的信号的混合，将RF信号下变频为零IF；在下变频信号中消除直流偏置；在直流偏置被消除之后，调整下变频信号的增益；将增益调整的信号从模拟转换为数字；对下变频信号进行低通滤器；和对数字变频信号进行处理。在下变频信号中消除直流偏置包括：对下变频信号进行监控；通过施加一个线性滤波函数，在被监控的信号中检测直流偏置；和从直接转换接收机的一个点上的信号中减去被检测的直流偏置，在所述这个点之后信号曾被监控。在RF信号被下变频之后但在增益调整的信号从模拟转换为数字之前进行低通滤波。
较好的是，线性滤波函数是一阶递归函数，具有下列传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1k是一阶递归滤波器的环路增益。
检测直流偏置进一步包括：在施加线性滤波函数之前，将被监控的信号从模拟转换为数字，并将线性滤波函数检测到直流偏置从数字转换为模拟。
方法进一步包括：在检测直流偏置之前，对被监控的信号进行抗混叠滤波。
将直流偏置从数字转换为模拟包括：调整数字取样速率。
这些结构和方法复杂程度很低，计算效率和精确度好，非常适合于制造基于DCR的低成本，小尺寸和低功耗的集成RF接收机。
前馈设计有许多超过常规设计的优点，例如快速响应时间，对模拟基带部分的要求更少，对所希望的信号进行数字化，不需要高分辨力A/D转换器，在某些无线标准中涉及的低频谱失真可以忽略不计，很好的跟踪能力，易于构成不同的操作状态，对多方式/多标准的适应性，不需要用来存储取样信号的存储单元，和计算上有效率并且不复杂，因为能在低取样速率和低分辨力的情况下操作。
附图说明
图1A表示使用直流偏置消除电路在模拟域消除直流偏置的常规DCR体系结构；
图1B表示一种常规DCR体系结构，其中，直流偏置消除电路使用交流耦合以消除直流偏置；
图2表示使用基于反馈的数字平均和减法技术以消除直流偏置的常规DCR体系结构；
图3表示使用前馈直流偏置消除器以消除直流偏置的本发明实施例的DCR体系结构；
图4是前馈直流偏置消除器的方块图；
图5A是直流偏置估计和在前馈直流偏置消除器中跟踪用的线性数字滤波器的方块图；
图5B是直流偏置估计和在前馈直流偏置消除器中跟踪单元用的一阶递归滤波器的方块图；
图6A表示图5B的一阶递归滤波器的零一极点轨迹，环路增益为0.9；
图6B表示图5B的一阶递归滤波器的脉冲响应，环路增益为0.9；
图7A表示图5B的一阶递归滤波器的零一极点轨迹，环路增益为0.99；
图7B表示图5B的一阶递归滤波器的脉冲响应，环路增益为0.99；
图8A表示用来估算前馈直流偏置消除器的功能度的第一测试信号，那里的下变频信号有直流偏置和微弱交流分量；
图8B表示图8A中所示第一测试信号，其电压标度被调整，以放大下变频信号；
图9A表示当第一测试信号馈入前馈直流偏置消除器时，直流偏置消除单元的输出，环路增益为0.99；
图9B表示加上图9A中所示直流偏置消除单元的输出时，在模拟基带部分输入端的被校正的信号；
图10A表示用来估算前馈直流偏置消除器的功能度的第二测试信号，那里的下变频信号的直流偏置比第一测试信号的强；
图10B表示图10A中所示第二测试信号，其电压标度被调整，以放大下变频信号；
图11A表示当第二测试信号馈入前馈直流偏置消除器时，环路增益为0.99时的直流偏置消除单元的输出；
图11B表示加上图11A中所示直流偏置消除单元的输出时，在模拟基带部分输入端的被校正的信号；
图12A表示当第二测试信号馈入前馈直流偏置消除器时，环路增益为0.9时的直流偏置消除单元的输出；
图12B表示加上图12A中所示直流偏置消除单元的输出时，在模拟基带部分输入端的被校正的信号；
图13表示本发明另一个实施例的DCR体系结构；
图14表示本发明又一个实施例的DCR体系结构；
图15表示本发明再一个实施例的DCR体系结构；
图16是一个前馈直流偏置消除器的方块图，其中，用可数字编程的直流电压源代替DAC；
图17表示一个可替换的直流偏置跟踪单元，用于各个不同的实施例，它可选择地包括抗混叠滤波器和取样速率转换电路。
在这些图中，DCR的普通元件特性用参考号码1-10表示。这些部件包括：天线1，低噪声放大器(LNA)2，混频器3，本机振荡器(LO)4，低通滤波器8，模数转换器(ADC)9，和数字基带接收机10。因为这些普通的DCR部件的功能和目的在技术上很明确，所以为简洁起见，对这些部件的详细讨论已省略。
另外，在DCR中常常用到差分信令。在这些图中，用代表差分信号的一对信号线表示，因此，一对中的一条线与另一条线有180°的相位差。但在几张图中为简单起见，差分信号用单一信号线表示。
差分信令或非差分信令的使用，是基于本文以外的考虑的设计选择。这些图上选用了差分信令仅仅是作为例子，图中所说明的设计同样适用于非差分电路。
具体实施方式
图3表示使用第一实施例的前馈直流偏置消除器的DCR方块图。下变频信号(其传送被强直流偏置恶化的微弱信号)经过前馈结构并在进入模拟基带部分之前被校正。
前馈直流偏置消除器包括模数转换器42，直流偏置估计和跟踪部44，和数模转换器(DAC)46。下变频信号通过低分辨力的ADC 42而被监控，信号样本被馈送至直流偏置估计和跟踪部44。直流偏置估计和跟踪是偏置消除方法的核心，重要的是，为快速和有效地完成这一任务，最好使用简单和不复杂的方法。在估计之后，直流偏置被转换为模拟信号，并在模拟基带部分的输入端从下变频信号中减去。
不同的技术可用于估计和跟踪直流偏置。线性数字滤波器，例如无限脉冲响应(IIR)滤波器或者有限脉冲响应(FIR)滤波器，是估计下变频信号的直流偏置的一种快速有效的方法。
因此，在示范性实施例中，直流偏置估计和跟踪部44包括一个线性数字滤波器。滤波器系数取决于操作方式，可以是固定的或者自适应地调整的。下面的等式表示N阶线性数字滤波器的传递函数，系数aN和bN中的至少一个不等于零： y [ n ] - Σ l = 1 N a 1 y [ n - 1 ] = Σ l = 0 N b 1 x [ n - l ] H ( z ) = Σ l = 0 N b 1 z - 1 1 - Σ l = 1 N a 1 z - 1
根据定义，对于FIR滤波器a1＝0，1＝1，…，N，而对IIR，至少一个a1不是零，l＝1，…，N。
这样的滤波器在图5A中说明，它表示N阶线性滤波器的一般方块图。
虽然根据要求可以使用高阶滤波器，但是，最好使用一阶递归滤波器，如使用图5B所说明的，因为，它的优点是具有非常简单而有效的结构。
一阶递归滤波器在原点有一个零点，在实轴和单位圆内，在z＝k处有一个极点。依赖于环路增益(k)，极点的位置在实轴上变化。只要环路增益是实数且小于1，极点就在单位圆内并且系统是稳定的。下面的等式表示一阶递归滤波器的传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1
参数k是一个关键系数，它决定滤波器的响应时间。图6A表示一阶滤波器k＝0.9时的零一极轨迹，图6B表示其脉冲响应。可以看出，在15个样本以后，脉冲响应近于稳定。就GSM系统来说，直流偏置估计应在400μs之内稳定下来(参考文献4)，这相当于取样速率低于40KHz，对于目前可利用的ADC而言是低速。
图7A表示一阶滤波器k＝0.99时的零一极点轨迹，图7B表示其脉冲响应。这种情况下的稳定时间长得多，大约400个样本。对于同样的稳定时间要求，取样速率增加至1MHz，这仍然不算很高。
可变的稳定时间是这种滤波器的一个重要特征，因此，根据直流偏置的变化和要求的稳定时间，环路增益能设置得满足不同环境和不同标准下的系统要求。较高的环路增益(例如k＝0.99)增加稳定时间和偏置估计精确度，而较低的值(例如k＝0.9)则减少稳定时间。
这种结构的主要优点之一是对直流偏置变化的适应性。在DCR中，直流偏置以低频波动(与所希望的信号相比)能跟踪这种波动是重要的。所披露的滤波器有跟踪直流偏置这种变化的能力。
应当注意，递归直流偏置跟踪方法也能用在反馈结构中，并且仍比其他平均技术优越，平均技术更为复杂，且需要更多的计算容量和存储器。
低分辨力ADC能用在直流偏置跟踪单元40中，因为不需要解析弱接收信号。所必需的只是估计偏置值，所以可适当选用廉价的低分辨力的ADC。例如，在GSM系统中，偏置应该稳定在30mv以下。假定是3V电源电压，8位ADC有11mv的分辨力，对这一目的是很足够了。
与其他公开的方法相比，滤波器也不需要用存储单元来存储信号样本，所以它是更便宜和更不复杂的。
为估计前馈直流偏置消除方法的功能度，包括微弱交流分量和微弱直流偏置的测试信号，被施加至直流偏置跟踪单元40的输入端。图8A和8B表示的是测试信号，那里的下变频信号有0.2V的直流值。在环路增益为0.99时，如图9A，图9B表示的是在直流偏置跟踪单元的输出被从测试信号中减去之后的被校正过的信号。施加带有较强直流偏置(图10A-B)的测试信号的结果，表示在图11A-B和图12A-B，环路增益分别为0.99和0.9。
模拟结果证明本发明的良好性能和增强性，而且响应时间能按照系统要求自适应地被调整。再有，如在图9A，10A和11A中看到的，建立时间是起动的时间，在初始估计之后，直流偏置估计和跟踪部44锁定直流偏置值，并继续跟踪它。
DCR部件的确切顺序不是最重要的，只要是在模拟基带部分消除直流偏置。例如，在图3中，前馈直流偏置消除器被加在模拟基带部分的自动增益控制(AGC)电路(即可变增益放大器7)的输入端，而AGC的输出则被加至低通滤波器8。但是如图13中所示，低通滤波可以在直流偏置被消除之前进行。同样地，如图14中所示，低通滤波可以在直流偏置被消除之后进行，或者如图15中所示，低通滤波可以在直流偏置消除之前和之后两处进行。
在后者情况下(图15)，滤波分成低通滤波器50和51，第一低通滤波器50能有多个功能度，例如，直流偏置消除器的抗混叠滤波和阻塞/通路选择滤波。
另外，考虑到所披露的实施例全部，可数字编程的直流电压源46’可用来代替DAC46，如图15中所示。
还有，如图16中所示，抗混叠滤波器41可任选使用。抗混叠滤波器的带宽可变或能自适应。
还有，ADC42能以可变的或者固定的取样速率进行模数转换。
还有，取样速率转换电路45可任选使用，以便在直流偏置估计和跟踪部44与DAC46或可数字编程的直流电压源46’之间，调整数据速度。
还有，DAC46既可以连续取样，也可以取样并保持。
所披露的技术有精确和快速的响应，这是由于使用前馈结构的缘故。对基带放大器7和ADCs9的要求更为宽松，因为直流偏置噪声不经过模拟基带部分。对于那些频谱失真是问题的无线标准来说，利用适当的配置，可防止频谱失真。这种方法的复杂程度是很低的，在制造全集成接收机前端方面，这是一个重要问题。
前馈结构有比反馈环路更快速的响应时间。在基于反馈的方法中，微弱的希望信号和加强的直流偏置经过整个模拟基带部分，它使基带放大器和ADC两者都饱和。此后，直流偏置消除电路30根据信号加直流偏置样本，估计偏置噪声(例如通过平均)。在获得直流偏置的估计后，它被反馈到混频器输出端，被从信号中减去。所有这些处理过程与披露的前馈技术相比是缓慢的低效的。
一般地，由于强的偏置噪声，以及饱和的模拟基带和ADC，基于反馈的方法中的初始估计是较差的，在初始估计以后，当跟踪偏置值时，要花很长时间去捕获。跟踪困难，反馈环路也可能对直流偏置失锁。
前馈结构设有这些问题。在前馈结构中，被取样的信号包含着强的直流分量和弱的交流信号，所以在直流偏置跟踪单元40中，用低分辨力的ADC42就足够了，甚至还是一种较好的选择，因为在直流偏置跟踪单元40中，不需要解析交流分量。再有，因为与接收的信号相比，一般的直流偏置变化很缓慢，所以在直流偏置跟踪单元40中，用低取样速率的ADC 42就能提供满意的结果。最好，尽可能地将直流偏置过滤掉。
由于在模拟基带部分的前面消除了偏置噪声，所以只有所希望的信号和可忽略的偏置噪声从基带部分和ADC通过。因此，对基带放大器7和ADC9的要求不像在基于反馈的方法中那样严格，特别是能使用较低分辨力的ADC9。这对宽带CDMA系统来说，是很有生命力的论点，由于信号是宽带的，所以高取样速率的ADC9应该用于取样所希望的信号(例如芯片速度是低取样速率的两倍)。在取样速率和分辨力之间常常要折衷选择，所以在高取样速率和高分辨力的ADC之间折衷考虑可减至最少。因此，使用低分辨力的ADCs9是很容易的，并且更为便宜。
本发明的原理可与各种无线标准，例如GSM，PDC，3G/WCDMA和4G配合使用，特别是适合多方式/多标准解决方法。
可以预料，在不偏离由随后权利要求所定义的本发明的精神和范围情况下，对本发明的实施例和实现过程的许多修改是可行的。

Claims (48)

1.一种利用前馈直流偏置消除的直接转换接收机，包括：
直流偏置跟踪装置，用于借助线性数字滤波器对被取样的下变频信号中的直流偏置进行估计和跟踪，并根据下变频信号中的直流偏置输出直流偏置信号，其中，被取样的下变频信号由取样下变频信号产生；
减法装置，用于从下变频信号中减去直流偏置信号；
模拟基带处理装置，用于调整减法装置输出信号的增益。
2.根据权利要求1所述的直接转换接收机，其特征在于还包括：
混频器，用于将接收到的RF信号下变频为零中频，以产生下变频信号；
模数转换器，用于将下变频信号转换为数字信号，其中，所述下变频信号是在直流偏置被所述减法装置减去并且增益被所述模拟基带处理装置调整之后被接收的；
低通滤波器，用于在所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波；
数字基带接收机，用于处理所述数字信号。
3.根据权利要求1或2所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
模拟—数字电路，包括对下变频信号取样的模数转换器；
数字—模拟电路，包括数模转换器和可数字编程的直流电压源两者之一，其用于输出直流偏置信号，
其中，线性数字滤波器被连接在所述模拟—数字电路和所述数字—模拟电路之间。
4.根据权利要求3所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
取样速率转换器，其被连接在所述线性数字滤波器和所述数字—模拟电路之间。
5.根据权利要求3所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
抗混叠滤波器，用于在所述直流偏置跟踪装置的所述模拟—数字电路之前对下变频信号滤波。
6.根据权利要求2所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
另一低通滤波器，用于在被所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波，
其中，所述低通滤波器和所述另一低通滤波器被设置在所述减法装置之前和之后两处。
7.根据权利要求1所述的直接转换接收机，其特征在于，所述线性数字滤波器是N阶数字滤波器，具有传递函数： y [ n ] - Σ l = 1 N a 1 y [ n - 1 ] = Σ l = 0 N b 1 x [ n - l ] H ( z ) = Σ l = 0 N b 1 z - 1 1 - Σ l = 1 N a 1 z - 1 并且，系数aN和bN中的至少一个不等于零。
8.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于a1和b1中的至少一个自适应地调整。
9.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于a1和b1中两者可自适应地调整。
10.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于，a1和b1两者是固定的。
11.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于，所述线性数字滤波器是无限脉冲响应滤波器，a1中的至少一个不等于零，1＝1至N。
12.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于，所述线性数字滤波器是有限脉冲响应滤波器，其中，a1＝0，1＝1至N。
13.根据权利要求7所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
混频器，用于将接收到的RF信号下变频为零中频，以产生下变频信号；
模数转换器，用于将下变频信号转换为数字信号，其中，所述下变频信号是在直流偏置被所述减法装置减去，并且增益被所述模拟基带处理装置调整之后被接收的；
低通滤波器，用于在被所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波；
数字基带接收机，用于处理所述数字信号。
14.根据权利要求7或13所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
模拟—数字电路，包括对下变频信号取样的模数转换器；
数字一模拟电路，包括数模转换器和可数字编程的直流电压源两者之一，其用于输出直流偏置信号，
其中，所述线性数字滤波器被连接在所述模拟—数字电路和所述数字—模拟电路之间。
15.根据权利要求14所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
取样速率转换器，其被连接在所述线性数字滤波器和所述数字—模拟电路之间。
16.根据权利要求14所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
抗混叠滤波器，用于在所述直流偏置跟踪装置的所述模拟—数字电路之前对下变频信号滤波。
17.根据权利要求13所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
另一低通滤波器，用于在被所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波，
其中，所述低通滤波器和所述另一低通滤波器被设置在所述减法装置之前和之后两处。
18.根据权利要求1所述的直接转换接收机，其特征在于，所述线性数字滤波器是一阶数字滤波器，具有传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1其中，k是一阶递归滤波器的环路增益。
19.根据权利要求18所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
混频器，用于将接收到的RF信号下变频为零中频，以产生下变频信号；
模数转换器，用于将下变频信号转换为数字信号，其中，所述下变频信号是在直流偏置被所述减法装置减去，并且增益被所述模拟基带处理装置调整之后被接收的；
低通滤波器，用于在被所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波；
数字基带接收机，用于处理所述数字信号。
20.根据权利要求18或19所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
模拟—数字电路，包括对下变频信号取样的模数转换器；
数字—模拟电路，包括数模转换器和可数字编程的直流电压源两者之一，其用于输出直流偏置信号，
其中，所述一阶递归滤波器被连接在所述模拟—数字电路和所述数字—模拟电路之间。
21.根据权利要求20所述的直接转换接收机，其特征在于，所述直流偏置跟踪装置进一步包括：
取样速率转换器，其被连接在所述一阶递归滤波器和所述数字—模拟电路之间。
22.根据权利要求20所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
抗混叠滤波器，用于在所述直流偏置跟踪装置的所述模拟—数字电路之前对下变频信号滤波。
23.根据权利要求19所述的直接转换接收机，其特征在于进一步包括：
另一低通滤波器，用于在被所述混频器输出之后但在被所述模数转换器转换之前对下变频信号滤波，
其中，所述低通滤波器和所述另一低通滤波器被设置在所述减法装置之前和之后两处。
24.一种从电路信号中消除直流偏置的前馈方法，包括步骤：
对信号监控；
施加一个线性滤波函数，检测被监控的信号中的直流偏置；
从电路中的一个点上的信号中减去检测到的直流偏置，在所述这个点之后信号被监控。
25.根据权利要求24所述的前馈方法，其特征在于，所述线性滤波函数是N阶函数，具有传递函数： y [ n ] - Σ l = 1 N a 1 y [ n - 1 ] = Σ l = 0 N b 1 x [ n - l ] H ( z ) = Σ l = 0 N b 1 z - 1 1 - Σ l = 1 N a 1 z - 1 并且，系数aN和bN中的至少一个不等于零。
26.根据权利要求25所述的前馈方法，其特征在于a1和b1中的至少一个自适应地调整。
27.根据权利要求26所述的前馈方法，其特征在于a1和b1中两者可自适应地调整。
28.根据权利要求25所述的前馈方法，其特征在于，a1和b1两者是固定的。
29.根据权利要求25所述的前馈方法，其特征在于，所述线性数字滤波器是无限脉冲响应滤波器，a1中的至少一个不等于零，l＝1至N。
30.根据权利要求25所述的前馈方法，其特征在于，所述线性数字滤波器是有限脉冲响应滤波器，其中，a1＝0，1＝1至N。
31.根据权利要求24所述的前馈方法，其特征在于，所述线性滤波函数是一阶递归滤波函数，具有传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1其中，k是一阶递归滤波器的环路增益。
32.一种用于直接转换接收机的接收方法，包括步骤：
a)接收RF信号；
b)通过使RF信号与来自本机振荡器的信号的混合，将RF信号下变频为零中频；
c)在下变频信号中消除直流偏置，包括步骤：
c.1)对下变频信号进行监控，
c.2)通过施加一个线性滤波函数，检测被监控的信号中的直流偏置，
c.3)从直接转换接收机中的一个点上减去被检测到的直流偏置，在所述这个点之后信号被监控；
d)在直流偏置消除之后，调整下变频信号的增益；
e)将增益调整后的信号从模拟转换为数字；
f)在步骤b)和步骤e)之间，对下变频信号进行低通滤波；
g)处理数字化转换后的信号。
33.根据权利要求32所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2)进一步包括步骤：
c.2.1)在施加所述线性滤波函数之前，将被监控的信号从模拟转换为数字；
c.2.2)将从所述线性滤波函数所得结果，从数字转换为模拟，
其中，所述线性滤波函数以数字形式被施加。
34.根据权利要求33所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2.2)包括调整数字取样速率的步骤。
35.根据权利要求33所述的接收方法，其特征在于进一步包括步骤：
在步骤c.2.1)之前，在下变频信号上施加一个抗混叠滤波函数。
36.根据权利要求32所述的接收方法，其特征在于，所述线性滤波函数是N阶函数，具有传递函数： y [ n ] - Σ l = 1 N a 1 y [ n - 1 ] = Σ l = 0 N b 1 x [ n - l ] H ( z ) = Σ l = 0 N b 1 z - 1 1 - Σ l = 1 N a 1 z - 1 并且，系数aN和bN中的至少一个不等于零。
37.根据权利要求36所述的接收方法，其特征在于a1和b1中的至少一个自适应地调整。
38.根据权利要求37所述的接收方法，其特征在于a1和b1中两者可自适应地调整。
39.根据权利要求36所述的接收方法，其特征在于，a1和b1两者是固定的。
40.根据权利要求36所述的接收方法，其特征在于，所述线性数字滤波器是无限脉冲响应滤波器，a1中的至少一个不等于零，l＝1至N。
41.根据权利要求36所述的接收方法，其特征在于，所述线性数字滤波器是有限脉冲响应滤波器，其中，a1＝0，1＝1至N。
42.根据权利要求36所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2)进一步包括步骤：
c.2.1)在施加所述线性滤波函数之前，将被监控的信号从模拟转换为数字；
c.2.2)将从所述线性滤波函数所得结果，从数字转换为模拟，
其中，所述线性滤波函数以数字形式被施加。
43.根据权利要求42所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2.2)包括调整数字取样速率的步骤。
44.根据权利要求42所述的接收方法，进一步包括步骤：
在步骤c.2.1)之前，在下变频信号上施加一个抗混叠滤波函数。
45.根据权利要求32所述的前馈方法，其特征在于，所述线性滤波函数是一阶递归滤波函数，具有传递函数：
y[n]＝x[n]+ky[n-1]
y[n]-ky[n-1]＝x[n]
H(z)＝Y(z)/X(z)＝1/1-kz-1其中，k是一阶递归滤波器的环路增益。
46.根据权利要求45所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2)进一步包括步骤：
c.2.1)在施加所述线性滤波函数之前，将被监控的信号从模拟转换为数字；
c.2.2)将从所述线性滤波函数所得结果，从数字转换为模拟，
其中，所述线性滤波函数以数字形式被施加。
47.根据权利要求46所述的接收方法，其特征在于，步骤c.2.2)包括调整数字取样速率的步骤。
48.根据权利要求46所述的接收方法，进一步包括步骤：
在步骤c.2.1)之前，在下变频信号上施加一个抗混叠滤波函数。
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