CN1433631A

CN1433631A - 用于atsc－hdtv格子解码器中ntsc干扰抑制的截短量度

Info

Publication number: CN1433631A
Application number: CN00818751A
Authority: CN
Inventors: 伊沃内特·马克曼; 金宰亨; 瓦苏德万·帕塞萨拉锡
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS; International Digital Madison Patent Holding SAS
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-18
Publication date: 2003-07-30
Anticipated expiration: 2020-12-18
Also published as: MXPA02006113A; WO2001047253A1; CA2394280C; JP4886142B2; CN1231046C; AU2269401A; JP2003518834A; US6449002B1; CA2394280A1; KR100782088B1; KR20020065585A

Abstract

在用于接收包含数字数据的信号的系统中，解调接收信号，生成解调信号，其中，数字数据以格式化成若干组连续场的多级码元的形式代表HDTV图像信息，每个场包括一个场段、数个数据段、和相关的同步成分。梳状滤波解调信号，抑制NTSC同信道干扰，生成滤波信号。采用应用截短非欧几里得量度的格子解码器格子解码滤波信号。

Description

用于ATSC-HDTV格子解码器中NTSC干扰抑制的截短量度

发明背景

发明领域

本发明涉及接收高清晰度电视(HDTV)信号，尤其涉及在HDTV信号已经被解调和梳状滤波，抑制了NTSC同信道干扰之后，应用格子解码器解码接收的VSB(残留边带)调制HDTV信号。

背景技术描述

在数据传输系统中，诸如音频和视频电视(TV)数据之类的数据从发送器发送到数个接收器。在电视信号传输系统的领域中，传输的现行NTSC(国家电视系统委员会)标准正在被称为HDTV，或ATSC-HDTV标准(参阅美国高级电视系统委员会(ATSC)，ATSC数字电视标准，文件A/53，1995年9月16日)的更高质量系统所取代。这样的HDTV信号是美国大联盟提出的VSB调制类型的。

ATSC-HDTV标准需要8-VSB传输系统，8-VSB传输系统包括前向纠错(FEC)作为提高系统性能的手段。现在参照图1，图1显示了HDTV传输系统100的FEC方面的简化方块图。系统100在发送器方101包含里德-索洛蒙(Reed-Solomon)编码器103，后面接着字节交织器104和格子编码器105。在接收器方121，存在相应的格子解码器125、字节解交织器124、和里德-索洛蒙解码器123。

在这样的系统中，首先，格子编码器105根据诸如卷积码、或格子码之类的给定码或编码方案编码数据信号。所应用的格子码是如ATSC数字电视标准所述的比率2/3TCM(格子编码调制)码。这个码是利用比率2，4态卷积编码器编码一个位，和加入FEC未编码位实现的，其中FEC未编码位是差分预编码的。然后，调制器106把由三个编码器输出位组成的每个组映射成8-VSB调制器码元，并且在给定通信信道和传输媒体150上发送它。例如，可以把调制编码HDTV信号当作地面RF(射频)信号通过无线电发送发送。发送的信号包含以格式化成若干组连续场的多级码元的形式代表HDTV图像和其它信息的数字数据，其中，每个场包括一个场段、数个数据段、和相关的同步成分。

HDTV接收器121接收发送的信号。解调器126用于解调信号，以便提供解调信号；和格子解码器125用于解码解调信号，以便获取原始数据。

由于在许多年里，NTSC和HDTV信号将共存于地面广播信道中，因此，接收器121抑制可能存在的NTSC同信道干扰是非常重要的。NTSC干扰的消除可以通过加入解调器中的、也称为梳状滤波器的NTSC带阻滤波器来实现。梳状滤波器通常是一条在NTSC载波上或附近为零的12-码元单抽头延迟线。

因此，当HDTV接收器检测到NTSC同信道干扰时，它滤波解调信号，以便在进行格子解码之前，消除掉要不然会增大的NTSC同信道干扰。在无NTSC干扰的情况下，为了避免不必要的滤波和这种滤波带来的负面效应，不应用梳状滤波器。

当没有检测到NTSC干扰时，用于AWGN(加性高斯白噪声)信道的最优格子解码器是具有欧几里得量度(Euclidean metric)的4态维特比(Viterbi)解码器。有关这方面的内容请参阅G.Ungerboeck撰写的“对多级/相位信道的信号编码(G.Ungerboeck，A Channel Coding with Multilevel/Phase Signals，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.IT-28，pp.55-67，Jan.1982)。因此，在进行解码时，格子解码器125通常应用在没有NTSC干扰时可以提供最优解码的欧几里得量度。但是，当存在NTSC干扰时，NTSC带阻(梳状)滤波器的使用引入了噪声的相关性(加性高斯有色噪声)，致使最优格子解码器变得异常复杂。因此，当没有NTSC同信道干扰时，通常使用最优格子解码器，并且，每当应用NTSC带阻滤波时，就使用部分响应格子解码器。有关这方面的内容请参阅，例如，美国专利第5,508,752号(Kim等人)(图3和6)；William W.Lin等人的“用于HDTV的格子解码器”(William W Lin et al.，A Trellis Decoder for HDTV，IEEETrans.Consumer Electronics，v.45，no.3(August 1999)，pp.571-576)(图2)；和Dae-il Oh等人的“用于数字HDTV大联盟系统的格子解码器块的VLSI结构(Dae-il Oh et al.，A VLSI Architecture of the Trellis Decoder Block for the DigitalHDTV Grand Alliance System，IEEE Trans.Consumer Electronics，v.45，no.3(August 1996)，pp.346-356)(图6)。

这样的系统在使用12个全同编码器(解码器)的格子编码(解码)中应用了12段内交织(解交织)。这使得格子解码器202在有NTSC干扰的情况下，作为8态(部分响应)格子解码器实现，和在无NTSC干扰情况下，作为4态(最优)格子解码器203实现。通过应用12编码器/解码器交织，格子解码器用于NTSC干扰情况的每一个全同解码器将梳状滤波器视为具有1码元延迟(而不是12)。这种结构的优点是，可以用8态维特比解码器实现最优格子解码器。有关这方面的内容请参阅美国高级电视系统委员会撰写的“ATSC数字电视标准使用指南”(United States Advanced Television Systems Committee，Guide tothe Use of the ATSC Digital Television Standard，Document A/54，October 4，1995)。

现在参照图2，图2显示了说明对于格子解码器125的12个顺序解码器的每一个，在含有和不含有NTSC干扰的情况下，图1所示的系统100的接收器121进行的HDTV格子解码的方块图。码元级信号数据是从解调器126(图1)接收的。在第一条(含有NTSC干扰)路径中，NTSC带阻(梳状)滤波器201滤波解调信号，和部分响应8态格子解码器202解码这个滤波解调信号。因为是梳状滤波，所以8态解码器202在它的输入端上接收部分响应信号加噪声。由于具有15个幅度级，因此，这个源自8-VSB码元的部分响应信号也被称为15-VSB。在第二条(不含NTSC干扰)路径中，不滤波解调信号，和通过最优4状格子解码器203解码这个解调信号。转换器204根据是否检测到NTSC干扰，选择适当的解码信号。

将会明白，取决于解调器126是否检测到NTSC干扰，可以只有单个格子解码器125用于实现8态格子解码器202和4态格子解码器203两者。或者，格子解码器125可以包括独立的解码器202和203，根据是否检测到NTSC干扰，选择它们中的一个。并且，梳状滤波器201可以包含在解调器126中。当解调器126检测到NTSC干扰时，它选择，或应用梳状滤波器201。因此，当解调器126检测到NTSC干扰时，它把梳状滤波的解调信号输出到解码器125，并且还向已经检测到NTSC干扰的解码器125发出指令，以便解码器125可以使用8态格子解码器202。相反，当解调器126没有检测到NTSC干扰时，它把未经梳状滤波的解调信号输出到解码器125，并且不向已经检测到NTSC干扰的解码器125发出指令，以便解码器125可以使用4态格子解码器203。这种功能显示在图2所示的处理流程中。

在现行的实施方式中，最优4态格子解码器203和部分响应8态格子解码器202两者都应用欧几里得量度，或它的某种变型。如上所述，在解码器204的无NTSC干扰情况中，这使格子解码器达到最优和使结果达到最优。但是，对于无NTSC干扰情况，具有欧几里得量度的8态格子解码器202的性能变差大约3.0到3.75dB。

附图简述

图1显示了HDTV传输系统的FEC方面的简化方块图；

图2是说明对于格子解码器的12个顺序解码器的每一个，在含有和不含有NTSC干扰的情况下，图1所示的系统的接收器进行的HDTV格子解码的方块图；

图3是更详细地说明基于本发明优选实施例的、图1所示的系统的接收器的方块图；

图4描绘了基于美国大联盟HDTV系统的、用于VSB调制信号的数据帧格式；

图5是说明图1所示的HDTV传输系统对NTSC干扰情况确定最优非欧几里得量度那一方面的简化方块图；

图6是画出位差错率(BER)随位能量-噪声密度比(E_b/N₀)而变化的曲线，以说明本发明的截短格子解码器量度的性能的图形；

图7是画出BER随E_b/N₀而变化的曲线，以说明本发明的绝对截短格子解码器量度的性能的图形；和

图8是画出BER随E_b/N₀而变化的曲线，以说明本发明的2的乘方系数和绝对2的乘方系数截短格子解码器量度的性能的图形。

优选实施例描述

本发明提供了供基于美国采用的ATSC地面广播标准的HDTV接收器的格子解码器使用的改进量度。尤其是，本发明规定了当梳状滤波器处理接收HDTV信号，以消除NTSC同信道干扰时截短非欧几里得格子解码器量度的使用。正如下面更详细描述的那样，这里提供的截短量度是在存在NTSC干扰和随之使用梳状滤波器的情况中，提供比欧几里得量度更好性能的次最优(带有任意性，优化到所需的程度)量度。业已证明，有关NTSC干扰情况的最优量度是复杂的非欧几里得量度，与滤波噪声样本的条件概率密度函数(PDF)的乘积有关。这里应用最优非欧几里得量度的截短形式，其中把最优非欧几里得量度的条件PDF截短成据此可以施加条件的有限的少数几个前样本m。截短非欧几里得量度是次最优的(取决于在实施时对增益和复杂性的折衷，带有任意性的优化)，但优于欧几里得量度，并且不同于欧几里得量度。ATSC-HDTV接收器和格子解码

现在参照图3，图3显示了更详细地说明根据本发明优选实施例的系统100的接收器121的方块图。利用HDTV接收器121，地面广播模拟输入HDTV信号由包括RF调谐电路的输入网络314和包括用于生成中频(IF)通带输出信号的双转换调谐器和适当自动增益控制(AGC)电路的IF处理器316来处理。接收信号是大联盟推荐的和适合于在美国使用的载波压缩8-VSB调制信号。这样的VSB信号由一维数据码元星座图来表示，在一维数据码元星座图中，只有一个轴包含接收器要还原的量化数据。为了使图面简洁起见，在图3中未示出用于计时所示功能块的信号。

在接收器上从以码元形式传输数字信息的调制信号中还原数据通常需要三种功能：有关码元同步的定时还原、载波还原(频率解调到基带)、和信道均衡。定时还原是使接收器时钟脉冲(时基)与发送器时钟脉冲同步的过程。这使接收信号在最佳时间点上得到采样，从而减小与接收码元值的有向判定处理相关的分片误差。载波还原是接收RF信号被降频转换到较低的中频通带(例如，近基带)之后，被频移到基带，以便使调制基带信息得以还原的过程。自适应信道均衡是补偿改变各种条件所致的后果和信号传输信道中的各种干扰的过程。这个过程通常应用用于消除由传输信道的频率随时间而变的特性引起的幅度和相位失真，从而使码元判定能力得到提高的滤波器。

正如始于1994年4月14日的大联盟HDTV系统技术规范所述，VSB传输系统传送具有如图4所示的预定数据帧格式的数据。现在参照图4，图4描绘了基于美国大联盟HDTV系统的、用于VSB调制信号的数据帧格式。在抑制载频下的小导频信号被加入发送信号中，以有助于在VSB接收器上实现载波锁定。如图4所示，每个数据帧包括两个场，每个场包括832个多级码元的313个段。每个场的第一段被称为场同步段，其余的312个段被称为数据段。数据段通常包含MPEG兼容数据分组(例如，国际标准化组织(ISO)ISO/IEC 11172运动图像专家组-1标准(MPEG-1)；或ISO/IEC13818(MPEG-2)标准)。每个数据段包括一个后面接着828个数据码元的4-码元段同步字符。在连续的场中，每个场段包括一个后面接着场同步成分的4-码元段同步字符，场同步成分包括一个预定511-码元伪随机数(PN)序列和3个预定63-码元PN序列，其中中间那一个是反向的。VSB模式控制信号(定义VSB码元星座图规模)接在最后一个63-码元PN序列后面，它的后面接着96个备用码元和12个从前一个场复制的码元。

再参照图3，来自IF单元316的通带IF输出信号被模拟-数字转换器(ADC)319转换成过采样数字码元数据流。从ADC 319输出的过采样数字数据流被所有数字解调器/载波还原网络322解调成基带。这是响应接收VSB数据流中的小参考导频载波，由所有数字锁相环(PLL)完成的。本领域的普通技术人员都将会明白，单元322生成输出的I-相解调码元数据流。

ADC 319利用21.52MHz采样时钟脉冲，即两倍于接收码元速率，过采样输入的10.76兆个码元/秒VSB码元数据流，从而提供每码元两个样本的21.52兆个样本/秒过采样数据流。这种每码元两个样本的基于样本的处理，而不是一个码元一个码元(每码元一个样本)的基于码元的处理的使用有利于诸如与，例如，DC补偿单元326和解调器126的NTSC干扰检测器相联系之类的后续信号处理功能的操作。

与ADC 319和解调器322相联系的是段同步和码元时钟脉冲还原网络324。网络324从随机数据中检测和分离每个数据帧的重复数据段同步成分。段同步用于再生适当定相的21.52MHz时钟脉冲，这个适当定相的21.52MHz时钟脉冲用于控制ADC 319的数据流码元采样。将会明白，网络324有利地使用了简略2-码元相关参考模式和相关的2-码元数据相关器来检测段同步。

DC补偿单元326利用自适应跟踪电路从解调VSB信号中消除相对应导频信号成分的DC偏移成分。单元28通过将每个接收数据段与存储在接收器的存储器中理想场参考信号相比较，检测数据场同步成分。除了场同步之外，场同步信号还提供了信道均衡器334的训练信号。

NTSC干扰检测和抑制由解调器126的单元201来完成。此后，信号由可以以盲组合、训练、和定向判定模式进行操作的信道均衡器自适应地均衡。均衡器334可以是大联盟HDTV系统技术规范中和W.Bretl等人在文章“大联盟数字电视接收器的AVSB调制解调器子系统设计”(W.Bretl et al.，AVSBModem Subsystem Design for Grand Alliance Digital Television Receivers，IEEETrans.Consumer Electronics，August 1995)中所述那种类型的。来自梳状滤波器201的输出数据流在到达均衡器334之前，被降频转换成1个样本/码元(10.76兆个码元/秒)数据流。这个降频转换可以由适用的下采样网络(为了使图形简洁起见，未示出)来完成。

均衡器334纠正信道失真，但是相位噪声随机地旋转码元星座图。相位跟踪网络336响应导频信号，从包括前面载波还原网络还没有消除的相位噪声的、来自均衡器334的输出信号中消除残余噪声和增益噪声。图3中格子解码器125之前的所有部件，即单元314、316、319、322、324、326、328、201、334、和336在图1中用解调器模块126表示。

然后，解调器126的相位跟踪网络336输出的相位纠正信号由单元125进行格子解码，由单元124进行解交织，由单元123进行里德-索洛蒙纠错，和由单元127进行解扰(解随机化)。此后，解码数据流由单元350进行音频、视频、和显示处理。

调谐器314、IF处理器316、场同步检测器328、均衡器334、PLL 336、格子解码器125、解交织器124、里德-索洛蒙解码器123、和解扰器127可以应用在始于1994年4月4日的大联盟HDTV系统技术规范中和在Bretl等人如上所述的文章中所述那种类型的电路。适合于完成单元319和350的功能的电路是众所周知的。

单元322中的解调由整个数字自动相位控制(APC)环路来完成，以便实现载波还原。PLL把导频成分用作初始获取和用于相位获取的一般相位检测器的参考。导频信号嵌在接收数据流中，接收数据流包含呈现随机、似噪声模式的数据。解调器APC环路对随机数据基本上不作滤波处理。到ADC 319的10.76兆个码元/秒输入信号是VSB频谱的中心在5.38MHz上和导频成分在2.69MHz上的近基带信号。输入数据流有利地被ADC 319以21.52MHz两倍过采样。在来自单元322的解调数据流中，导频成分已经被向下频移到DC。

在一个实施例中，解调器126利用数字解调单元322进行解调，并且，当它检测到NTSC同信道干扰时，就启动梳状滤波器201进行NTSC同信道干扰抑制；否则的话，梳状滤波器就不起作用和不滤波信号。正如上面参照图2所说明的那样，格子解码器单元125可以实现用在无NTSC干扰情况中的最优4态格子解码器203、和用在有NTSC干扰情况中的部分响应8态格子解码器202两者。正如下面要作更详细描述的那样，根据本发明，格子解码器125的最优格子解码器203应用欧几里得量度，而格子解码器125的部分响应格子解码器202则应用截短、非欧几里得的次最优量度。NTSC干扰情况的最优非欧几里得量度

本发明规定了在这里称为截短量度的量度族，它比欧几里得量度更适用于NTSC干扰情况。通过根据本发明把部分响应格子解码器202构造成应用截短量度，使得越复杂性能就越好。如下所述，截短量度的两个相对简单实施例相对于欧几里得量度有可能获得1.0和1.5dB的增益，并且实现起来相对容易。

如上所述，在基于ATSC-HDTV标准的ATSC-HDTV格子解码器中，由于从如下的讨论中可以看出的、把NTSC带阻滤波器201应用于抑制检测的NTSC同信道干扰时引入的相关噪声，当存在NTSC干扰时，欧几里得量度不是最优的。

为了得出部分响应格子解码器的最优量度，首先分析部分响应信号是有益的。现在参照图5，图5显示了说明图1所示的HDTV传输系统对NTSC干扰情况确定最优非欧几里得量度方面的简化方块图。图5所示的是系统100的发送器101的格子编码器105、解调器126(图1和2)的梳状滤波器201、和在NTSC干扰情况下接收器121应用的解码器125(图1和2)的8态部分响应格子解码器202。在图5所示的图中，x是数据输入序列；z是编码器输出序列、发送序列、或码字；w是AWGN噪声序列；r是接收序列；y是带阻滤波器输出序列；和x^*是解码数据序列。对于每个样本i，如下关系成立：

r_i＝z_i-w_i

dz＝z_i-z_(i-1)

dw＝w_i-w_(i-1)

y_i＝r_i-r_(i-1)＝dz+dw (1)从方程(1)可以看出，格子解码器202在它的输入端上接收部分响应信号dz₁加噪声。由于具有15个可能幅度级，从8-VSB码元得出的这个部分响应信号也被称为15-VSB。

如方程(2)所示定义长度为n的dwⁿ随机序列的多维高斯概率密度函数(PDF)：

P_{dw} ({dw}^{n}) = p ({dw}_{1}) p ({dw}_{2} / {dw}_{1}) p ({dw}_{3} / {dw}_{2} {dw}_{1}) . . . p ({dw}_{n} / {dw}_{n - 1} . . . {dw}_{1})

= {1 / ({(2 π)}^{n / 2} {(\det [K_{dw}])}^{1 / 2})} EXP {- {[{dw}^{n}]}^{T} K_{dw}^{- 1} {dw}^{n} / 2} . . . (2)

此处，det[.]代表矩阵行列式，[.]^T代表转置矩阵，K^-1是K的逆矩阵，和K是长度为n的噪声序列dwⁿ的协方差矩阵。有关内容请参阅Henry Stark和JohnW.Woods著的概率、随机过程、和估计理论工程师用书第二版(Henry Stark &John W.Woods，Probability，Random Processes，and Estimation Theory forEngineers，2nd ed.)(Englewood Cliffs，N.J.：Prentice Hall，1994)。

通过把最大似然(ML)判定规则应用于方程(2)中的PDF，我们可以导出由下式给出的最优量度：

μ^{n} = {[y^{n} - {dz}^{n}]}^{T} K_{dw}^{- 1} [y^{n} - {dz}^{n}] . . . . . (3)

由于在NTSC干扰情况中梳状滤波器引入的噪声相关性，与无NTSC干扰的情况一样，随机高斯噪声序列的协方差矩阵不是单位矩阵的比例形式。有关内容请参阅上面引用的Stark和Woods的参考书。另外，逆协方差矩阵K^-1将是具有非零系数的nxn矩阵。因此，最优量度不是欧几里得量度，并且，复杂性随着序列长度n增加而增加。因此，NTSC干扰情况的最优量度可以是非常复杂的。NTSC干扰情况的截短(次最优)非欧几里得量度

在一个实施例中，格子解码器202在解码期间应用基于最优非欧几里得量度的截短、次最优量度，来取代方程(3)表示的最优非欧几里得量度。具体地说，把最优非欧几里得量度的条件PDF截短成据此可以施加条件的有限的少数几个前样本m，获得截短量度。当把噪声相关性截短成少数几个相邻噪声样本时，导出该组用于NTSC干扰情况的截短量度。举例来说，当m＝0时，对于i≠n的每个值，用p(dw_i)取代所有条件PDF；当m＝1时，对于i≠n的每个值，用p(dw_i/dw_i-1)取代它们；当m＝2时，对于i≠n的每个值，用p(dw_i/dw_i-1dw_i-2)取代它们，以此类推。

对于截短量度的一般值，m，截短量度由下列给出：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {(Σ_{j = 0}^{m} (1 - j / (m + 1)) d w_{i - j})}^{2} |_{dw = y - dz} . . . . . . . (4)

此处，n是序列长度；m是截短常数(m≠n)；y是接收部分响应码元加相关噪声；dz是部分响应码元；dw是相关噪声，和dw_-m+1＝...＝dw_-1＝dw₀/0。因此，本发明实施例的截短量度族由方程(4)给出。

方程(4)随n增加具有简单重复结构，并且当m6n时它接近最优量度。复杂性也随着m增加而增加：存储的量度项的个数和每个格子态加法器的个数都等于m。但是，对于长度为n的序列，每个状态硬算(brute-force)复杂性与n*m成比例，而不是与最优量度所需的n²成比例。因此，选择足够小的截短常数m对于实际实现是非常有吸引力的。将会明白，本发明的截短量度通过格子解码器202的实现类似于在前面HDTV格子解码器中应用的绝对欧几里得量度的实现，为了存储前面的量度项，需要作适当的调整。可替换截短量度

除了方程(4)的截短量度之外，在可替换的实施例中，还可以应用截短量度的变型，譬如，绝对截短量度、2的乘方系数量度、和绝对2的乘方系数量度。这些量度使实际实现起来更加容易，而仍然保持利用上面参照方程(4)所述的截短量度的实施例所得的相对增益。截短量度的这些变型描述如下。

绝对截短量度

尽管欧几里得量度含有平方项，但是，往往在实现维特比解码器时所作的一种近似是把要平方的项的绝对值定义为量度。这样就缩小了量度的大小，并且，以一些附加的损失为代价，省去了每个状态一个乘法器，或一个ROM的需要。在一个可替换实施例中，把类似的绝对值技术应用于方程(4)的截短量度，得出在这里被称为绝对截短量度的截短量度，其中，方程(4)变成：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} | Σ_{j = 0}^{m} (1 - j / (m + 1)) {dw}_{i - j} | |_{dw = y - dz} . . . . . (5)

方程(5)的一种更实用形式是省去对分数系数的需要，把它转换成整数。虽然性能不会受损失，但需要更多的位，可以把绝对截短量度写成：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {| Σ_{j = 0}^{m} (m + 1 - j) {dw}_{i - j} | |}_{dw = y - dz} . . . . . (6)

2的乘方系数量度

方程(4)的截短量度，或对于m＞1的绝对截短量度的一个缺点是需要不是2的乘方的分数系数，或者，如方程(6)那样，每个量度项需要更多的位数，以便省去分数系数。因此，在另一个可替换实施例中，应用分数系数只是2的乘方的截短量度变型，这可以通过移位寄存器容易地得以实现。因此，在一个实施例中，可以应用如下2的乘方系数量度：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {(Σ_{j = 0}^{m} {(1 / 2)}^{j} d w_{i - j})}^{2} |_{dw = y - dz} . . . . (7)

或它的等效绝对量度：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {| Σ_{j = 0}^{m} {{(1 / 2)}^{j} dw}_{i - j} | |}_{dw = y - dz} . . . . . (8)

在另一种可替换方案中，方程(4)中的截短量度系数用最接近的2的乘方值来代替，从而得出方程(4)的截短量度的如下2的乘方系数量度变型：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {(Σ_{j = 0}^{m} c_{j} d w_{i - j})}^{2} |_{dw = y - dz} . . . . (9)

或它的等效绝对量度：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {| Σ_{j = 0}^{m} {c_{j} dw}_{i - j} | |}_{dw = y - dz} . . . . . (10)

此处，c_j定义为：

c_j＝1/2^p，p∈Z，p≥0，0≤j≤m

1/2^(p+1)＜(1-j/(m+1))≤1/2^p和

|(1-j/(m+1))-1/2^p|＜|(1-j/(m+1))-1/2^(p+1)| (11)

2的乘方系数量度的其它可替换实施例也是可能的，其中系数的选择是可变的，但是仍然使用与2的乘方系数或其它一些容易实现的系数相同的原理。量度性能

截短量度

截短量度的性能通过通信系统的软件模拟来评估。对于E_b/N₀(位能量-噪声密度比)的不同值，可以获得BER(位差错率)随E_b/N₀而变化的曲线。讨论之中的噪声密度是AWGN噪声的噪声密度，而不是NTSC带阻滤波器201的输出端上相关噪声的噪声密度。这使得我们可以比较两种格子解码器，即4态(无NTSC干扰)格子解码器203和8态格子解码器202(有NTSC干扰)的性能。在无NTSC干扰情况下应用欧几里得量度的4态解码器203的性能被认为是基准或最优性能。

现在参照图6，图6显示了画出BER随E_b/N₀而变化的曲线，以说明本发明的截短格子解码器量度的性能的图形600。具体地说，图形600显示了与三种次最优量度(截短常数m＝0、1和2)相联系的、有关4态格子解码器203(曲线604)、和8态格子解码器202的BER随E_b/N₀(dB)而变化的曲线。因此，为8态格子解码器202显示的BER随E_b/N₀(dB)而变化的曲线是利用下列量度所致的性能：欧几里得量度(曲线601)、基于本发明的第一截短量度(曲线602)、和基于本发明的第二截短量度(曲线603)。这些曲线是利用量度的浮点运算、伪随机二进制输入数据、具有25个格子分支的路径量度存储的维特比解码、和每点至少1000个位差错获得的。

从图6画出的结果中可以对解码器性能得出如下结论：

(1)具有欧几里得量度(与0阶，或m＝0的截短量度相同)的8态格子解码器202(有NTSC干扰情况)相对于无NTSC干扰情况而言，在感兴趣的BER范围内，性能变差3.0到3.75dB。如上所述，这个变差主要由无NTSC干扰路径中，NTSC带阻滤波器201使AWGN噪声的方差加倍之后的相关噪声引起的。这导致了大约3.0dB的损失(参阅Oh等人的上述文章)。另外的损失来自现在噪声是相关的和欧几里得量度不利用这种相关性。

(2)具有1阶(m＝1)截短量度的8态格子解码器202使性能比欧几里得量度提高1.0dB。这表示对于相同的E_b/N₀，BER在幅度上提高多达1个量级。

(3)具有2阶(m＝2)截短量度的8态格子解码器202使性能比欧几里得量度提高1.5dB。这表示对于相同的E_b/N₀，BER在幅度上提高大于1个量级。

由于回报减少规律，我们预期，截短常数m的值越大，附加的增益就越小。因此，在一个实施例中，为了在增益与复杂性之间取得好的折衷，对于截短量度的实际实施而言，m＝1和2的值是优选的。但是，随着IC(集成电路)设计技术的进步的硅成本的降低，更大的m值相对来说也变得易于实现，因此，也许是优选的。绝对截短量度

现在参照图7，图7显示了画出BER随E_b/N₀而变化的曲线，以说明本发明的绝对截短格子解码器量度在截短常数m＝1和2(分别是曲线701和702)的情况下，与4态绝对欧几里得量度格子解码器(无NTSC干扰，曲线704)和8态绝对欧几里得量度格子解码器(有NTSC干扰，曲线701)两者相比较的性能的图形700。这些曲线显示，与8态绝对欧几里得量度格子解码器相比，分别获得1.0dB和1.5dB的增益，这表示当实现量度的绝对值形式时，保持相对增益不变。

2的乘方系数量度

现在参照图8，图8显示了画出BER随E_b/N₀而变化的曲线，以说明本发明的2的乘方系数(曲线803)和绝对值2的乘方系数(曲线801)格子解码器量度在截短常数m＝2的情况下，与2阶的8态截短量度(曲线804)和2阶的8态绝对截短量度(曲线802)两者相比较的性能的图形800。这些曲线表示，2的乘方系数和绝对2的乘方系数量度基本上具有与相应的2阶截短量度相同的性能。

因此，在ATSC-HDTV格子解码器的NTSC同信道干扰情况中，本发明的截短量度族提供了比欧几里得量度更好的性能。截短量度使增益随着复杂程度增加而增加。尤其是，截短量度的两种最简单实施方式相对于欧几里得量度有可能获得1.0dB和1.5dB的增益。这是相当可观的增益，它表示在格子解码器的输出端上，在位差错率测量方面，幅度提高大于1个量级。以复杂程度增加为代价，量度值越高，获得的增益就越大。

在除了ATSC-HDTV系统之外的其它系统中，例如，在格子编码数字数据信号需要被解调，和为了某种目的需要被滤波的任何系统中，其中，如果不滤波的话，通过应用欧几里得量度的格子解码器解码信号是最优的，但是，滤波器的使用把解调信号中的白噪声转换成相关噪声，致使利用欧几里得量度格子解码滤波信号不再是最优的，在这种情况下，应用本发明的截短量度格子解码是有利的。在这样的系统中，确定复杂的非欧几里得最优量度，当格子解码滤波信号时，应用这个非欧几里得量度的截短形式。

不言而喻，本领域的普通技术人员可以对上面为了说明本发明的性质而描述和图示的那些部分的细节、器材、和布置作各种各样的改变，这不偏离所附权利要求书所述的本发明的原理和范围。

Claims

1.在用于接收包含数字数据的信号的系统中，一种信号处理方法，其中，数字数据以格式化成若干组连续场的多级码元的形式代表高清晰度电视(HDTV)格式信息，每个场包括一个场段、数个数据段、和相关的同步成分，所述信号处理方法包括下列步骤：

(a)解调接收信号，生成解调信号；

(b)滤波解调信号，抑制NTSC同信道干扰，生成滤波信号；和

(c)采用应用截短非欧几里得量度的格子解码器格子解码滤波信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，接收信号是残留边带(VSB)调制信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，滤波步骤包括梳状滤波解调信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中：

步骤(a)包括利用解调器解调接收信号的步骤；

步骤(b)包括下列步骤：

(1)利用解调器检测NTSC同信道干扰；和

(2)只有当解调器检测到NTSC同信道干扰时，才利用解调器

的梳状滤波器滤波解调信号；和

步骤(c)包括下列步骤：如果解调器检测到NTSC同信道干扰，采用应用

截短非欧几里得量度的部分响应格子解码器格子解码滤波信

号，否则的话，采用应用欧几里得量度的最优格子解码器格子

解码解调信号。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，部分响应格子解码器是8态部分响应格子解码器，和最优格子解码器是4态最优格子解码器。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，部分响应格子解码器和最优格子解码器是通过含有用于进行12解码器交织的12个全同解码器的格子解码器实现的。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，当存在NTSC干扰和步骤(b)的滤波时，格子解码器要使用的最优量度是与滤波噪声样本的条件概率密度函数的乘积相联系的最优非欧几里得量度，其中，截短量度是把最优非欧几里得量度的条件PDF截短成据此该条件适用的有限的少数几个前样本m的、最优非欧几里得量度的截短形式。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，对于截短量度的一般值，m，截短量度由下式给出：

μ^{n} = Σ_{i = 1}^{n} μ_{i} = Σ_{i = 1}^{n} {(Σ_{j = 0}^{m} (1 - j / (m + 1)) d w_{i - j})}^{2} |_{dw = y - dz}

此处，n是序列长度；m是截短常数(m≠n)；y是接收部分响应码元加相关噪声；dz是部分响应码元；dw是相关噪声，和dw_-m+1＝...＝dw_-1＝dw₀/0。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，m＝1。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，m＝2。

11.根据权利要求1所述的方法，其中，截短量度是绝对截短量度。

12.根据权利要求1所述的方法，其中，截短量度是2的乘方系数量度。

13.根据权利要求1所述的方法，其中，2的乘方系数量度是绝对2的乘方系数量度。

14.在用于接收包含数字数据的格子编码信号的系统中，一种信号处理方法，所述信号处理方法包括下列步骤：

(a)解调接收信号，生成含有白噪声的解调信号，其中，含有白噪声的的解调信号可以通过格子解码应用欧几里得量度的信号最优地得到格子解码；

(b)滤波解调信号，生成滤波信号，其中，滤波把信号的白噪声转换成相关噪声；和